JP4199177B2 - 周波数選択回路および復調回路 - Google Patents

Description

本発明は、負性抵抗回路を備えた周波数選択回路および復調回路に関する。

近年、携帯電話をはじめとする移動体通信機の市場が拡大するとともに、そのサービスは高機能化している。また、ワイヤレスでコンピュータ間のデータを高速に転送する無線ＬＡＮシステムが今後急速に普及することが予想されている。この種の通信システムでは、デジタル信号をGHz帯の高い搬送波を利用して変調するのが一般的である。

高周波通信システムに用いられるデジタル変調方式としては、振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などがあげられるが、なかでも搬送波の位相により変調するＰＳＫ方式が一般的に多く用いられている。

最も基本的な２−ＰＳＫ（ＢＰＳＫ： Binary Phase Shift Keying)方式の場合、搬送波が、デジタル情報の“０”あるいは“１”に対応して、位相が０あるいはπとなるように変調される。

このように、位相変調された信号を復調するための受信機のアーキテクチャとしては、主にヘテロダイン方式と、ダイレクトコンバージョン方式の二種類の方式が用いられている。いずれのアーキテクチャにおいても、高周波帯においては、ある特定の周波数帯域を通すことができる帯域選択フィルタ(バンドパスフィルタ)が用いられている（特許文献１参照）。

ここで、帯域とは、ある通信規格で利用者に割り当てられた周波数帯域を指す。その帯域中には、一人当たりの利用者に割り当てられた複数のより狭いチャネル帯域が存在する。特定の帯域選択をした後、ダウンコンバージョンミキサによって、中間周波帯あるいはベースバンドに周波数変換された後、チャネル選択フィルタを通した後にＡ／Ｄ変換してデジタル信号処理を施すか、あるいはＡ／Ｄ変換した後にデジタルフィルタを通すことにより、一人あたりの利用者に割り当てられたチャネル帯域に含まれるデジタル信号のみを取り出すのが一般的である。
特開平11-312925号公報

このような二段階に分けて周波数を取り出す従来の受信方式では、帯域選択フィルタ、チャネル選択フィルタおよびダウンコンバージョンミキサなどの高周波のアナログ信号を処理するための回路や、アナログ信号をデジタル信号に変換するための高精度のＡ／Ｄ変換器などが必要であり、回路構成（アーキテクチャ）が複雑となっていた。このように、複雑な回路構成が必要な理由は、搬送波として用いられるGHz帯の高い周波数において、狭いチャネル帯域のみを選択的に取りだして、直接デジタル信号に復調できるような回路を実現できなかったためである。

本発明は、簡易な回路構成で信号選択性に優れた周波数選択回路および復調回路を提供するものである。

本発明の一態様によれば、所定周波数の搬送波信号で変調された信号を含む高周波信号を、前記搬送波信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング回路と、前記サンプリング回路の出力振幅が所定の基準振幅を超えたか否かで２値の復調信号を生成する比較器と、を備え、前記サンプリング回路は、共振器と、前記共振器に接続される負性抵抗回路と、前記共振器が所定の周波数で共振するように前記負性抵抗回路の負性抵抗値を制御する制御回路と、を有する。

また、本発明の一態様によれば、所定周波数の搬送波信号で変調された信号を含む高周波信号が入力される共振器と、前記共振器に接続される負性抵抗回路と、前記共振器において発生する損失を補うように、前記負性抵抗回路の負性抵抗値を制御する制御回路と、前記負性抵抗回路の出力信号を、前記搬送波信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング回路と、前記サンプリング回路の出力信号に対して時間微分を行う微分回路と、前記微分回路の出力信号に含まれる所定周波数成分を抽出する濾過回路と、を備える。

本発明によれば、簡易な回路構成で信号選択性に優れた周波数選択回路および復調回路を実現できる。

以下、図面を参照しながら本発明の一実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る復調回路の概略構成を示すブロック図である。図１の復調回路は、例えば２値直交位相シフトキーイング（BPSK：Binary Phase Shift Keying）により変調されたデジタルデータを復調するために用いられる。

図１の復調回路は、所定周波数の搬送波信号で変調された信号を含む高周波信号を搬送波信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング回路１と、サンプリング回路１の出力振幅が所定の基準振幅を超えたか否かで２値の復調信号を生成する比較器２と、を備えている。

図２は図１の復調回路の具体的構成の一例を示す回路図である。サンプリング回路１は、互いに接続された共振器３および負性抵抗回路４と、負性抵抗回路４の負性抵抗値を制御する制御回路５と、複数のスイッチSW1〜SW5と、差動増幅器６と、キャパシタＣ１とを有する。

共振器３は、インダクタとキャパシタからなるLC共振器でもよいし、薄膜圧電共振器FBAR（Film Bulk Acoustic Resonator）や表面弾性波（SAW）共振器などの圧電共振を用いた共振器でもよい。以下では、LC並列共振器３を用いる例を説明する。比較器２は量子化器が用いられる。量子化器は、入力信号の振幅が正か負かにより「１」または「０」を出力する。

負性抵抗回路４は、ゲート接地増幅器７と、このゲート接地増幅器７の後段に接続されるソースフォロワ回路８と、このソースフォロワ回路８の出力をゲート接地増幅器７に帰還するキャパシタＣ２とを有する。ゲート接地増幅器７は、電源電圧ＶDDと接地電圧間に縦続接続されるCMOSトランジスタＱ１，Ｑ２および電流源９とを有する。トランジスタＱ１のゲート端子には電源電圧ＶDDが印加され、トランジスタＱ２のゲートにはバイアス電圧Ｖbが印加されている。ソースフォロワ回路８はトランジスタＱ１，Ｑ２の接続経路に接続されている。共振器３と負性抵抗回路４の間にはキャパシタＣ３が接続されている。

ソースフォロワ回路８は、電源電圧ＶDDと接地電圧との間に縦続接続されるCMOSトランジスタＱ３と電流源１０とを有する。キャパシタＣ２はトランジスタＱ２，Ｑ３のソース間に接続されている。

スイッチSW1は、高周波信号の入力端子Ｖinと共振器３の入力端子との間に接続されている。スイッチSW2は、接地端子と共振器３の入力端子との間に接続されている。スイッチSW3は、接地端子と共振器３の出力端子との間に接続されている。スイッチSW4は、共振器３の出力端子と差動増幅器６の反転入力端子との間に接続されている。差動増幅器６の非反転入力端子は接地されている。差動増幅器６の反転入力端子と出力端子との間には、スイッチSW5とキャパシタC1が並列接続されている。

図２のスイッチSW1，SW3，SW5をオンして、スイッチSW2，SW4をオフし、各スイッチの抵抗を無視できるとすると、共振器３と負性抵抗回路４は、図３のような等価回路で表される。

図３に示すように、共振器３は、並列接続されたキャパシタＣ４とインダクタＬ１で表される。このキャパシタＣ４は、p-n接合、MOSキャパシタあるいはMEMS素子による可変容量素子（可変リアクタンス素子）であるのが望ましい。

負性抵抗回路４は、ゲート接地増幅器７で増幅した信号をソースフォロワ回路８に入力し、ソースフォロワ回路８の出力信号を、キャパシタを介してゲート接地増幅器７に帰還させることにより、負性抵抗を発生させる。共振器３と負性抵抗回路４とは、キャパシタを介して交流的に接続されている。

負性抵抗回路４は、その負性抵抗値を変更可能な機能を持つのが望ましい。例えば、図３の場合、制御回路５は電流源の電流値を制御することができる。これにより、負性抵抗回路４の負性抵抗値が可変制御される。

一般には、負性抵抗回路４の負性抵抗を変化させようとすると、負性抵抗の値と同時に、負性抵抗回路４がもつリアクタンス成分も変化してしまう。このリアクタンス成分の変化により、負性抵抗回路４に接続された共振回路に対して予め設定していた共振周波数も変化してしまう。したがって、制御回路５は、負性抵抗回路４の負性抵抗値と共振回路のリアクタンス値を同時に最適化する機能を持つのが望ましい。これにより、制御回路５は、共振器３において発生する損失を補償し、共振器３のＱが高くなるように制御を行う。

次に、負性抵抗回路４を共振器３に接続する効果について説明する。復調回路において特定の周波数を選択するためには、共振器３のＱは高いことが望ましい。しかしながら、実際の共振器３においては、キャパシタンス１１の誘電損失や、インダクタ１２の導体損失および渦電流損失のために、極めて低いＱしか得られない。ここでは、例えばＬＣ並列共振器３の共振周波数が2.000GHzであり、Ｑが100程度しかない場合について考える。

図４（ａ）はＬＣ並列共振器３に共振周波数と同じ2.000GHzの高周波信号を入力した場合のＬＣ並列共振器３の両端電圧の時間変化の一例を示す図である。図示のように、高周波信号の入力開始直後は、時間の経過とともに振幅は増大する。これは、共振器３に高周波入力信号のエネルギーが蓄積されるためである。しかしながら、ある一定時間(約80 nS)が経過すると振幅は一定値となる。この原因は、高周波信号の入力エネルギーと、共振器３の損失により失われるエネルギーがちょうど釣り合うためである。

一方、図４（ｂ）はＬＣ並列共振器３に共振周波数2.000GHzよりも５MHz高い周波数（2.005GHz）の高周波を入力した場合のＬＣ並列共振器３の両端電圧の時間的変化の一例を示す図である。ここでは、2.000GHzのチャネル信号に対して、2.005GHzの隣接チャネルの信号を想定している。

この場合、高周波信号の入力開始直後は、時間の経過とともに振幅は増大するが、ある一定時間（約80nS）が経過すると振幅は一定値となる。図中矢印で示した200nS経過後で比較すると、共振器３を用いているにも関わらず、所望のチャネル信号（2.000GHz）に対して、隣接チャネルの信号（2.005GHz）の信号は、わずかに２dB程度しか減衰していない。これは、チャネル周波数選択性としては、極めて不十分である。

一方、図４（ｃ）は、図３に示すようにＬＣ並列共振器３に負性抵抗回路４を接続し、共振周波数と同じ2.000GHzの高周波信号を入力した場合のＬＣ並列共振器３の両端電圧の時間変化の一例を示す図である。図示のように、高周波信号の入力開始直後から時間の経過とともに一定の割合で振幅は増大し続ける。これは、共振器３の損失のために失われる高周波入力信号のエネルギーとちょうど同じエネルギーが、負性抵抗回路４により補われるためである。このため実効的に極めてＱの高い共振器３を用いた場合と等価な結果が得られることがわかる。

一方、図４（ｄ）は、ＬＣ並列共振器３に負性抵抗回路４を接続し、共振周波数2.000GHzよりも５MHz高い周波数（2.005GHz）の高周波を入力した場合のＬＣ並列共振器３の両端電圧の時間的変化の一例を示す図である。ここでは、2.005GHzという周波数は、2.000GHzのチャネル信号に対して、５MHz離れた隣接チャネルの信号を想定している。

この場合、高周波信号の入力開始直後は、時間の経過とともに振幅は増大するが、ある一定時間(約１０0 nS)が経過すると一転して振幅は減衰し始め、200nS経過時点では、また振幅がほぼゼロの状態に戻っている。これは、共振器３の共振周波数（2.000GHz）と、励振周波数（2.005GHz）のわずかな周波数差（５MHz）により、信号波形にうなり（ビート）が生じたためである。

図中矢印で示した200nS経過後の時点で比較すると、ＬＣ並列共振器３と負性抵抗回路４を用いた場合、所望のチャネル信号（2.000GHz）に対して、隣接チャネルの信号（2.005GHz）の信号は、約４０dB減衰している。これは、チャネル周波数の選択性として十分である。

図５は、Ｑ＝１００のＬＣ並列共振器３のみを用いた場合と、ＬＣ並列共振器３に負性抵抗回路４を接続した場合について、高周波信号の入力を開始してから200nS経過時点における周波数選択比をプロットした図である。周波数選択比としては、2.000GHzの信号を入力した場合の振幅を基準として、これに対して、５MHzごとに異なる周波数で励振した場合の200nS経過後の振幅の比率から求めた。

図５から、ＬＣ並列共振器３のみの場合、隣接チャネルの選択比は、たかだか２−３dB程度しか得られないのに対し、ＬＣ並列共振器３に負性抵抗回路４を接続した場合には、４０dB以上の周波数選択比が得られることがわかる。

以上に述べたように、図２の復調回路は、Ｑの低いＬＣ並列共振器３を用いているにも関わらず、負性抵抗回路４を接続することにより、実効的に極めて高いＱをもつ共振器３を用いた場合と等価な周波数選択性が得られる。図２に示したスイッチSW1〜SW5を適当なタイミングでオン／オフすることにより、位相変調された高周波信号から、所望のチャネルのデジタル信号を取り出すことができる。ここで適当なタイミングとは、共振器３の共振周波数と隣接チャネル周波数の周波数差に起因するうなり（ビート）により、最大の選択比が得られるタイミングである。

このように、第１の実施形態では、共振器３に負性抵抗回路４を接続することにより、極めてＱの高い周波数選択性能を得ることができ、高周波信号に含まれる所望の周波数成分だけを高精度に抽出して復調処理を行うことができる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、２値直交位相シフトキーイングだけでなく、４値直交位相シフトキーイング（QPSK：Quadrature Phase Shift Keying）により変調されたデジタルデータを復調するためにも用いることができるものである。

第１の実施形態では、入力する信号に含まれる所望チャネルの周波数と隣接チャネルの周波数の差（例えば５MHz）に対して、最も高い選択性が得られる極めて狭いタイミング（例えば200nS）で読み出す必要があった。入力信号に対して時間的に厳密な同期が必要であるという意味で、第１の実施形態はある種のコヒーレントな受信方式であるということができる。これに対して、以下に説明する第２の実施形態は、連続的に入力信号を処理することが可能な、非コヒーレントな受信方式である。以下その構成と動作について詳細に説明する。

図６は本発明の第２の実施形態に係る復調装置の概略構成を示すブロック図である。図６の復調装置は、所定周波数の搬送波信号で変調された信号を含む高周波信号が入力される共振器３と、共振器３に接続される負性抵抗回路４と、共振器３が所定の周波数で共振するように負性抵抗回路４の負性抵抗値を制御する制御回路５と、負性抵抗回路４の出力信号を搬送波信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング回路１ａと、サンプリング回路１ａの出力信号に対して時間微分を行う微分回路２１と、微分回路２１の出力信号に含まれる低周波数成分のみを通過させるローパスフィルタ２２と、を備えている。

共振器３は、インダクタとキャパシタから構成されるＬＣ共振器でもよく、薄膜圧電共振器FBAR（Film Bulk Acoustic Resonator）や、あるいは表面弾性波（SAW）共振器３などの圧電共振を用いた共振器３でもよい。本実施形態では、共振器３としてＬＣ並列共振器３を用いた場合を例にとって説明する。

図７は図６の共振器３（ＬＣ並列共振器３）、負性抵抗回路４および制御回路５の詳細構成の一例を示す回路図である。図７では、図３と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。図７の回路は、ソースフォロワ回路８の出力（トランジスタと電流源の接続経路）に出力端子Ｖnを有する点で図３の回路と異なっている。

制御回路５は、負性抵抗回路４内の電流源を流れる電流値を制御し、これにより、負性抵抗回路４の負性抵抗値を制御する。また、制御回路５は、ＬＣ並列共振器３内の可変容量素子の容量値を制御することにより、共振周波数の調整を行う。

図８（ａ）はＬＣ並列共振器３に共振周波数と同じ2.000GHzの高周波信号を入力した場合のＬＣ並列共振器３の両端電圧の時間変化の一例を示す図である。図示のように、高周波信号の入力開始直後から時間の経過とともに一定の割合で振幅は増大し続ける。これは、共振器３の損失のために失われる高周波入力信号のエネルギーとちょうど同じエネルギーが、負性抵抗回路４により補われるためである。このため実効的に極めてＱの高い共振器３を用いた場合と等価な結果が得られている。

一方、図８（ｂ）は共振周波数2.000GHzよりも５MHz低い周波数（1.995GHz）の高周波信号を入力した場合、図８（ｃ）は５MHｚ高い周波数（2.005GHz）の高周波信号を入力した場合のＬＣ並列共振器３の両端電圧の時間的変化をそれぞれ示す図である。

図８（ｂ）および図８（ｃ）に示すように、高周波信号の入力開始直後は、時間の経過とともに振幅は増大するが、ある一定時間(約100nS)が経過すると一転して振幅は減衰し始め、200nS経過時点では、また振幅がほぼゼロの状態に戻っている。これは、共振器３の共振周波数（2.000GHz）と、励振周波数（1.995GHzあるいは2.005GHz）のわずかな周波数差（５MHz）により、信号波形にうなり（ビート）が生じたためである。

図６のサンプリング回路１ａには、図８（ａ）〜図８（ｃ）で表されるような信号が入力される。図９はサンプリング回路１ａの具体的構成の一例を示す回路図である。図９のサンプリング回路１ａは、Ｉ信号成分をサンプリングする第１サンプリング部２３と、Ｑ信号成分をサンプリングする第２サンプリング部２４と、制御部２５とを有する。第１サンプリング部２３と第２サンプリング部２４はいずれもスイッチトキャパシタで構成されている。

これらスイッチトキャパシタは同様に構成されており、キャパシタＣ５と、差動増幅器２６と、この差動増幅器２６の出力端子および反転入力端子の間に接続されるキャパシタＣ６と、入力端子とキャパシタＣ５の一端との間に接続されるスイッチSW11と、キャパシタＣ５の一端と接地端子との間に接続されるスイッチSW12と、キャパシタＣ５の他端と接地端子との間に接続されるスイッチSW13と、キャパシタＣ５の他端と差動増幅器２６の反転入力端子との間に接続されるスイッチSW14とを有する。以下では、第１サンプリング部２３をＩ系統、第２サンプリング部２４をＱ系統とも呼ぶ。

次に、図９のサンプリング回路１ａの動作を説明する。まず、制御回路５からの制御信号によって両スイッチトキャパシタのスイッチSW11をオンし、スイッチSW12をオフして、両スイッチトキャパシタをサンプリングモードにする。

図１０は図７の共振器３に入力される信号波形と負性抵抗回路４から出力される信号波形とを示す図である。より具体的には、共振器３の並列共振周波数と同じ周波数（例えば2.000GHz）で、位相が互いにπ／２ずつ異なる４種類の信号を図７の共振器３に入力した場合の負性抵抗回路４の出力波形を示している。

入力信号の周波数が、共振器３の共振周波数に一致しているため、入力信号によって共振器３が励振され、時間の経過とともに次第に振幅が増大するが、その位相は、入力電圧の波形と同様、やはりそれぞれπ／２ずつ異なる。

ある時刻（例えば１０nS）で、制御回路５からの制御信号によって、スイッチSW13をオフする。このとき、第１サンプリング部２３（Ｉ系統）と第２サンプリング部２４（Ｑ系統）では、スイッチSW13をオフするタイミングを搬送波（この場合2.000GHz）の位相にしてπ／２に相当する時間（この場合0.125nS）だけずらす。例えば、図９にＴoff＝Ｉで示したタイミングでＩ系統のスイッチSW13をオフし、Ｔoff＝Ｑで示したタイミングでＱ系統のスイッチSW13をオフする。これにより、キャパシタ４１と接地電位との間の接続は切り離される。

切り離された瞬間にキャパシタＣ５に蓄えられていた電荷は、逃げる場所を失い、ホールドされる。これにより、一定電荷量がキャパシタＣ５に保持される。図１０に示すように、入力信号の位相に対応して、キャパシタＣ５に凍結される電荷量の値が異なる。

図１０のＴoff−Ｉで示したタイミングでスイッチSW13をオフした場合、Ｉ系統のキャパシタＣ５には、位相０の入力信号に対しては正の電荷、位相πの入力信号に対しては負の電荷が残り、位相π／２と位相３π／２については電荷が残らない。一方、Ｔoff−Ｑで示したタイミングでスイッチSW13をオフした場合、Ｑ系統のキャパシタＣ５には、位相π／２の入力信号に対しては正の電荷、位相３π／２の入力信号に対しては負の電荷が残り、位相０と位相πについては電荷が残らない。

その後、制御回路５からの制御信号によって、スイッチSW11とスイッチSW14をオフにする。すると、キャパシタＣ５の両端がともに、特定の電位から切り離され、絶対電位は決まらないまま、フローティング状態で電荷のみ(電位差のみ)が残る。

さらに、制御回路５からの制御信号によって、スイッチSW12とスイッチSW14をオンにする。すると、Ｉ，Ｑ系統の両方において、サンプリング回路１ａは読み出しモードとなる。読み出しモードでは、キャパシタＣ５の左側の電極は、強制的に接地電位に落とされる。キャパシタＣ５の右側電位も、差動増幅器２６のフィードバックが正常に働いている限り、バーチャルグラウンド状態となり、接地電位に等しくなる。すなわち、キャパシタＣ５の両端の電位差は実質ゼロとなり、キャパシタＣ５には電荷が蓄えられていない状態となる。

一方、キャパシタＣ５の右側電極に蓄えられていた電荷は他に逃げ場所がないため、キャパシタＣ６に移動する。演算増幅器の出力には、キャパシタＣ６に蓄えられた電荷に比例した電圧が出力される。

サンプリング回路１ａは、上述した方法により、共振器３および負性抵抗回路４を通した高周波信号を、一定時間の間隔で、その振幅および位相に関する情報を離散的に検出することができる。すなわち、Ｉ系統とＱ系統でサンプリングされた電圧の値をそれぞれＶＩ、ＶＱとおくと、振幅Ａと位相φはそれぞれ（１）式および（２）式で求めることができる。

図１１は、1.995GHz、2.000GHz、2.005GHzの高周波信号を共振器３に入力し、負性抵抗回路４を経た信号を、サンプリング回路１ａを用いて、１０nSごとの時間間隔でサンプリングして得られた振幅Ａと位相φの時間的変化を示す図である。なおサンプリングの周期は、注目する信号の搬送波の周期（この場合０．５nS）の整数倍に設定すればよく、必ずしも１０nSである必要はない。

共振器３の並列共振周波数と等しい2.000GHzの信号を入力した場合、その振幅Aは、図８（ａ）に示したように、時間の経過とともに単調に増大する。これを反映して離散的にサンプリングされた振幅Aもまた、図１１に示すように、時間とともに単調に増大する。

位相φについては、サンプリングする時間によらずほぼ一定の値となっている。サンプリングにより求めた位相は、入力信号の位相情報を保持している。すなわち共振器３の共振周波数と入力信号の周波数が一致する場合、サンプリングされた信号の位相φは、入力信号の搬送波の位相と一致させることができる。

これに対し、共振周波数2.000GHzよりも５MHz低い周波数（1.995GHz）、あるいは５MHz高い周波数（2.005GHz）の高周波を入力した場合、ＬＣ並列共振器３の両端電圧振幅の時間的変化は、図８（ｂ）と図８（ｃ）に示したように、高周波信号の入力開始直後は、時間の経過とともに増大するが、ある一定時間(約100nS)が経過すると一転して減衰し始め、200nS経過時点では、また振幅がほぼゼロの状態に戻っている。これを反映して離散的にサンプリングされた信号の振幅Ａもまた、図１１に示すように、時間とともに一度増大した後に、減少する。

一方、離散的にサンプリングされた信号の位相φに関する時間的変化をみると、1.995GHzで励振した場合には、０から出発して、時間の経過とともに一定の速度で位相の遅れが生じる。これに対して、2.005GHzで励振した場合には、逆に時間の経過とともに一定の速度で位相の進みが生じる。そして、時間が200nSになると、πあるいは−πから一転して０に戻り、また最初から一定の速度で、位相が遅れ、あるいは進み始める。

図１２は、1.995GHz、2.000GHz、2.005GHzの信号を離散的にサンプリングして得られる電圧信号に対し、Ｉ系統のサンプリングで得られる出力電圧ＶＩをＸ軸に、Ｑ系統のサンプリングで得られる出力電圧ＶＱをＹ軸にプロットしたものである。この図は、サンプリングデータの、複素平面上での時間的変化を示す軌跡である。

共振器３の共振周波数と同じ2.000GHzの信号を入力した場合、複素平面上では、実数軸（Ｘ軸）の上を正の方向に一定の速度で増大しており、位相φがゼロのまま、振幅のみが一定の速度で増大していることを表している。入力信号の搬送波の位相がゼロであった場合には、このような結果が得られるが、入力信号の位相が、π／２、π、３π／２であった場合には、それぞれ虚数軸上を正方向に、実数軸上を負方向に、虚数軸上を負方向に、やはり位相を一定に保った状態で、一定速度で振幅の大きさのみが増大する。

共振器３の共振周波数と同じ2.000GHzの信号を入力した場合、離散的にサンプリングされた信号の複素平面上での時間的変化の様子は、以下の（３）式の関数で表すことができる。

Aおよびφは、サンプリングされた離散的電圧信号の振幅、および位相を表している。QPSK信号を例に取れば、φ=０、π／２、π、３π／２に相当する。もともとφは入力信号の搬送波の位相であったものが、サンプリングされた後の複素信号においても、そのまま同じ位相情報を保持している。一方振幅は、時間tに比例して増大する。

次に、共振周波数よりも５MHz低い1.995GHzの信号を入力した場合、図１２に示した複素平面上では、原点から出発して実数軸（Ｘ軸）の上を正方向に進み始めるが、すぐに虚数軸の負方向へとずれ始めて、円を描き、200nS経過後には、また原点に戻ってくる。

逆に、共振周波数よりも５MHz高い2.005GHzの信号を入力した場合、図１２に示した複素平面上では、原点から出発して実数軸（Ｘ軸）の上を正方向に進み始めるが、すぐに虚数軸の正方向へとずれ始めて、円を描き、200nS経過後には、やはりまた原点に戻ってくる。

共振器３の共振周波数よりも低い周波数、あるいは高い周波数をもつ信号を入力した場合、離散的にサンプリングされた信号の複素平面上での時間的変化の様子は、共振器３の共振周波数と入力信号の角周波数の差をΔωとすると、それぞれ次の関数で表すことができる。

それぞれ、時間ゼロにおいて原点から出発し、時計回り、あるいは反時計回りの円を描き、Δωｔ＝２ｎπ（ｎ＝１，２，３．．．）になった時点で、再び原点に戻ってくるような関数である。すなわち、振幅、位相ともに時間ｔとともに変化する周期的な関数である。

本発明の第２の実施形態では、サンプリング回路１ａによりサンプリングされた離散的な複素信号に対し、微分回路２１により、時間的な微分をほどこす。このような微分操作は、離散データを取り扱うため、デジタル・シグナル・プロセッサなどを用いて、デジタル的に処理することが好ましい。微分回路２１を設ける理由は、前段の共振器３により信号が積分されてしまうためである。

共振器３の共振周波数と同じ2.000GHz、共振周波数よりも低い1.995GHz、共振周波数よりも高い2.005GHzの信号を入力した場合、サンプリングされたデータの時間部分を求めるため、（３）〜（５）式をそれぞれ時間で微分する。これにより、以下の（６）〜（８）式が得られる。

共振器３の共振周波数と同じ2.000GHzの信号を入力した場合、サンプリングデータに時間微分を施した結果は、（６）式で表されるように、搬送波の振幅情報Ａと位相情報φが残されており、しかも振幅Ａ、位相φともに時間に依存しない一定値となる。

一方、共振周波数よりも低い1.995GHz、あるいは共振周波数よりも高い2.005GHzの信号を入力した場合、（７）式、（８）式で表されるように、微分回路２１の出力は角周波数Δωあるいは−Δωで振動する。この場合の出力は、（４）式あるいは（５）式において見られたような振幅、位相ともに時間に依存する関数ではなくなり、振幅は一定、位相のみが時間とともに変化する正弦波的な複素関数に変換される。

図１３は以上の結果をまとめた周波数スペクトラム図である。縦軸は、振幅の絶対値を示している。共振器３の共振周波数と同じ周波数をもつ信号（2.000GHz）を入力した場合、（６）式から明らかなように、サンプリングした後に時間微分を施した結果、周波数スペクトラム上では、周波数ゼロの直流成分（位相成分を含む複素数）に変換される。一方、共振周波数と異なる周波数（1.995GHzあるいは2.005GHz）を入力した場合、（７）式と（８）式から明らかなように、周波数スペクトラム上では、共振周波数と入力信号の周波数差（５MHz）に相当する角周波数成分Δωあるいは−Δωをもつ信号に変換される。

詳細な説明は省略するが、同様にして、２倍の周波数差（１０MHz）をもつ1.990GHzあるいは2.010GHzの入力信号に対しては、角周波数成分２Δωあるいは−２Δωもつ信号に変換される。

したがって、このような複数の成分を含む信号を、図１３に示すような通過帯域をもつローパスフィルタ２２に通すことによって、所望のチャネル成分のみを選択的に取り出し、他の隣接チャネルの信号を全て除去することができる。サンプリングされたデータは、時間に対して離散的であり、さらにそれを時間微分した結果も時間に対して離散的であるため、このローパスフィルタ２２についても、デジタルシグナルプロセッサなどを用いて、デジタル的に取り扱うことが好ましい。

このように、第２の実施形態によれば、共振器３と負性抵抗回路４を用いて所望の周波数成分のみを選択した後、サンプリング回路１ａでＩ信号成分とＱ信号成分に分離してサンプリング動作を行い、その後に微分回路２１とローパスフィルタ２２を通すことにより、所望の周波数成分のみを精度よく復調することができる。

また、図６の各部のうち、共振器３と負性抵抗回路４以外はデジタル信号処理が可能なため、ノイズ等の影響を受けにくく、またチップ化も容易に実現でき、小型化および低価格化が可能となる。

本発明の一実施形態に係る復調回路の概略構成を示すブロック図。 図１の復調回路の具体的構成の一例を示す回路図。 図２の共振回路と負性抵抗回路の等価回路図。 （ａ）は2.000GHzの高周波信号入力時のＬＣ並列共振器の両端電圧の時間変化を示す図、（ｂ）は2.005GHzの高周波信号入力時のＬＣ並列共振器の両端電圧の時間的変化を示す図、（ｃ）はＬＣ並列共振器に負性抵抗回路を接続し、2.000GHzの高周波信号入力時のＬＣ並列共振器の両端電圧の時間変化を示す図、（ｄ）は2.005GHzの高周波信号入力時のＬＣ並列共振器の両端電圧の時間的変化を示す図。 高周波信号の入力を開始してから200nS経過時点における周波数選択比をプロットした図。 第２の実施形態に係る復調装置の概略構成を示すブロック図。 図６の共振器、負性抵抗回路および制御回路の詳細構成の一例を示す回路図。 （ａ）〜（ｃ）は2.000GHz、1.995GHz、2.005GHzの高周波信号入力時のLC並列共振器の両端電圧の時間変化を示す図。 サンプリング回路の具体的構成の一例を示す回路図。 図７の共振器に入力される信号波形と負性抵抗回路から出力される信号波形とを示す図。 1.995GHz、2.000GHz、2.005GHzを共振器３に入力し、１０nSごとの時間間隔でサンプリングして得られた振幅Ａと位相φの時間的変化を示す図。 1.995GHz、2.000GHz、2.005GHzを離散的にサンプリングして得られる電圧信号に対し、Ｉ系統のサンプリングで得られる出力電圧ＶＩをＸ軸に、Ｑ系統のサンプリングで得られる出力電圧ＶＱをＹ軸にプロットした図。 周波数スペクトラム図。

符号の説明

１ サンプリング回路
２ 比較器
３ 共振器
４ 負性抵抗回路
５ 制御回路
６ 差動増幅器
２１ 微分回路
２２ ローパスフィルタ

Claims (7)

1. 所定周波数の搬送波信号で変調された信号を含む高周波信号を、前記搬送波信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング回路と、
   前記サンプリング回路の出力振幅が所定の基準振幅を超えたか否かで２値の復調信号を生成する比較器と、を備え、
   前記サンプリング回路は、
   共振器と、
   前記共振器に接続される負性抵抗回路と、
   前記共振器において発生する損失を補うように、前記負性抵抗回路の負性抵抗値を制御する制御回路と、を有することを特徴とする復調回路。
2. 前記共振器は、共振周波数が前記搬送波信号の周波数に等しくなるようにリアクタンス値が設定されることを特徴とする請求項１に記載の復調回路。
3. 所定周波数の搬送波信号で変調された信号を含む高周波信号が入力される共振器と、
   前記共振器に接続される負性抵抗回路と、
   前記共振器において発生する損失を補うように、前記負性抵抗回路の負性抵抗値を制御する制御回路と、
   前記負性抵抗回路の出力信号を、前記搬送波信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング回路と、
   前記サンプリング回路の出力信号に対して時間微分を行う微分回路と、
   前記微分回路の出力信号に含まれる所定周波数成分を抽出する濾過回路と、を備えることを特徴とする復調器。
4. 前記サンプリング回路は、互いに並列接続され互いに異なるタイミングでサンプリングを行う第１および第２のサンプリング部を有することを特徴とする請求項３に記載の復調回路。
5. 前記第１および第２のサンプリング部は、前記搬送波信号に対して互いに90度位相の異なるタイミングでサンプリングを行い、
   前記第１および第２のサンプリング部のうち一方はＩ信号成分をサンプリングし、他方はＱ信号成分をサンプリングすることを特徴とする請求項４に記載の復調回路。
6. 前記共振器は、可変リアクタンス素子を有し、
   前記制御回路は、前記共振器が所定の周波数で共振するように前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を制御することを特徴とする請求項３乃至５のいずれかに記載の復調回路。
7. 前記共振器および前記負性抵抗回路はアナログ信号での処理を行い、前記サンプリング回路、前記微分回路および前記濾過回路はデジタル信号での処理を行うことを特徴とする請求項３乃至６のいずれかに記載の復調回路。

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