JP3988338B2 - 光照射式急速加熱処理装置の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、成膜、拡散、アニール等の処理を行うため、半導体ウエハ等の被処理物に赤外線を含む光を照射して被処理物を急速加熱する光照射式急速加熱処理装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、半導体集積回路の高集積化・微細化がますます要求され、例えばイオン注入により半導体ウエハのＳｉ結晶に不純物を打ち込んで拡散させる工程において、不純物の拡散層を薄くし、浅い接合面を形成する必要性が大きくなってきている。
イオン注入法による不純物拡散では、イオン化した不純物を電界で加速してＳｉ結晶に打ち込む注入工程と、注入により結晶が受けたダメージを回復しつつ結晶内に拡散させるアニール工程が行われるが、浅い拡散層を形成するためには、急速熱処理（ＲＴＰ）が必要であり、半導体ウエハの表面温度を均一に保ちながら高速で昇温させる必要がある。拡散層の膜厚の要求が例えば０．１３〜０．１５μｍであれば、１５０〜２００°Ｃ／秒の昇温速度が必要となる。
【０００３】
フィラメントランプから放射される赤外線を含む光を照射して半導体ウエハ等の被加熱物を加熱する光照射式急速加熱処理装置は上記急速加熱処理（ＲＴＰ）に好適であり、被加熱物を例えば数秒で１０００°Ｃ以上の温度まで昇温させることが可能である。
図１７は上記した光照射式急速加熱処理装置（以下加熱処理装置と略記する）の断面構成を示す図である。
ランプ室２に複数本のフィラメントランプ１（以下ランプと略記する）が配置され、ランプ１の背面にはミラー３が設けられている。処理室４内にはワーク保持台５が設けられ、加熱処理される半導体ウエハ等の被加熱物（以下ワークＷという）がワーク保持台５の上に載置される。また、ランプ室２と処理室４の間は例えば石英窓６等により区画される。
【０００４】
図１８に上記ランプ１の構成の一例を示す。ランプ１は同図に示すように円環状の発光管１ａと発光管１ａの端部に直角に形成された一対の導入管１ｂからなり、発光管１ａ内にコイル状のフィラメント１ｃが配置されている。導入管１ｂの端部にはシール部１ｄが形成され、フィラメント１ｃの端部にリード線１ｅがモリブデン箔１ｆを介して接続されている。
図１７においては、上記図１８に示す円環状のランプ１を例えば同心円状に配置しており、上記複数本のランプ１を点灯させることにより、ランプ１から放射される赤外線を含む光が石英窓６を介して処理室内に配置されたワークＷに照射される。これにより、ワークＷは急速加熱され、またランプ１を消灯させることによりワークＷは急速に冷却する。
図示しない制御装置は、ワークＷ全体が均一に加熱されるように各ランプ１に供給される電力量を制御し、例えばワークＷを数秒で１０００°Ｃ以上の温度まで昇温させる。
【０００５】
図１９〜図２０は上記したランプの点灯の制御を行う制御装置の従来の構成例を示す図である。図１９は全体構成を示し、図２０は各ランプを制御するランプ点灯制御装置のさらに詳細な構成を示している。
図１９〜図２０において、１００はＣＰＵ等から構成される制御部、１０１は温度調節器（以下温調器という）、１０２はサイリスタユニット、１はランプ、１０３は温度検出器であり、同図に示すように温調器１０１、サイリスタユニット１０２、温度検出器１０３がランプ１に対応して（もしくは複数本のランプに対応して）それぞれ設けられ、温度検出器１０３は、各ランプ１から放射される光により加熱されるワークＷの温度を検出する。温度検出器１０３により検出された温度は温調器１０１にフィードバックされ、温調器１０１は制御部１００から送られてくる温度設定値（アナログ信号もしくはデジタル信号）と、温度検出器１０３により検出された温度の偏差に応じた制御信号（アナログ信号）をサイリスタユニット１０２に送出する。
【０００６】
ランプ１に供給される電圧、電流はそれぞれサイリスタユニット１０２にフィードバックされ、サイリスタユニット１０２は、上記制御信号に基づき、ランプ１に供給される電力量を制御する。
サイリスタユニット１０２は、例えば図２１に示すような構成を備え、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲート電流を流すタイミングを変化させることにより、ランプ１に入力する電力を制御する。
【０００７】
サイリスタによる電力制御には以下の２つの方式、導通角制御とゼロクロス制御があげられる。
(a) 導通角制御
図２１において、サイリスタユニット１０２に交流商用電源２１から交流を入力する。サイリスタユニット１０２には第１のサイリスタＳＣＲ１と、第２のサイリスタＳＣＲ２とからなるランプ点灯制御回路２００を設ける。ランプ点灯制御回路２００のサイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲートＧ１，Ｇ２にゲート電流を流すと、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２が導通し、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２に供給される電流が０になるまで、サイリスタユニット１０２からランプ１に電流が出力される。
【０００８】
図２２（ａ）はサイリスタユニット１０２の入力電圧波形である。図２２（ｂ）はサイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲートＧ１，Ｇ２にゲート電流を流すタイミングの例を示す図であり、▲１▼は第１のサイリスタＳＣＲ１のゲート電流を、▲２▼は第２のサイリスタＳＣＲ２のゲート電流を示す。図２２（ｃ）は同図（ａ）のタイミングでゲート電流を流したときの出力電流の波形を示す。
サイリスタユニット１０２からの出力電力は、図２２（ｃ）の斜線部で示される出力電圧波形と出力電流波形とを掛け合わせたものとなり、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２に与えるゲート電流のタイミングを変化させることにより、出力電流波形及び出力電圧波形を変えることができ、サイリスタユニットの出力電力すなわちランプ入力電力を変えることができる。
【０００９】
(b) ゼロクロス制御
制御回路構成は、図２１と同じであり、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲート電流を流すタイミングを図２３（ｂ）のようにする。ここで、▲１▼は第１のサイリスタＳＣＲ１のゲート電流を、▲２▼は第２のサイリスタＳＣＲ２のゲート電流を示す。
図２３（ｂ）のタイミングでゲート電流を流したときの出力電流及び出力電圧は同図（ｃ）のようになる。すなわち、同図（ｃ）に示すように、波形が間引かれた電流・電圧を出力することにより、ランプ入力電力を変化させることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記した従来の制御方式には次のような問題点がある。
（１）制御遅れの問題
光照射式急速加熱処理装置により急速熱処理（ＲＴＰ）を行うには、前記したように半導体ウエハを、その表面温度を均一に保ちながら例えば数秒で１０００°Ｃ以上の温度まで昇温させることが要求される。特に、半導体ウエハの周辺部分と中心部部分では放熱特性が異なるので、半導体ウエハの温度が均一になるように、周辺部分の加熱量を中心部分の加熱量よりやや大きく保ちながら急速に昇温させる必要がある。
このため、ランプ電力を制御する制御装置は、各ランプ電力の配分を適切に保ちながらランプに供給する電力を高速に制御することが必要となる。
【００１１】
図１９〜図２０に示した制御方式を用いた場合、上記のような制御を行うには次のような問題があった。
▲１▼ 温度検出器１０３により検出した温度を温調器１０１にフィードバックして温度制御を行っているため、温度検出器１０３による検出遅れなどにより制御遅れが生じ高速な制御が困難である。
▲２▼ サイリスタユニット１０２の応答が遅いため、ランプ電力を高速に制御することができない。また、前記した導通角制御を行う場合には、サイリスタ導通時に、立ち上がりノイズと呼ばれるノイズが発生し、装置の制御系が誤動作する原因となる場合がある。また、ランプフィラメントに突入電流が流れるので、フィラメントは過負荷な状態になり、フィラメント切れが発生しやすくなる。
▲３▼ 制御部１００から温調器１０１にデジタルもしくはアナログの制御信号を送出しているが、デジタル信号を送出する場合には温調器１０１でアナログ信号に変換する必要があり変換遅れが発生する。また、アナログ信号を送出する場合には、制御部１００でデジタル信号をアナログ信号に変換する必要があり同様に変換遅れが生ずる。
【００１２】
（２）高調波歪みの発生
図２２に示した導通角制御を行なう場合を例に取ると、前記したように、出力側の電力制御を行なう場合、出力電圧と出力電流は、それぞれ図２４（ａ）（ｂ）のようになる。
一方、サイリスタユニット１０２の入力電圧の波形は、図２４（ｃ）のように商用交流電源２１の電圧波形である。また、入力電流の波形は、図２４（ｄ）のように出力電流の波形と同じになる。
入力電流がこのように波形になると次の問題が生じる。図２４（ｄ）の丸印の波形部分が非線型な部分であり、これにより入力電流に高調波歪みが発生する。このような高調波歪みは規制の対象になりつつある。
同様の問題は前記図２３に示したゼロクロス制御においても生じる。図２４（ｅ）の丸印の部分は波形が非線型であり、高調波歪みが発生する。
【００１３】
（３）無効電力の発生
図２２において、入力電圧をＶ、入力電流をＩとし、Ｗを実効電力、Ｖ×Ｉを皮相電力とすると、入力電圧の波形と入力電流の波形とが、ともに正弦波で位相差がなければ、次の関係が成り立つ。
Ｖ×Ｉ＝Ｗ
ここで、Ｗは出力電力（ランプ入力電力）と考えることができる。
しかしながら、図２４（ｄ）のように、歪んだ波形の場合、無効電力（＝Ｖ×Ｉ−Ｗ）が必ず発生する。したがって、図２４（ｄ）のような歪んだ波形において、ある実効電力Ｗを出力しようとすると、波形が正弦波のものに比べると、より大きな皮相電力Ｖ×Ｉが必要になる。
同様に、ゼロクロス制御の場合には、図２４（ｅ）矢印部分が１周期と考えられるので無効電力が生じる。
【００１４】
上記、無効電力に関して言うと、出力電力を制御したとたん無効電力が発生することになる。このことは、実用の装置を製作する場合において大きな問題になる。
即ち、以下の理由により、サイリスタユニット１０２の出力電力は常に制御されることになるから必ず無効電力が発生することになり力率が低下する。
▲１▼ 実用上、光照射式急速加熱処理装置のような装置においては、例えばランプ点灯装置に商用の２００Ｖを入力する場合、１０％の電圧変動を考慮し、使用するランプは入力電圧よりも約１０％小さい定格の例えば１８０Ｖ定格のものを用い、装置に余裕を持たせるのが常識である。したがって、ランプを定格で点灯する場合においても、ランプ点灯装置の出力は制御されることになる。
▲２▼ さらに、光照射式加熱処理装置では、複数本のランプに供給する電力を制御するが、使用するランプによって、定格が異なる（フィラメントの長さが異なる）場合がある。この場合も、常に出力電力を制御することになる。
【００１５】
特に、光照射式急速加熱処理装置を前記した急速加熱処理（ＲＴＰ）に適用する場合には、ワークの温度を数秒で約１０００°Ｃまで急速昇温させる必要があり、ランプ１に供給する電力量は全体で数十ｋＷ〜２００ｋＷという極めて大きな値となり、入力電流も非常に大きな値となる。このため無効電力の発生を極力小さくして効率を向上させ、入力電流を減少させて省エネルギー化を図る必要がある。
本発明は上記した事情に鑑みなされたものであって、本発明の目的は、表面温度を均一に保ちながら制御遅れなく被加熱物を急速昇温させることができ、また、力率を低下させることなく、さらに高調波歪みが発生することない光照射式急速加熱処理装置の制御装置を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明においては上記課題を次のようにして解決する。
（１）複数のフィラメントランプを有し、該フィラメントランプから放射される赤外線を含む光を被処理物に照射することにより、被処理物を急速加熱する光照射式急速加熱処理装置の制御装置において、上記複数のフィラメントランプを配置した領域を、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割し、各ゾーンに少なくとも１以上のフィラメントランプを設置する。そして、上記制御装置を、上記ゾーンに対応してそれぞれ設けられ交流電源から供給される交流正弦波もしくはその全波整流波をスイッチングするスイッチング素子を具備した複数のランプ電力制御ユニットと、制御部と、交流電源の位相を検出する位相検出手段から構成する。
上記制御部は、上記複数のランプ電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、上記各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御するとともに、上記位相検出手段により検出された交流電源のゼロクロス点で、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比を変更する。
（２）上記（１）において、被処理物の放熱特性と各ゾーンに属するフィラメントランプの相互干渉を考慮して、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比の時間的変化パターンを求めて、該時間的変化パターンを上記制御部に予め記憶させておき、制御部は該時間的変化パターンを読み出して、各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御する。
【００１７】
本発明の請求項１の発明においては、上記（１）のように構成したので、制御遅れなく被処理物の温度を制御することができる。また、電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御しているので、高調波を減少させ力率の改善を図ることができ、効率を向上させることができる。
本発明の請求項２の発明においては、上記（２）のように構成したので、高速な制御が可能になるとともに、被処理物の温度を均一に制御することが可能となる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施例の光照射式急速加熱処理装置用制御装置の概略構成を示す図である。同図において、１１はＣＰＵ等から構成される制御部、１２はランプ１に供給する電力を制御するランプ電力制御ユニット（以下電力制御ユニットと略記する）であり、制御部１１から出力されるＰＷＭ信号が各電力制御ユニット１２に与えられる。
電力制御ユニット１２にはスイッチング素子が設けられており、上記制御部１１が出力するＰＷＭ信号によりスイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（以下デューティという）を変化させ、ランプ１に供給する電力を制御する。
【００１９】
ランプ１は、前記図１７に示したようにランプ室２内に配置され、処理室４内にはワーク保持台５が設けられ、加熱処理されるワークＷがワーク保持台５の上に載置される。
また、ランプ１を配置した領域は、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割され、各ゾーンに少なくとも１以上のランプが設置されている。電力制御ユニット１２は各ゾーンに対応して設けられており、各電力制御ユニット１２により各ゾーンに属するランプ１に供給するパワーをそれぞれ制御する。
【００２０】
図２，図４，図５はランプの配置例を示す図である。
図２は、図３に示すように半円状のランプ１，１’を２本合わせて円環状に形成し、これらを同心円に配置した場合を示している。
ランプ１，１’は図３に示すように、発光管１ａと発光管１ａの端部に直角に形成された一対の導入管１ｂからなる半円状のランプ１，１’を２本合わせて、円環状としたものであり、発光管１ａ内にコイル状のフィラメント１ｃが配置され、導入管１ｂの端部にはシール部１ｄが形成され、フィラメント１ｃの端部にリード線１ｅがモリブデン箔１ｆを介して接続されている。
これらのランプを配置した領域は、図２に示すように同心円状のゾーン１〜４に分けられており、前記電力制御ユニット１２は、上記ゾーン毎に設けられ、各ゾーンに属する１ないし複数本のランプに供給される電力を制御する。なお、図２、図３では半円状のランプ１，１’を２本合わせて円環状に形成した場合について示しているが、前記図１８に示した円環状のランプを同心円状に配置したものを使用することもできる。
【００２１】
図４は、加熱処理を行うワークの形状が例えば４角形である場合に対応して、直線状のランプ１、直角状に曲げられたランプ１’を組み合わせて、ランプを矩形状に配置した場合を示しており、この場合もランプ１，１’を配置した領域は、同図に示すように領域の中心からの距離に応じた複数のゾーン１〜５に分けられ、電力制御ユニット１２は、上記ゾーン毎に設けられ、各ゾーンに属する１ないし複数本のランプに供給される電力を制御する。
図５（ａ）は、シール部が１ケ所のシングルエンドと呼ばれる図５（ｂ）に示すランプ１を用いた場合を示しており、各ランプ１には例えば図５（ｂ）に示すように碗状のミラー３が取り付けられ、各ランプが図５（ａ）に示すように同心円状に配置される。この場合もランプ１，１’を配置した領域は、同図に示すように領域の中心からの距離に応じた複数のゾーン１〜ｎに分割されている。
【００２２】
図６は、図１に示した制御部１１の具体的構成例を示す図である。同図において、１１は制御部であり、制御部１１はＣＰＵ１３とＰＷＭ制御回路１４から構成されており、ＣＰＵ１３とＰＷＭ制御回路１４はバス１５を介して接続されている。ＰＷＭ制御回路１４には各電力制御ユニット１２に対応したチャンネルＣＨ１〜ＣＨ４のＰＷＭカウンタ１４ｃが設けられており、各ＰＷＭカウンタ１４ｃから出力されるＰＷＭ信号により各電力制御ユニット１２は各ゾーンに属するランプのパワーを制御する（この例ではゾーンが４の場合を示している）。
また、位相検出回路１６が設けられており、位相検出回路１６により電源２１の電圧位相を検出する。
【００２３】
図７は位相検出回路１６の構成例を示す図であり、位相検出回路１６は同図に示すように例えばフォトカプラＰｈ１，Ｐｈ２と抵抗Ｒ１〜Ｒ３、シュミットトリガインバータＩＮＶから構成される。そして、電源１７の電圧が正位相になるとフォトカプラＰｈ１が導通し、また負位相になるとフォトカプラＰｈ２が導通する。このため、シュミットトリガインバータＩＮＶの入力は電源電圧が正位相のときハイレベル、負位相のときローレベルとなり、シュミットトリガインバータＩＮＶの出力には電源位相に応じてハイレベル、ローレベルの出力が発生する。すなわち、電源電圧のゼロクロス点で位相検出回路１６の出力はハイレベル→ローレベルもしくはローレベル→ハイレベルに変化する。
【００２４】
図６に戻り、制御部１１のＣＰＵ１３には、後述するように予め各ゾーンに属するランプ１に供給するパワーの時間的変化パターン等が記憶されており、加熱処理が開始されるとＣＰＵ１３は各ゾーンの属するランプに供給するパワーに対応したデジタルデータをアドレス信号と共に出力する。
上記アドレス信号はアドレスデコーダ１４ｂによりデコードされ、そのデコード結果に応じて、ＣＰＵ１３が出力するデジタルデータは、ＰＷＭ制御回路１４に設けられたレジスタ１４ａの上記アドレス信号に対応した領域にセットされる。
【００２５】
一方、位相検出回路１６の出力はエッジ検出同期回路１４ｆに入力され、エッジ検出同期回路１４ｆは位相検出回路１６が出力する位相信号の立ち上がり、立ち下がりエッジ（電源電圧のゼロクロス点）を検出する。そして、電源電圧のゼロクロス点で、エッジ検出同期回路１４ｆはＰＷＭデータセット信号を出力する。上記ＰＷＭデータセット信号が出力されると、前記レジスタ１４ａの各領域にセットされていたデジタルデータが各ＰＷＭカウンタ１４ｃに転送されプリセットされる。なお、デジタルデータを高速に転送するため、レジスタ１４ａとＰＷＭカウンタ１４ｃ間は例えば１２ビットの並列転送ラインで接続されている。
また、発振器１４ｄが出力するクロックパルスが分周器１４ｅにより分周され、ＰＷＭカウンタスタート信号としてＰＷＭカウンタ１４ｃに与えられる。
ＰＷＭカウンタ１４ｃに上記ＰＷＭカウンタスタート信号が入力されると、ＰＷＭカウンタ１４ｃは図示しないクロック信号のカウントを開始し、カウント値が前記プリセット値に達するとゼロリセットされる。そして、次のＰＷＭカウンタスタート信号が入力されると再びカウントを開始し、以下同様の動作を繰り返す。
【００２６】
ＰＷＭカウンタ１４ｃがカウントをしている期間、ＰＷＭカウンタ１４ｃはハイレベルの出力を発生する。このため、ＰＷＭカウンタ１４ｃから、前記ＰＷＭデータセット信号によりセットされたプリセット値に応じた時間幅のパルス信号が、分周器１４ｅが出力するＰＷＭカウンタスタート信号の周期で繰り返し出力され、この信号は各電力制御ユニット１２に与えられる。
図８はＰＷＭ制御回路１４の出力信号を示す図であり、同図に示すように、ＰＷＭ制御回路１４は、例えば２０ｋＨｚの繰り返し周期（ＰＷＭカウンタスタート信号の周期）で前記レジスタ１４ａにセットされたデジタルデータに応じたデューティのパルス信号を出力する。
ここで、前記したようにＰＷＭデータセット信号は電源電圧のゼロクロス点で出力されるので、電源電圧の半周期の間はＰＷＭカウンタ１４ｃが出力するＰＷＭ信号のデューティは変化しない。このため、各電力制御ユニット１２に流入する電流値は各半周期において略正弦波状に変化する。これにより、高調波歪みを低減化させることができ、力率の低下を防ぐことができる。
【００２７】
図９は、ワークＷを急速加熱する際の昇温パターンと電力制御ユニット１２に与えられるデューティ信号の一例を示す図である。
ワークＷを急速加熱する際には、同図（ａ）に示すように、まずワークＷを同図Ａ点まで上昇させた後、所定時間その温度に保つ。このためＰＷＭ制御回路１４は同図（ｂ）に示すようにＡ点までは比較的デューティの大きなＰＷＭ信号を出力し、Ａ点に達するとＰＷＭ信号のデューティを小さくする。
同図（ａ）のＢ点に達すると再びワークＷの温度を上昇させる。このためＰＷＭ制御回路１４が出力するＰＷＭ信号のデューティは同図（ｃ）に示すように大きくなる。
ワークＷの温度が再び上昇しＣ点に達すると所定時間その温度に保つ。このためＰＷＭ制御回路１４が出力するＰＷＭ信号のデューティは、Ｃ点で同図（ｄ）に示すように小さくなる。
ワークＷの温度を所定時間一定に保ったのち、Ｄ点に達するとワークＷの温度を低下させる。ＰＷＭ制御回路１４が出力するＰＷＭ信号のデューティは、同図（ｅ）に示すようにＤ点で０となりランプは消灯する。
【００２８】
図９では、電力制御ユニット１２に供給するＰＷＭ信号の典型例を示したが、ワークＷは端面から放熱し、またランプ１からの光は相互に干渉する。したがって、これらを考慮して各ゾーンに属するランプに供給するパワーを配分する必要がある。
すなわち、複数のランプ１からワークＷに光が照射されるため図１０（ａ）に示すように光が相互に干渉する（同図のハッチング部分）。このため、各ランプから放出される光量を等しくしたのではワークＷの表面を必ずしも一定の温度にすることはできない。
また、ワークＷは端面から放熱するため、ワークＷの放熱特性は同図（ｂ）に示すようになる。したがって、ワークＷの温度を一定にするにはその分だけ周辺部のランプのパワーを大きくする必要がある。しかし、周辺部のランプパワーを大きくするとその内側のワーク表面の温度が上昇するので、その部分のランプパワーはやや低下させる必要がある。
【００２９】
以上のことから、ランプ１に供給する電力比を、例えば図１０（ｃ）のようにすることにより、ワークＷの表面温度を図１０（ｄ）に示すように略一定の温度とすることができる。
上記した各ランプに供給するパワーの時間的変化パターン、各ゾーンのランプのパワー配分等は、実験あるいは理論式等により求めることができ、予め実験、理論式等によりワークＷの加熱処理量に応じた各ゾーンに属するランプに供給する電力量を定める。そして、ＣＰＵ１３の図示しない記憶部に対応する制御信号を記憶させておき、設定電力が入力されるとＣＰＵ１３はそれに対応した制御信号を読み出して、前記したＰＷＭ制御回路１４に出力する。
【００３０】
本実施例においては、以上のようにＣＰＵ１３に予め記憶されたデジタルデータをバス１５を介してＰＷＭ制御回路１４に送出し、ＰＷＭ制御回路１４においてＰＷＭ信号を生成して各電力制御ユニットに送出しているので、前記した従来例のようにフィードバック遅れによる制御遅れが発生することがなく、また、デジタルデータをアナログ信号に変換する際の変換遅れ等が発生することがない。このため、高速な制御が可能となる。
【００３１】
次に上記電力制御ユニットについて説明する。
図１１は図１、図６に示したランプ電力制御ユニット１２の構成例を示す図である。
同図において、２１は交流電源、２２はランプ点灯制御回路（以下点灯制御回路と略記する）である。点灯制御回路２２のスイッチング素子はゲート信号発生回路２２ａから与えられるゲート信号により制御され、交流電源２１から供給される交流入力を制御して、ランプ１に電力を供給する。
ゲート信号発生回路２２ａは、前記したＰＷＭ制御回路１４の出力に基づき、スイッチング信号を発生し、各点灯制御回路２２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせる。
【００３２】
すなわち、図１２（ａ）に示す入力電圧（電流）を同図（ｂ）に示すスイッチング信号でＯＮ／０ＦＦし、同図（ｃ）に示す出力電流を得る。なお、同図は、デューテイが略５０％の場合を示しており、負荷に並列に転流用のスイッチング回路を設けるとともに、ランプ１に直列にインダクタンスを設け、入力側に直列に接続されたスイッチング回路がオフになったとき、上記転流用のスイッチング回路をオンにして、出力電流を上記転流回路を介して継続的に流すように構成した場合を示している。
同図（ｃ）に示す波形でもスイッチング信号の周波数を高くすれば、正弦波に近い波形を得ることができるが、同図（ｃ）に示す出力電流を更にフィルタリングすることにより、同図（ｄ）に示す正弦波出力を得ることができる。また、入力電流もローパスフィルタを通すことにより正弦波とすることができる。
【００３３】
次に、図１１に示した点灯制御回路の動作について説明する。
図１３は図１１に示した本実施例の点灯制御回路の構成を示す図であり、同図は、図１１に示した点灯制御回路２２の一つを抜き出して示したものである。同図において、２２は点灯制御回路、２１は交流電源、Ｔｒ１〜Ｔｒ４はスイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、Ｌ１はインダクタンス、１はランプである。
スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４は図１１に示したゲート信号発生回路２２ａが発生するゲート信号により前記図１２に示したように所定の駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦする。この駆動周波数は所定の高周波、例えば前記したように２０ｋＨｚ程度に選定される。この周波数は低くしすぎると出力側に設けたコンデンサＣ１の容量が大きくなり、また音を発するようになる。一方、高くしすぎるとスイッチング素子における効率が悪化するので、両者の間の領域で適宜設定すれば良い。
【００３４】
図１３において、点灯制御回路２２は次のように動作する。
点灯制御回路２２に交流電源２１から商用交流電源を供給する。入力電流は図１３のＡ方向に流れる場合と、Ｂ方向に流れる場合とがある。それぞれの場合に図１４に示すように各スイッチング素子を制御する。
（１）入力電流がＡ方向に流れる場合
▲１▼ 第１および第３のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３をＯＮ、スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４はＯＦＦとする。出力電流は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１→インダクタンスＬ１→ランプ４→第４のダイオードＤ４と流れる。
▲２▼ 第３のスイッチング素子をＯＮにしたまま、第１のスイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦとし、ほかのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４はＯＦＦのままとする。インダクタンスＬ１に残留する電流が、インダクタンスＬ１→ランプ４→第３のスイッチング素子Ｔｒ３→第２のダイオードＤ２→インダクタンスＬ１と流れる。▲３▼ 上記▲１▼▲２▼の組み合わせのスイッチングを繰り返す。
【００３５】
（２）入力電流がＢ方向に流れる場合
▲４▼ 第２および第４のスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４をＯＮ、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３はＯＦＦとする。出力電流は、第４のスイッチング素子Ｔｒ４→ランプ４→インダクタンスＬ１→第１のダイオードＤ１と流れる。
▲５▼ 第２のスイッチング素子Ｔｒ２をＯＮにしたまま、第４のスイッチング素子Ｔｒ４をＯＦＦとし、スイッチング素子Ｔｒ１，ＴＲ３はＯＦＦのままとする。インダクタンスＬ１に残留する電流が、インダクタンスＬ１→第２のスイッチング素子Ｔｒ２→第３のダイオードＤ３→ランプ４ーインダクタンスＬ１と流れる。
▲６▼ 上記▲４▼▲５▼の組み合わせのスイッチングを繰り返す。
【００３６】
上記のように制御することにより、点灯制御回路２２の各部の波形は前記図１２に示したようになる。なお、ここでは、点灯制御回路２２には、５０Ｈｚの商用交流電源が入力され、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４のスイッチング周波数は２０ｋＨｚであるとする。
入力電圧の波形は、前記図１２（ａ）に示した波形であり、スイッチングを約５０％のデューティで行なった場合、スイッチング信号は前記図１２（ｂ）に示したようになる。ここで、同図中▲１▼は回路が上記（１）▲１▼の動作をしているとき、▲２▼は（１）▲２▼の動作をしているときを示す。▲４▼▲５▼も同様に、回路が（２）▲４▼▲５▼の動作をしているときである。
上記スイッチングを行うことにより、点灯制御回路２２の出力電流波形は、前記図１２（ｃ）のようになる。
【００３７】
すなわち、図１２（ｂ）▲１▼の時は、交流商用電源からの電流がそのまま出力され、ランプの電流値は徐々に増加する。また、図１２（ｂ）▲２▼に移ると出力側は交流商用電源から切り離されることになるが、インダクタンスＬ１に電流が残っているためにランプ４に流れる電流が徐々に小さくなる。残留する電流が０になる前に再び上記▲１▼となるようにすれば、出力電流は再び増加する。これは▲４▼▲５▼についても同様である。
なお、図１２（ｃ）では説明のため凹凸を極端に示しているが、実際には例えば２０ｋＨｚでスイッチングを行なうと、凹凸はきわめて小さくなり、出力波形は出力側にフィルタ回路を設けなくとも略正弦波となる。必要であれば、例えば出力側に設けたコンデンサＣ１により平坦化すれば、図１２（ｄ）に示すようによりきれいな正弦波となる。
【００３８】
ここで、デューティーが１のときは、▲１▼のみでありランプヘの入力波形はランプ点灯装置に入力される波形と同じになり、一方、デューティーが０のときは、▲２▼のみでランプヘの入力０となる。
したがって、スイッチングのデューティを０から１の間で変えることにより、０≦〔出力電流のピーク値Ｉｐ’〕≦〔入力電流のピーク値Ｉｐ〕の範囲でピーク値が可変の正弦波である波形の出力電流を得ることができる。すなわち、ランプ４に対し連続的に変化可能な電流を与えることができる。
一方、点灯制御回路２２への入力電流の波形は、スイッチング素子のデューティによってＯＮ／ＯＦＦが繰り返されているので、前記図１２（ａ）のようになり（同図中の斜線部分参照）、入力電流は高調波歪みの大きな波形となる。そこで、点灯制御回路２２の入力側に図１１に示すようにインダクタンスＬ２とコンデンサＣ２を設ける。これにより、入力電流を平滑化し高調波歪みを低減化することができる。ここで、インダクタンスＬ２については、特定の素子を設けず配線のインダクタンスを利用することもできる。
なお、本出願人が先に提案したように（特願平１０−２７３３４２号参照）、各点灯制御回路２２のスイッチング素子を時間差を設けて順番に動作させても、同様に入力電流の高調波歪みを低減化し力率を改善することができる。
【００３９】
以上のように、入力電圧（電流）をスイッチング回路によりチョッピングし、出力電圧（電流）を制御することにより、出力電流・出力電圧・入力電流の波形を略正弦波にすることができ、高調波歪みを低減化することができる。また、無効電力を発生させることなく、入力の力率を改善してランプに大きな突入電流を流さず、かつ、応答速度が迅速で連続的に制御を行うことができる。
すなわち、前記したように位相検出手段を設けて、電源位相を検出し、電源位相に同期したＰＷＭ信号を発生させ、電源位相に同期させてスイッチング素子を動作させているので無効電力を発生させることなく入力の力率を改善し、高調波歪みを低減することができる。すなわち、交流電源から供給される交流正弦波が正位相の半周期であるか負位相の半周期であるかを検出することで、電力制御ユニットはそれに応じて所定のスイッチング素子を駆動することができる。
さらに、ＰＷＭ信号のデューティを変更させるときは、点灯制御回路のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を、交流電源のゼロクロス点で変更するようにしているので、入力電流波形が略正弦波状になり高調波歪みの発生を防止することができる。
このため、無効電力の発生を抑えることができ、入力電流を減少させることができるとともに、高調波歪みを減少させることが可能となる。
【００４０】
図１５はランプ電力制御ユニットの他の構成例を示す図である。
図１５において、２２はランプ点灯制御回路（以下点灯制御回路と略記する）、２１は交流電源、２３は全波整流回路、Ｔｒ１０はスイッチング素子、Ｄ１０はダイオード、Ｌ１はインダクタンス、Ｃ１はコンデンサ、１はランプ、２２ａはゲート信号発生回路である。
同図に示すスイッチング素子Ｔｒ１０はゲート信号発生回路２２ａが発生するゲート信号により所定の駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦする。この駆動周波数は、前記した図１１と同様、所定の高周波、例えば２０ｋＨｚ程度に選定される。
【００４１】
図１５において、点灯制御回路は次のように動作する。
図１６は図１５に示す点灯制御回路２２の各部の波形を示す図であり、同図により本実施例の点灯制御回路の動作を説明する。
点灯制御回路２２に交流電源２１から商用交流電源を供給する。入力電圧は全波整流回路２３により全波整流され、スイッチング素子Ｔｒ１０には図１６（ａ）に示す全波整流電圧が供給される。
▲１▼ ゲート信号発生回路２２ａからスイッチング素子Ｔｒ１０にオン信号が供給され、スイッチング素子Ｔｒ１０がオンになると、出力電流は、全波整流回路２３→スイッチング素子Ｔｒ１０→インダクタンスＬ１→ランプ１→全波整流回路２３と流れる。
▲２▼ 次いで、スイッチング素子Ｔｒ１０がオフになると、インダクタンスＬ１に残留する電流が、インダクタンスＬ１→ランプ１→ダイオードＤ１０→インダクタンスＬ１と流れる。
▲３▼ 上記▲１▼▲２▼の組み合わせのスイッチングを繰り返す。
【００４２】
上記のように制御することにより、点灯制御回路２２の各部の波形は図１６に示したようになる。なお、ここでは、点灯制御回路には、５０Ｈｚの商用交流電源が入力され、スイッチング素子Ｔｒ１０のスイッチング周波数は２０ｋＨｚであるとする。
入力電圧の波形は、図１６（ａ）に示した波形であり、スイッチングを約５０％のデューティで行なった場合、点灯制御回路の出力電流波形は、前記図１６（ｂ）のようになる。
すなわち、スイッチング素子Ｔｒ１０がオンになったときは、交流商用電源からの電流がそのまま出力され、ランプ１の電流値は徐々に増加する。また、スイッチング素子Ｔｒ１０がオフになると、出力側は全波整流回路２３から切り離されることになるが、インダクタンスＬ１に電流が残っているためにランプ１に流れる電流が徐々に小さくなる。残留する電流が０になる前に再びスイッチング素子Ｔｒ１０をオンにすれば、出力電流は再び増加する。
【００４３】
なお、図１６（ｂ）では説明のため凹凸を極端に示しているが、実際には例えば２０ｋＨｚでスイッチングを行なうと、第１の実施例と同様凹凸はきわめて小さくなり、出力波形は出力側にフィルタ回路を設けなくとも略正弦波となる。必要であれば、例えば出力側に設けたコンデンサＣ１により平坦化すれば、図１６（ｄ）に示すようによりきれいな正弦波となる。
したがって、スイッチング素子Ｔｒ１０のスイッチングのデューティを０から１の間で変えることにより、前記したようにピーク値が可変の全波整流波形の出力電流を得ることができる。すなわち、ランプ１に対し連続的に変化可能な電流を与えることができる。
【００４４】
一方、点灯制御回路２２への入力電流の波形は、スイッチング素子Ｔｒ１０のデューティによってＯＮ／ＯＦＦが繰り返されているので、前記図１６（ｃ）のようになり、点灯制御回路の入力電流は、高調波歪みの大きな波形となる。
そこで、この場合にも、前記したように点灯制御回路２２の入力側に図１５に示すようにインダクタンスＬ２とコンデンサＣ２を設ける。これにより、入力電流を平滑化し高調波歪みを低減化することができる。ここで、インダクタンスＬ２については、特定の素子を設けず配線のインダクタンスを利用することもできる。
なお、前記したように各点灯制御回路２２のスイッチング素子を時間差を設けて順番に動作させ、入力側の高調波歪みを小さくすることもできる。
【００４５】
図１５に示す点灯制御回路を用いることにより、前記図１１に示したものと同様な効果を得ることができる。また、１個のスイッチング素子で点灯制御装置を構成することができ、回路構成を簡単にすることができ、さらに、交流入力の半サイクル毎にランプへの出力電流が略０に近い値まで低下するので、交流点灯の場合と同様に、ランプのフィラメント切れが発生したとしても直流で点灯させた場合のように切れたフィラメント間でアークが持続することもない。
ＰＷＭ信号のデューティを変化させるときは、交流電源のゼロクロス点において、電力制御ユニットのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を変更しているので、電力制御ユニット１２の入力電流波形が略全波整流波形となり、交流電源の入力電流は略交流正弦波であり、高調波歪みの発生を防止できる。また、無効電力の発生を抑えて入力の力率を改善することもできる。
なお、本実施例においては、常に同一位相である全波整流波形に対して、電力制御ユニットのスイッチング素子がオン／オフ駆動するので、交流電源からの交流正弦波が正位相であるか負位相であるかを検知する必要はない。
なお、以上の説明では、ワークＷの温度を検出する温度検出素子を設けず、ＣＰＵ１３に予め記憶された制御信号（ＰＷＭ信号の時間的変化パターン）のみに基づきランプに供給するパワーを制御する場合について説明したが、ワークＷの温度を検出する温度検出素子を設け、該温度検出素子で検出されたワークＷの温度をＣＰＵ１３に取り込んで、ワークＷが所定の温度まで上昇したか等の確認を行うようにしてもよい。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明においては以下の効果を得ることができる。
（１）複数のフィラメントランプを配置した領域を、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割し、各ゾーンに少なくとも１以上のフィラメントランプを設置し、該フィラメントランプに供給する電力を制御する制御装置を、上記ゾーンに対応してそれぞれ設けられ交流電源から供給される交流正弦波もしくはその全波整流波をスイッチングするスイッチング素子を具備した複数のランプ電力制御ユニットと、上記複数のランプ電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、上記各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御する制御部とから構成したので、制御遅れなく被処理物の温度を制御することができる。また、高調波を減少させ力率の改善を図ることができ、効率を向上させることができる。
（２）被処理物の放熱特性と各ゾーンに属するフィラメントランプの相互干渉を考慮して、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比の時間的変化パターンを求めて、該時間的変化パターンを上記制御部に予め記憶させておき、制御部が該時間的変化パターンを読み出して、各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御するようにしたので、高速な制御が可能になるとともに、被処理物の温度を均一に制御することができる。
（３）交流電源の位相を検出する位相検出手段を設け、上記制御部が、上記位相検出手段により検出された交流電源のゼロクロス点で、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比を変更するようにしたので、高調波を一層低減化し、力率を改善することができる。
（４）交流電源の位相を検出する位相検出手段を設け、上記ランプ電力制御ユニットが、上記位相検出手段により検出された交流電源の位相信号に同期して、交流電源から供給される交流正弦波をスイッチングするようにしたので、高調波を低減化し力率を改善することができ、入力電流を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の概略構成を示す図である。
【図２】ランプの配置例（１）を示す図である。
【図３】半円状のランプを２本合わせて円環状としたランプの構成例を示す図である。
【図４】ランプの配置例（２）を示す図である。
【図５】ランプの配置例（３）を示す図である。
【図６】制御部の具体的構成例を示す図である。
【図７】位相検出回路の構成例を示す図である。
【図８】ＰＷＭ制御回路から出力されるＰＷＭ信号を示す図である。
【図９】昇温パターンとデューティ信号の一例を示す図である。
【図１０】ランプから放出される光の相互干渉、ワークの放熱特性、ランプに供給する電力比を説明する図である。
【図１１】ランプ電力制御ユニットの構成例を示す図である。
【図１２】図１１に示すランプ電力制御ユニットの各部の波形を示す図である。
【図１３】図１１におけるランプ点灯制御回路の構成を示す図である。
【図１４】各スイッチング素子を駆動するゲート信号を説明する図である。
【図１５】ランプ電力制御ユニットの他の構成例を示す図である。
【図１６】図１５に示すランプ電力制御ユニットの各部の波形を示す図である。
【図１７】光照射式急速加熱処理装置の断面構成を示す図である。
【図１８】円環状に形成されたランプの一例を示す図である。
【図１９】ランプの点灯の制御を行う制御装置の従来の構成例を示す図である。
【図２０】図１９におけるランプ点灯制御装置の詳細構成を示す図である。
【図２１】図１９、図２０に示すサイリスタユニットの構成を示す図である。
【図２２】サイリスタの導通角制御を行った場合の各部の波形を示す図である。
【図２３】サイリスタのゼロクロス制御を行った場合の各部の波形を示す図である。
【図２４】導通角制御、ゼロクロス制御を行った場合の入力、出力電流、電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
１ フィラメントランプ
２ ランプ室
３ ミラー
４ 処理室
５ ワーク保持台
１１ 制御部
１２ ランプ電力制御ユニット
１３ ＣＰＵ
１４ ＰＷＭ制御回路
１４ａ レジスタ
１４ｂ アドレスデコーダ
１４ｃ ＰＷＭカウンタ
１４ｄ 発振器
１４ｅ 分周器
１４ｆ エッジ検出同期回路
１５ バス
１６ 位相検出回路
２１ 交流電源
２２ ランプ点灯制御回路
２２ａ ゲート信号発生回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、成膜、拡散、アニール等の処理を行うため、半導体ウエハ等の被処理物に赤外線を含む光を照射して被処理物を急速加熱する光照射式急速加熱処理装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、半導体集積回路の高集積化・微細化がますます要求され、例えばイオン注入により半導体ウエハのＳｉ結晶に不純物を打ち込んで拡散させる工程において、不純物の拡散層を薄くし、浅い接合面を形成する必要性が大きくなってきている。
イオン注入法による不純物拡散では、イオン化した不純物を電界で加速してＳｉ結晶に打ち込む注入工程と、注入により結晶が受けたダメージを回復しつつ結晶内に拡散させるアニール工程が行われるが、浅い拡散層を形成するためには、急速熱処理（ＲＴＰ）が必要であり、半導体ウエハの表面温度を均一に保ちながら高速で昇温させる必要がある。拡散層の膜厚の要求が例えば０．１３〜０．１５μｍであれば、１５０〜２００°Ｃ／秒の昇温速度が必要となる。
【０００３】
フィラメントランプから放射される赤外線を含む光を照射して半導体ウエハ等の被加熱物を加熱する光照射式急速加熱処理装置は上記急速加熱処理（ＲＴＰ）に好適であり、被加熱物を例えば数秒で１０００°Ｃ以上の温度まで昇温させることが可能である。
図１７は上記した光照射式急速加熱処理装置（以下加熱処理装置と略記する）の断面構成を示す図である。
ランプ室２に複数本のフィラメントランプ１（以下ランプと略記する）が配置され、ランプ１の背面にはミラー３が設けられている。処理室４内にはワーク保持台５が設けられ、加熱処理される半導体ウエハ等の被加熱物（以下ワークＷという）がワーク保持台５の上に載置される。また、ランプ室２と処理室４の間は例えば石英窓６等により区画される。
【０００４】
図１８に上記ランプ１の構成の一例を示す。ランプ１は同図に示すように円環状の発光管１ａと発光管１ａの端部に直角に形成された一対の導入管１ｂからなり、発光管１ａ内にコイル状のフィラメント１ｃが配置されている。導入管１ｂの端部にはシール部１ｄが形成され、フィラメント１ｃの端部にリード線１ｅがモリブデン箔１ｆを介して接続されている。
図１７においては、上記図１８に示す円環状のランプ１を例えば同心円状に配置しており、上記複数本のランプ１を点灯させることにより、ランプ１から放射される赤外線を含む光が石英窓６を介して処理室内に配置されたワークＷに照射される。これにより、ワークＷは急速加熱され、またランプ１を消灯させることによりワークＷは急速に冷却する。
図示しない制御装置は、ワークＷ全体が均一に加熱されるように各ランプ１に供給される電力量を制御し、例えばワークＷを数秒で１０００°Ｃ以上の温度まで昇温させる。
【０００５】
図１９〜図２０は上記したランプの点灯の制御を行う制御装置の従来の構成例を示す図である。図１９は全体構成を示し、図２０は各ランプを制御するランプ点灯制御装置のさらに詳細な構成を示している。
図１９〜図２０において、１００はＣＰＵ等から構成される制御部、１０１は温度調節器（以下温調器という）、１０２はサイリスタユニット、１はランプ、１０３は温度検出器であり、同図に示すように温調器１０１、サイリスタユニット１０２、温度検出器１０３がランプ１に対応して（もしくは複数本のランプに対応して）それぞれ設けられ、温度検出器１０３は、各ランプ１から放射される光により加熱されるワークＷの温度を検出する。温度検出器１０３により検出された温度は温調器１０１にフィードバックされ、温調器１０１は制御部１００から送られてくる温度設定値（アナログ信号もしくはデジタル信号）と、温度検出器１０３により検出された温度の偏差に応じた制御信号（アナログ信号）をサイリスタユニット１０２に送出する。
【０００６】
ランプ１に供給される電圧、電流はそれぞれサイリスタユニット１０２にフィードバックされ、サイリスタユニット１０２は、上記制御信号に基づき、ランプ１に供給される電力量を制御する。
サイリスタユニット１０２は、例えば図２１に示すような構成を備え、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲート電流を流すタイミングを変化させることにより、ランプ１に入力する電力を制御する。
【０００７】
サイリスタによる電力制御には以下の２つの方式、導通角制御とゼロクロス制御があげられる。
(a) 導通角制御
図２１において、サイリスタユニット１０２に交流商用電源２１から交流を入力する。サイリスタユニット１０２には第１のサイリスタＳＣＲ１と、第２のサイリスタＳＣＲ２とからなるランプ点灯制御回路２００を設ける。ランプ点灯制御回路２００のサイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲートＧ１，Ｇ２にゲート電流を流すと、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２が導通し、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２に供給される電流が０になるまで、サイリスタユニット１０２からランプ１に電流が出力される。
【０００８】
図２２（ａ）はサイリスタユニット１０２の入力電圧波形である。図２２（ｂ）はサイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲートＧ１，Ｇ２にゲート電流を流すタイミングの例を示す図であり、▲１▼は第１のサイリスタＳＣＲ１のゲート電流を、▲２▼は第２のサイリスタＳＣＲ２のゲート電流を示す。図２２（ｃ）は同図（ａ）のタイミングでゲート電流を流したときの出力電流の波形を示す。
サイリスタユニット１０２からの出力電力は、図２２（ｃ）の斜線部で示される出力電圧波形と出力電流波形とを掛け合わせたものとなり、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２に与えるゲート電流のタイミングを変化させることにより、出力電流波形及び出力電圧波形を変えることができ、サイリスタユニットの出力電力すなわちランプ入力電力を変えることができる。
【０００９】
(b) ゼロクロス制御
制御回路構成は、図２１と同じであり、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２のゲート電流を流すタイミングを図２３（ｂ）のようにする。ここで、▲１▼は第１のサイリスタＳＣＲ１のゲート電流を、▲２▼は第２のサイリスタＳＣＲ２のゲート電流を示す。
図２３（ｂ）のタイミングでゲート電流を流したときの出力電流及び出力電圧は同図（ｃ）のようになる。すなわち、同図（ｃ）に示すように、波形が間引かれた電流・電圧を出力することにより、ランプ入力電力を変化させることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記した従来の制御方式には次のような問題点がある。
（１）制御遅れの問題
光照射式急速加熱処理装置により急速熱処理（ＲＴＰ）を行うには、前記したように半導体ウエハを、その表面温度を均一に保ちながら例えば数秒で１０００°Ｃ以上の温度まで昇温させることが要求される。特に、半導体ウエハの周辺部分と中心部部分では放熱特性が異なるので、半導体ウエハの温度が均一になるように、周辺部分の加熱量を中心部分の加熱量よりやや大きく保ちながら急速に昇温させる必要がある。
このため、ランプ電力を制御する制御装置は、各ランプ電力の配分を適切に保ちながらランプに供給する電力を高速に制御することが必要となる。
【００１１】
図１９〜図２０に示した制御方式を用いた場合、上記のような制御を行うには次のような問題があった。
▲１▼ 温度検出器１０３により検出した温度を温調器１０１にフィードバックして温度制御を行っているため、温度検出器１０３による検出遅れなどにより制御遅れが生じ高速な制御が困難である。
▲２▼ サイリスタユニット１０２の応答が遅いため、ランプ電力を高速に制御することができない。また、前記した導通角制御を行う場合には、サイリスタ導通時に、立ち上がりノイズと呼ばれるノイズが発生し、装置の制御系が誤動作する原因となる場合がある。また、ランプフィラメントに突入電流が流れるので、フィラメントは過負荷な状態になり、フィラメント切れが発生しやすくなる。
▲３▼ 制御部１００から温調器１０１にデジタルもしくはアナログの制御信号を送出しているが、デジタル信号を送出する場合には温調器１０１でアナログ信号に変換する必要があり変換遅れが発生する。また、アナログ信号を送出する場合には、制御部１００でデジタル信号をアナログ信号に変換する必要があり同様に変換遅れが生ずる。
【００１２】
（２）高調波歪みの発生
図２２に示した導通角制御を行なう場合を例に取ると、前記したように、出力側の電力制御を行なう場合、出力電圧と出力電流は、それぞれ図２４（ａ）（ｂ）のようになる。
一方、サイリスタユニット１０２の入力電圧の波形は、図２４（ｃ）のように商用交流電源２１の電圧波形である。また、入力電流の波形は、図２４（ｄ）のように出力電流の波形と同じになる。
入力電流がこのように波形になると次の問題が生じる。図２４（ｄ）の丸印の波形部分が非線型な部分であり、これにより入力電流に高調波歪みが発生する。このような高調波歪みは規制の対象になりつつある。
同様の問題は前記図２３に示したゼロクロス制御においても生じる。図２４（ｅ）の丸印の部分は波形が非線型であり、高調波歪みが発生する。
【００１３】
（３）無効電力の発生
図２２において、入力電圧をＶ、入力電流をＩとし、Ｗを実効電力、Ｖ×Ｉを皮相電力とすると、入力電圧の波形と入力電流の波形とが、ともに正弦波で位相差がなければ、次の関係が成り立つ。
Ｖ×Ｉ＝Ｗ
ここで、Ｗは出力電力（ランプ入力電力）と考えることができる。
しかしながら、図２４（ｄ）のように、歪んだ波形の場合、無効電力（＝Ｖ×Ｉ−Ｗ）が必ず発生する。したがって、図２４（ｄ）のような歪んだ波形において、ある実効電力Ｗを出力しようとすると、波形が正弦波のものに比べると、より大きな皮相電力Ｖ×Ｉが必要になる。
同様に、ゼロクロス制御の場合には、図２４（ｅ）矢印部分が１周期と考えられるので無効電力が生じる。
【００１４】
上記、無効電力に関して言うと、出力電力を制御したとたん無効電力が発生することになる。このことは、実用の装置を製作する場合において大きな問題になる。
即ち、以下の理由により、サイリスタユニット１０２の出力電力は常に制御されることになるから必ず無効電力が発生することになり力率が低下する。
▲１▼ 実用上、光照射式急速加熱処理装置のような装置においては、例えばランプ点灯装置に商用の２００Ｖを入力する場合、１０％の電圧変動を考慮し、使用するランプは入力電圧よりも約１０％小さい定格の例えば１８０Ｖ定格のものを用い、装置に余裕を持たせるのが常識である。したがって、ランプを定格で点灯する場合においても、ランプ点灯装置の出力は制御されることになる。
▲２▼ さらに、光照射式加熱処理装置では、複数本のランプに供給する電力を制御するが、使用するランプによって、定格が異なる（フィラメントの長さが異なる）場合がある。この場合も、常に出力電力を制御することになる。
【００１５】
特に、光照射式急速加熱処理装置を前記した急速加熱処理（ＲＴＰ）に適用する場合には、ワークの温度を数秒で約１０００°Ｃまで急速昇温させる必要があり、ランプ１に供給する電力量は全体で数十ｋＷ〜２００ｋＷという極めて大きな値となり、入力電流も非常に大きな値となる。このため無効電力の発生を極力小さくして効率を向上させ、入力電流を減少させて省エネルギー化を図る必要がある。
本発明は上記した事情に鑑みなされたものであって、本発明の目的は、表面温度を均一に保ちながら制御遅れなく被加熱物を急速昇温させることができ、また、力率を低下させることなく、さらに高調波歪みが発生することない光照射式急速加熱処理装置の制御装置を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明においては上記課題を次のようにして解決する。
（１）複数のフィラメントランプを有し、該フィラメントランプから放射される赤外線を含む光を被処理物に照射することにより、被処理物を急速加熱する光照射式急速加熱処理装置の制御装置において、上記複数のフィラメントランプを配置した領域を、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割し、各ゾーンに少なくとも１以上のフィラメントランプを設置する。そして、上記制御装置を、上記ゾーンに対応してそれぞれ設けられ交流電源から供給される交流正弦波もしくはその全波整流波をスイッチングするスイッチング素子を具備した複数のランプ電力制御ユニットと、制御部と、交流電源の位相を検出する位相検出手段から構成する。
上記制御部は、上記複数のランプ電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、上記各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御するとともに、上記位相検出手段により検出された交流電源のゼロクロス点で、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比を変更する。
（２）上記（１）において、被処理物の放熱特性と各ゾーンに属するフィラメントランプの相互干渉を考慮して、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比の時間的変化パターンを求めて、該時間的変化パターンを上記制御部に予め記憶させておき、制御部は該時間的変化パターンを読み出して、各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御する。
【００１７】
本発明の請求項１の発明においては、上記（１）のように構成したので、制御遅れなく被処理物の温度を制御することができる。また、電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御しているので、高調波を減少させ力率の改善を図ることができ、効率を向上させることができる。
本発明の請求項２の発明においては、上記（２）のように構成したので、高速な制御が可能になるとともに、被処理物の温度を均一に制御することが可能となる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施例の光照射式急速加熱処理装置用制御装置の概略構成を示す図である。同図において、１１はＣＰＵ等から構成される制御部、１２はランプ１に供給する電力を制御するランプ電力制御ユニット（以下電力制御ユニットと略記する）であり、制御部１１から出力されるＰＷＭ信号が各電力制御ユニット１２に与えられる。
電力制御ユニット１２にはスイッチング素子が設けられており、上記制御部１１が出力するＰＷＭ信号によりスイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（以下デューティという）を変化させ、ランプ１に供給する電力を制御する。
【００１９】
ランプ１は、前記図１７に示したようにランプ室２内に配置され、処理室４内にはワーク保持台５が設けられ、加熱処理されるワークＷがワーク保持台５の上に載置される。
また、ランプ１を配置した領域は、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割され、各ゾーンに少なくとも１以上のランプが設置されている。電力制御ユニット１２は各ゾーンに対応して設けられており、各電力制御ユニット１２により各ゾーンに属するランプ１に供給するパワーをそれぞれ制御する。
【００２０】
図２，図４，図５はランプの配置例を示す図である。
図２は、図３に示すように半円状のランプ１，１’を２本合わせて円環状に形成し、これらを同心円に配置した場合を示している。
ランプ１，１’は図３に示すように、発光管１ａと発光管１ａの端部に直角に形成された一対の導入管１ｂからなる半円状のランプ１，１’を２本合わせて、円環状としたものであり、発光管１ａ内にコイル状のフィラメント１ｃが配置され、導入管１ｂの端部にはシール部１ｄが形成され、フィラメント１ｃの端部にリード線１ｅがモリブデン箔１ｆを介して接続されている。
これらのランプを配置した領域は、図２に示すように同心円状のゾーン１〜４に分けられており、前記電力制御ユニット１２は、上記ゾーン毎に設けられ、各ゾーンに属する１ないし複数本のランプに供給される電力を制御する。なお、図２、図３では半円状のランプ１，１’を２本合わせて円環状に形成した場合について示しているが、前記図１８に示した円環状のランプを同心円状に配置したものを使用することもできる。
【００２１】
図４は、加熱処理を行うワークの形状が例えば４角形である場合に対応して、直線状のランプ１、直角状に曲げられたランプ１’を組み合わせて、ランプを矩形状に配置した場合を示しており、この場合もランプ１，１’を配置した領域は、同図に示すように領域の中心からの距離に応じた複数のゾーン１〜５に分けられ、電力制御ユニット１２は、上記ゾーン毎に設けられ、各ゾーンに属する１ないし複数本のランプに供給される電力を制御する。
図５（ａ）は、シール部が１ケ所のシングルエンドと呼ばれる図５（ｂ）に示すランプ１を用いた場合を示しており、各ランプ１には例えば図５（ｂ）に示すように碗状のミラー３が取り付けられ、各ランプが図５（ａ）に示すように同心円状に配置される。この場合もランプ１，１’を配置した領域は、同図に示すように領域の中心からの距離に応じた複数のゾーン１〜ｎに分割されている。
【００２２】
図６は、図１に示した制御部１１の具体的構成例を示す図である。同図において、１１は制御部であり、制御部１１はＣＰＵ１３とＰＷＭ制御回路１４から構成されており、ＣＰＵ１３とＰＷＭ制御回路１４はバス１５を介して接続されている。ＰＷＭ制御回路１４には各電力制御ユニット１２に対応したチャンネルＣＨ１〜ＣＨ４のＰＷＭカウンタ１４ｃが設けられており、各ＰＷＭカウンタ１４ｃから出力されるＰＷＭ信号により各電力制御ユニット１２は各ゾーンに属するランプのパワーを制御する（この例ではゾーンが４の場合を示している）。
また、位相検出回路１６が設けられており、位相検出回路１６により電源２１の電圧位相を検出する。
【００２３】
図７は位相検出回路１６の構成例を示す図であり、位相検出回路１６は同図に示すように例えばフォトカプラＰｈ１，Ｐｈ２と抵抗Ｒ１〜Ｒ３、シュミットトリガインバータＩＮＶから構成される。そして、電源１７の電圧が正位相になるとフォトカプラＰｈ１が導通し、また負位相になるとフォトカプラＰｈ２が導通する。このため、シュミットトリガインバータＩＮＶの入力は電源電圧が正位相のときハイレベル、負位相のときローレベルとなり、シュミットトリガインバータＩＮＶの出力には電源位相に応じてハイレベル、ローレベルの出力が発生する。すなわち、電源電圧のゼロクロス点で位相検出回路１６の出力はハイレベル→ローレベルもしくはローレベル→ハイレベルに変化する。
【００２４】
図６に戻り、制御部１１のＣＰＵ１３には、後述するように予め各ゾーンに属するランプ１に供給するパワーの時間的変化パターン等が記憶されており、加熱処理が開始されるとＣＰＵ１３は各ゾーンの属するランプに供給するパワーに対応したデジタルデータをアドレス信号と共に出力する。
上記アドレス信号はアドレスデコーダ１４ｂによりデコードされ、そのデコード結果に応じて、ＣＰＵ１３が出力するデジタルデータは、ＰＷＭ制御回路１４に設けられたレジスタ１４ａの上記アドレス信号に対応した領域にセットされる。
【００２５】
一方、位相検出回路１６の出力はエッジ検出同期回路１４ｆに入力され、エッジ検出同期回路１４ｆは位相検出回路１６が出力する位相信号の立ち上がり、立ち下がりエッジ（電源電圧のゼロクロス点）を検出する。そして、電源電圧のゼロクロス点で、エッジ検出同期回路１４ｆはＰＷＭデータセット信号を出力する。上記ＰＷＭデータセット信号が出力されると、前記レジスタ１４ａの各領域にセットされていたデジタルデータが各ＰＷＭカウンタ１４ｃに転送されプリセットされる。なお、デジタルデータを高速に転送するため、レジスタ１４ａとＰＷＭカウンタ１４ｃ間は例えば１２ビットの並列転送ラインで接続されている。
また、発振器１４ｄが出力するクロックパルスが分周器１４ｅにより分周され、ＰＷＭカウンタスタート信号としてＰＷＭカウンタ１４ｃに与えられる。
ＰＷＭカウンタ１４ｃに上記ＰＷＭカウンタスタート信号が入力されると、ＰＷＭカウンタ１４ｃは図示しないクロック信号のカウントを開始し、カウント値が前記プリセット値に達するとゼロリセットされる。そして、次のＰＷＭカウンタスタート信号が入力されると再びカウントを開始し、以下同様の動作を繰り返す。
【００２６】
ＰＷＭカウンタ１４ｃがカウントをしている期間、ＰＷＭカウンタ１４ｃはハイレベルの出力を発生する。このため、ＰＷＭカウンタ１４ｃから、前記ＰＷＭデータセット信号によりセットされたプリセット値に応じた時間幅のパルス信号が、分周器１４ｅが出力するＰＷＭカウンタスタート信号の周期で繰り返し出力され、この信号は各電力制御ユニット１２に与えられる。
図８はＰＷＭ制御回路１４の出力信号を示す図であり、同図に示すように、ＰＷＭ制御回路１４は、例えば２０ｋＨｚの繰り返し周期（ＰＷＭカウンタスタート信号の周期）で前記レジスタ１４ａにセットされたデジタルデータに応じたデューティのパルス信号を出力する。
ここで、前記したようにＰＷＭデータセット信号は電源電圧のゼロクロス点で出力されるので、電源電圧の半周期の間はＰＷＭカウンタ１４ｃが出力するＰＷＭ信号のデューティは変化しない。このため、各電力制御ユニット１２に流入する電流値は各半周期において略正弦波状に変化する。これにより、高調波歪みを低減化させることができ、力率の低下を防ぐことができる。
【００２７】
図９は、ワークＷを急速加熱する際の昇温パターンと電力制御ユニット１２に与えられるデューティ信号の一例を示す図である。
ワークＷを急速加熱する際には、同図（ａ）に示すように、まずワークＷを同図Ａ点まで上昇させた後、所定時間その温度に保つ。このためＰＷＭ制御回路１４は同図（ｂ）に示すようにＡ点までは比較的デューティの大きなＰＷＭ信号を出力し、Ａ点に達するとＰＷＭ信号のデューティを小さくする。
同図（ａ）のＢ点に達すると再びワークＷの温度を上昇させる。このためＰＷＭ制御回路１４が出力するＰＷＭ信号のデューティは同図（ｃ）に示すように大きくなる。
ワークＷの温度が再び上昇しＣ点に達すると所定時間その温度に保つ。このためＰＷＭ制御回路１４が出力するＰＷＭ信号のデューティは、Ｃ点で同図（ｄ）に示すように小さくなる。
ワークＷの温度を所定時間一定に保ったのち、Ｄ点に達するとワークＷの温度を低下させる。ＰＷＭ制御回路１４が出力するＰＷＭ信号のデューティは、同図（ｅ）に示すようにＤ点で０となりランプは消灯する。
【００２８】
図９では、電力制御ユニット１２に供給するＰＷＭ信号の典型例を示したが、ワークＷは端面から放熱し、またランプ１からの光は相互に干渉する。したがって、これらを考慮して各ゾーンに属するランプに供給するパワーを配分する必要がある。
すなわち、複数のランプ１からワークＷに光が照射されるため図１０（ａ）に示すように光が相互に干渉する（同図のハッチング部分）。このため、各ランプから放出される光量を等しくしたのではワークＷの表面を必ずしも一定の温度にすることはできない。
また、ワークＷは端面から放熱するため、ワークＷの放熱特性は同図（ｂ）に示すようになる。したがって、ワークＷの温度を一定にするにはその分だけ周辺部のランプのパワーを大きくする必要がある。しかし、周辺部のランプパワーを大きくするとその内側のワーク表面の温度が上昇するので、その部分のランプパワーはやや低下させる必要がある。
【００２９】
以上のことから、ランプ１に供給する電力比を、例えば図１０（ｃ）のようにすることにより、ワークＷの表面温度を図１０（ｄ）に示すように略一定の温度とすることができる。
上記した各ランプに供給するパワーの時間的変化パターン、各ゾーンのランプのパワー配分等は、実験あるいは理論式等により求めることができ、予め実験、理論式等によりワークＷの加熱処理量に応じた各ゾーンに属するランプに供給する電力量を定める。そして、ＣＰＵ１３の図示しない記憶部に対応する制御信号を記憶させておき、設定電力が入力されるとＣＰＵ１３はそれに対応した制御信号を読み出して、前記したＰＷＭ制御回路１４に出力する。
【００３０】
本実施例においては、以上のようにＣＰＵ１３に予め記憶されたデジタルデータをバス１５を介してＰＷＭ制御回路１４に送出し、ＰＷＭ制御回路１４においてＰＷＭ信号を生成して各電力制御ユニットに送出しているので、前記した従来例のようにフィードバック遅れによる制御遅れが発生することがなく、また、デジタルデータをアナログ信号に変換する際の変換遅れ等が発生することがない。このため、高速な制御が可能となる。
【００３１】
次に上記電力制御ユニットについて説明する。
図１１は図１、図６に示したランプ電力制御ユニット１２の構成例を示す図である。
同図において、２１は交流電源、２２はランプ点灯制御回路（以下点灯制御回路と略記する）である。点灯制御回路２２のスイッチング素子はゲート信号発生回路２２ａから与えられるゲート信号により制御され、交流電源２１から供給される交流入力を制御して、ランプ１に電力を供給する。
ゲート信号発生回路２２ａは、前記したＰＷＭ制御回路１４の出力に基づき、スイッチング信号を発生し、各点灯制御回路２２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせる。
【００３２】
すなわち、図１２（ａ）に示す入力電圧（電流）を同図（ｂ）に示すスイッチング信号でＯＮ／０ＦＦし、同図（ｃ）に示す出力電流を得る。なお、同図は、デューテイが略５０％の場合を示しており、負荷に並列に転流用のスイッチング回路を設けるとともに、ランプ１に直列にインダクタンスを設け、入力側に直列に接続されたスイッチング回路がオフになったとき、上記転流用のスイッチング回路をオンにして、出力電流を上記転流回路を介して継続的に流すように構成した場合を示している。
同図（ｃ）に示す波形でもスイッチング信号の周波数を高くすれば、正弦波に近い波形を得ることができるが、同図（ｃ）に示す出力電流を更にフィルタリングすることにより、同図（ｄ）に示す正弦波出力を得ることができる。また、入力電流もローパスフィルタを通すことにより正弦波とすることができる。
【００３３】
次に、図１１に示した点灯制御回路の動作について説明する。
図１３は図１１に示した本実施例の点灯制御回路の構成を示す図であり、同図は、図１１に示した点灯制御回路２２の一つを抜き出して示したものである。同図において、２２は点灯制御回路、２１は交流電源、Ｔｒ１〜Ｔｒ４はスイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、Ｌ１はインダクタンス、１はランプである。
スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４は図１１に示したゲート信号発生回路２２ａが発生するゲート信号により前記図１２に示したように所定の駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦする。この駆動周波数は所定の高周波、例えば前記したように２０ｋＨｚ程度に選定される。この周波数は低くしすぎると出力側に設けたコンデンサＣ１の容量が大きくなり、また音を発するようになる。一方、高くしすぎるとスイッチング素子における効率が悪化するので、両者の間の領域で適宜設定すれば良い。
【００３４】
図１３において、点灯制御回路２２は次のように動作する。
点灯制御回路２２に交流電源２１から商用交流電源を供給する。入力電流は図１３のＡ方向に流れる場合と、Ｂ方向に流れる場合とがある。それぞれの場合に図１４に示すように各スイッチング素子を制御する。
（１）入力電流がＡ方向に流れる場合
▲１▼ 第１および第３のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３をＯＮ、スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４はＯＦＦとする。出力電流は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１→インダクタンスＬ１→ランプ４→第４のダイオードＤ４と流れる。
▲２▼ 第３のスイッチング素子をＯＮにしたまま、第１のスイッチング素子Ｔｒ１をＯＦＦとし、ほかのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４はＯＦＦのままとする。インダクタンスＬ１に残留する電流が、インダクタンスＬ１→ランプ４→第３のスイッチング素子Ｔｒ３→第２のダイオードＤ２→インダクタンスＬ１と流れる。▲３▼ 上記▲１▼▲２▼の組み合わせのスイッチングを繰り返す。
【００３５】
（２）入力電流がＢ方向に流れる場合
▲４▼ 第２および第４のスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４をＯＮ、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３はＯＦＦとする。出力電流は、第４のスイッチング素子Ｔｒ４→ランプ４→インダクタンスＬ１→第１のダイオードＤ１と流れる。
▲５▼ 第２のスイッチング素子Ｔｒ２をＯＮにしたまま、第４のスイッチング素子Ｔｒ４をＯＦＦとし、スイッチング素子Ｔｒ１，ＴＲ３はＯＦＦのままとする。インダクタンスＬ１に残留する電流が、インダクタンスＬ１→第２のスイッチング素子Ｔｒ２→第３のダイオードＤ３→ランプ４ーインダクタンスＬ１と流れる。
▲６▼ 上記▲４▼▲５▼の組み合わせのスイッチングを繰り返す。
【００３６】
上記のように制御することにより、点灯制御回路２２の各部の波形は前記図１２に示したようになる。なお、ここでは、点灯制御回路２２には、５０Ｈｚの商用交流電源が入力され、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４のスイッチング周波数は２０ｋＨｚであるとする。
入力電圧の波形は、前記図１２（ａ）に示した波形であり、スイッチングを約５０％のデューティで行なった場合、スイッチング信号は前記図１２（ｂ）に示したようになる。ここで、同図中▲１▼は回路が上記（１）▲１▼の動作をしているとき、▲２▼は（１）▲２▼の動作をしているときを示す。▲４▼▲５▼も同様に、回路が（２）▲４▼▲５▼の動作をしているときである。
上記スイッチングを行うことにより、点灯制御回路２２の出力電流波形は、前記図１２（ｃ）のようになる。
【００３７】
すなわち、図１２（ｂ）▲１▼の時は、交流商用電源からの電流がそのまま出力され、ランプの電流値は徐々に増加する。また、図１２（ｂ）▲２▼に移ると出力側は交流商用電源から切り離されることになるが、インダクタンスＬ１に電流が残っているためにランプ４に流れる電流が徐々に小さくなる。残留する電流が０になる前に再び上記▲１▼となるようにすれば、出力電流は再び増加する。これは▲４▼▲５▼についても同様である。
なお、図１２（ｃ）では説明のため凹凸を極端に示しているが、実際には例えば２０ｋＨｚでスイッチングを行なうと、凹凸はきわめて小さくなり、出力波形は出力側にフィルタ回路を設けなくとも略正弦波となる。必要であれば、例えば出力側に設けたコンデンサＣ１により平坦化すれば、図１２（ｄ）に示すようによりきれいな正弦波となる。
【００３８】
ここで、デューティーが１のときは、▲１▼のみでありランプヘの入力波形はランプ点灯装置に入力される波形と同じになり、一方、デューティーが０のときは、▲２▼のみでランプヘの入力０となる。
したがって、スイッチングのデューティを０から１の間で変えることにより、０≦〔出力電流のピーク値Ｉｐ’〕≦〔入力電流のピーク値Ｉｐ〕の範囲でピーク値が可変の正弦波である波形の出力電流を得ることができる。すなわち、ランプ４に対し連続的に変化可能な電流を与えることができる。
一方、点灯制御回路２２への入力電流の波形は、スイッチング素子のデューティによってＯＮ／ＯＦＦが繰り返されているので、前記図１２（ａ）のようになり（同図中の斜線部分参照）、入力電流は高調波歪みの大きな波形となる。そこで、点灯制御回路２２の入力側に図１１に示すようにインダクタンスＬ２とコンデンサＣ２を設ける。これにより、入力電流を平滑化し高調波歪みを低減化することができる。ここで、インダクタンスＬ２については、特定の素子を設けず配線のインダクタンスを利用することもできる。
なお、本出願人が先に提案したように（特願平１０−２７３３４２号参照）、各点灯制御回路２２のスイッチング素子を時間差を設けて順番に動作させても、同様に入力電流の高調波歪みを低減化し力率を改善することができる。
【００３９】
以上のように、入力電圧（電流）をスイッチング回路によりチョッピングし、出力電圧（電流）を制御することにより、出力電流・出力電圧・入力電流の波形を略正弦波にすることができ、高調波歪みを低減化することができる。また、無効電力を発生させることなく、入力の力率を改善してランプに大きな突入電流を流さず、かつ、応答速度が迅速で連続的に制御を行うことができる。
すなわち、前記したように位相検出手段を設けて、電源位相を検出し、電源位相に同期したＰＷＭ信号を発生させ、電源位相に同期させてスイッチング素子を動作させているので無効電力を発生させることなく入力の力率を改善し、高調波歪みを低減することができる。すなわち、交流電源から供給される交流正弦波が正位相の半周期であるか負位相の半周期であるかを検出することで、電力制御ユニットはそれに応じて所定のスイッチング素子を駆動することができる。
さらに、ＰＷＭ信号のデューティを変更させるときは、点灯制御回路のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を、交流電源のゼロクロス点で変更するようにしているので、入力電流波形が略正弦波状になり高調波歪みの発生を防止することができる。
このため、無効電力の発生を抑えることができ、入力電流を減少させることができるとともに、高調波歪みを減少させることが可能となる。
【００４０】
図１５はランプ電力制御ユニットの他の構成例を示す図である。
図１５において、２２はランプ点灯制御回路（以下点灯制御回路と略記する）、２１は交流電源、２３は全波整流回路、Ｔｒ１０はスイッチング素子、Ｄ１０はダイオード、Ｌ１はインダクタンス、Ｃ１はコンデンサ、１はランプ、２２ａはゲート信号発生回路である。
同図に示すスイッチング素子Ｔｒ１０はゲート信号発生回路２２ａが発生するゲート信号により所定の駆動周波数でＯＮ／ＯＦＦする。この駆動周波数は、前記した図１１と同様、所定の高周波、例えば２０ｋＨｚ程度に選定される。
【００４１】
図１５において、点灯制御回路は次のように動作する。
図１６は図１５に示す点灯制御回路２２の各部の波形を示す図であり、同図により本実施例の点灯制御回路の動作を説明する。
点灯制御回路２２に交流電源２１から商用交流電源を供給する。入力電圧は全波整流回路２３により全波整流され、スイッチング素子Ｔｒ１０には図１６（ａ）に示す全波整流電圧が供給される。
▲１▼ ゲート信号発生回路２２ａからスイッチング素子Ｔｒ１０にオン信号が供給され、スイッチング素子Ｔｒ１０がオンになると、出力電流は、全波整流回路２３→スイッチング素子Ｔｒ１０→インダクタンスＬ１→ランプ１→全波整流回路２３と流れる。
▲２▼ 次いで、スイッチング素子Ｔｒ１０がオフになると、インダクタンスＬ１に残留する電流が、インダクタンスＬ１→ランプ１→ダイオードＤ１０→インダクタンスＬ１と流れる。
▲３▼ 上記▲１▼▲２▼の組み合わせのスイッチングを繰り返す。
【００４２】
上記のように制御することにより、点灯制御回路２２の各部の波形は図１６に示したようになる。なお、ここでは、点灯制御回路には、５０Ｈｚの商用交流電源が入力され、スイッチング素子Ｔｒ１０のスイッチング周波数は２０ｋＨｚであるとする。
入力電圧の波形は、図１６（ａ）に示した波形であり、スイッチングを約５０％のデューティで行なった場合、点灯制御回路の出力電流波形は、前記図１６（ｂ）のようになる。
すなわち、スイッチング素子Ｔｒ１０がオンになったときは、交流商用電源からの電流がそのまま出力され、ランプ１の電流値は徐々に増加する。また、スイッチング素子Ｔｒ１０がオフになると、出力側は全波整流回路２３から切り離されることになるが、インダクタンスＬ１に電流が残っているためにランプ１に流れる電流が徐々に小さくなる。残留する電流が０になる前に再びスイッチング素子Ｔｒ１０をオンにすれば、出力電流は再び増加する。
【００４３】
なお、図１６（ｂ）では説明のため凹凸を極端に示しているが、実際には例えば２０ｋＨｚでスイッチングを行なうと、第１の実施例と同様凹凸はきわめて小さくなり、出力波形は出力側にフィルタ回路を設けなくとも略正弦波となる。必要であれば、例えば出力側に設けたコンデンサＣ１により平坦化すれば、図１６（ｄ）に示すようによりきれいな正弦波となる。
したがって、スイッチング素子Ｔｒ１０のスイッチングのデューティを０から１の間で変えることにより、前記したようにピーク値が可変の全波整流波形の出力電流を得ることができる。すなわち、ランプ１に対し連続的に変化可能な電流を与えることができる。
【００４４】
一方、点灯制御回路２２への入力電流の波形は、スイッチング素子Ｔｒ１０のデューティによってＯＮ／ＯＦＦが繰り返されているので、前記図１６（ｃ）のようになり、点灯制御回路の入力電流は、高調波歪みの大きな波形となる。
そこで、この場合にも、前記したように点灯制御回路２２の入力側に図１５に示すようにインダクタンスＬ２とコンデンサＣ２を設ける。これにより、入力電流を平滑化し高調波歪みを低減化することができる。ここで、インダクタンスＬ２については、特定の素子を設けず配線のインダクタンスを利用することもできる。
なお、前記したように各点灯制御回路２２のスイッチング素子を時間差を設けて順番に動作させ、入力側の高調波歪みを小さくすることもできる。
【００４５】
図１５に示す点灯制御回路を用いることにより、前記図１１に示したものと同様な効果を得ることができる。また、１個のスイッチング素子で点灯制御装置を構成することができ、回路構成を簡単にすることができ、さらに、交流入力の半サイクル毎にランプへの出力電流が略０に近い値まで低下するので、交流点灯の場合と同様に、ランプのフィラメント切れが発生したとしても直流で点灯させた場合のように切れたフィラメント間でアークが持続することもない。
ＰＷＭ信号のデューティを変化させるときは、交流電源のゼロクロス点において、電力制御ユニットのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号のデューティ比を変更しているので、電力制御ユニット１２の入力電流波形が略全波整流波形となり、交流電源の入力電流は略交流正弦波であり、高調波歪みの発生を防止できる。また、無効電力の発生を抑えて入力の力率を改善することもできる。
なお、本実施例においては、常に同一位相である全波整流波形に対して、電力制御ユニットのスイッチング素子がオン／オフ駆動するので、交流電源からの交流正弦波が正位相であるか負位相であるかを検知する必要はない。
なお、以上の説明では、ワークＷの温度を検出する温度検出素子を設けず、ＣＰＵ１３に予め記憶された制御信号（ＰＷＭ信号の時間的変化パターン）のみに基づきランプに供給するパワーを制御する場合について説明したが、ワークＷの温度を検出する温度検出素子を設け、該温度検出素子で検出されたワークＷの温度をＣＰＵ１３に取り込んで、ワークＷが所定の温度まで上昇したか等の確認を行うようにしてもよい。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明においては以下の効果を得ることができる。
（１）複数のフィラメントランプを配置した領域を、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割し、各ゾーンに少なくとも１以上のフィラメントランプを設置し、該フィラメントランプに供給する電力を制御する制御装置を、上記ゾーンに対応してそれぞれ設けられ交流電源から供給される交流正弦波もしくはその全波整流波をスイッチングするスイッチング素子を具備した複数のランプ電力制御ユニットと、上記複数のランプ電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、上記各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御する制御部とから構成したので、制御遅れなく被処理物の温度を制御することができる。また、高調波を減少させ力率の改善を図ることができ、効率を向上させることができる。
（２）被処理物の放熱特性と各ゾーンに属するフィラメントランプの相互干渉を考慮して、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比の時間的変化パターンを求めて、該時間的変化パターンを上記制御部に予め記憶させておき、制御部が該時間的変化パターンを読み出して、各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御するようにしたので、高速な制御が可能になるとともに、被処理物の温度を均一に制御することができる。
（３）交流電源の位相を検出する位相検出手段を設け、上記制御部が、上記位相検出手段により検出された交流電源のゼロクロス点で、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比を変更するようにしたので、高調波を一層低減化し、力率を改善することができる。
（４）交流電源の位相を検出する位相検出手段を設け、上記ランプ電力制御ユニットが、上記位相検出手段により検出された交流電源の位相信号に同期して、交流電源から供給される交流正弦波をスイッチングするようにしたので、高調波を低減化し力率を改善することができ、入力電流を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の概略構成を示す図である。
【図２】ランプの配置例（１）を示す図である。
【図３】半円状のランプを２本合わせて円環状としたランプの構成例を示す図である。
【図４】ランプの配置例（２）を示す図である。
【図５】ランプの配置例（３）を示す図である。
【図６】制御部の具体的構成例を示す図である。
【図７】位相検出回路の構成例を示す図である。
【図８】ＰＷＭ制御回路から出力されるＰＷＭ信号を示す図である。
【図９】昇温パターンとデューティ信号の一例を示す図である。
【図１０】ランプから放出される光の相互干渉、ワークの放熱特性、ランプに供給する電力比を説明する図である。
【図１１】ランプ電力制御ユニットの構成例を示す図である。
【図１２】図１１に示すランプ電力制御ユニットの各部の波形を示す図である。
【図１３】図１１におけるランプ点灯制御回路の構成を示す図である。
【図１４】各スイッチング素子を駆動するゲート信号を説明する図である。
【図１５】ランプ電力制御ユニットの他の構成例を示す図である。
【図１６】図１５に示すランプ電力制御ユニットの各部の波形を示す図である。
【図１７】光照射式急速加熱処理装置の断面構成を示す図である。
【図１８】円環状に形成されたランプの一例を示す図である。
【図１９】ランプの点灯の制御を行う制御装置の従来の構成例を示す図である。
【図２０】図１９におけるランプ点灯制御装置の詳細構成を示す図である。
【図２１】図１９、図２０に示すサイリスタユニットの構成を示す図である。
【図２２】サイリスタの導通角制御を行った場合の各部の波形を示す図である。
【図２３】サイリスタのゼロクロス制御を行った場合の各部の波形を示す図である。
【図２４】導通角制御、ゼロクロス制御を行った場合の入力、出力電流、電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
１ フィラメントランプ
２ ランプ室
３ ミラー
４ 処理室
５ ワーク保持台
１１ 制御部
１２ ランプ電力制御ユニット
１３ ＣＰＵ
１４ ＰＷＭ制御回路
１４ａ レジスタ
１４ｂ アドレスデコーダ
１４ｃ ＰＷＭカウンタ
１４ｄ 発振器
１４ｅ 分周器
１４ｆ エッジ検出同期回路
１５ バス
１６ 位相検出回路
２１ 交流電源
２２ ランプ点灯制御回路
２２ａ ゲート信号発生回路
Claims (2)
- 複数のフィラメントランプを有し、該フィラメントランプから放射される赤外線を含む光を被処理物に照射することにより、被処理物を急速加熱する光照射式急速加熱処理装置の制御装置であって、
上記複数のフィラメントランプを配置した領域を、該領域の中心からの距離に応じた複数のゾーンに分割し、各ゾーンには少なくとも１以上のフィラメントランプを設置し、
上記制御装置を、
上記ゾーンに対応してそれぞれ設けられ交流電源から供給される交流正弦波もしくはその全波整流波をスイッチングするスイッチング素子を具備した複数のランプ電力制御ユニットと、
上記複数のランプ電力制御ユニットのそれぞれのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティを変化させ、上記各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御する制御部と、前記交流電源の位相を検出する位相検出手段とから構成し、
上記制御部は、上記位相検出手段により検出された交流電源のゼロクロス点で、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比を変更する
ことを特徴とする光照射式急速加熱処理装置の制御装置。 - 上記制御部には、被処理物の放熱特性と各ゾーンに属するフィラメントランプの相互干渉を考慮して定めた、各ゾーンのスイッチング素子のオン／オフ信号のデューティ比の時間的変化パターンが予め記憶されており、
制御部は上記デューティ比の時間的変化パターンを読み出して、上記各ゾーンに属するフィラメントランプに供給される電力をそれぞれ制御する
ことを特徴とする請求項１の光照射式急速加熱処理装置の制御装置。
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