JP2003298529A - 利得補償装置及びそれを用いた伝送システム - Google Patents
利得補償装置及びそれを用いた伝送システムInfo
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- H04J14/02—Wavelength-division multiplex systems
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力パワーに依存する利得チルトに対して，
低コストな構成で利得チルト量を推定し，最適利得補償
量を設定可能とする可変利得補償装置を提供する。 【解決手段】 各中継器の光アンプ入力パワーをモニタ
し，ＳＶ光で下流側に転送する。可変利得補償器を備え
た中継器においては，上流側の各中継器の光アンプの入
力パワーモニタ情報をＳＶ信号から取得する。光アンプ
の利得チルトが光アンプの入力パワーに対して線形な関
係にあることを利用して，入力パワーモニタ情報と基準
値を比較して，各光アンプの利得チルト量を算出し，得
られた値を元に可変利得補償器の利得補償量を決定す
る。
低コストな構成で利得チルト量を推定し，最適利得補償
量を設定可能とする可変利得補償装置を提供する。 【解決手段】 各中継器の光アンプ入力パワーをモニタ
し，ＳＶ光で下流側に転送する。可変利得補償器を備え
た中継器においては，上流側の各中継器の光アンプの入
力パワーモニタ情報をＳＶ信号から取得する。光アンプ
の利得チルトが光アンプの入力パワーに対して線形な関
係にあることを利用して，入力パワーモニタ情報と基準
値を比較して，各光アンプの利得チルト量を算出し，得
られた値を元に可変利得補償器の利得補償量を決定す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は波長多重伝送におけ
る波長間の利得差を補償する利得補償装置及びそれを用
いた伝送システムに関し，特に可変型の利得補償装置の
制御手法に関する。
る波長間の利得差を補償する利得補償装置及びそれを用
いた伝送システムに関し，特に可変型の利得補償装置の
制御手法に関する。
【０００２】
【従来の技術】光伝送システムにおいては，光アンプを
用いて光信号を電気に変換することなく中継増幅するこ
とにより，長距離伝送システムの大幅なコストダウンが
実現される。長距離伝送システムの中継増幅用光アンプ
としては，現在，エルビウム添加ファイバ増幅器（Erbi
um−doped Fiber Amplifier：ＥＤＦＡ）に代表され
る，希土類添加ファイバ増幅器が主力である。例えばＥ
ＤＦＡでは，エルビウムをドーピングしたエルビウム添
加ファイバ（ＥＤＦ）に，波長１４８０ｎｍ近傍あるい
は波長９８０ｎｍ近傍の励起光を入射することによっ
て，波長１５３０ｎｍから１６２０ｎｍの光信号を増幅
することが可能となる。
用いて光信号を電気に変換することなく中継増幅するこ
とにより，長距離伝送システムの大幅なコストダウンが
実現される。長距離伝送システムの中継増幅用光アンプ
としては，現在，エルビウム添加ファイバ増幅器（Erbi
um−doped Fiber Amplifier：ＥＤＦＡ）に代表され
る，希土類添加ファイバ増幅器が主力である。例えばＥ
ＤＦＡでは，エルビウムをドーピングしたエルビウム添
加ファイバ（ＥＤＦ）に，波長１４８０ｎｍ近傍あるい
は波長９８０ｎｍ近傍の励起光を入射することによっ
て，波長１５３０ｎｍから１６２０ｎｍの光信号を増幅
することが可能となる。
【０００３】光伝送システムの伝送容量を向上させる方
式として，波長多重伝送方式（Wavelength−Division M
ultiplexing：ＷＤＭ）がある。ＷＤＭは複数の波長の
光信号を多重して一括伝送させる方式であり，波長多重
数を上げることにより，総伝送容量は比例して向上す
る。前記光アンプは，このＷＤＭ信号を波長毎に分波す
ることなく，一括して中継増幅することが可能であるた
め，光アンプを用いることによるコスト低減の効果はさ
らに大きくなる。
式として，波長多重伝送方式（Wavelength−Division M
ultiplexing：ＷＤＭ）がある。ＷＤＭは複数の波長の
光信号を多重して一括伝送させる方式であり，波長多重
数を上げることにより，総伝送容量は比例して向上す
る。前記光アンプは，このＷＤＭ信号を波長毎に分波す
ることなく，一括して中継増幅することが可能であるた
め，光アンプを用いることによるコスト低減の効果はさ
らに大きくなる。
【０００４】光アンプでＷＤＭ信号を中継伝送する場合
において，伝送距離を制限する主要因として，光アンプ
の利得の波長依存性（利得チルト）がある。光アンプの
利得が信号（波長）により異なると，信号間（波長間）
の出力パワー差，信号雑音比（ＳＮＲ）差が引起され，
その結果，信号間の受信特性の差を引起してしまう。ま
た，光ファイバには，入射信号の強度に依存して，波形
歪みやノイズを増大させる非線型応答という現象が存在
する。従って，光アンプの利得チルトによって誘引され
た信号間の出力パワー差は，この光ファイバの非線型応
答の影響の差となって現れ，さらに信号間の受信特性の
差が拡大してしまう。
において，伝送距離を制限する主要因として，光アンプ
の利得の波長依存性（利得チルト）がある。光アンプの
利得が信号（波長）により異なると，信号間（波長間）
の出力パワー差，信号雑音比（ＳＮＲ）差が引起され，
その結果，信号間の受信特性の差を引起してしまう。ま
た，光ファイバには，入射信号の強度に依存して，波形
歪みやノイズを増大させる非線型応答という現象が存在
する。従って，光アンプの利得チルトによって誘引され
た信号間の出力パワー差は，この光ファイバの非線型応
答の影響の差となって現れ，さらに信号間の受信特性の
差が拡大してしまう。
【０００５】光アンプの利得チルトを抑制する為には，
利得補償器の適用が効果的である。光アンプの利得チル
トは主にＥＤＦ自体の波長依存性，あるいは（ＥＤＦ以
外の）光アンプ構成部品の損失の波長依存性に起因して
いる。そこで，これらのデバイスの波長依存性を打消す
ように，利得補償器の損失特性を設計し，この利得補償
器を光アンプ内に設置することにより，利得チルトが抑
圧可能となる。これらの利得補償器は例えば，ファイバ
＝ブラッグ＝グレーティング（ＦＢＧ），誘電体多層膜
フィルタ，エタロンフィルタ，あるいはガラス導波路上
に形成されたマッハ＝ツエンダ干渉計（ＭＺ干渉計）等
の受動光学素子により実現される。
利得補償器の適用が効果的である。光アンプの利得チル
トは主にＥＤＦ自体の波長依存性，あるいは（ＥＤＦ以
外の）光アンプ構成部品の損失の波長依存性に起因して
いる。そこで，これらのデバイスの波長依存性を打消す
ように，利得補償器の損失特性を設計し，この利得補償
器を光アンプ内に設置することにより，利得チルトが抑
圧可能となる。これらの利得補償器は例えば，ファイバ
＝ブラッグ＝グレーティング（ＦＢＧ），誘電体多層膜
フィルタ，エタロンフィルタ，あるいはガラス導波路上
に形成されたマッハ＝ツエンダ干渉計（ＭＺ干渉計）等
の受動光学素子により実現される。
【０００６】前述した利得チルトは，利得チルト量が入
力信号パワーや励起光パワーの変動に対して無依存な，
いわば静的な利得チルトである為，前記の（補償量が固
定の）固定利得補償器によって利得補償が可能である。
しかしながら，一方で，光アンプの利得チルトには，入
力信号パワーや励起光パワーに対して変動する，動的な
利得チルトが存在し，固定利得補償器では，この動的利
得チルトを補償しきれないという問題がある。
力信号パワーや励起光パワーの変動に対して無依存な，
いわば静的な利得チルトである為，前記の（補償量が固
定の）固定利得補償器によって利得補償が可能である。
しかしながら，一方で，光アンプの利得チルトには，入
力信号パワーや励起光パワーに対して変動する，動的な
利得チルトが存在し，固定利得補償器では，この動的利
得チルトを補償しきれないという問題がある。
【０００７】図２は１６多重のＷＤＭ信号を光アンプ
（ＥＤＦＡ）に入射した場合の，アンプ出力の特性例を
示した図である。同光アンプには，入力パワーが変動し
ても，総出力パワーが一定値になるように励起パワー量
を自動的に調整する制御（Automatic Level Control：
ＡＬＣ制御）を施している。ＡＬＣ制御を施している
為，全信号パワーの総和，つまり総信号パワーは入力パ
ワーが変動しても一定に保たれている。しかしながら，
個々の信号パワーは，入力パワーが変動すると，あたか
もシーソーが揺れるように振るまい，波長間で信号パワ
ー差が発生してしまう。例えば，アンプ入力が−１５ｄ
Ｂｍの場合にはアンプの出力（相対値）は波長によら
ず，０ｄＢｍで一定値であり，平坦な出力特性が得られ
ている。しかしながら，アンプ入力が増加して−１０ｄ
Ｂｍになると短波長側の信号出力が減少し，一方で長波
長側の信号出力が増大することにより，いわゆる右肩上
がりの出力特性になっている。また，アンプ入力が減少
して−２０ｄＢｍになると，今度は短波長側の信号出力
が増大し，一方で長波長側の信号出力が減少することに
より，いわゆる右肩下がりの出力特性となる。
（ＥＤＦＡ）に入射した場合の，アンプ出力の特性例を
示した図である。同光アンプには，入力パワーが変動し
ても，総出力パワーが一定値になるように励起パワー量
を自動的に調整する制御（Automatic Level Control：
ＡＬＣ制御）を施している。ＡＬＣ制御を施している
為，全信号パワーの総和，つまり総信号パワーは入力パ
ワーが変動しても一定に保たれている。しかしながら，
個々の信号パワーは，入力パワーが変動すると，あたか
もシーソーが揺れるように振るまい，波長間で信号パワ
ー差が発生してしまう。例えば，アンプ入力が−１５ｄ
Ｂｍの場合にはアンプの出力（相対値）は波長によら
ず，０ｄＢｍで一定値であり，平坦な出力特性が得られ
ている。しかしながら，アンプ入力が増加して−１０ｄ
Ｂｍになると短波長側の信号出力が減少し，一方で長波
長側の信号出力が増大することにより，いわゆる右肩上
がりの出力特性になっている。また，アンプ入力が減少
して−２０ｄＢｍになると，今度は短波長側の信号出力
が増大し，一方で長波長側の信号出力が減少することに
より，いわゆる右肩下がりの出力特性となる。
【０００８】実際の中継伝送システムにおいては，アン
プの入力パワーは，アンプの出力パワーと中継器間のス
パン損失（伝送路の損失）によって決定される。スパン
損失は，ファイバ自体の損失係数のばらつき，ファイバ
接続時のスプライス損やコネクタ損，そしてファイバ長
のばらつき等の要因により，スパン毎にばらつきがあ
る。特に陸上系の中継伝送システムでは，中継器を正確
に等間隔に配置することが困難であるため，スパン損失
には数ｄＢから場合によっては１０ｄＢ以上のばらつき
が存在する。
プの入力パワーは，アンプの出力パワーと中継器間のス
パン損失（伝送路の損失）によって決定される。スパン
損失は，ファイバ自体の損失係数のばらつき，ファイバ
接続時のスプライス損やコネクタ損，そしてファイバ長
のばらつき等の要因により，スパン毎にばらつきがあ
る。特に陸上系の中継伝送システムでは，中継器を正確
に等間隔に配置することが困難であるため，スパン損失
には数ｄＢから場合によっては１０ｄＢ以上のばらつき
が存在する。
【０００９】一般に中継伝送用の光アンプは，ある基準
入力値に対して平坦な出力を実現するように，前記の固
定利得補償器の補償量を設計して製造される。しかしな
がら，スパン損失のばらつきが発生すると，固定利得補
償器では，基準入力に対応する基準スパン損失では平坦
な出力特性を実現しても，スパン損失のばらつきによる
入力パワー変動が発生した場合には動的な利得チルトの
発生により，平坦性を維持することが出来なくなり，中
継伝送に支障を来してしまうことになる例えば，図２の
特性のアンプを中継器として用いた場合を考える。平坦
な出力が得られる基準入力は図２に示す通りに−１５ｄ
Ｂｍと定め，また，この入力に対応する基準スパン損失
を２０ｄＢと仮に定める。ある中継区間にてスパン間隔
が基準値よりも短くなり，スパン損失が１５ｄＢとなっ
たとする。すると，アンプ入力が増大して−１０ｄＢｍ
となる為に，アンプ出力は右肩上がりとなり，最短波長
を基準とすると約１ｄＢの利得チルトが発生する。一
方，ある中継区間にてスパン間隔が長くなった為，ある
いはスプライス接続やコネクタ接続による過剰損失の
為，スパン損失が２５ｄＢとなったとする。すると，今
度はアンプ入力が減少して−２０ｄＢｍとなる為に，ア
ンプ出力は右肩下がりとなり，最短波長を基準とする
と，約−１ｄＢの利得チルトが発生する。
入力値に対して平坦な出力を実現するように，前記の固
定利得補償器の補償量を設計して製造される。しかしな
がら，スパン損失のばらつきが発生すると，固定利得補
償器では，基準入力に対応する基準スパン損失では平坦
な出力特性を実現しても，スパン損失のばらつきによる
入力パワー変動が発生した場合には動的な利得チルトの
発生により，平坦性を維持することが出来なくなり，中
継伝送に支障を来してしまうことになる例えば，図２の
特性のアンプを中継器として用いた場合を考える。平坦
な出力が得られる基準入力は図２に示す通りに−１５ｄ
Ｂｍと定め，また，この入力に対応する基準スパン損失
を２０ｄＢと仮に定める。ある中継区間にてスパン間隔
が基準値よりも短くなり，スパン損失が１５ｄＢとなっ
たとする。すると，アンプ入力が増大して−１０ｄＢｍ
となる為に，アンプ出力は右肩上がりとなり，最短波長
を基準とすると約１ｄＢの利得チルトが発生する。一
方，ある中継区間にてスパン間隔が長くなった為，ある
いはスプライス接続やコネクタ接続による過剰損失の
為，スパン損失が２５ｄＢとなったとする。すると，今
度はアンプ入力が減少して−２０ｄＢｍとなる為に，ア
ンプ出力は右肩下がりとなり，最短波長を基準とする
と，約−１ｄＢの利得チルトが発生する。
【００１０】こうした入力依存の動的利得チルトを抑圧
する為には，補償量が可変となる，可変利得補償器を用
いることが有効な手段である。可変の利得補償器を実現
する手段として，例えば文献１ではファラデー回転子と
複屈折素子を用いて可変利得補償デバイスを実現してお
り，また，文献２ではガラス導波路にて形成したマッハ
＝ツエンダ干渉計により可変利得補償デバイスを実現し
ている。どちらのデバイスにおいても，波長に対する損
失傾き（スロープ）を可変することにより，図２に示す
ような光アンプの入力依存の動的利得チルトを補償して
いる。
する為には，補償量が可変となる，可変利得補償器を用
いることが有効な手段である。可変の利得補償器を実現
する手段として，例えば文献１ではファラデー回転子と
複屈折素子を用いて可変利得補償デバイスを実現してお
り，また，文献２ではガラス導波路にて形成したマッハ
＝ツエンダ干渉計により可変利得補償デバイスを実現し
ている。どちらのデバイスにおいても，波長に対する損
失傾き（スロープ）を可変することにより，図２に示す
ような光アンプの入力依存の動的利得チルトを補償して
いる。
【００１１】（文献１：N. Mitamura, H. Nagaeda, N.
Shukunami, and N. Naganuma, N. Fukushima, "Flexibl
y Variable Spectrum Equalizer for Spectral Tilt Co
mpensation", Optical Fiber Communication Conferenc
e 2000, paper WF2） （文献２：H. Hatayama, C. Hirose, K. Koyama, N. Ak
asaka and M. Nishimura, "Variable Attenuation Slop
e Compensator (VASC) Using Silica-based Planar Lig
htwave Circuit Technology for Active Gain Slope Co
ntrol in EDFAs", Optical Fiber Communication Confe
rence 2000, paper WH7）
Shukunami, and N. Naganuma, N. Fukushima, "Flexibl
y Variable Spectrum Equalizer for Spectral Tilt Co
mpensation", Optical Fiber Communication Conferenc
e 2000, paper WF2） （文献２：H. Hatayama, C. Hirose, K. Koyama, N. Ak
asaka and M. Nishimura, "Variable Attenuation Slop
e Compensator (VASC) Using Silica-based Planar Lig
htwave Circuit Technology for Active Gain Slope Co
ntrol in EDFAs", Optical Fiber Communication Confe
rence 2000, paper WH7）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，これら
の可変利得補償器を実際に伝送システム内で運用する為
には，発生している利得チルト量をモニタし，利得等化
量を決定し，利得補償器の実際の補償量を設定する，と
いう働きをする制御回路が必須となる。
の可変利得補償器を実際に伝送システム内で運用する為
には，発生している利得チルト量をモニタし，利得等化
量を決定し，利得補償器の実際の補償量を設定する，と
いう働きをする制御回路が必須となる。
【００１３】特に，利得チルト量をモニタする為には，
図３（ａ）に示す様に，出力パワーの一部をカプラ（１
０１）で分岐し，スペクトルアナライザ等のスペクトル
モニタ手段（１０２）を用いてＷＤＭスペクトルをモニ
タして，制御回路（１０３）にモニタ結果を転送する必
要がある。一般に，スペクトルモニタ手段（１０２）は
非常に高価であり，また，中継伝送装置や端局伝送装置
内に実装するには，スペースや耐久性，信頼性等の観点
より，実用までには，まだ，考慮すべき課題が多い。
図３（ａ）に示す様に，出力パワーの一部をカプラ（１
０１）で分岐し，スペクトルアナライザ等のスペクトル
モニタ手段（１０２）を用いてＷＤＭスペクトルをモニ
タして，制御回路（１０３）にモニタ結果を転送する必
要がある。一般に，スペクトルモニタ手段（１０２）は
非常に高価であり，また，中継伝送装置や端局伝送装置
内に実装するには，スペースや耐久性，信頼性等の観点
より，実用までには，まだ，考慮すべき課題が多い。
【００１４】入力依存の動的利得チルトが図２に示す様
に，波長に対して線形的であることを利用し，特開平１
０−２２９２４，あるいは特開平１１−２２４９６７な
どでは図３（ｂ）に示される，比較的簡易なチルト量モ
ニタが提案されている。出力パワーの一部をカプラ（１
０１）で分岐し，分波器（１０４）にて短波長側の信号
λ１と長波長側の信号λ２を分波し，それぞれモニタＰ
Ｄ（１０５，１０６）で信号パワーに比例した情報Ｐ
１，Ｐ２に変換する。制御回路（１０３）では信号パワ
ー情報Ｐ１とＰ２を比較する。ここで短波長側の信号λ
１を図２に示す動的利得チルト特性の支点（１５５４ｎ
ｍ付近）よりも短波長側の波長とし，信号λ２を長波長
側の波長とすると，Ｐ１とＰ２の比較から，チルトの傾
きの符号，そしてチルトの傾きの絶対量を算出すること
が可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の補償
量を算出可能となる。
に，波長に対して線形的であることを利用し，特開平１
０−２２９２４，あるいは特開平１１−２２４９６７な
どでは図３（ｂ）に示される，比較的簡易なチルト量モ
ニタが提案されている。出力パワーの一部をカプラ（１
０１）で分岐し，分波器（１０４）にて短波長側の信号
λ１と長波長側の信号λ２を分波し，それぞれモニタＰ
Ｄ（１０５，１０６）で信号パワーに比例した情報Ｐ
１，Ｐ２に変換する。制御回路（１０３）では信号パワ
ー情報Ｐ１とＰ２を比較する。ここで短波長側の信号λ
１を図２に示す動的利得チルト特性の支点（１５５４ｎ
ｍ付近）よりも短波長側の波長とし，信号λ２を長波長
側の波長とすると，Ｐ１とＰ２の比較から，チルトの傾
きの符号，そしてチルトの傾きの絶対量を算出すること
が可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の補償
量を算出可能となる。
【００１５】しかしながら，これらの従来例において
も，分波器（１０４）やモニタＰＤ（１０６）等の高価
な光部品を多数必要とし，光中継器のコスト増大を引起
してしまう。また，光部品数の増大は，スプライス工程
の増加や，光部品実装面積の増大を引起し，さらにコス
ト増大を引起してしまう。
も，分波器（１０４）やモニタＰＤ（１０６）等の高価
な光部品を多数必要とし，光中継器のコスト増大を引起
してしまう。また，光部品数の増大は，スプライス工程
の増加や，光部品実装面積の増大を引起し，さらにコス
ト増大を引起してしまう。
【００１６】本発明の目的は，低コストな構成におい
て，利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御す
る装置を実現することである。
て，利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御す
る装置を実現することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば，複数の
光中継器とその下流側に接続された可変利得補償装置か
ら構成されるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器
は光アンプの入力パワーをモニタする手段と，モニタし
た値を下流側に転送する手段を備え，転送されてきた各
アンプの入力モニタ値から利得波長依存特性を推定し，
可変利得補償装置の補償量を決定することを特徴とする
伝送装置が提供される。
光中継器とその下流側に接続された可変利得補償装置か
ら構成されるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器
は光アンプの入力パワーをモニタする手段と，モニタし
た値を下流側に転送する手段を備え，転送されてきた各
アンプの入力モニタ値から利得波長依存特性を推定し，
可変利得補償装置の補償量を決定することを特徴とする
伝送装置が提供される。
【００１８】また，本発明によれば，前記構成におい
て，各アンプの入力モニタ値（ｄＢ値）より線形な演算
（一次関数式）を用いて利得波長依存性を推定し，この
情報を元に前記可変利得補償器の補償量を決定すること
を特徴とした伝送装置が提供される。
て，各アンプの入力モニタ値（ｄＢ値）より線形な演算
（一次関数式）を用いて利得波長依存性を推定し，この
情報を元に前記可変利得補償器の補償量を決定すること
を特徴とした伝送装置が提供される。
【００１９】さらに，本発明によれば，複数の光中継器
とその下流側に接続された可変利得補償装置から構成さ
れるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は光アン
プの入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下
流側に転送する手段を備え，光アンプの出力パワーをモ
ニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段
を備え，転送されてきた各アンプの入力モニタ値から利
得波長依存特性を推定し，転送されてきた各アンプの出
力モニタ値から第２の利得波長依存特性を推定し，これ
らの利得波長依存特性から可変利得補償器の補償量を決
定することを特徴とする伝送装置が提供される。
とその下流側に接続された可変利得補償装置から構成さ
れるＷＤＭ伝送システムにおいて，各光中継器は光アン
プの入力パワーをモニタする手段と，モニタした値を下
流側に転送する手段を備え，光アンプの出力パワーをモ
ニタする手段と，モニタした値を下流側に転送する手段
を備え，転送されてきた各アンプの入力モニタ値から利
得波長依存特性を推定し，転送されてきた各アンプの出
力モニタ値から第２の利得波長依存特性を推定し，これ
らの利得波長依存特性から可変利得補償器の補償量を決
定することを特徴とする伝送装置が提供される。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例を図１を用
いて説明する。図１に示す伝送システムは中継器
（９），光ファイバ（１０），及び利得補償器を備えた
中継器（１７）から構成されている。
いて説明する。図１に示す伝送システムは中継器
（９），光ファイバ（１０），及び利得補償器を備えた
中継器（１７）から構成されている。
【００２１】中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤ
Ｍ信号光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳ
Ｖ光用ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回
路（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過した
ＷＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で
分岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。
つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ
（３）の入力パワー量に比例した信号である。入力モニ
タ情報Ｐ１は中継器監視回路（７）に転送される。中継
器監視回路（７）では前段の中継器から転送されてきた
情報，つまり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報
に，光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１を加えて新規
の監視情報信号を形成し，ＳＶ光ＬＤ（８）から新規の
ＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用合波器（４）におい
て，光アンプ（３）からの出力と合波され，中継器
（９）から出力される。
Ｍ信号光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳ
Ｖ光用ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回
路（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過した
ＷＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で
分岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。
つまり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ
（３）の入力パワー量に比例した信号である。入力モニ
タ情報Ｐ１は中継器監視回路（７）に転送される。中継
器監視回路（７）では前段の中継器から転送されてきた
情報，つまり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報
に，光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐ１を加えて新規
の監視情報信号を形成し，ＳＶ光ＬＤ（８）から新規の
ＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用合波器（４）におい
て，光アンプ（３）からの出力と合波され，中継器
（９）から出力される。
【００２２】以降，同様にして，各中継器（９）ではモ
ニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報
Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，この入力モニタ情報をＳＶ信
号に重畳し，次段の中継器に送出している。
ニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報
Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，この入力モニタ情報をＳＶ信
号に重畳し，次段の中継器に送出している。
【００２３】利得補償器を備えた中継器（１７）におい
ては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）に
よりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視
情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と
同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報ＰｋをモニタＰ
Ｄ（６）より検出し，監視回路（７）に転送する。
ては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）に
よりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視
情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と
同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報ＰｋをモニタＰ
Ｄ（６）より検出し，監視回路（７）に転送する。
【００２４】次に利得補償器制御回路（１５）では，監
視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備
えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モ
ニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋを取得する。そし
て，これらの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ
より，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定すること
により，可変利得補償器（１６）の最適補償量を算出
し，実際に可変利得補償器（１６）を制御する。
視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備
えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モ
ニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋを取得する。そし
て，これらの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ
より，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定すること
により，可変利得補償器（１６）の最適補償量を算出
し，実際に可変利得補償器（１６）を制御する。
【００２５】以下に入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，
…Ｐｋから各光アンプ（３）の利得チルト量を推定する
手順を示す。
…Ｐｋから各光アンプ（３）の利得チルト量を推定する
手順を示す。
【００２６】一般に，光アンプ（ＥＤＦＡ）の利得Ｇ
（ｄＢ）は数１の（１）式により算出することが可能で
ある。
（ｄＢ）は数１の（１）式により算出することが可能で
ある。
【００２７】
【数１】
数１の（１）式において，利得係数ｇ，吸収係数α（い
ずれも単位はｄＢ／ｍ）はＥＤＦの物性パラメータであ
り，ＥＤＦＡの波長依存特性はこの２つのパラメータで
表現される。図４に利得係数ｇ，吸収係数αの特性例を
示す。また，ＬはＥＤＦ長を表す（単位はｍ）。そし
て，ｎはＥＤＦＡ中の規格化上準位Ｅｒイオン密度を表
し，どれだけのキャリアがレーザ上準位に励起されてい
るかを表す係数である。規格化されているため，ｎは０
以上１以下の値となる。そして，この規格化上準位Ｅｒ
イオン密度ｎ（以降，上準位密度ｎとする）は，ＥＤＦ
中の信号光パワーと励起光パワーによって決定される値
であり，入力パワーの変動は，このイオン密度ｎの変動
を介して利得変動に変換される。例えば，入力パワーが
減少すると上準位密度ｎが１に近づき，ＥＤＦＡは非飽
和状態（小信号状態）となり，右肩下がりの利得特性と
なる。逆に入力パワーが増大すると，上準位密度ｎが０
に近づき，ＥＤＦＡは飽和状態となり，右肩上がりの特
性となる。
ずれも単位はｄＢ／ｍ）はＥＤＦの物性パラメータであ
り，ＥＤＦＡの波長依存特性はこの２つのパラメータで
表現される。図４に利得係数ｇ，吸収係数αの特性例を
示す。また，ＬはＥＤＦ長を表す（単位はｍ）。そし
て，ｎはＥＤＦＡ中の規格化上準位Ｅｒイオン密度を表
し，どれだけのキャリアがレーザ上準位に励起されてい
るかを表す係数である。規格化されているため，ｎは０
以上１以下の値となる。そして，この規格化上準位Ｅｒ
イオン密度ｎ（以降，上準位密度ｎとする）は，ＥＤＦ
中の信号光パワーと励起光パワーによって決定される値
であり，入力パワーの変動は，このイオン密度ｎの変動
を介して利得変動に変換される。例えば，入力パワーが
減少すると上準位密度ｎが１に近づき，ＥＤＦＡは非飽
和状態（小信号状態）となり，右肩下がりの利得特性と
なる。逆に入力パワーが増大すると，上準位密度ｎが０
に近づき，ＥＤＦＡは飽和状態となり，右肩上がりの特
性となる。
【００２８】数値計算例を示すと，ファイバ長を５ｍと
した場合，利得スペクトルは数１の（１）式を用いるこ
とにより，図５に示す様に算出される。図５より，上準
位密度ｎの変動，つまり入力パワーの変動に追従して，
スペクトル形状，つまり利得チルトが変動することが観
測される。（１）式に再度着目すると，第２項は上準位
密度ｎに依存しない項であるので，入力依存の動的利得
チルトは第１項，つまりｇ＋αの値に比例しているもの
と考えられる。
した場合，利得スペクトルは数１の（１）式を用いるこ
とにより，図５に示す様に算出される。図５より，上準
位密度ｎの変動，つまり入力パワーの変動に追従して，
スペクトル形状，つまり利得チルトが変動することが観
測される。（１）式に再度着目すると，第２項は上準位
密度ｎに依存しない項であるので，入力依存の動的利得
チルトは第１項，つまりｇ＋αの値に比例しているもの
と考えられる。
【００２９】さて，ある状態におけるＥＤＦＡ中の利得
チルトＧ（λ）を求めるには，前述の上準位密度ｎを求
める必要がある。上準位密度ｎを算出するには，信号
光，励起光，さらには雑音光について，それぞれレート
方程式を記述し，これらの連立方程式を解く必要があ
り，一般的には数値解析が必要である。しかしながら，
ＥＤＦＡの総出力パワーが一定となるように制御（ＡＬ
Ｃ制御）が施されている場合には，簡易に上準位密度ｎ
を求めることが可能である。
チルトＧ（λ）を求めるには，前述の上準位密度ｎを求
める必要がある。上準位密度ｎを算出するには，信号
光，励起光，さらには雑音光について，それぞれレート
方程式を記述し，これらの連立方程式を解く必要があ
り，一般的には数値解析が必要である。しかしながら，
ＥＤＦＡの総出力パワーが一定となるように制御（ＡＬ
Ｃ制御）が施されている場合には，簡易に上準位密度ｎ
を求めることが可能である。
【００３０】数１の（２）式はＡＬＣ制御が施されたＥ
ＤＦＡでの入出力パワーの関係を表す式である。Ｐｔ
（ｄＢｍ）はＥＤＦＡの総出力パワーであり，ＡＬＣ制
御されている為，一定値である。Ｐｉ（ｄＢｍ）はＥＤ
ＦＡの信号あたりの入力パワーであり，添字のｉは信号
番号を表し，ＷＤＭ多重数（信号数）をＭとすると，ｉ
＝１，２，…Ｍとなる。また，ｇi，αｉはｉ番目の信
号波長における利得係数，吸収係数を表す。
ＤＦＡでの入出力パワーの関係を表す式である。Ｐｔ
（ｄＢｍ）はＥＤＦＡの総出力パワーであり，ＡＬＣ制
御されている為，一定値である。Ｐｉ（ｄＢｍ）はＥＤ
ＦＡの信号あたりの入力パワーであり，添字のｉは信号
番号を表し，ＷＤＭ多重数（信号数）をＭとすると，ｉ
＝１，２，…Ｍとなる。また，ｇi，αｉはｉ番目の信
号波長における利得係数，吸収係数を表す。
【００３１】ここで，図４に示す様に，ｇ＋αの値が波
長に対して線形であると近似し，また，簡略化の為に数
１の（３）式に示す様にｂで表すものとする。また，入
力パワーＰｉは波長によらず一定である，つまり，入力
ＷＤＭ信号は波長に対して平坦であるとする。以上の仮
定の元に，（２）式中のｇ＋α，及びαを線形近似し，
（２）式を解析的に解いて上準位密度ｎの近似値を求
め，（１）式の上準位密度ｎに代入する。すると，ｎ波
長多重の場合において，最長波長である第ｎ信号と最短
波長である第１信号の利得差ΔＧ＝Ｇｎ−Ｇ１は（４）
式で表すことが可能である。（４）式の第２項Ｃは利得
係数ｇ及び吸収係数αより定まる値であり，入力パワー
Ｐｉに対して一定値である。
長に対して線形であると近似し，また，簡略化の為に数
１の（３）式に示す様にｂで表すものとする。また，入
力パワーＰｉは波長によらず一定である，つまり，入力
ＷＤＭ信号は波長に対して平坦であるとする。以上の仮
定の元に，（２）式中のｇ＋α，及びαを線形近似し，
（２）式を解析的に解いて上準位密度ｎの近似値を求
め，（１）式の上準位密度ｎに代入する。すると，ｎ波
長多重の場合において，最長波長である第ｎ信号と最短
波長である第１信号の利得差ΔＧ＝Ｇｎ−Ｇ１は（４）
式で表すことが可能である。（４）式の第２項Ｃは利得
係数ｇ及び吸収係数αより定まる値であり，入力パワー
Ｐｉに対して一定値である。
【００３２】（４）式が意味するところは，利得チルト
ΔＧ（ｄＢ）が入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な
関係にあるということである。
ΔＧ（ｄＢ）が入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な
関係にあるということである。
【００３３】例えば，図６はアンプ入力に対する利得チ
ルトΔＧ＝Ｇ１６−Ｇ１の関係を表したグラフであり，
図４の特性を持つＥＤＦを用いて作製したＥＤＦＡによ
り評価した実測値である。グラフより読取れるアンプ入
力に対する利得チルトの変動量は，アンプ入力変動１ｄ
Ｂに対しおよそ利得チルト変動０．２ｄＢであり，ま
た，利得チルトはアンプ入力に対して線形な関係にある
ことが読取れる。
ルトΔＧ＝Ｇ１６−Ｇ１の関係を表したグラフであり，
図４の特性を持つＥＤＦを用いて作製したＥＤＦＡによ
り評価した実測値である。グラフより読取れるアンプ入
力に対する利得チルトの変動量は，アンプ入力変動１ｄ
Ｂに対しおよそ利得チルト変動０．２ｄＢであり，ま
た，利得チルトはアンプ入力に対して線形な関係にある
ことが読取れる。
【００３４】一方，図４からｇ＋αの値を読取ると，第
１信号（波長１５４７．７２ｎｍ）にて７．５５ｄＢ／
ｍ，第１６信号（波長１５５９．７９ｎｍ）にて９．６
４ｄＢとなる。これらの値を数１の（４）式に代入する
と，アンプ入力変動１ｄＢに対する利得チルト変動は
０．２０ｄＢと算出され，実測値に一致することが確認
される。
１信号（波長１５４７．７２ｎｍ）にて７．５５ｄＢ／
ｍ，第１６信号（波長１５５９．７９ｎｍ）にて９．６
４ｄＢとなる。これらの値を数１の（４）式に代入する
と，アンプ入力変動１ｄＢに対する利得チルト変動は
０．２０ｄＢと算出され，実測値に一致することが確認
される。
【００３５】以上説明してきた様に，入力パワーＰｉ
（ｄＢ）と利得チルトΔＧ（ｄＢ）は線形な関係にあ
る。従って，図１に示す本発明の構成を用いて，入力モ
ニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋからそれぞれの光ア
ンプ（３）の利得チルト量を推定することが可能とな
る。従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ
を利得補償器制御回路（１５）に集約し，各光アンプ
（３）の利得チルト量を推定することにより，可変利得
補償器（１６）の最適な利得補償量を算出し，設定する
ことが可能となる。
（ｄＢ）と利得チルトΔＧ（ｄＢ）は線形な関係にあ
る。従って，図１に示す本発明の構成を用いて，入力モ
ニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋからそれぞれの光ア
ンプ（３）の利得チルト量を推定することが可能とな
る。従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ
を利得補償器制御回路（１５）に集約し，各光アンプ
（３）の利得チルト量を推定することにより，可変利得
補償器（１６）の最適な利得補償量を算出し，設定する
ことが可能となる。
【００３６】本発明においては，利得チルト量のモニタ
手段として，入力光パワーのモニタ手段を流用してい
る。入力光パワーのモニタ手段においては高価な分波
器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ
（２）と１台のＰＤ（６）のみで実現可能である。ま
た，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制御，
あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有無に
よらず，既に入力モニタ手段を中継器に設置済みであ
る。従って，これらの手段を流用することにより，光部
品を新規に追加することなく，利得チルト量をモニタす
ることが可能となる。
手段として，入力光パワーのモニタ手段を流用してい
る。入力光パワーのモニタ手段においては高価な分波
器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ
（２）と１台のＰＤ（６）のみで実現可能である。ま
た，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制御，
あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有無に
よらず，既に入力モニタ手段を中継器に設置済みであ
る。従って，これらの手段を流用することにより，光部
品を新規に追加することなく，利得チルト量をモニタす
ることが可能となる。
【００３７】また，本発明においては，可変利得補償器
の設置台数の削減を目的として，可変利得補償器を全中
継器に装備するのではなく，一部の中継器のみに分散さ
せて装備している。この場合には，各中継器（９）の利
得チルトを，利得補償器を備えた中継器（１７）から遠
隔モニタする必要がある。しかしながら，ＳＶ光を用い
て，各アンプの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋ
の転送を行うことにより，利得補償器を備えた中継器
（１７）において一括して利得チルトをモニタすること
が可能となっている。また，多くの光伝送システムで
は，伝送システムの監視を目的として，可変利得補償機
能の有無によらず，既に入力モニタ情報のＳＶ光による
転送機能，転送手段を実装済みである。従って，これら
の手段を流用することにより，光部品あるいはＳＶ光復
調回路やＳＶ光変調回路などを新規に追加することな
く，利得チルト量を遠隔モニタすることが可能となる。
の設置台数の削減を目的として，可変利得補償器を全中
継器に装備するのではなく，一部の中継器のみに分散さ
せて装備している。この場合には，各中継器（９）の利
得チルトを，利得補償器を備えた中継器（１７）から遠
隔モニタする必要がある。しかしながら，ＳＶ光を用い
て，各アンプの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋ
の転送を行うことにより，利得補償器を備えた中継器
（１７）において一括して利得チルトをモニタすること
が可能となっている。また，多くの光伝送システムで
は，伝送システムの監視を目的として，可変利得補償機
能の有無によらず，既に入力モニタ情報のＳＶ光による
転送機能，転送手段を実装済みである。従って，これら
の手段を流用することにより，光部品あるいはＳＶ光復
調回路やＳＶ光変調回路などを新規に追加することな
く，利得チルト量を遠隔モニタすることが可能となる。
【００３８】従って，本発明により，非常に低コストな
構成で利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御
することが可能となる。
構成で利得チルト量をモニタし，可変利得補償器を制御
することが可能となる。
【００３９】図７は，本発明の第１の実施例における，
利得補償器を備えた中継器（１７）中の利得補償器制御
回路（１５）に関して，より具体的な構成の実施形態を
示した例である。
利得補償器を備えた中継器（１７）中の利得補償器制御
回路（１５）に関して，より具体的な構成の実施形態を
示した例である。
【００４０】利得補償器を備えた中継器（１７）では，
監視回路（７）から各光アンプ（３）の入力モニタ情報
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋが利得補償器制御回路（１
５）に転送される。入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…
Ｐｋは，各光アンプ（３）の入力パワー（ｄＢ値）に比
例した値である。利得補償器制御回路（１５）では，ま
ずデシベル加算器（１２）において，入力モニタ情報Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋのデシベル和を求める。
監視回路（７）から各光アンプ（３）の入力モニタ情報
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋが利得補償器制御回路（１
５）に転送される。入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…
Ｐｋは，各光アンプ（３）の入力パワー（ｄＢ値）に比
例した値である。利得補償器制御回路（１５）では，ま
ずデシベル加算器（１２）において，入力モニタ情報Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋのデシベル和を求める。
【００４１】基準レベル発生器（１３）では，基準レベ
ル値Ｐｒに，アンプ数ｋを掛け合わせた値を発生させ
る。ここでアンプ数ｋは，図７に示す，補償すべき利得
チルトを発生させる中継器（９）と補償器を備えた中継
器（１７）の中に含まれる光アンプの総数であり，入力
モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋの最大添字数ｋと
同一である。また，基準レベル値Ｐｒは，光アンプ
（３）が平坦な利得特性を実現するように設計された基
準入力パワーを光アンプに入力させた場合に，入力モニ
タＰＤ（６）が検知する入力モニタ情報であり，端的に
表せば，平坦出力を実現した時の入力モニタ情報であ
る。
ル値Ｐｒに，アンプ数ｋを掛け合わせた値を発生させ
る。ここでアンプ数ｋは，図７に示す，補償すべき利得
チルトを発生させる中継器（９）と補償器を備えた中継
器（１７）の中に含まれる光アンプの総数であり，入力
モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋの最大添字数ｋと
同一である。また，基準レベル値Ｐｒは，光アンプ
（３）が平坦な利得特性を実現するように設計された基
準入力パワーを光アンプに入力させた場合に，入力モニ
タＰＤ（６）が検知する入力モニタ情報であり，端的に
表せば，平坦出力を実現した時の入力モニタ情報であ
る。
【００４２】中継器を多段接続した場合の累積利得チル
ト量は，利得のホールバーニング効果を無視すれば，各
利得チルト量のデシベル和にて算出可能である。従っ
て，入力モニタ情報のデシベル和と基準レベル値Ｐｒ
ｘ ｎを比較器（１４）に入力してその差を求め，数１
の（４）式を用いて入力パワー変動量を利得チルト量に
変換することにより，累積利得チルト量を算出すること
が可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の最適
な利得補償量を算出し，設定することが可能となる。
ト量は，利得のホールバーニング効果を無視すれば，各
利得チルト量のデシベル和にて算出可能である。従っ
て，入力モニタ情報のデシベル和と基準レベル値Ｐｒ
ｘ ｎを比較器（１４）に入力してその差を求め，数１
の（４）式を用いて入力パワー変動量を利得チルト量に
変換することにより，累積利得チルト量を算出すること
が可能となる。従って，可変利得補償器（１６）の最適
な利得補償量を算出し，設定することが可能となる。
【００４３】本発明における可変利得補償器（１６）を
構成するデバイスとしては前述した，ファラデー回転子
と複屈折素子を用いて可変利得補償デバイス，あるい
は，ガラス導波路にて形成したマッハ＝ツエンダ干渉計
が適用可能である。マッハ＝ツエンダ干渉計の材料とし
てはガラス導波路に限ることなく，ポリマ導波路，半導
体導波路等でも流用可能である。また，ＥＤＦＡ自体を
可変利得補償器（１６）として用いることも可能である
し，他の希土類添加ファイバ増幅器，半導体増幅器，フ
ァイバラマン増幅器等を用いることも可能である。ま
た，音響光学チューナブルフィルタを用いることも可能
である。また，ファイバブラッググレーティングや誘電
体多層膜フィルタ，エタロンフィルタ等，本来固定型の
利得補償器に機械的あるいは熱的な作用を加えて可変利
得補償器とした場合でも，本発明の可変利得補償器（１
６）として用いることが可能である。
構成するデバイスとしては前述した，ファラデー回転子
と複屈折素子を用いて可変利得補償デバイス，あるい
は，ガラス導波路にて形成したマッハ＝ツエンダ干渉計
が適用可能である。マッハ＝ツエンダ干渉計の材料とし
てはガラス導波路に限ることなく，ポリマ導波路，半導
体導波路等でも流用可能である。また，ＥＤＦＡ自体を
可変利得補償器（１６）として用いることも可能である
し，他の希土類添加ファイバ増幅器，半導体増幅器，フ
ァイバラマン増幅器等を用いることも可能である。ま
た，音響光学チューナブルフィルタを用いることも可能
である。また，ファイバブラッググレーティングや誘電
体多層膜フィルタ，エタロンフィルタ等，本来固定型の
利得補償器に機械的あるいは熱的な作用を加えて可変利
得補償器とした場合でも，本発明の可変利得補償器（１
６）として用いることが可能である。
【００４４】本発明では入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ
３…Ｐｋの転送手段としてＳＶ光を用いたが，光伝送シ
ステムのＳＶ光を用いること無しに，新規の光信号や，
無線信号等，別の転送手段を用いても，実現可能であ
る。
３…Ｐｋの転送手段としてＳＶ光を用いたが，光伝送シ
ステムのＳＶ光を用いること無しに，新規の光信号や，
無線信号等，別の転送手段を用いても，実現可能であ
る。
【００４５】本発明の説明では各中継器（９）に１台の
光アンプ（３）が実装されている場合について検討して
きたが，各中継器あるいは一部の中継器中に光アンプが
多段に実装されている場合でも，本発明は適用可能であ
る。例えば図８に示す様に，アンプを前段アンプ（５
１）と後段アンプ（５３）の２段で構成し，アンプ間の
中間段に分散補償デバイス等の機能デバイス（５２）を
挿入する場合においても，前段アンプ（５１）と後段ア
ンプ（５３）の双方でモニタＰＤ（６）により入力モニ
タ情報Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの双方を取得することにより，前
段アンプ（５１）の動的利得チルトのみならず，前段ア
ンプ（５１）の出力変動や機能デバイス（５２）の損失
変動に起因する後段アンプ（５３）の動的利得チルトを
補償することが可能である。
光アンプ（３）が実装されている場合について検討して
きたが，各中継器あるいは一部の中継器中に光アンプが
多段に実装されている場合でも，本発明は適用可能であ
る。例えば図８に示す様に，アンプを前段アンプ（５
１）と後段アンプ（５３）の２段で構成し，アンプ間の
中間段に分散補償デバイス等の機能デバイス（５２）を
挿入する場合においても，前段アンプ（５１）と後段ア
ンプ（５３）の双方でモニタＰＤ（６）により入力モニ
タ情報Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの双方を取得することにより，前
段アンプ（５１）の動的利得チルトのみならず，前段ア
ンプ（５１）の出力変動や機能デバイス（５２）の損失
変動に起因する後段アンプ（５３）の動的利得チルトを
補償することが可能である。
【００４６】また，同様に利得補償器を備えた中継器
（１７）においても多段アンプを適用することは可能で
あり，また，可変利得補償器（１６）の位置もアンプの
出力段，あるいは多段アンプ内の中間段に設置しても，
本発明は適用可能である。
（１７）においても多段アンプを適用することは可能で
あり，また，可変利得補償器（１６）の位置もアンプの
出力段，あるいは多段アンプ内の中間段に設置しても，
本発明は適用可能である。
【００４７】図７に示す本発明の構成では，入力モニタ
情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋのデシベル和と基準値を比
較しているが，先に基準値と比較してからデシベル和を
とっても同様の効果が得られるし，また，基準値との比
較を各中継器にて実行し，その差の情報をＳＶ光で転送
しても，同様の効果が得られる。
情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…Ｐｋのデシベル和と基準値を比
較しているが，先に基準値と比較してからデシベル和を
とっても同様の効果が得られるし，また，基準値との比
較を各中継器にて実行し，その差の情報をＳＶ光で転送
しても，同様の効果が得られる。
【００４８】これまでの説明では，図４のｇ＋α値が波
長に対して線形と近似できる波長帯域での伝送システム
を想定し，利得チルト，及び利得補償量も，波長に対し
て線形であるものとして議論してきた。しかしながら，
本発明は図４のｇ＋α値が波長に対して線形と近似でき
ない波長領域でも適用が可能である。
長に対して線形と近似できる波長帯域での伝送システム
を想定し，利得チルト，及び利得補償量も，波長に対し
て線形であるものとして議論してきた。しかしながら，
本発明は図４のｇ＋α値が波長に対して線形と近似でき
ない波長領域でも適用が可能である。
【００４９】前述したように，数１の（１）式によれ
ば，動的利得チルトはｇ＋α値に比例するものと考えら
れる。例えば，１５３０ｎｍから１５４５ｎｍ程度まで
のいわゆるブルーバンド付近でのＥＤＦＡの適用を考え
ると，図４のｇ＋α値の振舞いから，利得チルトは直線
ではなく，正弦波的な形状になるものと予測される。図
４の特性から発生する利得チルトを数値計算すると，例
えば，図９の様な結果が得られる。この場合における利
得チルトも，前述した場合と同様に利得チルトΔＧを最
長波長と最短波長の利得差Ｇ１６−Ｇ１（ｄＢ）にて定
義することにより，やはり，利得チルトΔＧ（ｄＢ）は
入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係で表せる。
従って，入力モニタ情報から利得チルト量を算出するこ
とが可能となる。注意すべき点としては，この波長領域
では，図９に示す様に，利得チルトが波長に対して直線
とならずに，正弦波に似た形状となる為，用いる可変利
得補償器（１６）も，同様の形状のデバイスを選択する
ことが望ましいということである。例えばマッハ＝ツエ
ンダ干渉計の波長特性の周期を伝送波長帯域２倍程度に
設定することによって，正弦波的な損失形状が実現され
る。
ば，動的利得チルトはｇ＋α値に比例するものと考えら
れる。例えば，１５３０ｎｍから１５４５ｎｍ程度まで
のいわゆるブルーバンド付近でのＥＤＦＡの適用を考え
ると，図４のｇ＋α値の振舞いから，利得チルトは直線
ではなく，正弦波的な形状になるものと予測される。図
４の特性から発生する利得チルトを数値計算すると，例
えば，図９の様な結果が得られる。この場合における利
得チルトも，前述した場合と同様に利得チルトΔＧを最
長波長と最短波長の利得差Ｇ１６−Ｇ１（ｄＢ）にて定
義することにより，やはり，利得チルトΔＧ（ｄＢ）は
入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関係で表せる。
従って，入力モニタ情報から利得チルト量を算出するこ
とが可能となる。注意すべき点としては，この波長領域
では，図９に示す様に，利得チルトが波長に対して直線
とならずに，正弦波に似た形状となる為，用いる可変利
得補償器（１６）も，同様の形状のデバイスを選択する
ことが望ましいということである。例えばマッハ＝ツエ
ンダ干渉計の波長特性の周期を伝送波長帯域２倍程度に
設定することによって，正弦波的な損失形状が実現され
る。
【００５０】上記の例ではいわゆるブルーバンドにて議
論したが，他の波長帯域でも同様であり，利得チルトΔ
Ｇ（ｄＢ）は入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関
係で表され，入力モニタ情報から利得チルトを算出する
ことが可能である。
論したが，他の波長帯域でも同様であり，利得チルトΔ
Ｇ（ｄＢ）は入力パワーＰｉ（ｄＢ）に対して線形な関
係で表され，入力モニタ情報から利得チルトを算出する
ことが可能である。
【００５１】これまでの実施例では，可変利得補償器
（１６）の最適補償量としては，利得補償器制御回路
（１５）中で算出された利得チルト量を相殺して，可変
利得補償器を備えた中継器（１７）の出力で，ＷＤＭ信
号が平坦となるような補償量を決定するようにしてき
た。しかしながら，この利得補償器を備えた中継器（１
７）より下流側の波長依存性や利得チルト，ファイバの
非線型現象の影響等を考慮して，あえて過補償な量を設
定することが望ましいことも，伝送システムの運用形
態，設計次第では起りうる。あらかじめ，そのような計
算アルゴリズムを設定しておけば，本発明により，利得
チルトを算出し，そのアルゴリズムを用いて最適な補償
量を設定することが可能となる。
（１６）の最適補償量としては，利得補償器制御回路
（１５）中で算出された利得チルト量を相殺して，可変
利得補償器を備えた中継器（１７）の出力で，ＷＤＭ信
号が平坦となるような補償量を決定するようにしてき
た。しかしながら，この利得補償器を備えた中継器（１
７）より下流側の波長依存性や利得チルト，ファイバの
非線型現象の影響等を考慮して，あえて過補償な量を設
定することが望ましいことも，伝送システムの運用形
態，設計次第では起りうる。あらかじめ，そのような計
算アルゴリズムを設定しておけば，本発明により，利得
チルトを算出し，そのアルゴリズムを用いて最適な補償
量を設定することが可能となる。
【００５２】図１０は本発明の第２の実施例を示す図で
ある。中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤＭ信号
光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳＶ光用
ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回路
（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過したＷ
ＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で分
岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。つ
まり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ
（３）の入力パワー量に比例した信号である。
ある。中継器（９）ではＳＶ光（監視光）とＷＤＭ信号
光がＳＶ用分波器（１）で分波され，ＳＶ光はＳＶ光用
ＰＤ（５）で電気信号に変換され，中継器監視回路
（７）に転送される。ＳＶ用分波器（１）を透過したＷ
ＤＭ信号の一部の信号パワーは入力側カプラ（２）で分
岐され，モニタＰＤ（６）で電気信号に変換される。つ
まり，モニタＰＤから出力される情報Ｐ１は光アンプ
（３）の入力パワー量に比例した信号である。
【００５３】また，光アンプ（３）の出力の一部の信号
パワーは出力側カプラ（１８）で分岐され，モニタＰＤ
（１９）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤ
から出力される情報Ｑ１は光アンプ（３）の出力パワー
量に比例した信号である。
パワーは出力側カプラ（１８）で分岐され，モニタＰＤ
（１９）で電気信号に変換される。つまり，モニタＰＤ
から出力される情報Ｑ１は光アンプ（３）の出力パワー
量に比例した信号である。
【００５４】入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ情報Ｑ
１は中継器監視回路（７）に転送される。中継器監視回
路（７）では前段の中継器から転送されてきた情報，つ
まり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報に，光アン
プ（３）の入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ信号Ｑ１
の双方を加えて新規の監視情報信号を形成し，ＳＶ光Ｌ
Ｄ（８）から新規のＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用
合波器（４）において，光アンプ（３）からの出力と合
波され，中継器（９）から出力される。
１は中継器監視回路（７）に転送される。中継器監視回
路（７）では前段の中継器から転送されてきた情報，つ
まり前記ＳＶ光用ＰＤ（５）からの出力情報に，光アン
プ（３）の入力モニタ情報Ｐ１及び出力モニタ信号Ｑ１
の双方を加えて新規の監視情報信号を形成し，ＳＶ光Ｌ
Ｄ（８）から新規のＳＶ光を送出する。ＳＶ光はＳＶ用
合波器（４）において，光アンプ（３）からの出力と合
波され，中継器（９）から出力される。
【００５５】以降，同様にして，各中継器（９）ではモ
ニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報
Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，また，モニタＰＤ（１９）に
より光アンプ（３）の出力モニタ情報Ｑ２，Ｑ３，…を
検出し，この入力モニタ情報と出力モニタ情報をＳＶ信
号に重畳し，次段の中継器に送出する。
ニタＰＤ（６）により光アンプ（３）の入力モニタ情報
Ｐ２，Ｐ３，…を検出し，また，モニタＰＤ（１９）に
より光アンプ（３）の出力モニタ情報Ｑ２，Ｑ３，…を
検出し，この入力モニタ情報と出力モニタ情報をＳＶ信
号に重畳し，次段の中継器に送出する。
【００５６】利得補償器を備えた中継器（１７）におい
ては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）に
よりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視
情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と
同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐｋ，及び出力
モニタ情報ＱｋをモニタＰＤ（６）（１９）より検出
し，監視回路（７）に転送する。
ては，まず他の中継器と同様に，ＳＶ用分波器（１）に
よりＳＶ光を分波し，前段の中継器から送出された監視
情報を監視回路（７）に転送する。また，他の中継器と
同様に光アンプ（３）の入力モニタ情報Ｐｋ，及び出力
モニタ情報ＱｋをモニタＰＤ（６）（１９）より検出
し，監視回路（７）に転送する。
【００５７】次に利得補償器制御回路（１５）では，監
視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備
えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モ
ニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ，及び出力モニタ情
報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋを取得する。そして，これ
らの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋより，各
光アンプ（３）の利得チルト量を推定する。
視回路（７）より各中継器（９），及び利得補償器を備
えた中継器（１７）における各光アンプ（３）の入力モ
ニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋ，及び出力モニタ情
報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋを取得する。そして，これ
らの入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…Ｐｋより，各
光アンプ（３）の利得チルト量を推定する。
【００５８】また，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，
…Ｑｋから第２の利得チルト量を推定する。ここで第２
の利得チルト量とは，信号間ラマン増幅に起因する利得
チルトである。
…Ｑｋから第２の利得チルト量を推定する。ここで第２
の利得チルト量とは，信号間ラマン増幅に起因する利得
チルトである。
【００５９】光ファイバの非線型現象のひとつである誘
導ラマン散乱の影響により，ファイバ中に過大なパワー
の信号が入射すると，短波長側の信号から長波長側の信
号へのパワーの移動が発生する。これをラマン増幅効果
と称し，ＷＤＭ信号の場合には信号間でラマン増幅が発
生し，短波長側の信号パワーが長波長側の信号パワーに
変換される為，右肩上がりのチルトが発生する。
導ラマン散乱の影響により，ファイバ中に過大なパワー
の信号が入射すると，短波長側の信号から長波長側の信
号へのパワーの移動が発生する。これをラマン増幅効果
と称し，ＷＤＭ信号の場合には信号間でラマン増幅が発
生し，短波長側の信号パワーが長波長側の信号パワーに
変換される為，右肩上がりのチルトが発生する。
【００６０】信号間ラマン増幅に起因する利得チルト量
は数２の（５）式で与えられる。
は数２の（５）式で与えられる。
【００６１】
【数２】
（５）式にて，ｇｒは信号帯域内におけるラマン利得効
率の傾きを表し，例えばＳＭＦではおよそ５ｘ１０＾−
２７（ｍ／Ｗ／Ｈｚ）である。Ｐｏ（Ｗ）はファイバ入
射パワーを，Ａeffはファイバの有効断面積を，Ｌeff
（ｍ）はファイバの有効長を，そしてＢ（Ｈｚ）はＷＤ
Ｍ信号帯域を表す。（５）式を用いることにより，各種
ファイバパラメータとファイバ入射パワー，つまりアン
プ出力パワーから信号間ラマン増幅に起因する第２の利
得チルト量を算出することが可能となる。
率の傾きを表し，例えばＳＭＦではおよそ５ｘ１０＾−
２７（ｍ／Ｗ／Ｈｚ）である。Ｐｏ（Ｗ）はファイバ入
射パワーを，Ａeffはファイバの有効断面積を，Ｌeff
（ｍ）はファイバの有効長を，そしてＢ（Ｈｚ）はＷＤ
Ｍ信号帯域を表す。（５）式を用いることにより，各種
ファイバパラメータとファイバ入射パワー，つまりアン
プ出力パワーから信号間ラマン増幅に起因する第２の利
得チルト量を算出することが可能となる。
【００６２】従って，入力モニタ情報Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定
し，一方，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋか
ら信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を推
定することにより，高精度に実際の利得チルト量を推定
することが可能となり，可変利得補償器（１６）の最適
補償量を設定することが可能となる。
…Ｐｋより，各光アンプ（３）の利得チルト量を推定
し，一方，出力モニタ情報Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，…Ｑｋか
ら信号間ラマン増幅に起因する第２の利得チルト量を推
定することにより，高精度に実際の利得チルト量を推定
することが可能となり，可変利得補償器（１６）の最適
補償量を設定することが可能となる。
【００６３】本発明においては，第２の利得チルト量の
モニタ手段として，出力光パワーのモニタ手段を流用し
ている。出力光パワーのモニタ手段においては高価な分
波器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ
（１８）と１台のＰＤ（１９）のみで実現可能である。
また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制
御，あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有
無によらず，既に出力モニタ手段を中継器に設置済みで
ある。従って，これらの手段を流用することにより，光
部品を新規に追加することなく，第２の利得チルト量を
モニタすることが可能となる。
モニタ手段として，出力光パワーのモニタ手段を流用し
ている。出力光パワーのモニタ手段においては高価な分
波器，そして複数のＰＤを必要とせず，安価な光カプラ
（１８）と１台のＰＤ（１９）のみで実現可能である。
また，多くの光伝送システムでは，伝送システムの制
御，あるいは監視を目的として，可変利得補償機能の有
無によらず，既に出力モニタ手段を中継器に設置済みで
ある。従って，これらの手段を流用することにより，光
部品を新規に追加することなく，第２の利得チルト量を
モニタすることが可能となる。
【００６４】
【発明の効果】以上説明してきたように，本発明の実施
例によれば，高価なスペクトルモニタ手段，あるいは高
価な分波器や新規光部品の追加を必要とせずに，ＥＤＦ
Ａの入力依存性に起因する動的利得チルト量を算出する
ことが可能となり，低コストな構成で，可変利得補償装
置を実現可能となる。
例によれば，高価なスペクトルモニタ手段，あるいは高
価な分波器や新規光部品の追加を必要とせずに，ＥＤＦ
Ａの入力依存性に起因する動的利得チルト量を算出する
ことが可能となり，低コストな構成で，可変利得補償装
置を実現可能となる。
【００６５】また，本発明の実施例によれば，高価なス
ペクトルモニタ手段，あるいは高価な分波器や新規光部
品の追加を必要とせずに，信号間ラマン増幅に起因する
第２の利得チルト量を算出することが可能となり，低コ
ストな構成で，高精度の可変利得補償装置を実現可能と
なる。
ペクトルモニタ手段，あるいは高価な分波器や新規光部
品の追加を必要とせずに，信号間ラマン増幅に起因する
第２の利得チルト量を算出することが可能となり，低コ
ストな構成で，高精度の可変利得補償装置を実現可能と
なる。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】ＥＤＦＡの出力特性例。
【図３】従来の利得チルトのモニタ手段。
【図４】ＥＤＦの物性パラメータｇ、αの特性例。
【図５】ＥＤＦＡの動的利得チルトの数値計算例。
【図６】アンプ入力に対する利得チルトの関係の測定
例。
例。
【図７】本発明の第１の実施例における利得補償器制御
回路の構成例。
回路の構成例。
【図８】本発明の２段アンプへの適用例。
【図９】ブルーバンドでのＥＤＦＡの出力特性例。
【図１０】本発明の第２の実施例の構成図。
１ ：ＳＶ用分波器
２ ：入力側カプラ
３ ：光アンプ
４ ：ＳＶ用合波器
５ ：ＳＶ光用ＰＤ
６ ：モニタＰＤ
７ ：中継器監視回路
８ ：ＳＶ光ＬＤ
９ ：中継器
１０ ：光ファイバ
１２ ：デシベル加算器
１３ ：基準レベル発生器
１４ ：比較器
１５ ：利得補償器制御回路
１６ ：可変利得補償器
１７ ：利得補償器を備えた中継器
１８ ：出力側カプラ
１９ ：モニタＰＤ
５１ ：前段アンプ
５２ ：機能デバイス
５３ ：後段アンプ
１０１ ：カプラ
１０２ ：スペクトルモニタ手段
１０３ ：制御回路
１０４ ：分波器
１０５，１０６ ：モニタＰＤ。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5K102 AA15 AA53 AA55 AD01 LA02
LA07 LA24 LA32 MA03 MB05
MB09 MB10 MC17 MC24 MD02
MD06 MH04 MH12 MH13 MH14
MH20 PC04 PC06 PC07 PH02
PH13 PH14
Claims (18)
- 【請求項１】１台あるいは複数台の光中継器と，可変利
得補償器より構成され，前記１台あるいは複数台の光中
継器のうちの少なくとも最上流側の光中継器よりも下流
側に前記可変利得補償器が設置されているＷＤＭ伝送シ
ステムにおいて，各光中継器は入力パワーをモニタする
手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，
前記可変利得補償器においては，転送されてきた各中継
器のデシベル値で表される入力パワーモニタ値に線形な
演算又は一次関数式で表される演算を施すことによって
得られる値により前記可変利得補償器の補償量を決定す
ることを特徴とする伝送装置。 - 【請求項２】１台あるいは複数台の光中継器と，可変利
得補償器より構成され，前記１台あるいは複数台の光中
継器のうちの少なくとも最上流側の光中継器よりも下流
側に前記可変利得補償器が設置されているＷＤＭ伝送シ
ステムにおいて，各光中継器は入力パワーをモニタする
手段と，モニタした値を下流側に転送する手段を備え，
前記可変利得補償器においては，転送されてきた各中継
器の入力パワーモニタ値と、 中継器が平坦利得特性となる基準入力パワー又はあらか
じめ定めた基準入力パワー値とを比較し，この比較した
値の差の値を各中継器毎に加算した値により前記可変利
得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝送装
置。 - 【請求項３】１台あるいは複数台の光中継器と，可変利
得補償器より構成され，前記１台あるいは複数台の光中
継器のうちの少なくとも最上流側の光中継器よりも下流
側に前記可変利得補償器が設置されているＷＤＭ伝送シ
ステムにおいて，各光中継器は入力パワー及び出力パワ
ーをモニタする手段と，モニタした値を下流側に転送す
る手段を備え，可変利得補償器においては，転送されて
きた各中継器のデシベル値で表される入力パワーモニタ
値に線形な演算又は一次関数式で表される線形な演算を
施すことによって得られる値と、 各中継器の出力パワーモニタ値（ワット値）に比例演算
を施すことによって得られる値との２つの値により前記
可変利得補償器の補償量を決定することを特徴とする伝
送装置。 - 【請求項４】各中継器の入力モニタ値あるいは出力モニ
タ値の転送手段として，装置監視信号あるいは装置監視
光を用いることを特徴とした，請求項１乃至３のいずれ
か一に記載の伝送装置。 - 【請求項５】前記中継器中の一部あるいは全部に分散補
償デバイスが挿入され，分散補償デバイス前後の入力パ
ワーモニタ値あるいは出力パワーモニタ値の一方あるい
は双方をモニタする手段を備え，これらのモニタ値も含
めて前記可変利得補償器の補償量を決定することを特徴
とした請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項６】前記可変利得補償器の波長依存特性が，波
長に対して線形な関係であることを特徴とした請求項１
乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項７】前記可変利得補償器の波長依存特性が，波
長に対して正弦波特性を所有し，正弦波の周期が伝送帯
域の２倍以上であることを特徴とした請求項１乃至３の
いずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項８】前記可変利得補償器の波長依存特性が，Ｅ
ＤＦの物性パラメータである利得係数ｇ（ｄＢ／ｍ）と
吸収係数α（ｄＢ／ｍ）の和，ｇ＋αの値に比例する特
性であることを特徴とした請求項１乃至３のいずれか一
に記載の伝送装置。 - 【請求項９】前記可変利得補償器がファラデー回転子と
複屈折素子を用いて構成された補償器であることを特徴
とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項１０】前記可変利得補償器がガラス導波路上，
あるいはポリマ導波路上，あるいは半導体導波路上に形
成されたマッハ＝ツエンダ干渉計により構成された補償
器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一
に記載の伝送装置。 - 【請求項１１】前記可変利得補償器が音響光学フィルタ
により構成された補償器であることを特徴とする請求項
１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項１２】前記可変利得補償器が希土類添加ファイ
バ増幅器により構成された補償器であることを特徴とす
る請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項１３】前記可変利得補償器が半導体増幅器によ
り構成された補償器であることを特徴とする請求項１乃
至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項１４】前記可変利得補償器がファイバラマン増
幅器により構成された補償器であることを特徴とする請
求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装置。 - 【請求項１５】前記可変利得補償器がチューナブルなフ
ァイバブラッググレーティングにより構成された補償器
であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に
記載の伝送装置。 - 【請求項１６】前記可変利得補償器がチューナブルな誘
電体多層膜フィルタにより構成された補償器であること
を特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送
装置。 - 【請求項１７】前記可変利得補償器がチューナブルなエ
タロンフィルタにより構成された補償器であることを特
徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の伝送装
置。 - 【請求項１８】前記可変利得補償器がチューナブルなフ
ァイバ型マッハ＝ツエンダ干渉計により構成された補償
器であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一
に記載の伝送装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002103337A JP3903830B2 (ja) | 2002-04-05 | 2002-04-05 | 利得補償装置及びそれを用いた伝送システム |
| US10/345,262 US7302183B2 (en) | 2002-04-05 | 2003-01-16 | Gain tilt compensators and their systems |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002103337A JP3903830B2 (ja) | 2002-04-05 | 2002-04-05 | 利得補償装置及びそれを用いた伝送システム |
Publications (2)
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