JP3980227B2 - 物体検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁波を利用して、埋設物等の物体の位置を検出する物体検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
物体としての地中埋設物（例えば、鉄柱、ガス管、水道管等）を検出する物体検出装置が知られている。このような物体検出装置として、本出願人は、パルス状の信号を発生する発信器と、発信器からの発信信号に基づいて電磁波を地中に送信する送信アンテナと、地中埋設物からの反射電磁波を受信する受信アンテナと、受信アンテナからの受信信号をサンプリング信号に基づいて所要の通りにサンプリングするサンプリング手段と、サンプリング手段によりサンプリングされた信号を所要の通りに演算処理して物体の位置を測定するための信号演算処理手段とを備えたものを提案した。
【０００３】
この提案した物体検出装置においては、サンプリング手段に関連して、サンプリング信号を生成するサンプリング信号生成手段が設けられ、サンプリング信号生成手段は所望のサンプリング間隔でサンプリング信号を生成し、サンプリング手段は、受信アンテナからの受信信号をこのサンプリング間隔でサンプリングする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この提案した物体検出装置では、高周波の電磁波を利用することに起因して、次の通りの解決すべき問題が存在する。サンプリング信号生成手段において非常に短い時間間隔、例えば０．３×１０ー９秒間隔でサンプリング信号を生成することが可能であるが、このような非常に短い間隔でサンプリング信号を生成する場合、サンプリングのためにサンプリング信号の間隔を連続的に変化させようとすると、生成されるサンプリング信号にジッタ（所謂ゆらぎ）が発生し、サンプリング間隔がずれて受信信号を高精度にサンプリングすることができなくなる。また、このような場合、サンプリング間隔が非常に短い故に、その間隔を変化させる幅（振れ幅）にも限りがある。このようなことから、サンプリング間隔をリアルタイムで変えることは技術的に困難である。
【０００５】
このようなことから、例えば、所定数（例えば３００〜５００程度）ずつサンプリングした後にサンプリング間隔を変化させることによって、非常に短い時間間隔であってもサンプリング間隔を所要の通りに変化させることができ、このようにすることによって、高周波であっても比較的ＳＮ比の高い受信信号のサンプリングが可能となる。
ところが、送信アンテナ及び受信アンテナから離れた位置にある物体を検出するとき、その距離が大きくなるに伴って受信アンテナの受信信号の信号レベルが小さくなってＳＮ比が悪くなり、高精度の物体の位置測定が難しくなる。
【０００６】
本発明の目的は、高周波の受信信号を所要の通りにサンプリングすることができ、またＳＮ比を向上させて物体の位置を高精度に測定することができる物体検出装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、検出する物体に向けて電磁波を発信するための送信アンテナと、物体から反射された電磁波を受信するための受信アンテナと、前記受信アンテナからの受信信号をサンプリングするためのサンプリング信号を生成するためのサンプリング信号生成手段と、前記サンプリング信号に基づいて前記受信アンテナからの受信信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によりサンプリングした信号を所要の通りに演算して物体の位置を測定するための信号演算処理手段とを具備し、
前記サンプリング手段によりサンプリングする測定サイクルは、前記受信信号を分割してサンプリングする複数のサンプリング区間から構成され、前記複数のサンプリング区間はそれぞれ複数のサンプリング期間を有しており、
一つのサンプリング区間内においては、前記サンプリング信号生成手段は実質上同一の前記サンプリング信号を生成し、前記サンプリング手段は前記サンプリング信号に基づいて前記受信信号の実質上同一部分をサンプリングし、
前記測定サイクルにおいて、時間の経過に伴って前記サンプリング区間の長さが長くなり、これによって前記サンプリング手段によるサンプリング回数が増加することを特徴とする。
【０００８】
本発明に従えば、測定サイクルは複数のサンプリング区間から構成され、各サンプリング区間において、サンプリング信号生成手段は実質上同一のサンプリング信号を生成するので、サンプリング手段は受信信号の実質上同一部分をサンプリングするようになる。このサンプリング区間は複数のサンプリング期間を有し、各サンプリング区間においてサンプリング手段は受信信号の同一部分を複数回数サンプリングするようになる。このとき、測定サイクルにおいて、時間の経過に伴ってサンプリング区間が長くなり、これによってサンプリングするサンプリング回数が増加する。電磁波を受信するまでの時間が長い（測定する物体までの距離が長い）場合、受信信号の信号レベルが小さく、またノイズ成分が多くなってＳＮ比が悪くなる傾向にあるが、このようにサンプリング回数を増やすことによってＳＮ比を改善することができる。従って、その後、この信号を用いて信号演算処理手段により物体の位置を演算処理することによって、物体までの距離を高精度に測定することができる。
【０００９】
尚、送信アンテナ及び受信アンテナは別個のアンテナから構成してもよく、或いは単一のアンテナから構成してもよい。単一のアンテナから構成する場合、例えば、電磁波を発信するときには送信アンテナとして機能し、電磁波を受信するときには受信アンテナとして機能するように、アンテナを切り換えるためのスイッチング手段を設けることができる。このような単一アンテナも送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものに含まれる。
【００１０】
また、本発明では、発信信号を生成する発信器が設けられ、前記送信アンテナは前記発信器からの発信信号に基づいて電磁波を発信し、前記サンプリング信号生成手段は、供給される電圧に基づいて前記発信器からの発信信号の位相を変える可変移相回路と、前記可変移相回路に供給する電圧を制御する電圧制御発振手段と、前記可変移相回路からの信号に基づいてサンプリング信号を生成するサンプリング信号発生器とを備え、前記測定サイクルにおいて、前記電圧制御発振手段から前記可変移相回路に供給される制御電圧は時間の経過とともにステップ状に大きくなるとともに、実質上同一の電圧値の期間は時間の経過とともに長くなることを特徴とする。
【００１１】
本発明に従えば、測定サイクルにおいて、電圧制御発振手段から可変移相回路に供給される電圧値は時間の経過とともにステップ状に大きくなるので、各サンプリング区間においては発信器からの発信信号の位相はずれることがなく、これによってサンプリング間隔は実質上同じ間隔となる。また、実質上同一の電圧値の期間はサンプリング区間に対応し、時間の経過とともにこの時間が長くなるので、時間の経過に伴ってサンプリング区間におけるサンプリング回数が多くなる。
【００１２】
また、本発明では、前記信号演算処理手段は、前記測定サイクルの各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理を行い、その後平均化処理又は積分化処理された信号に基づいて物体の位置を演算することを特徴とする。
【００１３】
本発明に従えば、信号演算処理手段は各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理し、この平均化処理又は積分化した信号を用いて物体の位置を演算するので、ＳＮ比を改善して物体の位置を高精度に測定することができる。
【００１４】
更に、本発明では前記サンプリング手段と前記信号演算処理手段との間には、サンプリングされた信号の周波数帯域の高い周波数域のノイズ成分を減衰させるためのローパスフィルタ手段が設けられ、前記ローパスフィルタ手段は、前記測定サイクルにおいて時間の経過に伴ってその時定数を大きくする時定数変化手段を備えていることを特徴とする。
【００１５】
本発明に従えば、各測定サイクルにおいて、時定数変化手段の作用によってローパスフィルタ手段の時定数が時間の経過に伴って大きくなるので、受信するまでの時間が長くなるにつれて上記高周波域より低い周波数帯のノイズ成分が除去されるようになり、これによって、特に受信するまでの時間が長い受信信号の信号部分のＳＮ比を改善することができ、物体の位置をより高精度に測定することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に従う物体検出装置の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態の物体検出装置を簡略的に示すブロック図であり、図２は、図１の物体検出装置において生成される各種信号を示すタイムチャートであり、図３（ａ）〜（ｄ）は、図１の物体検出装置のサンプリング手段によるサンプリング様式を説明するための図である。
【００１７】
図１及び図２において、図示の物体検出装置は、発振器２，送信パルス発生器４及び送信アンテナ６を備えている。発振器２は、例えば水晶発振器から構成され、所定周波数の発信信号Ｐ１を生成する。この発振器２からの発信信号Ｐ１は、例えばサイン波でよい（図２参照）。地中埋設物８、例えば鉄柱、埋設ガス管、埋設水道管等を高速で、かつ高精度で検出するためには、この発信信号Ｐ１の周波数を大きくする、例えば１ＭＨｚ以上に設定するのが望ましい。
【００１８】
発振器２からの発信信号Ｐ１は、送信パルス発生器４に送給され、送信パルス発生器４は、発信信号Ｐ１がゼロから立上がって所定値Ｖ１になると送信パルス信号Ｐ４を生成する（図示２参照）。従って、送信パルス発生器４によって生成される送信パルス信号Ｐ４は、上記発信信号Ｐ１の立上がりのゼロ点から時間Ｔ１遅れて発生される。送信パルス信号Ｐ４は送信アンテナ６に送給され、送信アンテナ６は、この送信パルス信号Ｐ４に基づいて電磁波を地中埋設物８に向けて発射する。
【００１９】
物体検出装置は、また、受信アンテナ１０、サンプリング手段１４及びサンプリング信号生成手段１６を備えている。受信アンテナ１０は、送信アンテナ６から送信された後地中埋設物８によって反射された電磁波を受信し、受信した受信信号Ｐ５がサンプリング手段１４に送給される。受信アンテナ１０とサンプリング手段１４との間には高周波増幅器５２が配設され、受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５は高周波増幅器５２によって増幅される。この高周波増幅器５２による増幅は、後述する各測定サイクルにおいて時間の経過に伴って増幅率が大きくなるようにするのが望ましく、このように受信信号を増幅することによって、受信信号の信号レベルの小さい部分がより大きく増幅されるようになり、埋設物８の位置をより高精度に測定することがことが可能となる。
【００２０】
受信アンテナ１０の受信信号Ｐ５は、地中埋設物８から反射された電磁波の受信信号であるので、送信パルス信号Ｐ４よりも時間遅れの信号となり（図２参照）、この遅れ時間Ｔ２は、送信アンテナ６及び受信アンテナ１０と地中埋設物８との距離が大きいほど長くなる。送信アンテナ６及び受信アンテナ１０は、ボータイ形アンテナから構成することができる。この実施形態では、送信アンテナ６及び受信アンテナ１０を別個の専用アンテナから構成しているが、一つのアンテナに作動時間を区別することによって送信アンテナ及び受信アンテナの双方の機能を持たせるように構成してもよい。
【００２１】
発振器２からの発信信号Ｐ１はサンプリング信号生成手段１６にも送給される。図示のサンプリング信号生成手段１６は、電圧制御発振手段１８、可変移相回路２０、パルス化回路２８及びサンプリング信号発生器３０から構成されている。発振器２からの発信信号Ｐ１は可変移相回路２０に送給される。電圧制御発振手段１８は可変移相回路２０に送給される電圧を制御し、可変移相回路２０は電圧制御発振手段１８からの制御電圧に基づいて上記発信信号Ｐ１の位相を可変とする。即ち、可変移相回路２０は、電圧制御発振手段１８からの制御電圧が例えば大きくなるに伴って上記発信信号の位相遅れを大きくし（換言すると、遅延時間を長くする）、その制御電圧が例えば小さくなるに伴って上記発信信号の位相遅れを小さくする（換言すると、遅延時間を短くする）。
【００２２】
この実施形態では、電圧制御発振手段１８はメモリ２２を含んでおり、このメモリ２２には図５に示す通りのマップが記憶されている。このマップは各測定サイクルにおける時間と制御電圧との関係を示しており、各測定サイクルにおいて電圧制御発振手段１８から可変移相回路２０にマップに示す通りの制御電圧が送給される。また、可変移相回路２０は、例えば３０〜２００ｐＦ程度のバリキャップを５個程度組み込んだ回路から構成することができ、このような回路において電圧制御発振手段１８の制御電圧を例えば０〜５Ｖ変化させることによって、上記発信信号Ｐ１を例えば０〜６０×１０−９秒（０〜６０ｎｓ）遅れ方向に移相することができる。電圧制御発振手段１８から送給される制御電圧については、後に更に詳述する。
【００２３】
この可変移相回路２０は、上述した通りにして移相信号Ｐ２（図２参照）を生成する。この移相信号Ｐ２は、上記発信信号Ｐ１が所定値Ｖ１になった時点から移相信号Ｐ２が所定値Ｖ２になる時点までの間隔が所定時間Ｔになるように位相が遅れた信号となり、可変移相回路２０に供給される制御電圧を変化させることによって、発信信号Ｐ１との位相遅れ時間が制御される。可変移相回路２０からの移相信号Ｐ２はパルス化回路２８に送給され、このパルス化回路２８によって、移相信号Ｐ２がパルス化される。パルス化された信号は、その後、サンプリング信号発生器３０に送給され、サンプリング信号発生器３０は、この信号に基づいてサンプリング信号Ｐ３（図２参照）を生成する。この実施形態では、図２に示す通り、可変移相回路２０からの移相信号Ｐ２の出力が所定値Ｖ２になると、サンプリング信号発生器３０はサンプリング信号Ｐ３を生成する。即ち、サンプリング信号発生器３０は、移相信号Ｐ２の立上がりのゼロ点から所定値Ｖ２になるとサンプリング信号Ｐ３を生成し、このサンプリング信号Ｐ３をサンプリング手段１４に送給する。サンプリング信号発生器３０にて生成されるサンプリング信号Ｐ３は非常に短く、このサンプリング信号Ｐ３が生成される期間がサンプリング期間に対応し、サンプリング手段１４はこのサンプリング期間に対応して受信信号Ｐ５をサンプリングする。
【００２４】
この実施形態では、測定サイクルＭ、即ち一つの測定データを得る期間は、複数、例えば２５６のサンプリング区間から構成され、複数のサンプリング区間は例えば後述する数のサンプリング期間を有している。そして、サンプリング信号発生器３０からのサンプリング信号Ｐ３は、各測定サイクルＭにおいてサンプリング区間のサンプリングが終了する毎に基準サンプリング間隔Ｗ１に所定加算時間（△Ｗ）を加えただけ長くずれて発生される。尚、このサンプリング間隔は一つのサンプリング区間内においては実質上等しく、変化することはない。
【００２５】
この実施形態では、次の通りにして、サンプリング手段１４によるサンプリングが行われる。図３をも参照して、発振器２によって生成される発信信号Ｐ１の周波数は、例えば２０ＭＨｚに設定され、その周期は５０ｎｓである。この周期は基準サンプリング間隔Ｗ１（Ｗ１＝５０ｎｓ）に対応する。このような場合、一測定サイクルＭ（第１番目のサンプリング区間Ｓ１から第２５６番目のサンプリング区間Ｓ２５６までの期間が一測定サイクルとなる）の間、電圧制御発振手段１８は図５に示す通りの制御電圧を可変移相回路２０に送給する。図５を参照して、メモリ２２に記憶されたマップでは、測定サイクルにおいて時間の経過とともに電圧値がステップに上昇し、この形態ではサンプリング区間の数に対応して２５６段階に上昇している。このように制御電圧の電圧値が上昇するので、時間の経過とともに可変移相回路２０に送給される制御電圧が上昇し、これによって可変移相回路２０は時間の経過に伴って位相が次第に遅れた移相信号Ｐ２を生成する。このマップの各ステップにおける時間間隔は対応するサンプリング区間の時間長さに対応する。第１番目のステップの時間間隔は第１番目のサンプリング区間Ｓ１の時間長さに対応し、この第１番目のサンプリング区間Ｓ１においては制御電圧は変化せず、従って可変移相回路２０による発信信号Ｐ１の位相遅れはなく、この移相信号Ｐ２に基づいてサンプリング信号発生器３０は複数個、この実施形態では３９０個のサンプリング信号Ｐ３を生成し、そのサンプリング信号の間隔は一定のＷ１である。また、第２（第３、第４・・・第２５６）番目のステップの時間間隔は第２（第３、第４・・・第２５６）番目のサンプリング区間Ｓ２（Ｓ３，Ｓ４・・・Ｓ２５６）の時間長さに対応し、第２（第３、第４・・・第２５６）番目のサンプリング区間Ｓ２（Ｓ３，Ｓ４・・・Ｓ２５６）内においても制御電圧は変化せず、従って可変移相回路２０による発信信号Ｐ１の位相遅れはなく、この移相信号Ｐ２に基づいてサンプリング信号発生器３０は複数個、この実施形態では５５２個（６７６個、７８１個・・・６２５０個）のサンプリング信号Ｐ３を生成し、このときのサンプリング信号の間隔も一定のＷ１である。
各サンプリング区間Ｓとこれに対応するサンプリング回数との関係は、この実施形態では、図６に示す通りであり、より具体的には図４に示す通りである。このような各サンプリング区間におけるサンプリング回数（ｔ）は、
ｔ＝ａ×√ｎ
ａ：係数（ａ＝３９０．６５とする）
ｎ：サンプリング区間の番号数（ｎ番目のサンプリング区間Ｓｎの番号数を「ｎ」とする）
（但し、サンプリング区間数Ｎ＝２５６、また測定サイクルＭにおける高周波領域での受信波数Ｒ＝１０６９６５３とする）
を利用して設定したものである。上述したサンプリング区間Ｓの数、各サンプリング区間におけるサンプリング回数ｔ、また高周波領域での受信波数Ｒは一例であり、発信信号Ｐ１の発信周波数、測定サイクルの間隔等によって適宜設定される。
【００２６】
サンプリングされた信号Ｐ６（図２参照）はサンプリング手段１４から下流側に送給される。図３（ａ）の各信号は、高周波増幅器５２の出力信号を示し、各信号の成分ａは、送信アンテナ６から直接的に受信アンテナ１０に受信された直接波成分であり、それらの成分ｂは、地中埋設物８から反射して受信アンテナ１０に受信された反射波成分である。受信アンテナ１０からの受信信号は高周波増幅器５２にて増幅された後に図３（ａ）に示す信号がサンプリング手段１４に送給される。
【００２７】
物体検出装置は、サンプリングされた信号を処理する信号演算処理手段３８を備え、サンプリング手段１４と信号演算処理手段３８との間に、ローパスフィルタ手段５４が介在されている。ローパスフィルタ手段５４は、周波数の低い信号成分の通過を許容するが、周波数の高いノイズ成分の通過を阻止し、これによってノイズ成分を除去する。このローパスフィルタ手段５４については後述する。物体検出装置は、更に、信号演算処理手段３８によって処理された地中埋設物８の位置を表示するための表示手段４０を含んでいる。信号演算処理手段３８はメモリ４２を有し、サンプリング手段１４からの信号Ｐ６は一旦メモり４２に保存され、信号演算処理手段３８は、測定サイクルＭの各サンプリング区間にてサンプリングされた信号、この実施形態では第１（第２、第３・・・）番目のサンプリング区間Ｓ１（Ｓ２，Ｓ３・・・）においては３９０個（５５２個、６７６個・・・）のサンプリング信号をいわゆる平均化処理し、その後各サンプリング区間の平均化した信号を所要の通りに演算処理し、このような処理により形成された探知信号Ｐ７は表示手段４０に送給され、探知信号Ｐ７に含まれた地中埋設物８の埋設位置の情報が表示手段４０に表示され、この位置情報を見ることによって、地中埋設物の埋設位置を容易に知ることができる。表示手段４０として、ＣＲＴ（陰極線管）、液晶表示装置等を用いることができる。尚、この形態では、各サンプリング区間にてサンプリングされた複数の信号をいわゆる平均化処理しているが、このような平均化処理に代えて積分化処理を行うようにしてもよい。
【００２８】
受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５のサンプリングは、図３に示す通りに行われる。図３（ｂ）に示すように、測定サイクルＭにおける第１番目のサンプリング区間Ｓ１においては、電圧制御発振手段１８の制御電圧が一定であるので移相信号Ｐ２の位相遅れはなく、受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５は、発振器２からの発振信号が所定値Ｖ１になった後所定遅延時間Ｔ遅れた時点でサンプリング手段１４によりサンプリングされ、そのサンプリング間隔は一定のＷ１であり、サンプリングされた信号が信号処理手段３８のメモリ４２に蓄えられる。この第１番目のサンプリング区間Ｓ１では、サンプリング手段１４によるサンプリングが上述したようにして３９０回繰り返し行われ、受信信号波形の同一部分が３９０個サンプリングされる。次の第２番目のサンプリング区間Ｓ２においては、電圧制御発振手段１８からの制御電圧がステップ状に幾分上昇して一定に保たれ、サンプリングの開始が第１番目のサンプリング区間Ｓ１の最後のサンプリング（３９０番目のサンプリング）よりも所定時間ΔＴ（この△Ｔは、サンプリング区間が変わる際にサンプリング間隔が延長する所定加算期間△Ｗに対応する）長くなり、受信アンテナ１０からの受信信号は、図３（ｃ）に示すように、第１番目のサンプリング区間Ｓ１に続いて上記サンプリング間隔（Ｗ＝Ｗ１＋ΔＷ）でもってサンプリングが開始され、それ以降サンプリング間隔Ｗ１でもってサンプリングが行われ、サンプリングされた信号がメモリ４２に蓄えられる。この第２番目のサンプリング区間Ｓ２では、サンプリング手段１４によるサンプリングが上述したようにして５５２回繰り返し行われ、受信信号波形の同一部分（第１番目のサンプリング区間Ｓ１でサンプリングした部分に続く部分）が５５２個サンプリングされる。
【００２９】
この様式においては、可変移相回路２０は一つのサンプリング区間Ｓが終了する毎に発信信号Ｐ１から順次所定加算時間△Ｗ（例えば０．０７ｎｓ）ずつ遅れた移相信号Ｐ２を生成し、この移相信号Ｐ２に関連してサンプリング信号発生器３０がサンプリング信号Ｐ３を生成する。このようなサンプリング区間Ｓの数は２５６あり、各サンプリング区間において受信信号のサンプリングは図６に示す回数（図４にその一部を具体的に示す）遂行される。これらのサンプリングされた信号はメモリ４２に蓄えられ、信号演算処理手段３８はメモリ４２に蓄えられたサンプリング信号をいわゆる平均化処理した後に所要のとおりに演算処理して図３（ｄ）に示す探査信号Ｐ７を生成し、この探査信号Ｐ７は例えば５０ｍｓ間隔に生成される。
【００３０】
この物体検査装置では、上述したように、各サンプリング区間において受信信号波形の同一部分を複数回サンプリングし、各サンプリング区間におけるサンプリング回数は時間の経過に伴って増加していくので、受信信号の信号レベルが小さい範囲ほどサンプリング回数が多くなり、トータルのサンプリング回数を変えることなく信号レベルが小さい範囲ほどよりＳＮ比が向上し、受信信号全体のＳＮ比を効果的に改善することができる。
【００３１】
上述したサンプリング様式では、第１番目のサンプリング区間Ｓ１からサンプリングを行って受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５の直接波部分ａ（図３（ａ）参照）からサンプリングしているが、この直接波部分ａは埋設物８の位置測定には直接的に関係がなく、それ故に、図７に示すようにサンプリングを行うようにしてもよい。図７はサンプリング区間Ｓの番号とその区間におけるサンプリング回数ｔとの関係を示し、この例では、第１番目から第２０番目までのサンプリング区間の範囲にわたってサンプリングが行われず、このようにして受信信号Ｐ５の直接波部分ａのサンプリングを除いている。尚、このようにサンプリングを行わない範囲については、受信信号Ｐ５の直接波部分ａの長さに応じて適宜設定することができる。
【００３２】
ローパスフィルタ手段５４は、例えば、図８に示すように構成するのが望ましく、かく構成することによって埋設物８の位置測定を一層高精度に行うことができる。ローパスフィルタ手段５４の回路図である図８を参照して、図示のローパスフィルタ手段５４は抵抗ＲとコンデンサＣを含む時定数回路６２を備え、この時定数回路６２に関連して反転増幅器６４、非反転増幅器６６及び時定数可変用増幅器６８が設けられている。反転増幅器６４は時定数回路６２の入力側に配設され、その出力端子が抵抗Ｒに接続されている。サンプリング手段１４からの出力信号Ｐ６はライン４７を介して反転増幅器６４の反転入力端子（−）に入力され、このライン４７には抵抗Ｒ１が設けられている。また、反転増幅器６４の出力信号は抵抗Ｒ２を介して反転入力端子（−）に入力される。非反転増幅器６６は時定数回路６２の出力側に配設され、時定数回路６２の抵抗Ｒからの信号が非反転増幅器６６の非反転入力端子（＋）に入力される。非反転増幅器６６の反転入力端子（−）は抵抗Ｒ３を介して接地され、またこの反転入力端子（−）には非反転増幅器６６の出力信号が抵抗Ｒ４を介して入力される。この非反転増幅器６６からの出力信号はライン４９を介して信号演算処理手段３８に送給される。かく接続されているので、反転増幅器６４の利得（ゲイン）Ａ１は、Ａ１＝−ｒ２／ｒ１（ｒ１：抵抗Ｒ１の抵抗値、ｒ２：抵抗Ｒ２の抵抗値）となり、また非反転増幅器６６の利得（ゲイン）Ａ２は、Ａ２＝１＋ｒ４／ｒ３（ｒ３：抵抗Ｒ３の抵抗値、ｒ４：抵抗Ｒ４の抵抗値）となる。
【００３３】
このローパスフィルタ手段５４では、その時定数を可変にするために、時定数変化手段を構成する時定数可変用増幅器６８が次の通りに接続されている。即ち、非反転増幅器６６の出力側がこの増幅器６８の入力端子に接続され、非反転増幅器６６の出力信号が増幅器６８の入力端子に入力される。この時定数可変用増幅器６８の出力端子は時定数回路６２のコンデンサＣに接続され、またその電源接続端子は利得電圧供給手段７０に接続され、利得電圧供給手段７０からの利得電圧が電源接続端子に供給される。利得電圧供給手段７０は利得電圧源７２と電圧制御手段７４を有し、電圧制御手段７４は利得電圧源７２から時定数可変用増幅器６８に印加される電圧の利得電圧を制御する。
【００３４】
このように時定数可変用増幅器６８を設けることによって、時定数回路６２のコンデンサＣと時定数可変用増幅器６８とが可変コンデンサと等価的に機能し、等価的な可変コンデンサの容量Ｃｅｑは、Ｃｅｑ＝ｃ×｛１−Ａ２×（−Ａ）｝＝ｃ×（１＋Ａ２×Ａ）（ｃ：コンデンサＣの容量）（但し、時定数可変用増幅器６８は、利得−Ａの反転増幅器とする）となり、このローパスフィルタ手段５４の時定数Ｔは、Ｔ＝Ｃｅｑ×ｒ＝ｃ×ｒ×（１＋Ａ２×Ａ）（ｒ：抵抗Ｒの抵抗値）となる。このことから、このローパスフィルタ手段５４では、時定数可変用増幅器６８の利得を変化させる、換言するとその利得電圧を制御することによってその時定数を変えることができる。
【００３５】
この実施形態では、電源接続端子に入力される利得電圧供給手段７０からの利得電圧は各測定サイクルにおいて図９に示す通りに変化し、これによって上記利得電圧と時定数可変用増幅器６８の利得（ゲイン）とが、例えば図１０（ａ）に示す関係となり、入力される利得電圧が大きく（又は小さく）なるとその利得も大きく（又は小さく）なる。そして、このように制御されることによって、入力される利得電圧とローパスフィルタ手段５４の時定数（ステップ数）とが、例えば図１０（ｂ）に示すように変化し、上記利得電圧が大きくなるに伴ってローパスフィルタ手段５４の時定数（ステップ数）が大きくなる。
【００３６】
この形態では、サンプリング信号発生器３０からのサンプリング信号Ｐ３がローパスフィルタ手段５４に送給され、ローパスフィルタ手段５４の電圧制御手段７４はこのサンプリング信号Ｐ３のパルス数に基づいて、換言すると各測定サイクルの開始時点からの経過時間に基づいて時定数可変用増幅器６８に供給される利得電圧を図９に示すように制御する。即ち、各測定サイクルの初期のサンプリング期間（後述するようにステップ状とした場合、初期のサンプリング区間）では利得電圧は低く、終期のサンプリング期間（後述するようにステップ状とした場合、終期のサンプリング区間）に向けて時間の経過とともに利得電圧が高くなり、例えば１Ｖから１０Ｖの範囲で利得電圧が制御される。この実施形態では、利得電圧が直線的に増加するように制御しているが、指数曲線的に、又は対数曲線的に増加するように制御してもよい。また、各サンプリング区間Ｓにおいて、そのサンプリング区間Ｓに対応する時定数となるように、サンプリング区間Ｓが終了する毎に利得電圧をステップ状に増加させるように制御してもよい。
【００３７】
各測定サイクルにおいて時定数可変用増幅器６８の利得電圧をこのように制御すると、時定数可変用増幅器６８の利得は図１０（ａ）で示すように変化し、これによってローパスフィルタ手段５４の時定数（ステップ数）は図１０（ｂ）で示すように変化する。即ち、各測定サイクルの初期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）においては時定数が比較的小さく、従ってサンプリング手段１４にてサンプリングされた信号に含まれた高い周波数帯のノイズ成分が除去される。この初期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）では、送信アンテナ６から送信された後受信アンテナ１０に受信されるまでの期間が短く、従って受信アンテナ１０の受信信号に含まれた検出信号（埋設物８を検出する部分）の信号レベルは大きく、高い周波数帯のノイズ成分を除去するのみでＳＮ比の大きい信号を得ることができる。また、各測定サイクルの終期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）においては時定数が比較的大きくなり、従ってサンプリング信号に含まれた上記高周波帯より低い周波数帯のノイズ成分までもが除去される。この後期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）では、受信アンテナ１０に受信されるまでの期間が長く（換言すると、送信アンテナ６及び受信アンテナ１０から離れた位置の埋設物８を検出する）、従って受信信号に含まれた検出信号の信号レベルは小さく、上述した如くして上記高周波帯より低い周波数帯のノイズ成分を除去することによって、信号レベルが小さくてもＳＮ比の大きい信号を得ることができ、埋設物８をより高精度に且つ効率良く測定することができる。
【００３８】
ローパスフィルタ手段は、図１１（ａ）〜（ｃ）で示すように構成してもよく、かく構成しても同様の効果を達成することができる。図１１（ａ）は、ローパスフィルタ手段の第１の変形形態を示しており、このローパスフィルタ手段５４Ａは、サンプリング手段１４からの出力が与えられるバッファ１０２とそのバッファ１０２の出力に接続される抵抗１０４とを有し、抵抗１０４が接続点１０６を経て、演算増幅器１０８の反転入力端子に接続される。演算増幅器１０８の非反転入力端子は、接地される。演算増幅器１０８の反転入力端子と出力端子との間には、可変抵抗１１０とコンデンサ１１２とが並列接続されて構成される時定数変化手段１１４が接続される。演算増幅器１０８の出力はライン１１６を経て信号処理手段３８に与えられる。
【００３９】
この変形形態では、例えば、発振器２からの発信信号Ｐ１が可変抵抗１１０に与えられる。可変抵抗１１０は、各測定サイクルにおいて発信信号Ｐ１が与えられた時点から、時定数が前述のように大きくなるように変化する。可変抵抗１１０を変化させずに、コンデンサ１１２を図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）のローパスフィルタ手段５４Ｂ、５４Ｃで代用して容量を変えてもよい。
【００４０】
図１１（ｂ）に示す第２の変形形態のローパスフィルタ手段５４Ｂでは、演算増幅器１２０と、抵抗１２２，１２４と、容量を変化することができるコンデンサ１２６とによって時定数が決定され、抵抗１２２の抵抗値を変化させることによってその時定数を変えることができる。
【００４１】
図１１（ｃ）に示す第３の変形形態のローパスフィルタ手段５４Ｃでは、２つの演算増幅器１３０，１３２と、抵抗１３４，１３６，１３８，１４０と、コンデンサ１４２とを含む。ローパスフィルタ手段５４Ｃの時定数は、抵抗１３４〜１４０とコンデンサ１４２とによって決定され、抵抗１３４〜１４０のうちの例えば１つの抵抗１３４の抵抗値を変化させることによって時定数を変えることができる。
以上、本発明に従う物体検出装置の一実施形態について説明したが、本発明はかかる実施形態に限定されず、本発明の範囲を逸脱することなく種々の変形乃至修正が可能である。
【００４２】
例えば、図示の実施形態では、物体としての地中埋設物の位置を検出するものに適用して説明したが、これに限定されず、建造物等に静止物体や自動車等に移動物体の位置を検出する物体検出装置として広く適用することができる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明の請求項１の物体検出装置によれば、測定サイクルにおいて、時間の経過に伴ってサンプリング区間が長くなり、これによってサンプリングするサンプリング回数が増加するので、受信信号の信号レベルが小さい範囲において特にＳＮ比を改善することができ、物体までの距離を高精度に測定することができる。
【００４４】
また、本発明の請求項２の物体検出装置によれば、測定サイクルにおいて、電圧制御発振手段から可変移相回路に供給される電圧は時間の経過に伴ってステップ状に大きくなり、またステップ状に増加する間隔も時間の経過に伴って長くなるので、受信信号を所要の通りにサンプリングすることができるとともに、時間の経過に伴ってサンプリング区間におけるサンプリング回数も多くなる。
また、本発明の請求項３の物体検出装置によれば、各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理するので、ＳＮ比を改善して物体の位置を高精度に測定することができる。
【００４５】
更に、本発明の請求項４の物体検出装置によれば、各測定サイクルにおいて時間の経過に伴ってローパスフィルタ手段の時定数が大きくなるので、受信するまでの時間が長くなるにつれて高周波帯より低い周波数帯のノイズ成分が除去されるようになり、これによって、特に受信するまでの時間が長い受信信号のＳＮ比を改善することができ、物体の位置をより高精度に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う物体検出装置の一実施形態を簡略的に示すブロック図である。
【図２】図１の物体検出装置において生成される各種信号を示すタイムチャートである。
【図３】図３（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ、図１の物体検出装置のサンプリング手段によるサンプリング様式を説明するための図である。
【図４】サンプリング区間の番号とそのサンプリング区間におけるサンプリング回数と具体的に示す図である。
【図５】測定サイクルにおける経過時間と電圧制御発振手段から可変移相回路に送給される制御電圧との関係を示す図である。
【図６】サンプリング区間の番号とそのサンプリング区間におけるサンプリング回数との関係を示す図である。
【図７】他のサンプリング様式におけるサンプリング区間の番号とそのサンプリング区間におけるサンプリング回数との関係を示す図である。
【図８】図１の物体検出装置のローパスフィルタ手段を示す電気回路図である。
【図９】図８のローパスフィルタ手段の時定数可変用増幅器における利得電圧と利得との関係を示す図である。
【図１０】図１０（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、時定数可変用増幅器における利得電圧と利得との関係を、またローパスフィルタ手段における利得電圧と時定数との関係を示す図である。
【図１１】図１１（ａ）〜（ｃ）は、ローパスフィルタ手段の第１〜第３の変形形態を示す電気回路図である。
【符号の説明】
２ 発信器
６ 送信アンテナ
８ 埋設物
１０ 受信アンテナ
１４ サンプリング手段
１６ サンプリング信号生成手段
１８ 電圧制御発振手段
２０ 可変移相回路
３０ サンプリング信号発生器
３８ 信号演算処理手段
５４，５４Ａ，５４Ｂ，５４Ｃ ローパスフィルタ手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁波を利用して、埋設物等の物体の位置を検出する物体検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
物体としての地中埋設物（例えば、鉄柱、ガス管、水道管等）を検出する物体検出装置が知られている。このような物体検出装置として、本出願人は、パルス状の信号を発生する発信器と、発信器からの発信信号に基づいて電磁波を地中に送信する送信アンテナと、地中埋設物からの反射電磁波を受信する受信アンテナと、受信アンテナからの受信信号をサンプリング信号に基づいて所要の通りにサンプリングするサンプリング手段と、サンプリング手段によりサンプリングされた信号を所要の通りに演算処理して物体の位置を測定するための信号演算処理手段とを備えたものを提案した。
【０００３】
この提案した物体検出装置においては、サンプリング手段に関連して、サンプリング信号を生成するサンプリング信号生成手段が設けられ、サンプリング信号生成手段は所望のサンプリング間隔でサンプリング信号を生成し、サンプリング手段は、受信アンテナからの受信信号をこのサンプリング間隔でサンプリングする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この提案した物体検出装置では、高周波の電磁波を利用することに起因して、次の通りの解決すべき問題が存在する。サンプリング信号生成手段において非常に短い時間間隔、例えば０．３×１０ー９秒間隔でサンプリング信号を生成することが可能であるが、このような非常に短い間隔でサンプリング信号を生成する場合、サンプリングのためにサンプリング信号の間隔を連続的に変化させようとすると、生成されるサンプリング信号にジッタ（所謂ゆらぎ）が発生し、サンプリング間隔がずれて受信信号を高精度にサンプリングすることができなくなる。また、このような場合、サンプリング間隔が非常に短い故に、その間隔を変化させる幅（振れ幅）にも限りがある。このようなことから、サンプリング間隔をリアルタイムで変えることは技術的に困難である。
【０００５】
このようなことから、例えば、所定数（例えば３００〜５００程度）ずつサンプリングした後にサンプリング間隔を変化させることによって、非常に短い時間間隔であってもサンプリング間隔を所要の通りに変化させることができ、このようにすることによって、高周波であっても比較的ＳＮ比の高い受信信号のサンプリングが可能となる。
ところが、送信アンテナ及び受信アンテナから離れた位置にある物体を検出するとき、その距離が大きくなるに伴って受信アンテナの受信信号の信号レベルが小さくなってＳＮ比が悪くなり、高精度の物体の位置測定が難しくなる。
【０００６】
本発明の目的は、高周波の受信信号を所要の通りにサンプリングすることができ、またＳＮ比を向上させて物体の位置を高精度に測定することができる物体検出装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、検出する物体に向けて電磁波を発信するための送信アンテナと、物体から反射された電磁波を受信するための受信アンテナと、前記受信アンテナからの受信信号をサンプリングするためのサンプリング信号を生成するためのサンプリング信号生成手段と、前記サンプリング信号に基づいて前記受信アンテナからの受信信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によりサンプリングした信号を所要の通りに演算して物体の位置を測定するための信号演算処理手段とを具備し、
前記サンプリング手段によりサンプリングする測定サイクルは、前記受信信号を分割してサンプリングする複数のサンプリング区間から構成され、前記複数のサンプリング区間はそれぞれ複数のサンプリング期間を有しており、
一つのサンプリング区間内においては、前記サンプリング信号生成手段は実質上同一の前記サンプリング信号を生成し、前記サンプリング手段は前記サンプリング信号に基づいて前記受信信号の実質上同一部分をサンプリングし、
前記測定サイクルにおいて、時間の経過に伴って前記サンプリング区間の長さが長くなり、これによって前記サンプリング手段によるサンプリング回数が増加することを特徴とする。
【０００８】
本発明に従えば、測定サイクルは複数のサンプリング区間から構成され、各サンプリング区間において、サンプリング信号生成手段は実質上同一のサンプリング信号を生成するので、サンプリング手段は受信信号の実質上同一部分をサンプリングするようになる。このサンプリング区間は複数のサンプリング期間を有し、各サンプリング区間においてサンプリング手段は受信信号の同一部分を複数回数サンプリングするようになる。このとき、測定サイクルにおいて、時間の経過に伴ってサンプリング区間が長くなり、これによってサンプリングするサンプリング回数が増加する。電磁波を受信するまでの時間が長い（測定する物体までの距離が長い）場合、受信信号の信号レベルが小さく、またノイズ成分が多くなってＳＮ比が悪くなる傾向にあるが、このようにサンプリング回数を増やすことによってＳＮ比を改善することができる。従って、その後、この信号を用いて信号演算処理手段により物体の位置を演算処理することによって、物体までの距離を高精度に測定することができる。
【０００９】
尚、送信アンテナ及び受信アンテナは別個のアンテナから構成してもよく、或いは単一のアンテナから構成してもよい。単一のアンテナから構成する場合、例えば、電磁波を発信するときには送信アンテナとして機能し、電磁波を受信するときには受信アンテナとして機能するように、アンテナを切り換えるためのスイッチング手段を設けることができる。このような単一アンテナも送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものに含まれる。
【００１０】
また、本発明では、発信信号を生成する発信器が設けられ、前記送信アンテナは前記発信器からの発信信号に基づいて電磁波を発信し、前記サンプリング信号生成手段は、供給される電圧に基づいて前記発信器からの発信信号の位相を変える可変移相回路と、前記可変移相回路に供給する電圧を制御する電圧制御発振手段と、前記可変移相回路からの信号に基づいてサンプリング信号を生成するサンプリング信号発生器とを備え、前記測定サイクルにおいて、前記電圧制御発振手段から前記可変移相回路に供給される制御電圧は時間の経過とともにステップ状に大きくなるとともに、実質上同一の電圧値の期間は時間の経過とともに長くなることを特徴とする。
【００１１】
本発明に従えば、測定サイクルにおいて、電圧制御発振手段から可変移相回路に供給される電圧値は時間の経過とともにステップ状に大きくなるので、各サンプリング区間においては発信器からの発信信号の位相はずれることがなく、これによってサンプリング間隔は実質上同じ間隔となる。また、実質上同一の電圧値の期間はサンプリング区間に対応し、時間の経過とともにこの時間が長くなるので、時間の経過に伴ってサンプリング区間におけるサンプリング回数が多くなる。
【００１２】
また、本発明では、前記信号演算処理手段は、前記測定サイクルの各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理を行い、その後平均化処理又は積分化処理された信号に基づいて物体の位置を演算することを特徴とする。
【００１３】
本発明に従えば、信号演算処理手段は各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理し、この平均化処理又は積分化した信号を用いて物体の位置を演算するので、ＳＮ比を改善して物体の位置を高精度に測定することができる。
【００１４】
更に、本発明では前記サンプリング手段と前記信号演算処理手段との間には、サンプリングされた信号の周波数帯域の高い周波数域のノイズ成分を減衰させるためのローパスフィルタ手段が設けられ、前記ローパスフィルタ手段は、前記測定サイクルにおいて時間の経過に伴ってその時定数を大きくする時定数変化手段を備えていることを特徴とする。
【００１５】
本発明に従えば、各測定サイクルにおいて、時定数変化手段の作用によってローパスフィルタ手段の時定数が時間の経過に伴って大きくなるので、受信するまでの時間が長くなるにつれて上記高周波域より低い周波数帯のノイズ成分が除去されるようになり、これによって、特に受信するまでの時間が長い受信信号の信号部分のＳＮ比を改善することができ、物体の位置をより高精度に測定することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に従う物体検出装置の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態の物体検出装置を簡略的に示すブロック図であり、図２は、図１の物体検出装置において生成される各種信号を示すタイムチャートであり、図３（ａ）〜（ｄ）は、図１の物体検出装置のサンプリング手段によるサンプリング様式を説明するための図である。
【００１７】
図１及び図２において、図示の物体検出装置は、発振器２，送信パルス発生器４及び送信アンテナ６を備えている。発振器２は、例えば水晶発振器から構成され、所定周波数の発信信号Ｐ１を生成する。この発振器２からの発信信号Ｐ１は、例えばサイン波でよい（図２参照）。地中埋設物８、例えば鉄柱、埋設ガス管、埋設水道管等を高速で、かつ高精度で検出するためには、この発信信号Ｐ１の周波数を大きくする、例えば１ＭＨｚ以上に設定するのが望ましい。
【００１８】
発振器２からの発信信号Ｐ１は、送信パルス発生器４に送給され、送信パルス発生器４は、発信信号Ｐ１がゼロから立上がって所定値Ｖ１になると送信パルス信号Ｐ４を生成する（図示２参照）。従って、送信パルス発生器４によって生成される送信パルス信号Ｐ４は、上記発信信号Ｐ１の立上がりのゼロ点から時間Ｔ１遅れて発生される。送信パルス信号Ｐ４は送信アンテナ６に送給され、送信アンテナ６は、この送信パルス信号Ｐ４に基づいて電磁波を地中埋設物８に向けて発射する。
【００１９】
物体検出装置は、また、受信アンテナ１０、サンプリング手段１４及びサンプリング信号生成手段１６を備えている。受信アンテナ１０は、送信アンテナ６から送信された後地中埋設物８によって反射された電磁波を受信し、受信した受信信号Ｐ５がサンプリング手段１４に送給される。受信アンテナ１０とサンプリング手段１４との間には高周波増幅器５２が配設され、受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５は高周波増幅器５２によって増幅される。この高周波増幅器５２による増幅は、後述する各測定サイクルにおいて時間の経過に伴って増幅率が大きくなるようにするのが望ましく、このように受信信号を増幅することによって、受信信号の信号レベルの小さい部分がより大きく増幅されるようになり、埋設物８の位置をより高精度に測定することがことが可能となる。
【００２０】
受信アンテナ１０の受信信号Ｐ５は、地中埋設物８から反射された電磁波の受信信号であるので、送信パルス信号Ｐ４よりも時間遅れの信号となり（図２参照）、この遅れ時間Ｔ２は、送信アンテナ６及び受信アンテナ１０と地中埋設物８との距離が大きいほど長くなる。送信アンテナ６及び受信アンテナ１０は、ボータイ形アンテナから構成することができる。この実施形態では、送信アンテナ６及び受信アンテナ１０を別個の専用アンテナから構成しているが、一つのアンテナに作動時間を区別することによって送信アンテナ及び受信アンテナの双方の機能を持たせるように構成してもよい。
【００２１】
発振器２からの発信信号Ｐ１はサンプリング信号生成手段１６にも送給される。図示のサンプリング信号生成手段１６は、電圧制御発振手段１８、可変移相回路２０、パルス化回路２８及びサンプリング信号発生器３０から構成されている。発振器２からの発信信号Ｐ１は可変移相回路２０に送給される。電圧制御発振手段１８は可変移相回路２０に送給される電圧を制御し、可変移相回路２０は電圧制御発振手段１８からの制御電圧に基づいて上記発信信号Ｐ１の位相を可変とする。即ち、可変移相回路２０は、電圧制御発振手段１８からの制御電圧が例えば大きくなるに伴って上記発信信号の位相遅れを大きくし（換言すると、遅延時間を長くする）、その制御電圧が例えば小さくなるに伴って上記発信信号の位相遅れを小さくする（換言すると、遅延時間を短くする）。
【００２２】
この実施形態では、電圧制御発振手段１８はメモリ２２を含んでおり、このメモリ２２には図５に示す通りのマップが記憶されている。このマップは各測定サイクルにおける時間と制御電圧との関係を示しており、各測定サイクルにおいて電圧制御発振手段１８から可変移相回路２０にマップに示す通りの制御電圧が送給される。また、可変移相回路２０は、例えば３０〜２００ｐＦ程度のバリキャップを５個程度組み込んだ回路から構成することができ、このような回路において電圧制御発振手段１８の制御電圧を例えば０〜５Ｖ変化させることによって、上記発信信号Ｐ１を例えば０〜６０×１０−９秒（０〜６０ｎｓ）遅れ方向に移相することができる。電圧制御発振手段１８から送給される制御電圧については、後に更に詳述する。
【００２３】
この可変移相回路２０は、上述した通りにして移相信号Ｐ２（図２参照）を生成する。この移相信号Ｐ２は、上記発信信号Ｐ１が所定値Ｖ１になった時点から移相信号Ｐ２が所定値Ｖ２になる時点までの間隔が所定時間Ｔになるように位相が遅れた信号となり、可変移相回路２０に供給される制御電圧を変化させることによって、発信信号Ｐ１との位相遅れ時間が制御される。可変移相回路２０からの移相信号Ｐ２はパルス化回路２８に送給され、このパルス化回路２８によって、移相信号Ｐ２がパルス化される。パルス化された信号は、その後、サンプリング信号発生器３０に送給され、サンプリング信号発生器３０は、この信号に基づいてサンプリング信号Ｐ３（図２参照）を生成する。この実施形態では、図２に示す通り、可変移相回路２０からの移相信号Ｐ２の出力が所定値Ｖ２になると、サンプリング信号発生器３０はサンプリング信号Ｐ３を生成する。即ち、サンプリング信号発生器３０は、移相信号Ｐ２の立上がりのゼロ点から所定値Ｖ２になるとサンプリング信号Ｐ３を生成し、このサンプリング信号Ｐ３をサンプリング手段１４に送給する。サンプリング信号発生器３０にて生成されるサンプリング信号Ｐ３は非常に短く、このサンプリング信号Ｐ３が生成される期間がサンプリング期間に対応し、サンプリング手段１４はこのサンプリング期間に対応して受信信号Ｐ５をサンプリングする。
【００２４】
この実施形態では、測定サイクルＭ、即ち一つの測定データを得る期間は、複数、例えば２５６のサンプリング区間から構成され、複数のサンプリング区間は例えば後述する数のサンプリング期間を有している。そして、サンプリング信号発生器３０からのサンプリング信号Ｐ３は、各測定サイクルＭにおいてサンプリング区間のサンプリングが終了する毎に基準サンプリング間隔Ｗ１に所定加算時間（△Ｗ）を加えただけ長くずれて発生される。尚、このサンプリング間隔は一つのサンプリング区間内においては実質上等しく、変化することはない。
【００２５】
この実施形態では、次の通りにして、サンプリング手段１４によるサンプリングが行われる。図３をも参照して、発振器２によって生成される発信信号Ｐ１の周波数は、例えば２０ＭＨｚに設定され、その周期は５０ｎｓである。この周期は基準サンプリング間隔Ｗ１（Ｗ１＝５０ｎｓ）に対応する。このような場合、一測定サイクルＭ（第１番目のサンプリング区間Ｓ１から第２５６番目のサンプリング区間Ｓ２５６までの期間が一測定サイクルとなる）の間、電圧制御発振手段１８は図５に示す通りの制御電圧を可変移相回路２０に送給する。図５を参照して、メモリ２２に記憶されたマップでは、測定サイクルにおいて時間の経過とともに電圧値がステップに上昇し、この形態ではサンプリング区間の数に対応して２５６段階に上昇している。このように制御電圧の電圧値が上昇するので、時間の経過とともに可変移相回路２０に送給される制御電圧が上昇し、これによって可変移相回路２０は時間の経過に伴って位相が次第に遅れた移相信号Ｐ２を生成する。このマップの各ステップにおける時間間隔は対応するサンプリング区間の時間長さに対応する。第１番目のステップの時間間隔は第１番目のサンプリング区間Ｓ１の時間長さに対応し、この第１番目のサンプリング区間Ｓ１においては制御電圧は変化せず、従って可変移相回路２０による発信信号Ｐ１の位相遅れはなく、この移相信号Ｐ２に基づいてサンプリング信号発生器３０は複数個、この実施形態では３９０個のサンプリング信号Ｐ３を生成し、そのサンプリング信号の間隔は一定のＷ１である。また、第２（第３、第４・・・第２５６）番目のステップの時間間隔は第２（第３、第４・・・第２５６）番目のサンプリング区間Ｓ２（Ｓ３，Ｓ４・・・Ｓ２５６）の時間長さに対応し、第２（第３、第４・・・第２５６）番目のサンプリング区間Ｓ２（Ｓ３，Ｓ４・・・Ｓ２５６）内においても制御電圧は変化せず、従って可変移相回路２０による発信信号Ｐ１の位相遅れはなく、この移相信号Ｐ２に基づいてサンプリング信号発生器３０は複数個、この実施形態では５５２個（６７６個、７８１個・・・６２５０個）のサンプリング信号Ｐ３を生成し、このときのサンプリング信号の間隔も一定のＷ１である。
各サンプリング区間Ｓとこれに対応するサンプリング回数との関係は、この実施形態では、図６に示す通りであり、より具体的には図４に示す通りである。このような各サンプリング区間におけるサンプリング回数（ｔ）は、
ｔ＝ａ×√ｎ
ａ：係数（ａ＝３９０．６５とする）
ｎ：サンプリング区間の番号数（ｎ番目のサンプリング区間Ｓｎの番号数を「ｎ」とする）
（但し、サンプリング区間数Ｎ＝２５６、また測定サイクルＭにおける高周波領域での受信波数Ｒ＝１０６９６５３とする）
を利用して設定したものである。上述したサンプリング区間Ｓの数、各サンプリング区間におけるサンプリング回数ｔ、また高周波領域での受信波数Ｒは一例であり、発信信号Ｐ１の発信周波数、測定サイクルの間隔等によって適宜設定される。
【００２６】
サンプリングされた信号Ｐ６（図２参照）はサンプリング手段１４から下流側に送給される。図３（ａ）の各信号は、高周波増幅器５２の出力信号を示し、各信号の成分ａは、送信アンテナ６から直接的に受信アンテナ１０に受信された直接波成分であり、それらの成分ｂは、地中埋設物８から反射して受信アンテナ１０に受信された反射波成分である。受信アンテナ１０からの受信信号は高周波増幅器５２にて増幅された後に図３（ａ）に示す信号がサンプリング手段１４に送給される。
【００２７】
物体検出装置は、サンプリングされた信号を処理する信号演算処理手段３８を備え、サンプリング手段１４と信号演算処理手段３８との間に、ローパスフィルタ手段５４が介在されている。ローパスフィルタ手段５４は、周波数の低い信号成分の通過を許容するが、周波数の高いノイズ成分の通過を阻止し、これによってノイズ成分を除去する。このローパスフィルタ手段５４については後述する。物体検出装置は、更に、信号演算処理手段３８によって処理された地中埋設物８の位置を表示するための表示手段４０を含んでいる。信号演算処理手段３８はメモリ４２を有し、サンプリング手段１４からの信号Ｐ６は一旦メモり４２に保存され、信号演算処理手段３８は、測定サイクルＭの各サンプリング区間にてサンプリングされた信号、この実施形態では第１（第２、第３・・・）番目のサンプリング区間Ｓ１（Ｓ２，Ｓ３・・・）においては３９０個（５５２個、６７６個・・・）のサンプリング信号をいわゆる平均化処理し、その後各サンプリング区間の平均化した信号を所要の通りに演算処理し、このような処理により形成された探知信号Ｐ７は表示手段４０に送給され、探知信号Ｐ７に含まれた地中埋設物８の埋設位置の情報が表示手段４０に表示され、この位置情報を見ることによって、地中埋設物の埋設位置を容易に知ることができる。表示手段４０として、ＣＲＴ（陰極線管）、液晶表示装置等を用いることができる。尚、この形態では、各サンプリング区間にてサンプリングされた複数の信号をいわゆる平均化処理しているが、このような平均化処理に代えて積分化処理を行うようにしてもよい。
【００２８】
受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５のサンプリングは、図３に示す通りに行われる。図３（ｂ）に示すように、測定サイクルＭにおける第１番目のサンプリング区間Ｓ１においては、電圧制御発振手段１８の制御電圧が一定であるので移相信号Ｐ２の位相遅れはなく、受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５は、発振器２からの発振信号が所定値Ｖ１になった後所定遅延時間Ｔ遅れた時点でサンプリング手段１４によりサンプリングされ、そのサンプリング間隔は一定のＷ１であり、サンプリングされた信号が信号処理手段３８のメモリ４２に蓄えられる。この第１番目のサンプリング区間Ｓ１では、サンプリング手段１４によるサンプリングが上述したようにして３９０回繰り返し行われ、受信信号波形の同一部分が３９０個サンプリングされる。次の第２番目のサンプリング区間Ｓ２においては、電圧制御発振手段１８からの制御電圧がステップ状に幾分上昇して一定に保たれ、サンプリングの開始が第１番目のサンプリング区間Ｓ１の最後のサンプリング（３９０番目のサンプリング）よりも所定時間ΔＴ（この△Ｔは、サンプリング区間が変わる際にサンプリング間隔が延長する所定加算期間△Ｗに対応する）長くなり、受信アンテナ１０からの受信信号は、図３（ｃ）に示すように、第１番目のサンプリング区間Ｓ１に続いて上記サンプリング間隔（Ｗ＝Ｗ１＋ΔＷ）でもってサンプリングが開始され、それ以降サンプリング間隔Ｗ１でもってサンプリングが行われ、サンプリングされた信号がメモリ４２に蓄えられる。この第２番目のサンプリング区間Ｓ２では、サンプリング手段１４によるサンプリングが上述したようにして５５２回繰り返し行われ、受信信号波形の同一部分（第１番目のサンプリング区間Ｓ１でサンプリングした部分に続く部分）が５５２個サンプリングされる。
【００２９】
この様式においては、可変移相回路２０は一つのサンプリング区間Ｓが終了する毎に発信信号Ｐ１から順次所定加算時間△Ｗ（例えば０．０７ｎｓ）ずつ遅れた移相信号Ｐ２を生成し、この移相信号Ｐ２に関連してサンプリング信号発生器３０がサンプリング信号Ｐ３を生成する。このようなサンプリング区間Ｓの数は２５６あり、各サンプリング区間において受信信号のサンプリングは図６に示す回数（図４にその一部を具体的に示す）遂行される。これらのサンプリングされた信号はメモリ４２に蓄えられ、信号演算処理手段３８はメモリ４２に蓄えられたサンプリング信号をいわゆる平均化処理した後に所要のとおりに演算処理して図３（ｄ）に示す探査信号Ｐ７を生成し、この探査信号Ｐ７は例えば５０ｍｓ間隔に生成される。
【００３０】
この物体検査装置では、上述したように、各サンプリング区間において受信信号波形の同一部分を複数回サンプリングし、各サンプリング区間におけるサンプリング回数は時間の経過に伴って増加していくので、受信信号の信号レベルが小さい範囲ほどサンプリング回数が多くなり、トータルのサンプリング回数を変えることなく信号レベルが小さい範囲ほどよりＳＮ比が向上し、受信信号全体のＳＮ比を効果的に改善することができる。
【００３１】
上述したサンプリング様式では、第１番目のサンプリング区間Ｓ１からサンプリングを行って受信アンテナ１０からの受信信号Ｐ５の直接波部分ａ（図３（ａ）参照）からサンプリングしているが、この直接波部分ａは埋設物８の位置測定には直接的に関係がなく、それ故に、図７に示すようにサンプリングを行うようにしてもよい。図７はサンプリング区間Ｓの番号とその区間におけるサンプリング回数ｔとの関係を示し、この例では、第１番目から第２０番目までのサンプリング区間の範囲にわたってサンプリングが行われず、このようにして受信信号Ｐ５の直接波部分ａのサンプリングを除いている。尚、このようにサンプリングを行わない範囲については、受信信号Ｐ５の直接波部分ａの長さに応じて適宜設定することができる。
【００３２】
ローパスフィルタ手段５４は、例えば、図８に示すように構成するのが望ましく、かく構成することによって埋設物８の位置測定を一層高精度に行うことができる。ローパスフィルタ手段５４の回路図である図８を参照して、図示のローパスフィルタ手段５４は抵抗ＲとコンデンサＣを含む時定数回路６２を備え、この時定数回路６２に関連して反転増幅器６４、非反転増幅器６６及び時定数可変用増幅器６８が設けられている。反転増幅器６４は時定数回路６２の入力側に配設され、その出力端子が抵抗Ｒに接続されている。サンプリング手段１４からの出力信号Ｐ６はライン４７を介して反転増幅器６４の反転入力端子（−）に入力され、このライン４７には抵抗Ｒ１が設けられている。また、反転増幅器６４の出力信号は抵抗Ｒ２を介して反転入力端子（−）に入力される。非反転増幅器６６は時定数回路６２の出力側に配設され、時定数回路６２の抵抗Ｒからの信号が非反転増幅器６６の非反転入力端子（＋）に入力される。非反転増幅器６６の反転入力端子（−）は抵抗Ｒ３を介して接地され、またこの反転入力端子（−）には非反転増幅器６６の出力信号が抵抗Ｒ４を介して入力される。この非反転増幅器６６からの出力信号はライン４９を介して信号演算処理手段３８に送給される。かく接続されているので、反転増幅器６４の利得（ゲイン）Ａ１は、Ａ１＝−ｒ２／ｒ１（ｒ１：抵抗Ｒ１の抵抗値、ｒ２：抵抗Ｒ２の抵抗値）となり、また非反転増幅器６６の利得（ゲイン）Ａ２は、Ａ２＝１＋ｒ４／ｒ３（ｒ３：抵抗Ｒ３の抵抗値、ｒ４：抵抗Ｒ４の抵抗値）となる。
【００３３】
このローパスフィルタ手段５４では、その時定数を可変にするために、時定数変化手段を構成する時定数可変用増幅器６８が次の通りに接続されている。即ち、非反転増幅器６６の出力側がこの増幅器６８の入力端子に接続され、非反転増幅器６６の出力信号が増幅器６８の入力端子に入力される。この時定数可変用増幅器６８の出力端子は時定数回路６２のコンデンサＣに接続され、またその電源接続端子は利得電圧供給手段７０に接続され、利得電圧供給手段７０からの利得電圧が電源接続端子に供給される。利得電圧供給手段７０は利得電圧源７２と電圧制御手段７４を有し、電圧制御手段７４は利得電圧源７２から時定数可変用増幅器６８に印加される電圧の利得電圧を制御する。
【００３４】
このように時定数可変用増幅器６８を設けることによって、時定数回路６２のコンデンサＣと時定数可変用増幅器６８とが可変コンデンサと等価的に機能し、等価的な可変コンデンサの容量Ｃｅｑは、Ｃｅｑ＝ｃ×｛１−Ａ２×（−Ａ）｝＝ｃ×（１＋Ａ２×Ａ）（ｃ：コンデンサＣの容量）（但し、時定数可変用増幅器６８は、利得−Ａの反転増幅器とする）となり、このローパスフィルタ手段５４の時定数Ｔは、Ｔ＝Ｃｅｑ×ｒ＝ｃ×ｒ×（１＋Ａ２×Ａ）（ｒ：抵抗Ｒの抵抗値）となる。このことから、このローパスフィルタ手段５４では、時定数可変用増幅器６８の利得を変化させる、換言するとその利得電圧を制御することによってその時定数を変えることができる。
【００３５】
この実施形態では、電源接続端子に入力される利得電圧供給手段７０からの利得電圧は各測定サイクルにおいて図９に示す通りに変化し、これによって上記利得電圧と時定数可変用増幅器６８の利得（ゲイン）とが、例えば図１０（ａ）に示す関係となり、入力される利得電圧が大きく（又は小さく）なるとその利得も大きく（又は小さく）なる。そして、このように制御されることによって、入力される利得電圧とローパスフィルタ手段５４の時定数（ステップ数）とが、例えば図１０（ｂ）に示すように変化し、上記利得電圧が大きくなるに伴ってローパスフィルタ手段５４の時定数（ステップ数）が大きくなる。
【００３６】
この形態では、サンプリング信号発生器３０からのサンプリング信号Ｐ３がローパスフィルタ手段５４に送給され、ローパスフィルタ手段５４の電圧制御手段７４はこのサンプリング信号Ｐ３のパルス数に基づいて、換言すると各測定サイクルの開始時点からの経過時間に基づいて時定数可変用増幅器６８に供給される利得電圧を図９に示すように制御する。即ち、各測定サイクルの初期のサンプリング期間（後述するようにステップ状とした場合、初期のサンプリング区間）では利得電圧は低く、終期のサンプリング期間（後述するようにステップ状とした場合、終期のサンプリング区間）に向けて時間の経過とともに利得電圧が高くなり、例えば１Ｖから１０Ｖの範囲で利得電圧が制御される。この実施形態では、利得電圧が直線的に増加するように制御しているが、指数曲線的に、又は対数曲線的に増加するように制御してもよい。また、各サンプリング区間Ｓにおいて、そのサンプリング区間Ｓに対応する時定数となるように、サンプリング区間Ｓが終了する毎に利得電圧をステップ状に増加させるように制御してもよい。
【００３７】
各測定サイクルにおいて時定数可変用増幅器６８の利得電圧をこのように制御すると、時定数可変用増幅器６８の利得は図１０（ａ）で示すように変化し、これによってローパスフィルタ手段５４の時定数（ステップ数）は図１０（ｂ）で示すように変化する。即ち、各測定サイクルの初期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）においては時定数が比較的小さく、従ってサンプリング手段１４にてサンプリングされた信号に含まれた高い周波数帯のノイズ成分が除去される。この初期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）では、送信アンテナ６から送信された後受信アンテナ１０に受信されるまでの期間が短く、従って受信アンテナ１０の受信信号に含まれた検出信号（埋設物８を検出する部分）の信号レベルは大きく、高い周波数帯のノイズ成分を除去するのみでＳＮ比の大きい信号を得ることができる。また、各測定サイクルの終期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）においては時定数が比較的大きくなり、従ってサンプリング信号に含まれた上記高周波帯より低い周波数帯のノイズ成分までもが除去される。この後期のサンプリング期間（又はサンプリング区間）では、受信アンテナ１０に受信されるまでの期間が長く（換言すると、送信アンテナ６及び受信アンテナ１０から離れた位置の埋設物８を検出する）、従って受信信号に含まれた検出信号の信号レベルは小さく、上述した如くして上記高周波帯より低い周波数帯のノイズ成分を除去することによって、信号レベルが小さくてもＳＮ比の大きい信号を得ることができ、埋設物８をより高精度に且つ効率良く測定することができる。
【００３８】
ローパスフィルタ手段は、図１１（ａ）〜（ｃ）で示すように構成してもよく、かく構成しても同様の効果を達成することができる。図１１（ａ）は、ローパスフィルタ手段の第１の変形形態を示しており、このローパスフィルタ手段５４Ａは、サンプリング手段１４からの出力が与えられるバッファ１０２とそのバッファ１０２の出力に接続される抵抗１０４とを有し、抵抗１０４が接続点１０６を経て、演算増幅器１０８の反転入力端子に接続される。演算増幅器１０８の非反転入力端子は、接地される。演算増幅器１０８の反転入力端子と出力端子との間には、可変抵抗１１０とコンデンサ１１２とが並列接続されて構成される時定数変化手段１１４が接続される。演算増幅器１０８の出力はライン１１６を経て信号処理手段３８に与えられる。
【００３９】
この変形形態では、例えば、発振器２からの発信信号Ｐ１が可変抵抗１１０に与えられる。可変抵抗１１０は、各測定サイクルにおいて発信信号Ｐ１が与えられた時点から、時定数が前述のように大きくなるように変化する。可変抵抗１１０を変化させずに、コンデンサ１１２を図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）のローパスフィルタ手段５４Ｂ、５４Ｃで代用して容量を変えてもよい。
【００４０】
図１１（ｂ）に示す第２の変形形態のローパスフィルタ手段５４Ｂでは、演算増幅器１２０と、抵抗１２２，１２４と、容量を変化することができるコンデンサ１２６とによって時定数が決定され、抵抗１２２の抵抗値を変化させることによってその時定数を変えることができる。
【００４１】
図１１（ｃ）に示す第３の変形形態のローパスフィルタ手段５４Ｃでは、２つの演算増幅器１３０，１３２と、抵抗１３４，１３６，１３８，１４０と、コンデンサ１４２とを含む。ローパスフィルタ手段５４Ｃの時定数は、抵抗１３４〜１４０とコンデンサ１４２とによって決定され、抵抗１３４〜１４０のうちの例えば１つの抵抗１３４の抵抗値を変化させることによって時定数を変えることができる。
以上、本発明に従う物体検出装置の一実施形態について説明したが、本発明はかかる実施形態に限定されず、本発明の範囲を逸脱することなく種々の変形乃至修正が可能である。
【００４２】
例えば、図示の実施形態では、物体としての地中埋設物の位置を検出するものに適用して説明したが、これに限定されず、建造物等に静止物体や自動車等に移動物体の位置を検出する物体検出装置として広く適用することができる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明の請求項１の物体検出装置によれば、測定サイクルにおいて、時間の経過に伴ってサンプリング区間が長くなり、これによってサンプリングするサンプリング回数が増加するので、受信信号の信号レベルが小さい範囲において特にＳＮ比を改善することができ、物体までの距離を高精度に測定することができる。
【００４４】
また、本発明の請求項２の物体検出装置によれば、測定サイクルにおいて、電圧制御発振手段から可変移相回路に供給される電圧は時間の経過に伴ってステップ状に大きくなり、またステップ状に増加する間隔も時間の経過に伴って長くなるので、受信信号を所要の通りにサンプリングすることができるとともに、時間の経過に伴ってサンプリング区間におけるサンプリング回数も多くなる。
また、本発明の請求項３の物体検出装置によれば、各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理するので、ＳＮ比を改善して物体の位置を高精度に測定することができる。
【００４５】
更に、本発明の請求項４の物体検出装置によれば、各測定サイクルにおいて時間の経過に伴ってローパスフィルタ手段の時定数が大きくなるので、受信するまでの時間が長くなるにつれて高周波帯より低い周波数帯のノイズ成分が除去されるようになり、これによって、特に受信するまでの時間が長い受信信号のＳＮ比を改善することができ、物体の位置をより高精度に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う物体検出装置の一実施形態を簡略的に示すブロック図である。
【図２】図１の物体検出装置において生成される各種信号を示すタイムチャートである。
【図３】図３（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ、図１の物体検出装置のサンプリング手段によるサンプリング様式を説明するための図である。
【図４】サンプリング区間の番号とそのサンプリング区間におけるサンプリング回数と具体的に示す図である。
【図５】測定サイクルにおける経過時間と電圧制御発振手段から可変移相回路に送給される制御電圧との関係を示す図である。
【図６】サンプリング区間の番号とそのサンプリング区間におけるサンプリング回数との関係を示す図である。
【図７】他のサンプリング様式におけるサンプリング区間の番号とそのサンプリング区間におけるサンプリング回数との関係を示す図である。
【図８】図１の物体検出装置のローパスフィルタ手段を示す電気回路図である。
【図９】図８のローパスフィルタ手段の時定数可変用増幅器における利得電圧と利得との関係を示す図である。
【図１０】図１０（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、時定数可変用増幅器における利得電圧と利得との関係を、またローパスフィルタ手段における利得電圧と時定数との関係を示す図である。
【図１１】図１１（ａ）〜（ｃ）は、ローパスフィルタ手段の第１〜第３の変形形態を示す電気回路図である。
【符号の説明】
２ 発信器
６ 送信アンテナ
８ 埋設物
１０ 受信アンテナ
１４ サンプリング手段
１６ サンプリング信号生成手段
１８ 電圧制御発振手段
２０ 可変移相回路
３０ サンプリング信号発生器
３８ 信号演算処理手段
５４，５４Ａ，５４Ｂ，５４Ｃ ローパスフィルタ手段
Claims (4)
- 検出する物体に向けて電磁波を発信するための送信アンテナと、物体から反射された電磁波を受信するための受信アンテナと、前記受信アンテナからの受信信号をサンプリングするためのサンプリング信号を生成するためのサンプリング信号生成手段と、前記サンプリング信号に基づいて前記受信アンテナからの受信信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によりサンプリングした信号を所要の通りに演算して物体の位置を測定するための信号演算処理手段とを具備し、
前記サンプリング手段によりサンプリングする測定サイクルは、前記受信信号を分割してサンプリングする複数のサンプリング区間から構成され、前記複数のサンプリング区間はそれぞれ複数のサンプリング期間を有しており、
一つのサンプリング区間内においては、前記サンプリング信号生成手段は実質上同一の前記サンプリング信号を生成し、前記サンプリング手段は前記サンプリング信号に基づいて前記受信信号の実質上同一部分をサンプリングし、
前記測定サイクルにおいて、時間の経過に伴って前記サンプリング区間の長さが長くなり、これによって前記サンプリング手段によるサンプリング回数が増加することを特徴とする物体検出装置。 - 発信信号を生成する発信器が設けられ、前記送信アンテナは前記発信器からの発信信号に基づいて電磁波を発信し、前記サンプリング信号生成手段は、供給される電圧に基づいて前記発信器からの発信信号の位相を変える可変移相回路と、前記可変移相回路に供給する電圧を制御する電圧制御発振手段と、前記可変移相回路からの信号に基づいてサンプリング信号を生成するサンプリング信号発生器とを備え、前記測定サイクルにおいて、前記電圧制御発振手段から前記可変移相回路に供給される制御電圧は時間の経過とともにステップ状に大きくなるとともに、実質上同一の電圧値の期間は時間の経過とともに長くなることを特徴とする請求項１記載の物体検出装置。
- 前記信号演算処理手段は、前記測定サイクルの各サンプリング区間においてサンプリングされた信号を平均化処理又は積分化処理を行い、その後平均化処理又は積分化処理された信号に基づいて物体の位置を演算することを特徴とする請求項１又は２記載の物体検出装置。
- 前記サンプリング手段と前記信号演算処理手段との間には、サンプリングされた信号の周波数帯域の高い周波数域のノイズ成分を減衰させるためのローパスフィルタ手段が設けられ、前記ローパスフィルタ手段は、前記測定サイクルにおいて時間の経過に伴ってその時定数を大きくする時定数変化手段を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の物体検出装置。
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