JP3903830B2 - 利得補償装置及びそれを用いた伝送システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は波長多重伝送における波長間の利得差を補償する利得補償装置及びそれを用いた伝送システムに関し，特に可変型の利得補償装置の制御手法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光伝送システムにおいては，光アンプを用いて光信号を電気に変換することなく中継増幅することにより，長距離伝送システムの大幅なコストダウンが実現される。長距離伝送システムの中継増幅用光アンプとしては，現在，エルビウム添加ファイバ増幅器（Erbium−doped Fiber Amplifier：ＥＤＦＡ）に代表される，希土類添加ファイバ増幅器が主力である。例えばＥＤＦＡでは，エルビウムをドーピングしたエルビウム添加ファイバ（ＥＤＦ）に，波長１４８０ｎｍ近傍あるいは波長９８０ｎｍ近傍の励起光を入射することによって，波長１５３０ｎｍから１６２０ｎｍの光信号を増幅することが可能となる。
【０００３】
光伝送システムの伝送容量を向上させる方式として，波長多重伝送方式（Wavelength−Division Multiplexing：ＷＤＭ）がある。ＷＤＭは複数の波長の光信号を多重して一括伝送させる方式であり，波長多重数を上げることにより，総伝送容量は比例して向上する。前記光アンプは，このＷＤＭ信号を波長毎に分波することなく，一括して中継増幅することが可能であるため，光アンプを用いることによるコスト低減の効果はさらに大きくなる。
【０００４】
光アンプでＷＤＭ信号を中継伝送する場合において，伝送距離を制限する主要因として，光アンプの利得の波長依存性（利得チルト）がある。光アンプの利得が信号（波長）により異なると，信号間（波長間）の出力パワー差，信号雑音比（ＳＮＲ）差が引起され，その結果，信号間の受信特性の差を引起してしまう。また，光ファイバには，入射信号の強度に依存して，波形歪みやノイズを増大させる非線型応答という現象が存在する。従って，光アンプの利得チルトによって誘引された信号間の出力パワー差は，この光ファイバの非線型応答の影響の差となって現れ，さらに信号間の受信特性の差が拡大してしまう。
【０００５】
光アンプの利得チルトを抑制する為には，利得補償器の適用が効果的である。光アンプの利得チルトは主にＥＤＦ自体の波長依存性，あるいは（ＥＤＦ以外の）光アンプ構成部品の損失の波長依存性に起因している。そこで，これらのデバイスの波長依存性を打消すように，利得補償器の損失特性を設計し，この利得補償器を光アンプ内に設置することにより，利得チルトが抑圧可能となる。これらの利得補償器は例えば，ファイバ＝ブラッグ＝グレーティング（ＦＢＧ），誘電体多層膜フィルタ，エタロンフィルタ，あるいはガラス導波路上に形成されたマッハ＝ツエンダ干渉計（ＭＺ干渉計）等の受動光学素子により実現される。
【０００６】
前述した利得チルトは，利得チルト量が入力信号パワーや励起光パワーの変動に対して無依存な，いわば静的な利得チルトである為，前記の（補償量が固定の）固定利得補償器によって利得補償が可能である。しかしながら，一方で，光アンプの利得チルトには，入力信号パワーや励起光パワーに対して変動する，動的な利得チルトが存在し，固定利得補償器では，この動的利得チルトを補償しきれないという問題がある。
【０００７】
図２は１６多重のＷＤＭ信号を光アンプ（ＥＤＦＡ）に入射した場合の，アンプ出力の特性例を示した図である。同光アンプには，入力パワーが変動しても，総出力パワーが一定値になるように励起パワー量を自動的に調整する制御（Automatic Level Control：ＡＬＣ制御）を施している。ＡＬＣ制御を施している為，全信号パワーの総和，つまり総信号パワーは入力パワーが変動しても一定に保たれている。しかしながら，個々の信号パワーは，入力パワーが変動すると，あたかもシーソーが揺れるように振るまい，波長間で信号パワー差が発生してしまう。例えば，アンプ入力が−１５ｄＢｍの場合にはアンプの出力（相対値）は波長によらず，０ｄＢｍで一定値であり，平坦な出力特性が得られている。しかしながら，アンプ入力が増加して−１０ｄＢｍになると短波長側の信号出力が減少し，一方で長波長側の信号出力が増大することにより，いわゆる右肩上がりの出力特性になっている。また，アンプ入力が減少して−２０ｄＢｍになると，今度は短波長側の信号出力が増大し，一方で長波長側の信号出力が減少することにより，いわゆる右肩下がりの出力特性となる。
【０００８】
実際の中継伝送システムにおいては，アンプの入力パワーは，アンプの出力パワーと中継器間のスパン損失（伝送路の損失）によって決定される。スパン損失は，ファイバ自体の損失係数のばらつき，ファイバ接続時のスプライス損やコネクタ損，そしてファイバ長のばらつき等の要因により，スパン毎にばらつきがある。特に陸上系の中継伝送システムでは，中継器を正確に等間隔に配置することが困難であるため，スパン損失には数ｄＢから場合によっては１０ｄＢ以上のばらつきが存在する。
【０００９】
一般に中継伝送用の光アンプは，ある基準入力値に対して平坦な出力を実現するように，前記の固定利得補償器の補償量を設計して製造される。しかしながら，スパン損失のばらつきが発生すると，固定利得補償器では，基準入力に対応する基準スパン損失では平坦な出力特性を実現しても，スパン損失のばらつきによる入力パワー変動が発生した場合には動的な利得チルトの発生により，平坦性を維持することが出来なくなり，中継伝送に支障を来してしまうことになる
例えば，図２の特性のアンプを中継器として用いた場合を考える。平坦な出力が得られる基準入力は図２に示す通りに−１５ｄＢｍと定め，また，この入力に対応する基準スパン損失を２０ｄＢと仮に定める。ある中継区間にてスパン間隔が基準値よりも短くなり，スパン損失が１５ｄＢとなったとする。すると，アンプ入力が増大して−１０ｄＢｍとなる為に，アンプ出力は右肩上がりとなり，最短波長を基準とすると約１ｄＢの利得チルトが発生する。一方，ある中継区間にてスパン間隔が長くなった為，あるいはスプライス接続やコネクタ接続による過剰損失の為，スパン損失が２５ｄＢとなったとする。すると，今度はアンプ入力が減少して−２０ｄＢｍとなる為に，アンプ出力は右肩下がりとなり，最短波長を基準とすると，約−１ｄＢの利得チルトが発生する。
【００１０】
こうした入力依存の動的利得チルトを抑圧する為には，補償量が可変となる，可変利得補償器を用いることが有効な手段である。可変の利得補償器を実現する手段として，例えば文献１ではファラデー回転子と複屈折素子を用いて可変利得補償デバイスを実現しており，また，文献２ではガラス導波路にて形成したマッハ＝ツエンダ干渉計により可変利得補償デバイスを実現している。どちらのデバイスにおいても，波長に対する損失傾き（スロープ）を可変することにより，図２に示すような光アンプの入力依存の動的利得チルトを補償している。
【００１１】
（文献１：N. Mitamura, H. Nagaeda, N. Shukunami, and N. Naganuma, N. Fukushima, "Flexibly Variable Spectrum Equalizer for Spectral Tilt Compensation", Optical Fiber Communication Conference 2000, paper WF2）
（文献２：H. Hatayama, C. Hirose, K. Koyama, N. Akasaka and M. Nishimura, "Variable Attenuation Slope Compensator (VASC) Using Silica-based Planar Lightwave Circuit Technology for Active Gain Slope Control in EDFAs", Optical Fiber Communication Conference 2000, paper WH7）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら，これらの可変利得補償器を実際に伝送システム内で運用する為には，発生している利得チルト量をモニタし，利得等化量を決定し，利得補償器の実際の補償量を設定する，という働きをする制御回路が必須となる。
【００１３】
特に，利得チルト量をモニタする為には，図３（ａ）に示す様に，出力パワーの一部をカプラ（１０１）で分岐し，スペクトルアナライザ等のスペクトルモニタ手段（１０２）を用いてＷＤＭスペクトルをモニタして，制御回路（１０３）にモニタ結果を転送する必要がある。一般に，スペクトルモニタ手段（１０２）は非常に高価であり，また，中継伝送装置や端局伝送装置内に実装するには，スペースや耐久性，信頼性等の観点より，実用までには，まだ，考慮すべき課題が多い。
【００１４】
入力依存の動的利得チルトが図２に示す様に，波長に対して線形的であることを利用し，特開平１０−２２９２４，あるいは特開平１１−２２４９６７などでは図３（ｂ）に示される，比較的簡易なチルト量モニタが提案されている。出力パワーの一部をカプラ（１０１）で分岐し，分波器（１０４）にて短波長側の信号λ１と長波長側の信号λ２を分波し，それぞれモニタＰＤ（１０５，１０６）で信号パワーに比例した情報Ｐ１，Ｐ２に変換する。制御回路（１０３）では信号パワー情報Ｐ１とＰ２を比較する。ここで短波長側の信号λ１を図２に示す動的利得チルト特性の支点（１５５４ｎｍ付近）よりも短波長側の波長とし，信号λ２を長波長側の波長とすると，Ｐ１とＰ２の比較から，チルトの傾きの符号，そしてチルトの傾きの絶対量を算出することが可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の補償量を算出可能となる。
【００１５】
しかしながら，これらの従来例においても，分波器（１０４）やモニタＰＤ（１０６）等の高価な光部品を多数必要とし，光中継器のコスト増大を引起してしまう。また，光部品数の増大は，スプライス工程の増加や，光部品実装面積の増大を引起し，さらにコスト増大を引起してしまう。
【００１６】
本発明の目的は，低コストな構成において，利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御する装置を実現することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば，複数の光中継器とその下流側に接続された可変利得補償装置から構成されるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は光アンプの入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，転送されてきた各アンプの入力モニタ値から利得波長依存特性を推定し，可変利得補償装置の補償量を決定することを特徴とする伝送装置が提供される。
【００１８】
また，本発明によれば，前記構成において，各アンプの入力モニタ値（ｄＢ値）より線形な演算（一次関数式）を用いて利得波長依存性を推定し，この情報を元に前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とした伝送装置が提供される。
【００１９】
さらに，本発明によれば，複数の光中継器とその下流側に接続された可変利得補償装置から構成されるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は光アンプの入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，光アンプの出力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，転送されてきた各アンプの入力モニタ値から利得波長依存特性を推定し，転送されてきた各アンプの出力モニタ値から第２の利得波長依存特性を推定し，これらの利得波長依存特性から可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝送装置が提供される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施例を図１を用いて説明する。図１に示す伝送システムは中継器（９），光ファイバ（１０），及び利得補償器を備えた中継器（１７）から構成されている。
【００２１】
中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤＭ信号光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳＶ光用ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回路（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過したＷＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で分岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ（３）の入力パワー量に比例した信号である。入力モニタ情報Ｐ１は中継器監視回路（７）に転送される。中継器監視回路（７）では前段の中継器から転送されてきた情報，つまり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報に，光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１を加えて新規の監視情報信号を形成し，ＳＶ光ＬＤ（８）から新規のＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用合波器（４）において，光アンプ（３）からの出力と合波され，中継器（９）から出力される。
【００２２】
以降，同様にして，各中継器（９）ではモニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，この入力モニタ情報をＳＶ信号に重畳し，次段の中継器に送出している。
【００２３】
利得補償器を備えた中継器（１７）においては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）によりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報ＰｋをモニタＰＤ（６）より検出し，監視回路（７）に転送する。
【００２４】
次に利得補償器制御回路（１５）では，監視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋを取得する。そして，これらの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定することにより，可変利得補償器（１６）の最適補償量を算出し，実際に可変利得補償器（１６）を制御する。
【００２５】
以下に入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋから各光アンプ（３）の利得チルト量を推定する手順を示す。
【００２６】
一般に，光アンプ（ＥＤＦＡ）の利得Ｇ（ｄＢ）は数１の（１）式により算出することが可能である。
【００２７】
【数１】
数１の（１）式において，利得係数ｇ，吸収係数α（いずれも単位はｄＢ／ｍ）はＥＤＦの物性パラメータであり，ＥＤＦＡの波長依存特性はこの２つのパラメータで表現される。図４に利得係数ｇ，吸収係数αの特性例を示す。また，ＬはＥＤＦ長を表す（単位はｍ）。そして，ｎはＥＤＦＡ中の規格化上準位Ｅｒイオン密度を表し，どれだけのキャリアがレーザ上準位に励起されているかを表す係数である。規格化されているため，ｎは０以上１以下の値となる。そして，この規格化上準位Ｅｒイオン密度ｎ（以降，上準位密度ｎとする）は，ＥＤＦ中の信号光パワーと励起光パワーによって決定される値であり，入力パワーの変動は，このイオン密度ｎの変動を介して利得変動に変換される。例えば，入力パワーが減少すると上準位密度ｎが１に近づき，ＥＤＦＡは非飽和状態（小信号状態）となり，右肩下がりの利得特性となる。逆に入力パワーが増大すると，上準位密度ｎが０に近づき，ＥＤＦＡは飽和状態となり，右肩上がりの特性となる。
【００２８】
数値計算例を示すと，ファイバ長を５ｍとした場合，利得スペクトルは数１の（１）式を用いることにより，図５に示す様に算出される。図５より，上準位密度ｎの変動，つまり入力パワーの変動に追従して，スペクトル形状，つまり利得チルトが変動することが観測される。（１）式に再度着目すると，第２項は上準位密度ｎに依存しない項であるので，入力依存の動的利得チルトは第１項，つまりｇ＋αの値に比例しているものと考えられる。
【００２９】
さて，ある状態におけるＥＤＦＡ中の利得チルトＧ（λ）を求めるには，前述の上準位密度ｎを求める必要がある。上準位密度ｎを算出するには，信号光，励起光，さらには雑音光について，それぞれレート方程式を記述し，これらの連立方程式を解く必要があり，一般的には数値解析が必要である。しかしながら，ＥＤＦＡの総出力パワーが一定となるように制御（ＡＬＣ制御）が施されている場合には，簡易に上準位密度ｎを求めることが可能である。
【００３０】
数１の（２）式はＡＬＣ制御が施されたＥＤＦＡでの入出力パワーの関係を表す式である。Ｐｔ（ｄＢｍ）はＥＤＦＡの総出力パワーであり，ＡＬＣ制御されている為，一定値である。Ｐｉ（ｄＢｍ）はＥＤＦＡの信号あたりの入力パワーであり，添字のｉは信号番号を表し，ＷＤＭ多重数（信号数）をＭとすると，ｉ＝１，２，…Ｍとなる。また，ｇi，αｉはｉ番目の信号波長における利得係数，吸収係数を表す。
【００３１】
ここで，図４に示す様に，ｇ＋αの値が波長に対して線形であると近似し，また，簡略化の為に数１の（３）式に示す様にｂで表すものとする。また，入力パワーＰｉは波長によらず一定である，つまり，入力ＷＤＭ信号は波長に対して平坦であるとする。以上の仮定の元に，（２）式中のｇ＋α，及びαを線形近似し，（２）式を解析的に解いて上準位密度ｎの近似値を求め，（１）式の上準位密度ｎに代入する。すると，ｎ波長多重の場合において，最長波長である第ｎ信号と最短波長である第１信号の利得差ΔＧ＝Ｇｎ−Ｇ１は（４）式で表すことが可能である。（４）式の第２項Ｃは利得係数ｇ及び吸収係数αより定まる値であり，入力パワーＰｉに対して一定値である。
【００３２】
（４）式が意味するところは，利得チルトΔＧ（ｄＢ）が入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係にあるということである。
【００３３】
例えば，図６はアンプ入力に対する利得チルトΔＧ＝Ｇ１６−Ｇ１の関係を表したグラフであり，図４の特性を持つＥＤＦを用いて作製したＥＤＦＡにより評価した実測値である。グラフより読取れるアンプ入力に対する利得チルトの変動量は，アンプ入力変動１ｄＢに対しおよそ利得チルト変動０．２ｄＢであり，また，利得チルトはアンプ入力に対して線形な関係にあることが読取れる。
【００３４】
一方，図４からｇ＋αの値を読取ると，第１信号（波長１５４７．７２ｎｍ）にて７．５５ｄＢ／ｍ，第１６信号（波長１５５９．７９ｎｍ）にて９．６４ｄＢとなる。これらの値を数１の（４）式に代入すると，アンプ入力変動１ｄＢに対する利得チルト変動は０．２０ｄＢと算出され，実測値に一致することが確認される。
【００３５】
以上説明してきた様に，入力パワーＰｉ（ｄＢ）と利得チルトΔＧ（ｄＢ）は線形な関係にある。従って，図１に示す本発明の構成を用いて，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋからそれぞれの光アンプ（３）の利得チルト量を推定することが可能となる。従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋを利得補償器制御回路（１５）に集約し，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定することにより，可変利得補償器（１６）の最適な利得補償量を算出し，設定することが可能となる。
【００３６】
本発明においては，利得チルト量のモニタ手段として，入力光パワーのモニタ手段を流用している。入力光パワーのモニタ手段においては高価な分波器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ（２）と１台のＰＤ（６）のみで実現可能である。また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制御，あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有無によらず，既に入力モニタ手段を中継器に設置済みである。従って，これらの手段を流用することにより，光部品を新規に追加することなく，利得チルト量をモニタすることが可能となる。
【００３７】
また，本発明においては，可変利得補償器の設置台数の削減を目的として，可変利得補償器を全中継器に装備するのではなく，一部の中継器のみに分散させて装備している。この場合には，各中継器（９）の利得チルトを，利得補償器を備えた中継器（１７）から遠隔モニタする必要がある。しかしながら，ＳＶ光を用いて，各アンプの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋの転送を行うことにより，利得補償器を備えた中継器（１７）において一括して利得チルトをモニタすることが可能となっている。また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの監視を目的として，可変利得補償機能の有無によらず，既に入力モニタ情報のＳＶ光による転送機能，転送手段を実装済みである。従って，これらの手段を流用することにより，光部品あるいはＳＶ光復調回路やＳＶ光変調回路などを新規に追加することなく，利得チルト量を遠隔モニタすることが可能となる。
【００３８】
従って，本発明により，非常に低コストな構成で利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御することが可能となる。
【００３９】
図７は，本発明の第１の実施例における，利得補償器を備えた中継器（１７）中の利得補償器制御回路（１５）に関して，より具体的な構成の実施形態を示した例である。
【００４０】
利得補償器を備えた中継器（１７）では，監視回路（７）から各光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋが利得補償器制御回路（１５）に転送される。入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋは，各光アンプ（３）の入力パワー（ｄＢ値）に比例した値である。利得補償器制御回路（１５）では，まずデシベル加算器（１２）において，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋのデシベル和を求める。
【００４１】
基準レベル発生器（１３）では，基準レベル値Ｐｒに，アンプ数ｋを掛け合わせた値を発生させる。ここでアンプ数ｋは，図７に示す，補償すべき利得チルトを発生させる中継器（９）と補償器を備えた中継器（１７）の中に含まれる光アンプの総数であり，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋの最大添字数ｋと同一である。また，基準レベル値Ｐｒは，光アンプ（３）が平坦な利得特性を実現するように設計された基準入力パワーを光アンプに入力させた場合に，入力モニタＰＤ（６）が検知する入力モニタ情報であり，端的に表せば，平坦出力を実現した時の入力モニタ情報である。
【００４２】
中継器を多段接続した場合の累積利得チルト量は，利得のホールバーニング効果を無視すれば，各利得チルト量のデシベル和にて算出可能である。従って，入力モニタ情報のデシベル和と基準レベル値Ｐｒ ｘ ｎを比較器（１４）に入力してその差を求め，数１の（４）式を用いて入力パワー変動量を利得チルト量に変換することにより，累積利得チルト量を算出することが可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の最適な利得補償量を算出し，設定することが可能となる。
【００４３】
本発明における可変利得補償器（１６）を構成するデバイスとしては前述した，ファラデー回転子と複屈折素子を用いて可変利得補償デバイス，あるいは，ガラス導波路にて形成したマッハ＝ツエンダ干渉計が適用可能である。マッハ＝ツエンダ干渉計の材料としてはガラス導波路に限ることなく，ポリマ導波路，半導体導波路等でも流用可能である。また，ＥＤＦＡ自体を可変利得補償器（１６）として用いることも可能であるし，他の希土類添加ファイバ増幅器，半導体増幅器，ファイバラマン増幅器等を用いることも可能である。また，音響光学チューナブルフィルタを用いることも可能である。また，ファイバブラッググレーティングや誘電体多層膜フィルタ，エタロンフィルタ等，本来固定型の利得補償器に機械的あるいは熱的な作用を加えて可変利得補償器とした場合でも，本発明の可変利得補償器（１６）として用いることが可能である。
【００４４】
本発明では入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋの転送手段としてＳＶ光を用いたが，光伝送システムのＳＶ光を用いること無しに，新規の光信号や，無線信号等，別の転送手段を用いても，実現可能である。
【００４５】
本発明の説明では各中継器（９）に１台の光アンプ（３）が実装されている場合について検討してきたが，各中継器あるいは一部の中継器中に光アンプが多段に実装されている場合でも，本発明は適用可能である。例えば図８に示す様に，アンプを前段アンプ（５１）と後段アンプ（５３）の２段で構成し，アンプ間の中間段に分散補償デバイス等の機能デバイス（５２）を挿入する場合においても，前段アンプ（５１）と後段アンプ（５３）の双方でモニタＰＤ（６）により入力モニタ情報Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの双方を取得することにより，前段アンプ（５１）の動的利得チルトのみならず，前段アンプ（５１）の出力変動や機能デバイス（５２）の損失変動に起因する後段アンプ（５３）の動的利得チルトを補償することが可能である。
【００４６】
また，同様に利得補償器を備えた中継器（１７）においても多段アンプを適用することは可能であり，また，可変利得補償器（１６）の位置もアンプの出力段，あるいは多段アンプ内の中間段に設置しても，本発明は適用可能である。
【００４７】
図７に示す本発明の構成では，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋのデシベル和と基準値を比較しているが，先に基準値と比較してからデシベル和をとっても同様の効果が得られるし，また，基準値との比較を各中継器にて実行し，その差の情報をＳＶ光で転送しても，同様の効果が得られる。
【００４８】
これまでの説明では，図４のｇ＋α値が波長に対して線形と近似できる波長帯域での伝送システムを想定し，利得チルト，及び利得補償量も，波長に対して線形であるものとして議論してきた。しかしながら，本発明は図４のｇ＋α値が波長に対して線形と近似できない波長領域でも適用が可能である。
【００４９】
前述したように，数１の（１）式によれば，動的利得チルトはｇ＋α値に比例するものと考えられる。例えば，１５３０ｎｍから１５４５ｎｍ程度までのいわゆるブルーバンド付近でのＥＤＦＡの適用を考えると，図４のｇ＋α値の振舞いから，利得チルトは直線ではなく，正弦波的な形状になるものと予測される。図４の特性から発生する利得チルトを数値計算すると，例えば，図９の様な結果が得られる。この場合における利得チルトも，前述した場合と同様に利得チルトΔＧを最長波長と最短波長の利得差Ｇ１６−Ｇ１（ｄＢ）にて定義することにより，やはり，利得チルトΔＧ（ｄＢ）は入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係で表せる。従って，入力モニタ情報から利得チルト量を算出することが可能となる。注意すべき点としては，この波長領域では，図９に示す様に，利得チルトが波長に対して直線とならずに，正弦波に似た形状となる為，用いる可変利得補償器（１６）も，同様の形状のデバイスを選択することが望ましいということである。例えばマッハ＝ツエンダ干渉計の波長特性の周期を伝送波長帯域２倍程度に設定することによって，正弦波的な損失形状が実現される。
【００５０】
上記の例ではいわゆるブルーバンドにて議論したが，他の波長帯域でも同様であり，利得チルトΔＧ（ｄＢ）は入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係で表され，入力モニタ情報から利得チルトを算出することが可能である。
【００５１】
これまでの実施例では，可変利得補償器（１６）の最適補償量としては，利得補償器制御回路（１５）中で算出された利得チルト量を相殺して，可変利得補償器を備えた中継器（１７）の出力で，ＷＤＭ信号が平坦となるような補償量を決定するようにしてきた。しかしながら，この利得補償器を備えた中継器（１７）より下流側の波長依存性や利得チルト，ファイバの非線型現象の影響等を考慮して，あえて過補償な量を設定することが望ましいことも，伝送システムの運用形態，設計次第では起りうる。あらかじめ，そのような計算アルゴリズムを設定しておけば，本発明により，利得チルトを算出し，そのアルゴリズムを用いて最適な補償量を設定することが可能となる。
【００５２】
図１０は本発明の第２の実施例を示す図である。中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤＭ信号光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳＶ光用ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回路（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過したＷＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で分岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ（３）の入力パワー量に比例した信号である。
【００５３】
また，光アンプ（３）の出力の一部の信号パワーは出力側カプラ（１８）で分岐され，モニタＰＤ（１９）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｑ１は光アンプ（３）の出力パワー量に比例した信号である。
【００５４】
入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ情報Ｑ１は中継器監視回路（７）に転送される。中継器監視回路（７）では前段の中継器から転送されてきた情報，つまり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報に，光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ信号Ｑ１の双方を加えて新規の監視情報信号を形成し，ＳＶ光ＬＤ（８）から新規のＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用合波器（４）において，光アンプ（３）からの出力と合波され，中継器（９）から出力される。
【００５５】
以降，同様にして，各中継器（９）ではモニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，また，モニタＰＤ（１９）により光アンプ（３）の出力モニタ情報Ｑ２，Ｑ３，…を検出し，この入力モニタ情報と出力モニタ情報をＳＶ信号に重畳し，次段の中継器に送出する。
【００５６】
利得補償器を備えた中継器（１７）においては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）によりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐｋ，及び出力モニタ情報ＱｋをモニタＰＤ（６）（１９）より検出し，監視回路（７）に転送する。
【００５７】
次に利得補償器制御回路（１５）では，監視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ，及び出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋを取得する。そして，これらの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定する。
【００５８】
また，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋから第２の利得チルト量を推定する。ここで第２の利得チルト量とは，信号間ラマン増幅に起因する利得チルトである。
【００５９】
光ファイバの非線型現象のひとつである誘導ラマン散乱の影響により，ファイバ中に過大なパワーの信号が入射すると，短波長側の信号から長波長側の信号へのパワーの移動が発生する。これをラマン増幅効果と称し，ＷＤＭ信号の場合には信号間でラマン増幅が発生し，短波長側の信号パワーが長波長側の信号パワーに変換される為，右肩上がりのチルトが発生する。
【００６０】
信号間ラマン増幅に起因する利得チルト量は数２の（５）式で与えられる。
【００６１】
【数２】
（５）式にて，ｇｒは信号帯域内におけるラマン利得効率の傾きを表し，例えばＳＭＦではおよそ５ｘ１０＾−２７（ｍ／Ｗ／Ｈｚ）である。Ｐｏ（Ｗ）はファイバ入射パワーを，Ａeffはファイバの有効断面積を，Ｌeff（ｍ）はファイバの有効長を，そしてＢ（Ｈｚ）はＷＤＭ信号帯域を表す。（５）式を用いることにより，各種ファイバパラメータとファイバ入射パワー，つまりアンプ出力パワーから信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を算出することが可能となる。
【００６２】
従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定し，一方，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋから信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を推定することにより，高精度に実際の利得チルト量を推定することが可能となり，可変利得補償器（１６）の最適補償量を設定することが可能となる。
【００６３】
本発明においては，第２の利得チルト量のモニタ手段として，出力光パワーのモニタ手段を流用している。出力光パワーのモニタ手段においては高価な分波器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ（１８）と１台のＰＤ（１９）のみで実現可能である。また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制御，あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有無によらず，既に出力モニタ手段を中継器に設置済みである。従って，これらの手段を流用することにより，光部品を新規に追加することなく，第２の利得チルト量をモニタすることが可能となる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明してきたように，本発明の実施例によれば，高価なスペクトルモニタ手段，あるいは高価な分波器や新規光部品の追加を必要とせずに，ＥＤＦＡの入力依存性に起因する動的利得チルト量を算出することが可能となり，低コストな構成で，可変利得補償装置を実現可能となる。
【００６５】
また，本発明の実施例によれば，高価なスペクトルモニタ手段，あるいは高価な分波器や新規光部品の追加を必要とせずに，信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を算出することが可能となり，低コストな構成で，高精度の可変利得補償装置を実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】ＥＤＦＡの出力特性例。
【図３】従来の利得チルトのモニタ手段。
【図４】ＥＤＦの物性パラメータｇ、αの特性例。
【図５】ＥＤＦＡの動的利得チルトの数値計算例。
【図６】アンプ入力に対する利得チルトの関係の測定例。
【図７】本発明の第１の実施例における利得補償器制御回路の構成例。
【図８】本発明の２段アンプへの適用例。
【図９】ブルーバンドでのＥＤＦＡの出力特性例。
【図１０】本発明の第２の実施例の構成図。
【符号の説明】
１ ：ＳＶ用分波器
２ ：入力側カプラ
３ ：光アンプ
４ ：ＳＶ用合波器
５ ：ＳＶ光用ＰＤ
６ ：モニタＰＤ
７ ：中継器監視回路
８ ：ＳＶ光ＬＤ
９ ：中継器
１０ ：光ファイバ
１２ ：デシベル加算器
１３ ：基準レベル発生器
１４ ：比較器
１５ ：利得補償器制御回路
１６ ：可変利得補償器
１７ ：利得補償器を備えた中継器
１８ ：出力側カプラ
１９ ：モニタＰＤ
５１ ：前段アンプ
５２ ：機能デバイス
５３ ：後段アンプ
１０１ ：カプラ
１０２ ：スペクトルモニタ手段
１０３ ：制御回路
１０４ ：分波器
１０５，１０６ ：モニタＰＤ。
【発明の属する技術分野】
本発明は波長多重伝送における波長間の利得差を補償する利得補償装置及びそれを用いた伝送システムに関し，特に可変型の利得補償装置の制御手法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光伝送システムにおいては，光アンプを用いて光信号を電気に変換することなく中継増幅することにより，長距離伝送システムの大幅なコストダウンが実現される。長距離伝送システムの中継増幅用光アンプとしては，現在，エルビウム添加ファイバ増幅器（Erbium−doped Fiber Amplifier：ＥＤＦＡ）に代表される，希土類添加ファイバ増幅器が主力である。例えばＥＤＦＡでは，エルビウムをドーピングしたエルビウム添加ファイバ（ＥＤＦ）に，波長１４８０ｎｍ近傍あるいは波長９８０ｎｍ近傍の励起光を入射することによって，波長１５３０ｎｍから１６２０ｎｍの光信号を増幅することが可能となる。
【０００３】
光伝送システムの伝送容量を向上させる方式として，波長多重伝送方式（Wavelength−Division Multiplexing：ＷＤＭ）がある。ＷＤＭは複数の波長の光信号を多重して一括伝送させる方式であり，波長多重数を上げることにより，総伝送容量は比例して向上する。前記光アンプは，このＷＤＭ信号を波長毎に分波することなく，一括して中継増幅することが可能であるため，光アンプを用いることによるコスト低減の効果はさらに大きくなる。
【０００４】
光アンプでＷＤＭ信号を中継伝送する場合において，伝送距離を制限する主要因として，光アンプの利得の波長依存性（利得チルト）がある。光アンプの利得が信号（波長）により異なると，信号間（波長間）の出力パワー差，信号雑音比（ＳＮＲ）差が引起され，その結果，信号間の受信特性の差を引起してしまう。また，光ファイバには，入射信号の強度に依存して，波形歪みやノイズを増大させる非線型応答という現象が存在する。従って，光アンプの利得チルトによって誘引された信号間の出力パワー差は，この光ファイバの非線型応答の影響の差となって現れ，さらに信号間の受信特性の差が拡大してしまう。
【０００５】
光アンプの利得チルトを抑制する為には，利得補償器の適用が効果的である。光アンプの利得チルトは主にＥＤＦ自体の波長依存性，あるいは（ＥＤＦ以外の）光アンプ構成部品の損失の波長依存性に起因している。そこで，これらのデバイスの波長依存性を打消すように，利得補償器の損失特性を設計し，この利得補償器を光アンプ内に設置することにより，利得チルトが抑圧可能となる。これらの利得補償器は例えば，ファイバ＝ブラッグ＝グレーティング（ＦＢＧ），誘電体多層膜フィルタ，エタロンフィルタ，あるいはガラス導波路上に形成されたマッハ＝ツエンダ干渉計（ＭＺ干渉計）等の受動光学素子により実現される。
【０００６】
前述した利得チルトは，利得チルト量が入力信号パワーや励起光パワーの変動に対して無依存な，いわば静的な利得チルトである為，前記の（補償量が固定の）固定利得補償器によって利得補償が可能である。しかしながら，一方で，光アンプの利得チルトには，入力信号パワーや励起光パワーに対して変動する，動的な利得チルトが存在し，固定利得補償器では，この動的利得チルトを補償しきれないという問題がある。
【０００７】
図２は１６多重のＷＤＭ信号を光アンプ（ＥＤＦＡ）に入射した場合の，アンプ出力の特性例を示した図である。同光アンプには，入力パワーが変動しても，総出力パワーが一定値になるように励起パワー量を自動的に調整する制御（Automatic Level Control：ＡＬＣ制御）を施している。ＡＬＣ制御を施している為，全信号パワーの総和，つまり総信号パワーは入力パワーが変動しても一定に保たれている。しかしながら，個々の信号パワーは，入力パワーが変動すると，あたかもシーソーが揺れるように振るまい，波長間で信号パワー差が発生してしまう。例えば，アンプ入力が−１５ｄＢｍの場合にはアンプの出力（相対値）は波長によらず，０ｄＢｍで一定値であり，平坦な出力特性が得られている。しかしながら，アンプ入力が増加して−１０ｄＢｍになると短波長側の信号出力が減少し，一方で長波長側の信号出力が増大することにより，いわゆる右肩上がりの出力特性になっている。また，アンプ入力が減少して−２０ｄＢｍになると，今度は短波長側の信号出力が増大し，一方で長波長側の信号出力が減少することにより，いわゆる右肩下がりの出力特性となる。
【０００８】
実際の中継伝送システムにおいては，アンプの入力パワーは，アンプの出力パワーと中継器間のスパン損失（伝送路の損失）によって決定される。スパン損失は，ファイバ自体の損失係数のばらつき，ファイバ接続時のスプライス損やコネクタ損，そしてファイバ長のばらつき等の要因により，スパン毎にばらつきがある。特に陸上系の中継伝送システムでは，中継器を正確に等間隔に配置することが困難であるため，スパン損失には数ｄＢから場合によっては１０ｄＢ以上のばらつきが存在する。
【０００９】
一般に中継伝送用の光アンプは，ある基準入力値に対して平坦な出力を実現するように，前記の固定利得補償器の補償量を設計して製造される。しかしながら，スパン損失のばらつきが発生すると，固定利得補償器では，基準入力に対応する基準スパン損失では平坦な出力特性を実現しても，スパン損失のばらつきによる入力パワー変動が発生した場合には動的な利得チルトの発生により，平坦性を維持することが出来なくなり，中継伝送に支障を来してしまうことになる
例えば，図２の特性のアンプを中継器として用いた場合を考える。平坦な出力が得られる基準入力は図２に示す通りに−１５ｄＢｍと定め，また，この入力に対応する基準スパン損失を２０ｄＢと仮に定める。ある中継区間にてスパン間隔が基準値よりも短くなり，スパン損失が１５ｄＢとなったとする。すると，アンプ入力が増大して−１０ｄＢｍとなる為に，アンプ出力は右肩上がりとなり，最短波長を基準とすると約１ｄＢの利得チルトが発生する。一方，ある中継区間にてスパン間隔が長くなった為，あるいはスプライス接続やコネクタ接続による過剰損失の為，スパン損失が２５ｄＢとなったとする。すると，今度はアンプ入力が減少して−２０ｄＢｍとなる為に，アンプ出力は右肩下がりとなり，最短波長を基準とすると，約−１ｄＢの利得チルトが発生する。
【００１０】
こうした入力依存の動的利得チルトを抑圧する為には，補償量が可変となる，可変利得補償器を用いることが有効な手段である。可変の利得補償器を実現する手段として，例えば文献１ではファラデー回転子と複屈折素子を用いて可変利得補償デバイスを実現しており，また，文献２ではガラス導波路にて形成したマッハ＝ツエンダ干渉計により可変利得補償デバイスを実現している。どちらのデバイスにおいても，波長に対する損失傾き（スロープ）を可変することにより，図２に示すような光アンプの入力依存の動的利得チルトを補償している。
【００１１】
（文献１：N. Mitamura, H. Nagaeda, N. Shukunami, and N. Naganuma, N. Fukushima, "Flexibly Variable Spectrum Equalizer for Spectral Tilt Compensation", Optical Fiber Communication Conference 2000, paper WF2）
（文献２：H. Hatayama, C. Hirose, K. Koyama, N. Akasaka and M. Nishimura, "Variable Attenuation Slope Compensator (VASC) Using Silica-based Planar Lightwave Circuit Technology for Active Gain Slope Control in EDFAs", Optical Fiber Communication Conference 2000, paper WH7）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら，これらの可変利得補償器を実際に伝送システム内で運用する為には，発生している利得チルト量をモニタし，利得等化量を決定し，利得補償器の実際の補償量を設定する，という働きをする制御回路が必須となる。
【００１３】
特に，利得チルト量をモニタする為には，図３（ａ）に示す様に，出力パワーの一部をカプラ（１０１）で分岐し，スペクトルアナライザ等のスペクトルモニタ手段（１０２）を用いてＷＤＭスペクトルをモニタして，制御回路（１０３）にモニタ結果を転送する必要がある。一般に，スペクトルモニタ手段（１０２）は非常に高価であり，また，中継伝送装置や端局伝送装置内に実装するには，スペースや耐久性，信頼性等の観点より，実用までには，まだ，考慮すべき課題が多い。
【００１４】
入力依存の動的利得チルトが図２に示す様に，波長に対して線形的であることを利用し，特開平１０−２２９２４，あるいは特開平１１−２２４９６７などでは図３（ｂ）に示される，比較的簡易なチルト量モニタが提案されている。出力パワーの一部をカプラ（１０１）で分岐し，分波器（１０４）にて短波長側の信号λ１と長波長側の信号λ２を分波し，それぞれモニタＰＤ（１０５，１０６）で信号パワーに比例した情報Ｐ１，Ｐ２に変換する。制御回路（１０３）では信号パワー情報Ｐ１とＰ２を比較する。ここで短波長側の信号λ１を図２に示す動的利得チルト特性の支点（１５５４ｎｍ付近）よりも短波長側の波長とし，信号λ２を長波長側の波長とすると，Ｐ１とＰ２の比較から，チルトの傾きの符号，そしてチルトの傾きの絶対量を算出することが可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の補償量を算出可能となる。
【００１５】
しかしながら，これらの従来例においても，分波器（１０４）やモニタＰＤ（１０６）等の高価な光部品を多数必要とし，光中継器のコスト増大を引起してしまう。また，光部品数の増大は，スプライス工程の増加や，光部品実装面積の増大を引起し，さらにコスト増大を引起してしまう。
【００１６】
本発明の目的は，低コストな構成において，利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御する装置を実現することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば，複数の光中継器とその下流側に接続された可変利得補償装置から構成されるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は光アンプの入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，転送されてきた各アンプの入力モニタ値から利得波長依存特性を推定し，可変利得補償装置の補償量を決定することを特徴とする伝送装置が提供される。
【００１８】
また，本発明によれば，前記構成において，各アンプの入力モニタ値（ｄＢ値）より線形な演算（一次関数式）を用いて利得波長依存性を推定し，この情報を元に前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とした伝送装置が提供される。
【００１９】
さらに，本発明によれば，複数の光中継器とその下流側に接続された可変利得補償装置から構成されるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は光アンプの入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，光アンプの出力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，転送されてきた各アンプの入力モニタ値から利得波長依存特性を推定し，転送されてきた各アンプの出力モニタ値から第２の利得波長依存特性を推定し，これらの利得波長依存特性から可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝送装置が提供される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施例を図１を用いて説明する。図１に示す伝送システムは中継器（９），光ファイバ（１０），及び利得補償器を備えた中継器（１７）から構成されている。
【００２１】
中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤＭ信号光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳＶ光用ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回路（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過したＷＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で分岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ（３）の入力パワー量に比例した信号である。入力モニタ情報Ｐ１は中継器監視回路（７）に転送される。中継器監視回路（７）では前段の中継器から転送されてきた情報，つまり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報に，光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１を加えて新規の監視情報信号を形成し，ＳＶ光ＬＤ（８）から新規のＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用合波器（４）において，光アンプ（３）からの出力と合波され，中継器（９）から出力される。
【００２２】
以降，同様にして，各中継器（９）ではモニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，この入力モニタ情報をＳＶ信号に重畳し，次段の中継器に送出している。
【００２３】
利得補償器を備えた中継器（１７）においては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）によりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報ＰｋをモニタＰＤ（６）より検出し，監視回路（７）に転送する。
【００２４】
次に利得補償器制御回路（１５）では，監視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋを取得する。そして，これらの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定することにより，可変利得補償器（１６）の最適補償量を算出し，実際に可変利得補償器（１６）を制御する。
【００２５】
以下に入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋから各光アンプ（３）の利得チルト量を推定する手順を示す。
【００２６】
一般に，光アンプ（ＥＤＦＡ）の利得Ｇ（ｄＢ）は数１の（１）式により算出することが可能である。
【００２７】
【数１】
【００２８】
数値計算例を示すと，ファイバ長を５ｍとした場合，利得スペクトルは数１の（１）式を用いることにより，図５に示す様に算出される。図５より，上準位密度ｎの変動，つまり入力パワーの変動に追従して，スペクトル形状，つまり利得チルトが変動することが観測される。（１）式に再度着目すると，第２項は上準位密度ｎに依存しない項であるので，入力依存の動的利得チルトは第１項，つまりｇ＋αの値に比例しているものと考えられる。
【００２９】
さて，ある状態におけるＥＤＦＡ中の利得チルトＧ（λ）を求めるには，前述の上準位密度ｎを求める必要がある。上準位密度ｎを算出するには，信号光，励起光，さらには雑音光について，それぞれレート方程式を記述し，これらの連立方程式を解く必要があり，一般的には数値解析が必要である。しかしながら，ＥＤＦＡの総出力パワーが一定となるように制御（ＡＬＣ制御）が施されている場合には，簡易に上準位密度ｎを求めることが可能である。
【００３０】
数１の（２）式はＡＬＣ制御が施されたＥＤＦＡでの入出力パワーの関係を表す式である。Ｐｔ（ｄＢｍ）はＥＤＦＡの総出力パワーであり，ＡＬＣ制御されている為，一定値である。Ｐｉ（ｄＢｍ）はＥＤＦＡの信号あたりの入力パワーであり，添字のｉは信号番号を表し，ＷＤＭ多重数（信号数）をＭとすると，ｉ＝１，２，…Ｍとなる。また，ｇi，αｉはｉ番目の信号波長における利得係数，吸収係数を表す。
【００３１】
ここで，図４に示す様に，ｇ＋αの値が波長に対して線形であると近似し，また，簡略化の為に数１の（３）式に示す様にｂで表すものとする。また，入力パワーＰｉは波長によらず一定である，つまり，入力ＷＤＭ信号は波長に対して平坦であるとする。以上の仮定の元に，（２）式中のｇ＋α，及びαを線形近似し，（２）式を解析的に解いて上準位密度ｎの近似値を求め，（１）式の上準位密度ｎに代入する。すると，ｎ波長多重の場合において，最長波長である第ｎ信号と最短波長である第１信号の利得差ΔＧ＝Ｇｎ−Ｇ１は（４）式で表すことが可能である。（４）式の第２項Ｃは利得係数ｇ及び吸収係数αより定まる値であり，入力パワーＰｉに対して一定値である。
【００３２】
（４）式が意味するところは，利得チルトΔＧ（ｄＢ）が入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係にあるということである。
【００３３】
例えば，図６はアンプ入力に対する利得チルトΔＧ＝Ｇ１６−Ｇ１の関係を表したグラフであり，図４の特性を持つＥＤＦを用いて作製したＥＤＦＡにより評価した実測値である。グラフより読取れるアンプ入力に対する利得チルトの変動量は，アンプ入力変動１ｄＢに対しおよそ利得チルト変動０．２ｄＢであり，また，利得チルトはアンプ入力に対して線形な関係にあることが読取れる。
【００３４】
一方，図４からｇ＋αの値を読取ると，第１信号（波長１５４７．７２ｎｍ）にて７．５５ｄＢ／ｍ，第１６信号（波長１５５９．７９ｎｍ）にて９．６４ｄＢとなる。これらの値を数１の（４）式に代入すると，アンプ入力変動１ｄＢに対する利得チルト変動は０．２０ｄＢと算出され，実測値に一致することが確認される。
【００３５】
以上説明してきた様に，入力パワーＰｉ（ｄＢ）と利得チルトΔＧ（ｄＢ）は線形な関係にある。従って，図１に示す本発明の構成を用いて，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋからそれぞれの光アンプ（３）の利得チルト量を推定することが可能となる。従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋを利得補償器制御回路（１５）に集約し，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定することにより，可変利得補償器（１６）の最適な利得補償量を算出し，設定することが可能となる。
【００３６】
本発明においては，利得チルト量のモニタ手段として，入力光パワーのモニタ手段を流用している。入力光パワーのモニタ手段においては高価な分波器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ（２）と１台のＰＤ（６）のみで実現可能である。また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制御，あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有無によらず，既に入力モニタ手段を中継器に設置済みである。従って，これらの手段を流用することにより，光部品を新規に追加することなく，利得チルト量をモニタすることが可能となる。
【００３７】
また，本発明においては，可変利得補償器の設置台数の削減を目的として，可変利得補償器を全中継器に装備するのではなく，一部の中継器のみに分散させて装備している。この場合には，各中継器（９）の利得チルトを，利得補償器を備えた中継器（１７）から遠隔モニタする必要がある。しかしながら，ＳＶ光を用いて，各アンプの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋの転送を行うことにより，利得補償器を備えた中継器（１７）において一括して利得チルトをモニタすることが可能となっている。また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの監視を目的として，可変利得補償機能の有無によらず，既に入力モニタ情報のＳＶ光による転送機能，転送手段を実装済みである。従って，これらの手段を流用することにより，光部品あるいはＳＶ光復調回路やＳＶ光変調回路などを新規に追加することなく，利得チルト量を遠隔モニタすることが可能となる。
【００３８】
従って，本発明により，非常に低コストな構成で利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御することが可能となる。
【００３９】
図７は，本発明の第１の実施例における，利得補償器を備えた中継器（１７）中の利得補償器制御回路（１５）に関して，より具体的な構成の実施形態を示した例である。
【００４０】
利得補償器を備えた中継器（１７）では，監視回路（７）から各光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋが利得補償器制御回路（１５）に転送される。入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋは，各光アンプ（３）の入力パワー（ｄＢ値）に比例した値である。利得補償器制御回路（１５）では，まずデシベル加算器（１２）において，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋのデシベル和を求める。
【００４１】
基準レベル発生器（１３）では，基準レベル値Ｐｒに，アンプ数ｋを掛け合わせた値を発生させる。ここでアンプ数ｋは，図７に示す，補償すべき利得チルトを発生させる中継器（９）と補償器を備えた中継器（１７）の中に含まれる光アンプの総数であり，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋの最大添字数ｋと同一である。また，基準レベル値Ｐｒは，光アンプ（３）が平坦な利得特性を実現するように設計された基準入力パワーを光アンプに入力させた場合に，入力モニタＰＤ（６）が検知する入力モニタ情報であり，端的に表せば，平坦出力を実現した時の入力モニタ情報である。
【００４２】
中継器を多段接続した場合の累積利得チルト量は，利得のホールバーニング効果を無視すれば，各利得チルト量のデシベル和にて算出可能である。従って，入力モニタ情報のデシベル和と基準レベル値Ｐｒ ｘ ｎを比較器（１４）に入力してその差を求め，数１の（４）式を用いて入力パワー変動量を利得チルト量に変換することにより，累積利得チルト量を算出することが可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の最適な利得補償量を算出し，設定することが可能となる。
【００４３】
本発明における可変利得補償器（１６）を構成するデバイスとしては前述した，ファラデー回転子と複屈折素子を用いて可変利得補償デバイス，あるいは，ガラス導波路にて形成したマッハ＝ツエンダ干渉計が適用可能である。マッハ＝ツエンダ干渉計の材料としてはガラス導波路に限ることなく，ポリマ導波路，半導体導波路等でも流用可能である。また，ＥＤＦＡ自体を可変利得補償器（１６）として用いることも可能であるし，他の希土類添加ファイバ増幅器，半導体増幅器，ファイバラマン増幅器等を用いることも可能である。また，音響光学チューナブルフィルタを用いることも可能である。また，ファイバブラッググレーティングや誘電体多層膜フィルタ，エタロンフィルタ等，本来固定型の利得補償器に機械的あるいは熱的な作用を加えて可変利得補償器とした場合でも，本発明の可変利得補償器（１６）として用いることが可能である。
【００４４】
本発明では入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋの転送手段としてＳＶ光を用いたが，光伝送システムのＳＶ光を用いること無しに，新規の光信号や，無線信号等，別の転送手段を用いても，実現可能である。
【００４５】
本発明の説明では各中継器（９）に１台の光アンプ（３）が実装されている場合について検討してきたが，各中継器あるいは一部の中継器中に光アンプが多段に実装されている場合でも，本発明は適用可能である。例えば図８に示す様に，アンプを前段アンプ（５１）と後段アンプ（５３）の２段で構成し，アンプ間の中間段に分散補償デバイス等の機能デバイス（５２）を挿入する場合においても，前段アンプ（５１）と後段アンプ（５３）の双方でモニタＰＤ（６）により入力モニタ情報Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの双方を取得することにより，前段アンプ（５１）の動的利得チルトのみならず，前段アンプ（５１）の出力変動や機能デバイス（５２）の損失変動に起因する後段アンプ（５３）の動的利得チルトを補償することが可能である。
【００４６】
また，同様に利得補償器を備えた中継器（１７）においても多段アンプを適用することは可能であり，また，可変利得補償器（１６）の位置もアンプの出力段，あるいは多段アンプ内の中間段に設置しても，本発明は適用可能である。
【００４７】
図７に示す本発明の構成では，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋのデシベル和と基準値を比較しているが，先に基準値と比較してからデシベル和をとっても同様の効果が得られるし，また，基準値との比較を各中継器にて実行し，その差の情報をＳＶ光で転送しても，同様の効果が得られる。
【００４８】
これまでの説明では，図４のｇ＋α値が波長に対して線形と近似できる波長帯域での伝送システムを想定し，利得チルト，及び利得補償量も，波長に対して線形であるものとして議論してきた。しかしながら，本発明は図４のｇ＋α値が波長に対して線形と近似できない波長領域でも適用が可能である。
【００４９】
前述したように，数１の（１）式によれば，動的利得チルトはｇ＋α値に比例するものと考えられる。例えば，１５３０ｎｍから１５４５ｎｍ程度までのいわゆるブルーバンド付近でのＥＤＦＡの適用を考えると，図４のｇ＋α値の振舞いから，利得チルトは直線ではなく，正弦波的な形状になるものと予測される。図４の特性から発生する利得チルトを数値計算すると，例えば，図９の様な結果が得られる。この場合における利得チルトも，前述した場合と同様に利得チルトΔＧを最長波長と最短波長の利得差Ｇ１６−Ｇ１（ｄＢ）にて定義することにより，やはり，利得チルトΔＧ（ｄＢ）は入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係で表せる。従って，入力モニタ情報から利得チルト量を算出することが可能となる。注意すべき点としては，この波長領域では，図９に示す様に，利得チルトが波長に対して直線とならずに，正弦波に似た形状となる為，用いる可変利得補償器（１６）も，同様の形状のデバイスを選択することが望ましいということである。例えばマッハ＝ツエンダ干渉計の波長特性の周期を伝送波長帯域２倍程度に設定することによって，正弦波的な損失形状が実現される。
【００５０】
上記の例ではいわゆるブルーバンドにて議論したが，他の波長帯域でも同様であり，利得チルトΔＧ（ｄＢ）は入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係で表され，入力モニタ情報から利得チルトを算出することが可能である。
【００５１】
これまでの実施例では，可変利得補償器（１６）の最適補償量としては，利得補償器制御回路（１５）中で算出された利得チルト量を相殺して，可変利得補償器を備えた中継器（１７）の出力で，ＷＤＭ信号が平坦となるような補償量を決定するようにしてきた。しかしながら，この利得補償器を備えた中継器（１７）より下流側の波長依存性や利得チルト，ファイバの非線型現象の影響等を考慮して，あえて過補償な量を設定することが望ましいことも，伝送システムの運用形態，設計次第では起りうる。あらかじめ，そのような計算アルゴリズムを設定しておけば，本発明により，利得チルトを算出し，そのアルゴリズムを用いて最適な補償量を設定することが可能となる。
【００５２】
図１０は本発明の第２の実施例を示す図である。中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤＭ信号光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳＶ光用ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回路（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過したＷＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で分岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ（３）の入力パワー量に比例した信号である。
【００５３】
また，光アンプ（３）の出力の一部の信号パワーは出力側カプラ（１８）で分岐され，モニタＰＤ（１９）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｑ１は光アンプ（３）の出力パワー量に比例した信号である。
【００５４】
入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ情報Ｑ１は中継器監視回路（７）に転送される。中継器監視回路（７）では前段の中継器から転送されてきた情報，つまり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報に，光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ信号Ｑ１の双方を加えて新規の監視情報信号を形成し，ＳＶ光ＬＤ（８）から新規のＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用合波器（４）において，光アンプ（３）からの出力と合波され，中継器（９）から出力される。
【００５５】
以降，同様にして，各中継器（９）ではモニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，また，モニタＰＤ（１９）により光アンプ（３）の出力モニタ情報Ｑ２，Ｑ３，…を検出し，この入力モニタ情報と出力モニタ情報をＳＶ信号に重畳し，次段の中継器に送出する。
【００５６】
利得補償器を備えた中継器（１７）においては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）によりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐｋ，及び出力モニタ情報ＱｋをモニタＰＤ（６）（１９）より検出し，監視回路（７）に転送する。
【００５７】
次に利得補償器制御回路（１５）では，監視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ，及び出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋを取得する。そして，これらの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定する。
【００５８】
また，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋから第２の利得チルト量を推定する。ここで第２の利得チルト量とは，信号間ラマン増幅に起因する利得チルトである。
【００５９】
光ファイバの非線型現象のひとつである誘導ラマン散乱の影響により，ファイバ中に過大なパワーの信号が入射すると，短波長側の信号から長波長側の信号へのパワーの移動が発生する。これをラマン増幅効果と称し，ＷＤＭ信号の場合には信号間でラマン増幅が発生し，短波長側の信号パワーが長波長側の信号パワーに変換される為，右肩上がりのチルトが発生する。
【００６０】
信号間ラマン増幅に起因する利得チルト量は数２の（５）式で与えられる。
【００６１】
【数２】
【００６２】
従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定し，一方，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋから信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を推定することにより，高精度に実際の利得チルト量を推定することが可能となり，可変利得補償器（１６）の最適補償量を設定することが可能となる。
【００６３】
本発明においては，第２の利得チルト量のモニタ手段として，出力光パワーのモニタ手段を流用している。出力光パワーのモニタ手段においては高価な分波器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ（１８）と１台のＰＤ（１９）のみで実現可能である。また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制御，あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有無によらず，既に出力モニタ手段を中継器に設置済みである。従って，これらの手段を流用することにより，光部品を新規に追加することなく，第２の利得チルト量をモニタすることが可能となる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明してきたように，本発明の実施例によれば，高価なスペクトルモニタ手段，あるいは高価な分波器や新規光部品の追加を必要とせずに，ＥＤＦＡの入力依存性に起因する動的利得チルト量を算出することが可能となり，低コストな構成で，可変利得補償装置を実現可能となる。
【００６５】
また，本発明の実施例によれば，高価なスペクトルモニタ手段，あるいは高価な分波器や新規光部品の追加を必要とせずに，信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を算出することが可能となり，低コストな構成で，高精度の可変利得補償装置を実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】ＥＤＦＡの出力特性例。
【図３】従来の利得チルトのモニタ手段。
【図４】ＥＤＦの物性パラメータｇ、αの特性例。
【図５】ＥＤＦＡの動的利得チルトの数値計算例。
【図６】アンプ入力に対する利得チルトの関係の測定例。
【図７】本発明の第１の実施例における利得補償器制御回路の構成例。
【図８】本発明の２段アンプへの適用例。
【図９】ブルーバンドでのＥＤＦＡの出力特性例。
【図１０】本発明の第２の実施例の構成図。
【符号の説明】
１ ：ＳＶ用分波器
２ ：入力側カプラ
３ ：光アンプ
４ ：ＳＶ用合波器
５ ：ＳＶ光用ＰＤ
６ ：モニタＰＤ
７ ：中継器監視回路
８ ：ＳＶ光ＬＤ
９ ：中継器
１０ ：光ファイバ
１２ ：デシベル加算器
１３ ：基準レベル発生器
１４ ：比較器
１５ ：利得補償器制御回路
１６ ：可変利得補償器
１７ ：利得補償器を備えた中継器
１８ ：出力側カプラ
１９ ：モニタＰＤ
５１ ：前段アンプ
５２ ：機能デバイス
５３ ：後段アンプ
１０１ ：カプラ
１０２ ：スペクトルモニタ手段
１０３ ：制御回路
１０４ ：分波器
１０５，１０６ ：モニタＰＤ。
Claims (18)
- １台あるいは複数台の光中継器と，可変利得補償器より構成され，前記１台あるいは複数台の光中継器のうちの少なくとも最上流側の光中継器よりも下流側に前記可変利得補償器が設置されているＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，前記可変利得補償器においては，転送されてきた各中継器のデシベル値で表される入力パワーモニタ値に線形な演算又は一次関数式で表される演算を施すことによって得られる値により前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝送装置。
- １台あるいは複数台の光中継器と，可変利得補償器より構成され，前記１台あるいは複数台の光中継器のうちの少なくとも最上流側の光中継器よりも下流側に前記可変利得補償器が設置されているＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，
前記可変利得補償器においては，
転送されてきた各中継器の入力パワーモニタ値と、
中継器が平坦利得特性となる基準入力パワー又はあらかじめ定めた基準入力パワー値とを比較し，
この比較した値の差の値を各中継器毎に加算した値により前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝送装置。 - １台あるいは複数台の光中継器と，可変利得補償器より構成され，前記１台あるいは複数台の光中継器のうちの少なくとも最上流側の光中継器よりも下流側に前記可変利得補償器が設置されているＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は入力パワー及び出力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，
可変利得補償器においては，転送されてきた各中継器のデシベル値で表される入力パワーモニタ値に線形な演算又は一次関数式で表される線形な演算を施すことによって得られる値と、
各中継器の出力パワーモニタ値（ワット値）に比例演算を施すことによって得られる値との２つの値により前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝送装置。 - 各中継器の入力モニタ値あるいは出力モニタ値の転送手段として，装置監視信号あるいは装置監視光を用いることを特徴とした，請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記中継器中の一部あるいは全部に分散補償デバイスが挿入され，分散補償デバイス前後の入力パワーモニタ値あるいは出力パワーモニタ値の一方あるいは双方をモニタする手段を備え，これらのモニタ値も含めて前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とした請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器の波長依存特性が，波長に対して線形な関係であることを特徴とした請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器の波長依存特性が，波長に対して正弦波特性を所有し，正弦波の周期が伝送帯域の２倍以上であることを特徴とした請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器の波長依存特性が，ＥＤＦの物性パラメータである利得係数ｇ（ｄＢ／ｍ）と吸収係数α（ｄＢ／ｍ）の和，ｇ＋αの値に比例する特性であることを特徴とした請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がファラデー回転子と複屈折素子を用いて構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がガラス導波路上，あるいはポリマ導波路上，あるいは半導体導波路上に形成されたマッハ＝ツエンダ干渉計により構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器が音響光学フィルタにより構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器が希土類添加ファイバ増幅器により構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器が半導体増幅器により構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がファイバラマン増幅器により構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がチューナブルなファイバブラッググレーティングにより構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がチューナブルな誘電体多層膜フィルタにより構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がチューナブルなエタロンフィルタにより構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
- 前記可変利得補償器がチューナブルなファイバ型マッハ＝ツエンダ干渉計により構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。
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