JP3910942B2

JP3910942B2 - スイッチング定電流電源装置

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Publication number: JP3910942B2
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Inventors: 徹志大竹
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、断続が繰り返される負荷に安定した電流を供給するためのスイッチング式定電流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般にスイッチング方式の電源装置は負荷に安定した電圧を供給する定電圧源として使用されることが多い。しかしスイッチング方式の電源装置は、図５に示すように接続構成し、帰還信号を出力電流に応じたものにすることで、負荷にほぼ一定の電流を供給する定電流源として使用することも可能である。
図５において、１は外部のバッテリー等から電力の供給を受けるための入力端子であり、２ａ、２ｂは、その間に接続された負荷６に所定の電流を安定供給するための出力端子である。入力端子１と一方の出力端子２ａとの間にはチョークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１が昇圧チョッパコンバータを形成するように接続構成された電力変換回路３が接続されている。
【０００３】
他方の出力端子２ｂと回路の基準電位点としてのグランドとの間には、負荷６に流れる電流ＩＬ（以下、負荷電流という）を検出し、当該負荷電流ＩＬに応じた帰還信号Ｆ１を発生するための電流検出回路５が接続されている。そして、電力変換回路３と電流検出回路５の間には、その内部に基準電圧源ＶＲと誤差増幅器ＥＡ１を備え、電流検出回路５から供給された帰還信号Ｆ１の信号レベルに応じて電力変換回路３を駆動する制御回路４が接続されている。
【０００４】
なお、図５の回路では、制御回路４に一般的な他励ＰＷＭ制御方式の制御用ＩＣを想定しており、誤差増幅器ＥＡ１の反転入力端子（−）には基準電圧源ＶＲで生成された基準電圧Ｖｒｅｆを供給し、誤差増幅器ＥＡ１の非反転入力端子（＋）には電流検出回路５で生成された帰還信号Ｆ１を供給する構成になっている。
これら電力変換回路３、制御回路４および検出回路５により、スイッチング定電流電源装置が構成されている。なお、入力端子１とグランドとの間に接続されたコンデンサＣ０は入力フィルタ用コンデンサである。
【０００５】
この図５のスイッチング定電流電源装置の動作を簡単に説明すると、電力変換回路３内のスイッチングトランジスタＱ１は、制御回路４から供給される信号に従ってオン、オフ動作を行う。（オン、オフ動作の周波数は数百ｋＨｚ程度）このスイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作に伴ってチョークコイルＬ１から整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に電流が流入する。これにより平滑コンデンサＣ１は入力端子１に供給される入力電圧よりも高い電圧に充電され、このコンデンサＣ１の端子間電圧に応じた電流ＩＬが負荷６および電流検出回路５に流れる。そして、電流検出回路５において負荷電流ＩＬに応じた帰還信号Ｆ１が生成され、この帰還信号Ｆ１は制御回路４にフィードバックされる。
【０００６】
電流検出回路５から制御回路４に提供される帰還信号Ｆ１は通常のスイッチング電源装置のような出力電圧に応じたレベルではなく、出力電流（＝負荷電流ＩＬ）に応じたレベルとなっている。このため制御回路４は、その内部の誤差増幅器ＥＡ１、基準電圧源ＶＲ、その他、によって形成された制御ロジックに従って、帰還信号Ｆ１（＝負荷電流ＩＬ）に応じたオンデューティのパルス状の信号を生成し、それをスイッチングトランジスタＱ１に供給する。するとスイッチングトランジスタＱ１は、負荷電流ＩＬの大きさに応じたオンデューティにてオン、オフ動作を行い、例えば、負荷電流ＩＬが安定化目標値よりも低い場合、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させて負荷電流ＩＬが増加するように誘導する。このような動作が行われることにより、図５の電源装置では負荷電流ＩＬが安定化される。
【０００７】
ところで、近年の電子機器には大小様々な表示装置や照明装置が取り付けられており、その表示装置や照明装置の光源として発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）が使用されるケースが増えている。ＬＥＤを光源として利用する場合、その発光量や輝度等を一定にするために、ＬＥＤへの供給電流を安定化することが要求される。そこで近年の電子機器の中には、表示装置や照明装置に付随して図５に示すような構成を持つスイッチング定電流電源装置を設け、当該電源装置からＬＥＤに安定化した電流を供給するように構成するものが存在した。（特許文献１乃至特許文献３参照）
【０００８】
【特許文献１】
特開平１１−０６８１６１号公報
【特許文献２】
特開２００１−２１５９１３号公報
【特許文献３】
特開２００２−２０３９８８号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
近年のＬＥＤを光源として使用する表示装置や照明装置の中には、人間の目では認識できない速度（具体的には数百Ｈｚ）でＬＥＤの点灯と消灯を繰り返し、調光を行うようにしたものが存在する。このような表示装置や照明装置では、ＬＥＤに電流が流れている期間（以下、電流流通期間と言う）と流れていない期間（以下、電流遮断期間と言う）が当然に生じる。すると、ＬＥＤへ電流を供給するための電源が図５に示すようなスイッチング定電流電源装置である場合、負荷の断続によって生じる電流遮断期間には、電流検出回路５から制御回路４に供給される帰還信号Ｆ１がほぼゼロレベルとなってしまう。
【００１０】
このような帰還信号Ｆ１が供給された制御回路４は、電流遮断期間にはスイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作のオンデューティを最大に設定しようとし、その次に現れる電流流通期間には帰還信号に応じたオンデューティに設定しようとする。ここで、電流遮断期間中にオンデューティが最大になると、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が急激かつ必要以上に上昇し、次の電流流通期間には、比較的長い間、安定化目標値以上の負荷電流が流れるという電流不安定化の現象を生じる。
【００１１】
このような電流不安定化への対策の一つとしては、例えば、その帰還信号Ｆ１を比較的大きな静電容量を持つコンデンサで平滑した上で制御回路４に供給することが考えられる。しかし、電流遮断期間の間、帰還信号Ｆ１を有意な大きさに維持できるだけの大容量のコンデンサを設けると、制御回路４で処理される信号は比較的長い期間の平均値となってしまう。このため非周期的な負荷の断続、あるいは断続とは別の原因によって負荷電流ＩＬに変動が生じた時には、安定化目標値から外れた負荷電流ＩＬを速やかに復帰させることが出来なくなり、その結果、電流遮断期間とは別の原因で負荷電流の不安定化が引き起こされてしまう。
【００１２】
このように、図５に示す構成の電源装置を使用した場合、負荷が断続される条件下では制御回路４からスイッチングトランジスタＱ１、平滑コンデンサＣ１、負荷６、電流検出回路５を経て再び制御回路４に戻るフィードバックループの制御動作の応答速度が負荷の変化に追従できず、負荷電流ＩＬを安定化できなくなる可能性があった。
そこで本発明は、負荷が断続を繰返す条件下においても負荷電流を安定化することのできるスイッチング定電流電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、負荷に所定の電流を供給するスイッチング方式の電力変換回路、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路および、第１の帰還信号に応じて負荷電流を安定化するように電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、電力変換回路の出力側に設けられ、電力変換回路の出力電圧に応じた第２の帰還信号を生成する電圧検出回路と、電流検出回路と電圧検出回路と制御回路との間に設けられ、第１と第２の帰還信号のいずれか一方を制御回路に供給する帰還回路と、
負荷の状態が変化した時、制御回路内の同一の誤差増幅器に入力される基準電圧と第２の帰還信号の相対的な大小関係を変化させるように基準電圧の大きさを変化させる切替回路と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
負荷に安定した電流を供給する電力変換回路と、電力変換回路を駆動する制御回路と、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路とにより、基本的なスイッチング定電流電源装置を構成する。そして、電力変換回路の出力側に、その出力電圧に応じた第２の帰還信号を発生する電圧検出回路を設け、電流検出回路と電圧検出回路と制御回路との間に帰還回路を設ける。更に、第２の帰還信号と同じ誤差増幅器に入力される基準電圧の大きさを負荷状態に応じて変化させる切替回路を設け、この切替回路を制御回路の所定位置に接続する。
【００１５】
ここで切替回路は、一例として、制御回路内部に設けられた基準電圧源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗と、当該複数の抵抗の一つに並列接続したスイッチとにより構成される。なお、このスイッチは負荷の状態に応じてオン、オフされるものとする。
一方、帰還回路は、第１の帰還信号と第２の帰還信号を個別に受信する２つの増幅器を有し、第１の帰還信号と第２の帰還信号のうち、信号レベルの大きい方の帰還信号を制御回路に供給するような構成とする。
【００１６】
このようなスイッチング定電流電源装置では、負荷電流が流れている時（電流流通期間）、切替回路は誤差増幅器に入力される基準電圧を規定の値（以下、規定値と言う）、換言すると、負荷電流を安定化目標値に等しい値に安定化するための電圧値、に設定する。ここで、予め第２の帰還信号を負荷電流が流れている時の第１の帰還信号よりも低くなるように設定しておくと、帰還回路は第１の帰還信号を制御回路に供給する。すると制御回路は、その内部の制御ロジックで処理する信号が規定値の基準電圧と第１の帰還信号であることから、従来回路と同様に負荷電流を安定化するように電力変換回路を駆動する。
【００１７】
一方、負荷電流が流れていない時（電流遮断期間）、切替回路は基準電圧を規定値より低い値、具体的には、制御回路内で同一の誤差増幅器に供給される第２の制御信号よりも低い値とする。この時、帰還回路は第１の帰還信号がほぼゼロレベルとなるため第２の帰還信号を制御回路に供給する。すると制御回路は、その内部の制御ロジックで処理する信号が第２の帰還信号とそれよりも低い基準電圧であることから、電力変換回路のスイッチングトランジスタのオン、オフ動作を停止させるか、あるいはスイッチングトランジスタのオン期間を極めて短くする。
本発明によるスイッチング電源装置は、このような動作により、負荷が断続された場合に平滑コンデンサの端子間電圧が電流遮断期間に必要以上に上昇するのを防止する。
【００１８】
【実施例】
本発明によるスイッチング定電流電源装置の実施例を図１に示した。
図１のスイッチング定電流電源装置は、出力端子２ａとグランドとの間に電圧検出回路７を接続し、更に、電流検出回路５と電圧検出回路７と制御回路４の間に帰還回路８を設けている。なお、電圧検出回路７は、一般的なスイッチング電源装置と同様に抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路で構成されている。そして、制御回路４の所定位置、具体的には制御回路４内に構成された基準電圧源ＶＲと誤差増幅器ＥＡ１の反転入力端子（−）の間、に接続するように切替回路９を設けている。これらの点を除けば、図１の回路は図５の従来の回路とほぼ同じ構成となっている。
【００１９】
ここで、切替回路９については、負荷６の状態（換言すると、負荷電流ＩＬの流通状態、あるいはＬＥＤの点灯・消灯の動作）に応じて、基準電圧源ＶＲから誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆを規定値か、あるいは第２の帰還信号よりも低い値に設定するものとする。
そして帰還回路８は、電流検出回路５から供給された第１の帰還信号Ｆ１と電圧検出回路７から供給された第２の帰還信号Ｆ２のうち、信号レベルの高い方を制御回路４に供給するものとする。
【００２０】
なお、市販されている制御用ＩＣには誤差増幅器（ＥＡ１）と基準電圧源（ＶＲ）の間を予めＩＣ内部で結線した構造となっているものが多いが、図１の回路における制御回路４はＩＣ内部の基準電圧源と誤差増幅器を外部結線により接続するものを想定している。ＩＣ内部の基準電圧源と誤差増幅器を外部結線により接続する構造となっている制御用ＩＣとしてはＭＢ３７７８（富士通株式会社製）等がある。
【００２１】
このような構成とした電源装置では、負荷６に負荷電流ＩＬが流れている時（図２のタイミングチャートの時間ｔ０以降）、切替回路９は基準電圧源ＶＲから誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆを規定のレベルに設定する。ここで、負荷電流ＩＬが安定化目標値に極めて近い値になっていれば、電流検出回路５から出力される第１の帰還信号Ｆ１は規定値の基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ等しくなる。一方、電圧検出回路７から出力される第２の帰還信号Ｆ２は第１の帰還信号Ｆ１および基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなる。
【００２２】
すると帰還回路８は、電流流通期間（負荷電流が流れている時：図２の時間ｔ０からｔ１の間の期間）には電流検出回路５からの第１の帰還信号Ｆ１を制御回路４に供給する。誤差増幅器ＥＡ１に規定値の基準電圧Ｖｒｅｆと第１の帰還信号Ｆ１とが供給されている状態の図１の電源装置は、図５の従来回路と全く同じ動作を行い、負荷電流ＩＬを安定化目標値に等しい値に誘導し、安定化することになる。
【００２３】
時間ｔ１において負荷６に負荷電流ＩＬが流れなくなると、電流検出回路５から出力される第１の帰還信号Ｆ１はほぼゼロになる。一方、電圧検出回路７から出力される第２の帰還信号Ｆ２は、電力変換回路３の平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷により、時間ｔ１以前とほぼ同じ信号レベルを維持する。このため帰還回路８は、電流遮断期間（負荷電流が流れない時：図２の時間ｔ１からｔ２の間の期間）には電圧検出回路７からの第２の帰還信号Ｆ２を制御回路４に供給する。
【００２４】
ここで切替回路９は、負荷６に負荷電流ＩＬが流れなくなると、基準電圧源ＶＲから誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆを規定値よりも低い値に設定する。具体的に、基準電圧Ｖｒｅｆが第２の帰還信号Ｆ２よりも低い値に設定されたとすると、制御回路４は、誤差増幅器ＥＡ１に第２の帰還信号Ｆ２と当該第２の帰還信号Ｆ２より低い基準電圧Ｖｒｅｆが供給されることにより、電力変換回路３内のスイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作を停止させる。
スイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作が停止すると電流遮断期間に平滑コンデンサＣ１の端子間電圧は上昇せず、次の電流流通期間（図２の時間ｔ２以降）に安定化目標値以上の負荷電流ＩＬが流れない。その結果、負荷が断続を繰返す場合にも負荷電流を安定化できるようになる。
【００２５】
なお、電圧検出回路７には常に微小電流が流れるため、スイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作が完全に停止すると平滑コンデンサＣ１の端子間電圧は徐々に低下し、これに伴って第２の帰還信号Ｆ２も低下する。そして、時間ｔ２の直後、すなわち電流遮断期間から次の電流流通期間に移行した直後、には平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が低下しているために負荷電流ＩＬは安定化目標値よりも低くなる。しかし、電流流通期間に入って制御回路４と電力変換回路３が動作を再開することにより、負荷電流ＩＬは早急に安定化目標値に復帰することになる。
【００２６】
もし、何らかの原因で電流遮断期間が長くなり、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が大幅に低下するような事態が生じても、第２の帰還信号Ｆ２が基準電圧Ｖｒｅｆ以下になると制御回路４と電力変換回路３が再起動し、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧を所定の最低値に維持する。このため、図１の構成とした電源装置では、安定化目標値以上の負荷電流ＩＬが流れるのを防止するだけでなく、電流流通期間の開始直後の負荷電流ＩＬが極端に小さくなることも防止できるという付帯効果も期待できる。
【００２７】
ところで、本発明によるスイッチング定電流電源装置に設けられる切替回路９は、負荷電流ＩＬが流れている時には基準電圧Ｖｒｅｆを規定値に設定し、負荷電流ＩＬが流れていない時には基準電圧Ｖｒｅｆを第２の帰還信号Ｆ２よりも小さな値に設定するという機能を持つものである。この機能を実現する切替回路９としては図３に示すような２つの形態の回路が考えられる。
図３の右側（ａ）に示す切替回路９は、複数の抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５の直列回路と、抵抗Ｒ５に並列接続したスイッチＳＷから成っており、左側（ｂ）に示す切替回路９は、抵抗Ｒ３、Ｒ４および定電圧ダイオードＤＺの直列回路と、定電圧ダイオードＤＺに並列接続したスイッチＳＷから成っている。
【００２８】
図３右側（ａ）の回路では、先ず、負荷電流ＩＬが流れていない時、スイッチＳＷは閉じられる。スイッチＳＷが閉じられると抵抗Ｒ５は短絡され、誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆは基準電圧源ＶＲの出力電圧を抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で分圧した値となる。一方、負荷電流ＩＬが流れている時にはスイッチＳＷは開かれ、基準電圧Ｖｒｅｆは基準電圧源ＶＲの出力電圧を抵抗Ｒ３と合成抵抗（抵抗Ｒ４＋抵抗Ｒ５）で分圧された値となる。
【００２９】
つまり、負荷電流ＩＬが流れている時には、負荷電流ＩＬが流れていない時に比べ、抵抗Ｒ５の端子間に生じる電圧降下の分だけ基準電圧Ｖｒｅｆは高くなる。そこで、基準電圧源ＶＲの出力電圧と各抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５の抵抗値を適当な値に設定すれば、先に述べた機能が実現できる。なお、図３右側（ａ）の回路で、抵抗Ｒ５に替えて抵抗Ｒ４にスイッチＳＷを並列接続したり、抵抗Ｒ３に並列にスイッチＳＷを接続して抵抗Ｒ５を省略しても構わない。ただし、抵抗Ｒ３にスイッチＳＷを並列接続した場合には、スイッチＳＷの開閉動作は抵抗Ｒ５に並列接続した場合と逆になる。
【００３０】
図３左側（ｂ）の回路は、抵抗Ｒ５の端子間に生じる電圧降下の代わりに定電圧ダイオードＤＺのツェナー電圧を利用したものであり、実質的な動作作用は図３右側（ａ）の回路と同じである。
なお、図３左側（ｂ）の回路の定電圧ダイオードＤＺは、機能的にレベルシフト回路と等価である。実際にレベルシフト回路を使用して切替回路９を構成した場合、必ずしも抵抗Ｒ３とＲ４で基準電圧源ＶＲの出力電圧を分圧するような回路構成としなくても良く、電圧シフト量が可変のレベルシフト回路を使用した場合には更にスイッチＳＷを省略しても構わない。
【００３１】
図４には本発明によるスイッチング定電流電源装置の具体的な回路を示した。
図４の実施例の回路は、入力端子１と一方の出力端子２ａの間に、チョークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１が昇圧チョッパコンバータを形成するように接続構成された電力変換回路３が接続されている。この電力変換回路３のスイッチングトランジスタＱ１のベースには、その内部の誤差増幅器ＥＡ１に供給される帰還信号の信号レベルに応じて当該電力変換回路３を駆動するための制御回路４が接続され、出力端子２ａ、２ｂ間には断続動作を行う負荷６が接続されている。
【００３２】
出力端子２ｂとグランドとの間には抵抗Ｒ６が接続され、抵抗Ｒ６の出力端子２ｂ側の端子は増幅器ＥＡ２の非反転入力端子（＋）に接続されている。増幅器ＥＡ２の反転入力端子（−）とグランドとの間には抵抗Ｒ７が接続され、増幅器ＥＡ２の出力端子と反転入力端子（−）との間には抵抗Ｒ８が接続されている。これら抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８と増幅器ＥＡ２により電流検出回路５が構成されている。
出力端子２ａとグランドとの間には抵抗Ｒ１とＲ２が直列に接続され、この抵抗Ｒ１とＲ２により電圧検出回路７が構成されている。
【００３３】
２つの増幅器ＥＡ３とＥＡ４が設けられ、増幅器ＥＡ３の非反転入力端子（＋）は抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点に接続され、増幅器ＥＡ４の非反転入力端子（＋）は増幅器ＥＡ２の出力端子に接続されている。増幅器ＥＡ３の出力端子はダイオードＤ２のアノードに接続され、増幅器ＥＡ４の出力端子はダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ２とＤ３のカソードは共通接続されている。このダイオードＤ２とＤ３のカソードの共通接続点は増幅器ＥＡ３とＥＡ４の各反転入力端子（−）に接続され、さらにカソードの共通接続点は制御回路４、具体的には制御回路４内の誤差増幅器ＥＡ１の非反転入力端子（＋）に接続されている。これら増幅器ＥＡ３、ＥＡ４、ダイオードＤ２、Ｄ３により帰還回路８が構成されている。
【００３４】
そして、制御回路４の内部に構成された基準電圧源ＶＲとグランドとの間に抵抗Ｒ３、Ｒ４およびＲ５が直列に接続され、抵抗Ｒ３とＲ４の共通接続点は誤差増幅器ＥＡ１の反転入力端子（−）に接続される。抵抗Ｒ５に対して並列にトランジスタＱ２の主電流路が接続され、トランジスタＱ２のベースはインバータ回路Ｉｎｖの出力端子に接続される。インバータ回路Ｉｎｖの入力端子は増幅器ＥＡ２の出力端子に接続され、これら抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、トランジスタＱ２およびインバータ回路Ｉｎｖにより切替回路９が構成されている。
【００３５】
このような構成の回路では、負荷６に負荷電流ＩＬが流れている時、電流検出回路５内部の抵抗Ｒ４の端子間に所定の電圧が発生する。この電圧は増幅器ＥＡ２において適当な信号レベルに増幅された後、第１の帰還信号Ｆ１として帰還回路８に供給される。
帰還回路８は、その回路構成上、増幅器ＥＡ３に供給される第２の帰還信号Ｆ２と増幅器ＥＡ４に供給される帰還信号Ｆ１のうち、信号レベルの高い方の帰還信号を制御回路４に供給する。ここで、安定化目標値に等しい負荷電流ＩＬが流れている時の第２の帰還信号Ｆ２は同じ時の第１の帰還信号Ｆ１よりも低い値になるよう各回路素子の値を設定しておく。すると、負荷電流ＩＬが流れている時には、帰還回路８から制御回路４に第１の帰還信号Ｆ１が供給されることになる。
【００３６】
増幅器ＥＡ２から出力された第１の帰還信号Ｆ１は切替回路９のインバータ回路Ｉｎｖにも供給される。インバータ回路Ｉｎｖは負荷電流ＩＬに応じた有意な大きさの第１の帰還信号Ｆ１を受信するとトランジスタＱ２をオフさせる。すると切替回路９から誤差増幅器ＥＡ１に供給される基準電圧Ｖｒｅｆは、基準電圧源ＶＲの出力電圧を抵抗Ｒ３と合成抵抗（抵抗Ｒ４＋抵抗５）で分圧した値となる。なお、この時の基準電圧Ｖｒｅｆは負荷電流ＩＬを安定化目標値に等しくするための規定値とする。
【００３７】
このような帰還回路８、切替回路９の動作の結果、負荷電流ＩＬが流れている時、制御回路４の誤差増幅器ＥＡ１には規定値の基準電圧Ｖｒｅｆと第１の帰還信号Ｆ１とが供給される。すると制御回路４は、その内部に構成された制御ロジックに従い、スイッチングトランジスタＱ１に対して第１の帰還信号Ｆ１と規定値の基準電圧Ｖｒｅｆの信号レベルに応じたオンデューティにてオン、オフ動作させる信号を供給する。これにより図１の回路は図５の従来回路と同じ動作を行い、負荷電流ＩＬは安定化目標値に等しい値に誘導され、安定化されることになる。
【００３８】
所定時間後に負荷６に流れていた負荷電流ＩＬが遮断されると、抵抗Ｒ４の端子間に生じていた電圧はほぼゼロとなる。すると増幅器ＥＡ２から出力される第１の帰還信号Ｆ１の信号レベルもほぼゼロとなる。一方、電圧検出回路７から出力される第２の帰還信号Ｆ２は平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷により、負荷電流ＩＬが流れていた時とほぼ同じ信号レベルを維持する。このため帰還回路８から制御回路４には第１の帰還信号Ｆ１に替わって第２の帰還信号Ｆ２が供給されるようになる。
【００３９】
切替回路９のインバータ回路Ｉｎｖは、第１の帰還信号Ｆ１がほぼゼロとなったのに応じてトランジスタＱ２をオンさせる。すると抵抗Ｒ５は短絡され、切替回路９から制御回路４に供給される基準電圧Ｖｒｅｆは基準電圧源ＶＲの出力電圧を抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で分圧した値になる。つまり、この時の基準電圧Ｖｒｅｆは抵抗Ｒ５の端子間に生じる電圧降下の分だけ規定値よりも低下する。
【００４０】
ここで、抵抗Ｒ５が短絡された時の基準電圧Ｖｒｅｆを、規定値よりも低い第２の帰還信号Ｆ２よりも更に低い値になるよう各回路素子の値を設定しておく。すると、第２の帰還信号Ｆ２とそれよりも低い基準電圧Ｖｒｅｆが誤差増幅器ＥＡ１に入力されることになった制御回路４は、その内部に構成された制御ロジックに従い、スイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作を停止させる。その結果、負荷電流ＩＬが流れない電流遮断期間に平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇することが無くなり、次の電流流通期間に安定化目標値以上の負荷電流ＩＬが流れるという不都合な現象が発生しなくなる。
【００４１】
以上までの各実施例の説明では、電力変換回路３に昇圧チョッパ型の回路、制御回路４に他励ＰＷＭ型の制御用ＩＣを想定して説明したが、本発明を適用するスイッチング定電流電源装置はこれに限定されるものではない。また、図１、図４の各実施例の説明では、第２の帰還信号よりも低い基準電圧Ｖｒｅｆが供給された時、制御回路４はスイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作を完全に停止させるものとして説明したが、オン期間の極めて短いオン、オフ動作をさせるものであっても構わない。さらに、電流検出回路５や電圧検出回路７も抵抗検出以外の検出方法を用いても良く、本発明の要旨を変更しない範囲であれば具体的な回路構成の変形が可能であることは言うまでも無い。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によるスイッチング定電流電源装置は、制御回路に接続した切替回路によって、電流流通期間には制御回路内部の基準電圧源から誤差増幅器に供給される基準電圧を規定値に設定し、電流遮断期間には当該基準電圧を第２の帰還信号の信号レベルよりも低い値に設定する。そして、電圧検出回路と電流検出回路と制御回路の間に設けられた帰還回路の動作により、電流遮断期間中には第２の帰還信号を制御回路に供給し、実質的に電力変換回路の動作を停止させることを特徴としている。
【００４３】
このような本発明によれば、電流遮断期間中に平滑コンデンサの端子間電圧が上昇することが無くなり、フィードバックループの電流制御動作の応答速度が負荷変動に追従できなくなる事態が防止される。その結果、負荷が断続される場合にも負荷電流を安定化できるスイッチング定電流電源装置が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング定電流電源装置の実施例を示すブロック図。
【図２】図１の回路中に現れる信号及び負荷電流のタイミングチャート。
【図３】切替回路の具体的な実施例の回路図。
【図４】本発明の実施例の具体的な回路図。
【図５】従来のスイッチング定電流電源装置の一例の回路図。
【符号の説明】
１：入力端子２ａ、２ｂ：出力端子３：電力変換回路４：制御回路５：電流検出回路６：負荷（断続を繰り返す負荷）７：電圧検出回路８：帰還回路９：切替回路ＶＲ：基準電圧源ＥＡ１：誤差増幅器Ｆ１：第１の帰還信号Ｆ２：第２の帰還信号ＩＬ：負荷電流Ｖｒｅｆ：基準電圧（帰還信号と同一の誤差増幅器に供給される基準電圧）

Claims

負荷に所定の電流を供給するスイッチング方式の電力変換回路、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路および、該第１の帰還信号に応じて該負荷電流を安定化するように該電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、
該電力変換回路の出力側に設けられ、該電力変換回路の出力電圧に応じた第２の帰還信号を生成する電圧検出回路と、
該電流検出回路と該電圧検出回路と該制御回路との間に設けられ、該第１と第２の帰還信号のいずれか一方を該制御回路に供給する帰還回路と、
該負荷の状態が変化した時、該制御回路内の同一の誤差増幅器に入力される基準電圧と該第２の帰還信号の相対的な大小関係を変化させるように該基準電圧の大きさを変化させる切替回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング定電流電源装置。
負荷に所定の電流を供給するスイッチング方式の電力変換回路、負荷電流に応じた第１の帰還信号を発生する電流検出回路および、該第１の帰還信号に応じて該負荷電流を安定化するように該電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、
該電力変換回路の出力側に設けられ、該電力変換回路の出力電圧に応じた第２の帰還信号を生成する電圧検出回路と、
該電流検出回路と該電圧検出回路と該制御回路との間に設けられ、該負荷の状態に応じて該第１と第２の帰還信号のいずれか一方を該制御回路に供給する帰還回路と、
該制御回路に接続され、該制御回路の内部において該第２の帰還信号と比較される基準電圧のレベルを該負荷の状態に応じて変化させる切替回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング定電流電源装置。
前記負荷電流は前記負荷の動作に従って任意あるいは所定のタイミングで断続され、
前記帰還回路は、該負荷電流が流れている時には前記第１の帰還信号を前記制御回路に供給し、該負荷電流が流れていない時には前記第２の帰還信号を前記制御回路に供給し、
前記切替回路は、該負荷電流の流通が遮断された時には該基準電圧を相対的に小さな値に変化させ、該負荷電流の流通が開始した時には該基準電圧を相対的に大きな値に変化させる、
ことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載したスイッチング定電流電源装置。
前記負荷電流の流通が遮断された直後の前記基準電圧は前記第２の帰還信号よりも小さな値となり、該負荷電流の流通が開始した直後の該基準電圧は該第２の帰還信号よりも大きな値となることを特徴とする、請求項３に記載したスイッチング定電流電源装置。
前記基準電圧より大きい前記第２の帰還信号が供給されている間、前記制御回路は該電力変換回路の動作を実質的に停止させることを特徴とする、請求項４に記載したスイッチング定電流電源装置。
前記切替回路は、前記基準電圧を発生するための基準電圧源とグランドとの間に直列に接続された複数の抵抗と、該複数の抵抗の一つに並列接続されたスイッチとにより構成され、該スイッチが前記第１の帰還信号に応じてオン、オフすることを特徴とする、請求項１から請求項５のいずれかに記載したスイッチング定電流電源装置。
前記切替回路は、前記基準電圧を発生するための基準電圧源とグランドとの間に接続された抵抗とレベルシフト回路の直列回路と、該レベルシフト回路に並列接続されたスイッチとにより構成され、該スイッチが前記第１の帰還信号に応じてオン、オフすることを特徴とする、請求項１から請求項５のいずれかに記載したスイッチング定電流電源装置。
前記負荷が高速で点滅を繰り返す発光ダイオード素子を含むことを特徴とする、請求項１から請求項７のいずれかに記載したスイッチング定電流電源装置。