JP3893366B2 - モータ駆動方法及びモータ駆動装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ駆動技術に関し、特にＰＷＭ（pulse width modulation）方式のモータ駆動技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスモータのＰＷＭ駆動方式として、三角波スライス方式とピーク電流検出方式とが知られている。三角波スライス方式は、コイル電流を検出抵抗に流し、検出抵抗に生じる電圧とトルク指令電圧との差分をスライスレベルとして出力するエラーアンプを用い、このスライスレベルで一定の周期の三角波をスライスして、コイルへの通電期間を決める方式である。ピーク電流検出方式は、エラーアンプを用いずに、コイル電流が流れる電流検出抵抗に生じた電圧がトルク指令電圧に達すると、コイルへの電流の供給を停止し、回生電流モードとする方式である。
【０００３】
図１８は、従来のピーク電流検出方式のモータ駆動装置のブロック図である。図１８において、ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃは、モータ１０のロータの位置を検出し、それぞれ、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を位置検出回路２２に出力する。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に基づいて位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３を求め、通電相切換回路９３に出力する。位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の位相を３０°シフトした信号である。
【０００４】
通電相切換回路９３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３に応じて通電相を決定する。このとき、通電相切換回路９３は、相電流を測定しやすくするため、３相のうちの１相の相電流は流さない。ロジック制御回路９５は、基準パルスＰＩが入力されるとセットされ、通電相切換回路９３へ出力する信号のレベルを変化させて、モータ１０への電流の供給を制御する。基準パルスＰＩは、周期的なパルスである。
【０００５】
図１９は、図１８のモータ駆動装置で駆動されたモータの各相電流の時間に対する変化を示すグラフである。図１９は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相電流Ｉ１、Ｉ２，Ｉ３を示していて、各駆動トランジスタ１〜６からモータ１０に向かって流れる電流を正の向きの電流としている。図１９のように、常に１相の相電流はゼロになるので、電気角６０°毎にいずれかの相電流が急激に変化することになる。
【０００６】
いま、ロジック制御回路９５は、基準パルスＰＩによってセットされているとする。通電相切換回路９３は、例えばＷ相上アーム側駆動トランジスタ５及びＵ相下アーム側駆動トランジスタ２のみを導通させる。このとき、Ｗ相コイル１３及びＵ相コイル１１を経由して電流検出抵抗７に電流が流れるので、この電流の大きさを電流検出抵抗７に生じる電圧として検出することができる。この電流は、誘導性のコイルを流れるため、駆動トランジスタ２及び５が導通した後、徐々に増大する。
【０００７】
電流が増大し、電流検出抵抗７に発生する電圧がトルク指令電圧ＴＩに達すると、比較器９６の出力のレベルが変わり、ロジック制御回路９５はリセットされる。ロジック制御回路９５は、通電相切換回路９３に出力する信号のレベルを反転させ、通電相切換回路９３は駆動トランジスタ２を非導通にする。
【０００８】
このように、ロジック制御回路９５がセットされてからリセットされるまでの期間が、スイッチング動作のオンデューティ期間になる。ロジック制御回路９５がリセットされた後、コイル１１及び１３を流れる電流は流れ続けようとするので、駆動トランジスタ１のソース・ドレイン間に存在するダイオード１Ｄを通って回生電流が流れる。回生電流は電流検出抵抗７を通らないので、回生時は電流検出抵抗７に生じる電圧はゼロになる。
【０００９】
回生電流は徐々に減少するが、再び基準パルスＰＩが入力されると、ロジック制御回路９５がセットされ、通電相切換回路９３は駆動トランジスタ２を導通させる。通電相切換回路９３が通電相を切り替えるまで、このような動作が繰り返される。このように、ロジック制御回路９５がセットされたときに流れる駆動電流とリセットされたときに流れる回生電流とが交互に流れる結果、トルク指令電圧ＴＩに概略相当した相電流を所定のコイルに流すことができる。
【００１０】
図２０は、図１９の時間ｔ＝ｔｚ付近における電流検出抵抗電圧（モータ電流検出信号）ＭＣ、Ｖ相及びＷ相の相電流Ｉ２，Ｉ３を、時間軸を拡大して示したグラフである。図２０において、期間Ｔ９１は、Ｕ相、Ｖ相電流の駆動電流が流れる期間であり、この電流は、電流検出抵抗７を流れる。期間Ｔ９２は、回生電流としてＵ相、Ｖ相電流が流れる期間である。期間Ｔ９３は、Ｕ相、Ｗ相電流の駆動電流が流れる期間であり、この電流は、電流検出抵抗７を流れる。期間Ｔ９４は、回生電流としてＵ相、Ｗ相電流が流れる期間である。
【００１１】
このような技術及び関連する技術が、特許文献１及び２に開示されている。
【００１２】
【特許文献１】
特開平１１−１８４７４号公報
【特許文献２】
特開２００３−７９１８２号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１８のような従来のモータ駆動装置では、図１９に示すように相電流が急激に変化するため、相電流が切り替わった時に、モータが振動したり、電磁音を生じるという問題があった。
【００１４】
このような問題が生じないようにするためには、各相電流を急激に変化させないように制御すればよいが、複数の相電流を検出して制御するためには、相数に等しい本数の電流検出抵抗が必要であった。電流検出抵抗を集積回路に組み込むことは困難であるので、電流検出抵抗の本数が多いと、装置の規模が大きくなり、コストがかかるという問題があった。
【００１５】
また、一般に抵抗の特性にはばらつきがあるので、各相に対応した電流検出抵抗を用いる場合には、電流の検出特性が相毎に異なるという問題があった。例えば、２つの相電流の大きさが実際には同じ場合であっても、検出される電流の大きさは異なることがあった。
【００１６】
本発明は、相電流の数よりも少ない数の電流検出抵抗を用い、複数の相電流を急激に変化しないように制御して、モータの振動、及び電磁音を低減させることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のモータ駆動方法は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備えるとともに、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、
導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせるステップとを備え、前記スイッチング動作をさせるステップは、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、前記１のスイッチング素子とは異なる１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記スイッチング動作を制御するものである。
【００１８】
これによると、１のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記１のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子を導通させる第２の期間とを有するので、電流検出抵抗の本数以上の数の相電流を制御することが可能となる。このため、相電流同士の大きさがばらつかないＰＷＭ制御を可能にするとともに、相電流の急激な変化を避けることができ、相切替時のモータの振動及び電磁音を低減することができる。
【００１９】
また、本発明の他のモータ駆動方法は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を４以上の偶数個備えるとともに、前記４以上の偶数個の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記４以上の偶数個の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、前記選択されたスイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は、前記選択されたスイッチング素子が対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の下アーム側スイッチング素子と前記選択されたスイッチング素子との組を、前記選択されたスイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は、前記選択されたスイッチング素子が対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の上アーム側スイッチング素子と前記選択されたスイッチング素子との組を、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、前記選択されたスイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子のそれぞれとこれらのそれぞれに対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の上アーム側スイッチング素子との組のそれぞれにスイッチング動作をさせ、前記選択されたスイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子のそれぞれとこれらのそれぞれに対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の下アーム側スイッチング素子との組のそれぞれにスイッチング動作をさせるステップとを備え、前記スイッチング動作をさせるステップは、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子の組のうち、１組のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子の組を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子の組のうち、前記１組のスイッチング素子とは異なる１組のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子の組を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記スイッチング動作を制御するものである。
【００２０】
また、前記モータ駆動方法において、前記スイッチング動作をさせるステップでは、前記第１の期間は、基準パルスが入力されると開始し、前記電流検出抵抗に生じる電圧が目標信号に達すると終了することが好ましい。
【００２１】
また、前記モータ駆動方法において、前記スイッチング動作をさせるステップでは、前記基準パルスが入力されると、前記スイッチング動作させるスイッチング素子を全て非導通にした後に前記第１の期間を開始することが好ましい。
【００２３】
また、本発明のモータ駆動装置は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置であって、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗と、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を出力する位置検出部と、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるとともに、導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせる通電相切換回路と、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、前記１のスイッチング素子とは異なる１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記通電相切換回路によるスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御信号を生成し、出力する通電期間制御部とを備えたものである。
【００２４】
また、前記モータ駆動装置において、前記通電期間制御部は、前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号、及び前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号を求め、出力する相別トルク信号発生回路と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第１の比較器と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第２の比較器と、前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルス及び前記第１及び第２の比較器の出力に応じて、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するロジック制御回路とを備えるものであり、前記ロジック制御回路は、前記第１の比較器の判定結果が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えていることを示すと、前記第１の期間を終了させ、前記第２の比較器の判定結果が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えていることを示すと、前記第２の期間を終了させるように、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するものであることが好ましい。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。以下の実施形態では、例として、モータ駆動装置が３相ブラシレスモータを駆動する場合について説明する。
【００２６】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。図１のモータ駆動装置は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタ１，３，５と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタ２，４，６と、ダイオード１Ｄ，２Ｄ，３Ｄ，４Ｄ，５Ｄ，６Ｄと、電流検出抵抗７と、ホール素子回路２１と、位置検出回路２２と、通電相切換回路２３と、プリドライブ回路２４と、増幅器２７と、相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１，５２とを備えている。一方、モータ１０は、Ｕ相コイル１１と、Ｖ相コイル１２と、Ｗ相コイル１３とを備えている。相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１，５２とは、通電期間制御部１００を構成している。ホール素子回路２１と、位置検出回路２２とは、位置検出部を構成している。
【００２７】
駆動トランジスタ１〜６は、ｎ形ＭＯＳ（metal oxide semiconductor）トランジスタであるとする。駆動トランジスタ１のソース及びドレインには、ダイオード１Ｄのアノード及びカソードがそれぞれ接続されている。同様に、駆動トランジスタ２〜６には、ダイオード２Ｄ〜６Ｄが接続されている。駆動トランジスタ１，３，５のドレインは電源ＶＣＣに接続され、駆動トランジスタ２，４，６のソースは電流検出抵抗７の一端に接続されている。電流検出抵抗７の他端は接地されている。駆動トランジスタ１〜６は、スイッチング素子として動作する。
【００２８】
また、駆動トランジスタ１，２と、ダイオード１Ｄ，２Ｄとは、Ｕ相の出力回路（ハーフブリッジ回路）を構成している。駆動トランジスタ３，４と、ダイオード３Ｄ，４Ｄとは、Ｖ相の出力回路を構成している。駆動トランジスタ５，６と、ダイオード５Ｄ，６Ｄとは、Ｗ相の出力回路を構成している。これらの出力回路に電源ＶＣＣから供給される電流が、電流検出抵抗７に流れる。
【００２９】
駆動トランジスタ１のソースは、駆動トランジスタ２のドレインに接続され、更にモータ１０のＵ相コイル１１の一端に接続されている。駆動トランジスタ３のソースは、駆動トランジスタ４のドレインに接続され、更にモータ１０のＶ相コイル１２の一端に接続されている。駆動トランジスタ５のソースは、駆動トランジスタ６のドレインに接続され、更にモータ１０のＷ相コイル１３の一端に接続されている。Ｕ相コイル１１の他端は、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３の他端に接続されている。
【００３０】
ここで、駆動トランジスタ１，２からＵ相コイル１１に向かって流れる電流をＵ相電流Ｉ１とする。同様に、駆動トランジスタ３，４からＶ相コイル１２に向かって流れる電流をＶ相電流Ｉ２とし、駆動トランジスタ５，６からＷ相コイル１３に向かって流れる電流をＷ相電流Ｉ３とする。また、駆動トランジスタ１〜６からコイル１１〜１３に向かって流れる電流を吐き出し電流、その反対の向きの電流を吸い込み電流と称する。吐き出し電流の向きを各相電流の正の向きとする。モータ１０のコイル１１〜１３はＹ結線であるので、各相電流は対応するコイルに流れる電流に等しい。
【００３１】
ホール素子回路２１は、ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃを備えている。ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃのそれぞれは、モータ１０のロータの位置を検出し、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を位置検出回路２２に出力する。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に基づいて位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３及びＰＳを求め、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３を通電相切換回路２３に、位置信号ＰＳを相別トルク信号発生回路３０に出力する。
【００３２】
相別トルク信号発生回路３０は、位置信号ＰＳ、及びトルク指令電圧（トルク指令信号）ＴＩに基づいて、電流検出抵抗７に流す電流の目標値に対応する電圧信号ＴＳ１，ＴＳ２を生成し、比較器５１，５２の正入力端子にそれぞれ出力する。増幅器２７は、電流検出抵抗７の両端に接続されており、電流検出抵抗７に生じる電圧に応じたモータ電流検出信号ＭＣを比較器５１，５２の負入力端子に出力している。
【００３３】
比較器５１，５２は、入力された信号を比較した結果を、それぞれ、出力ＣＰ１，ＣＰ２としてロジック制御回路４０に出力している。ロジック制御回路４０には、更に基準パルスＰＩが入力されている。ロジック制御回路４０は、駆動トランジスタ１〜６を導通させる期間を規定するスイッチング動作制御信号Ｆ１，Ｆ２を生成して通電相切換回路２３に出力する。
【００３４】
通電相切換回路２３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３及び制御信号Ｆ１，Ｆ２に基づいて、駆動トランジスタ１〜６のうち、導通させるべきものを選択してプリドライブ回路２４に指令する。プリドライブ回路２４は、通電相切換回路２３の出力に従って駆動トランジスタ１〜６のゲートに信号を出力し、駆動トランジスタ１〜６の導通／非導通を制御する。
【００３５】
図２は、図１のモータ１０の各相電流Ｉ１〜Ｉ３の目標とする波形を示すグラフである。図１のモータ駆動装置は、モータ１０の各相電流Ｉ１〜Ｉ３が急激に変化しないように、図２のようにモータ１０に対する電流の供給を制御する。図１のモータ駆動装置は、モータ１０の電気角３６０°を例えば６分割し、分割された電気角に相当する期間毎に、すなわち、モータ１０のロータがその分割された電気角に相当する角度だけ回転する毎に、通電相を切り替えながら、モータ１０の電流を制御する。
【００３６】
例えば図２の期間ＴＵ１は、電気角６０°に相当する期間である。期間ＴＵ１では、Ｕ相電流Ｉ１は吐き出し電流であって、その大きさはほぼ一定である。また、Ｖ相電流Ｉ２は吸い込み電流であって、その大きさが時間ｔとともに次第に減少していく。Ｗ相電流Ｉ３は吸い込み電流であって、その大きさが時間ｔとともに０から次第に増加していく。そこで、期間ＴＵ１では、Ｕ相の上アーム側駆動トランジスタ１は継続的に導通する。また、Ｖ相及びＷ相の下アーム側駆動トランジスタ４，６は、スイッチング動作を行って、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３が図２のようになるように、その導通期間と非導通期間とを制御する。
【００３７】
図３は、図１の相別トルク信号発生回路３０の構成の例を示すブロック図である。図３の相別トルク信号発生回路３０は、両エッジ微分回路３１と、定電流源３２，３６と、スイッチ３３，３７と、キャパシタ３４，３８と、レベル制御回路３５，３９とを備えている。
【００３８】
図４は、位置検出回路２２及び相別トルク信号発生回路３０に関する信号を示すグラフである。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１及びＳ１２に基づいて、モータ１０のロータ位置を示す位置信号Ｓ２１を求める。ここでは例として、ホール素子出力Ｓ１１とＳ１２との差を位置信号Ｓ２１とする（Ｓ２１＝Ｓ１１−Ｓ１２）。ホール素子出力Ｓ１１及びＳ１２は近似的な正弦波であり、ホール素子出力Ｓ１１の位相がＳ１２よりも１２０°進んでいるとき、位置信号Ｓ２１の位相はホール素子出力Ｓ１１よりも３０°進んでいる。同様に、位置検出回路２２は、位置信号Ｓ２２，Ｓ２３を例えばＳ２２＝Ｓ１２−Ｓ１３，Ｓ２３＝Ｓ１３−Ｓ１１によって求める。
【００３９】
位置検出回路２２は、求めた位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３に基づいて位置信号ＰＳを求める。位置信号ＰＳは、位置信号Ｓ２１が負から正に変化するときに立ち上がり、位置信号Ｓ２３が正から負に変化するときに立ち下がるパルス、位置信号Ｓ２２が負から正に変化するときに立ち上がり、位置信号Ｓ２１が正から負に変化するときに立ち下がるパルス、及び位置信号Ｓ２３が負から正に変化するときに立ち上がり、位置信号Ｓ２２が正から負に変化するときに立ち下がるパルスを繰り返す信号である。位置信号ＰＳのエッジのタイミングは、図４に示されているように、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の波形がクロスするタイミングとなっている。
【００４０】
図３及び図４を参照して、相別トルク信号発生回路３０の動作について説明する。両エッジ微分回路３１には、位置検出回路２２が出力する位置信号ＰＳが入力されている。両エッジ微分回路３１は、位置信号ＰＳのエッジを検出すると一定の期間“Ｌ”となり、それ以外は“Ｈ”となるリセットパルス信号Ｓ３１をスイッチ３３に制御信号として出力する（“Ｈ”，“Ｌ”は、それぞれ論理的な高電位及び低電位を表す）。
【００４１】
キャパシタ３４は、一端が定電流源３２の一端に接続され、かつ、スイッチ３３を介して電源ＶＣＣに接続されている。また、キャパシタ３４の他端は接地されている。スイッチ３３は、リセットパルス信号Ｓ３１が“Ｌ”のときのみ導通してキャパシタ３４を充電し、キャパシタ３４は、定電流源３２が流す電流によって放電する。
【００４２】
キャパシタ３８は、一端が定電流源３６の出力に接続され、かつ、スイッチ３７を介して接地されている。また、キャパシタ３８の他端は接地されている。キャパシタ３６は、定電流源３２が流す電流によって充電され、スイッチ３７は、リセットパルス信号Ｓ３１が“Ｌ”のときのみ導通してキャパシタ３８を放電させる。このため、キャパシタ３４，３８のそれぞれの電圧Ｓ３３，Ｓ３４は、図４に示されているようなノコギリ波となる。
【００４３】
レベル制御回路３５は、トルク指令電圧ＴＩと電圧Ｓ３３とを入力とし、電圧Ｓ３３のピークがトルク指令電圧ＴＩに等しくなるように、電圧Ｓ３３にゲインを乗じて得た信号ＴＳ１を第１の目標信号として比較器５１に出力する。同様に、レベル制御回路３９は、トルク指令電圧ＴＩと電圧Ｓ３４とを入力とし、電圧Ｓ３４のピークがトルク指令電圧ＴＩに等しくなるように、電圧Ｓ３４にゲインを乗じて得た信号ＴＳ２を第２の目標信号として比較器５２に出力する。
【００４４】
図５は、図１のロジック制御回路４０の構成の例を示すブロック図である。図５のロジック制御回路４０は、第１のラッチ回路としてのＲＳフリップフロップ４１と、第２のラッチ回路としてのＲＳフリップフロップ４２と、インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とを備えている。インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とは、ロジック回路４９を構成している。図６は、図１のロジック制御回路４０及び比較器５１，５２の入出力信号を示すグラフである。図７は、図１のモータ駆動装置における相電流を示すグラフである。図６及び図７は、図２，図４におけるｔ＝ｔ１付近を拡大して示している。
【００４５】
図５、図６及び図７を参照して、ロジック制御回路４０の動作及びモータ１０に流れる電流について説明する。図６のように、基準パルスＰＩはほぼ一定の周期のパルス信号であり、この周期がＰＷＭ制御の周期の基準となる。基準パルスＰＩ間の期間のそれぞれをＰＷＭ制御期間とも称する。
【００４６】
図５のＲＳフリップフロップ４１，４２のセット端子には、基準パルスＰＩが入力されている。基準パルスＰＩが立ち下がると、ＲＳフリップフロップ４１はセットされるので、制御信号Ｆ１は“Ｈ”となる。すると、ロジック回路４９の出力は“Ｌ”になるので、ＲＳフリップフロップ４２はリセットされ、制御信号Ｆ２は“Ｌ”となる。
【００４７】
通電相切換回路２３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３に基づいて、現在、図２の期間ＴＵ１内であると判定しているとする。図２に示されているように、この期間ＴＵ１は、Ｕ相電流Ｉ１を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間である。期間ＴＵ１において、Ｕ相電流Ｉ１は唯一の吐き出し電流であるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１を継続的に導通状態にさせている。Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は吸い込み電流であって、その大きさを変化させる必要があるので、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１，Ｆ２に従って駆動トランジスタ４，６にスイッチング動作を行わせる。期間ＴＵ１においては、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ４を導通させ、制御信号Ｆ２が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ６を導通させる。駆動トランジスタ２，３，５は非導通状態にする。
【００４８】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”になると、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４を導通させる（第１の期間Ｔ１）。このとき、駆動トランジスタ１からＵ相コイル１１に向かって電流が吐き出し電流として流れる。Ｕ相コイル１１に流れる電流は、Ｖ相コイル１２を経由して駆動トランジスタ４に向かって吸い込み電流として流れる。
【００４９】
駆動トランジスタ４が導通している状態においては、Ｖ相コイル１２を流れるＶ相電流Ｉ２が電流検出抵抗７を流れる。電流検出抵抗７を流れる電流の大きさは、Ｕ相コイル１１に流れるＵ相電流Ｉ１にも等しい。電流検出抵抗７には、これを流れる電流の大きさに比例した電圧が生じ、増幅器２７は、この電圧をモータ電流検出信号ＭＣとして比較器５１の負入力端子に出力する。
【００５０】
Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３は、誘導性の負荷であるので、駆動トランジスタ４が導通した後、期間Ｔ１においてＶ相電流Ｉ２は徐々に増大する（図７参照）。したがって、モータ電流検出信号ＭＣも徐々に高くなる。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が信号ＴＳ１（図６参照）の電圧に達すると、比較器５１は出力ＣＰを“Ｌ”に変化させる。すると、ＲＳフリップフロップ４１はリセットされ、その出力を“Ｌ”に反転させる。制御信号Ｆ１が“Ｌ”になるので、ＲＳフリップフロップ４２はセットされ、制御信号Ｆ２は“Ｈ”となり、第２の期間Ｔ２に移行する。
【００５１】
期間Ｔ２の間は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４を非導通にし、駆動トランジスタ６を導通させる。駆動トランジスタ４が非導通になると、駆動トランジスタ３のソース・ドレイン間のダイオード３Ｄ及び駆動トランジスタ１を通って、Ｖ相コイル１２の回生電流が流れる。回生電流として流れるＶ相電流Ｉ２は徐々に小さくなる（図７参照）。このとき、Ｗ相コイル１３に流れている電流のみが電流検出抵抗７に流れるので、Ｖ相コイル１２の電流の影響を受けることなくＷ相コイル１３の電流を検出することができる。
【００５２】
期間Ｔ２の間は、駆動トランジスタ１及び６が導通しているので、Ｗ相コイル１３の電流は増大を続け（図７参照）、電流検出抵抗７に流れる電流は増大し続ける。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が増大し、相別トルク信号発生器３０が出力する信号ＴＳ２の電圧に到達すると、比較器５２は出力ＣＰ２を“Ｌ”にする。すると、ＲＳフリップフロップ４２がリセットされ、制御信号Ｆ２が“Ｌ”になり、期間Ｔ３の動作に移行する。
【００５３】
期間Ｔ３の間は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４及び６を非導通にする。
【００５４】
このように、制御信号Ｆ１が“Ｈ”である期間には、駆動トランジスタ４が導通し、制御信号Ｆ２が“Ｈ”である期間には、駆動トランジスタ６が導通する。制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”である期間Ｔ１には、Ｖ相コイル１２に流れる電流が信号ＴＳ１に応じた値になるように制御され、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”である期間Ｔ２には、Ｗ相コイル１３に流れる電流が信号ＴＳ２に応じた値になるように制御される。
【００５５】
すなわち、期間ＴＵ１においてスイッチング動作を行わせる２相（Ｖ相及びＷ相）の駆動トランジスタ４，６のうち、期間ＴＵ１において電流の大きさを減少させるべき相（Ｖ相）の駆動トランジスタ４を先に導通させ、このトランジスタを非導通にするのと同時に、電流の大きさを増加させるべき相（Ｗ相）の駆動トランジスタ６を導通させている（図２参照）。なお、Ｗ相の駆動トランジスタ６を先に導通させ、このトランジスタを非導通にするのと同時に、Ｖ相の駆動トランジスタ４を導通させるようにしてもよい。
【００５６】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”である期間Ｔ３においては、コイル１１〜１３には回生電流のみが流れている。回生電流として流れるＶ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は徐々に小さくなる（図７参照）。基準パルスＰＩがロジック制御回路４０に入力されると、再び制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”になり、以下同様の過程を繰り返す。
【００５７】
図８は、期間Ｔ１におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図８のように期間Ｔ１においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、駆動トランジスタ４、及び電流検出抵抗７の順で流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３は、回生電流であって、駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、ダイオード５Ｄの順でループ状に流れる。したがって、電流検出抵抗７に生じる電圧から、Ｖ相電流Ｉ２のみを検出することができる。
【００５８】
図９は、期間Ｔ２におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図９のように期間Ｔ２においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、回生電流であって、駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、ダイオード３Ｄの順でループ状に流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３は、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、駆動トランジスタ６、及び電流検出抵抗７の順で流れる。したがって、電流検出抵抗７に生じる電圧から、Ｗ相電流Ｉ３のみを検出することができる。
【００５９】
図１０は、期間Ｔ３におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図１０のように期間Ｔ３においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、回生電流であって、図９と同様にループ状に流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３も、回生電流であって、図８と同様にループ状に流れる。したがって、電流検出抵抗７には電流は流れない。以上のように、コイル１１〜１３には、各相の出力回路の駆動トランジスタが導通して流れる駆動電流と、各相の出力回路のダイオードを経由して流れる回生電流とが交互に流れる。
【００６０】
次に、図２の期間ＴＵ２における図１のモータ駆動装置の動作について説明する。図２に示されているように、この期間ＴＵ２は、Ｕ相電流Ｉ１を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間である。期間ＴＵ２おいて、Ｕ相電流Ｉ１は唯一の吸い込み電流であるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２を継続的に導通状態にさせている。Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は吐き出し電流であって、その大きさを変化させる必要があるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５にスイッチング動作を行わせる。期間ＴＵ２においては、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ３を導通させ、制御信号Ｆ２が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ５を導通させる。駆動トランジスタ１，４，６は非導通状態にする。
【００６１】
通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”になると、駆動トランジスタ３を導通させ、駆動トランジスタ５を非導通にする。制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になると、駆動トランジスタ３を非導通にし、駆動トランジスタ５を導通させる。制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になると、駆動トランジスタ３，５をともに非導通にする。
【００６２】
この結果、期間ＴＵ２においては、Ｕ相電流Ｉ１、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３の流れる向きが期間ＴＵ１における向きとは逆になる。その他の点については期間ＴＵ１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００６３】
図１のモータ駆動装置の期間ＴＶ１，ＴＷ１における動作は、次の点を除き、期間ＴＵ１と同様である。すなわち、Ｖ相電流Ｉ２を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間ＴＶ１においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１に代えて駆動トランジスタ３を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６のそれぞれに代えて駆動トランジスタ６，２にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ１，４，５は非導通状態にする。
【００６４】
Ｗ相電流Ｉ３を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間ＴＷ１においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１に代えて駆動トランジスタ５を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６のそれぞれに代えて駆動トランジスタ２，４にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ１，３，６は非導通状態にする。
【００６５】
図１のモータ駆動装置の期間ＴＶ２，ＴＷ２における動作は、次の点を除き、期間ＴＵ２と同様である。すなわち、Ｖ相電流Ｉ２を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間ＴＶ２においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２に代えて駆動トランジスタ４を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５のそれぞれに代えて駆動トランジスタ５，１にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ２，３，６は非導通状態にする。
【００６６】
Ｗ相電流Ｉ３を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間ＴＷ２においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２に代えて駆動トランジスタ６を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５のそれぞれに代えて駆動トランジスタ１，３にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ２，４，５は非導通状態にする。
【００６７】
なお、モータ１０の電気角３６０°を６分割したものに相当する期間を単位として制御する例について説明したが、例えば１２分割してより短い期間毎に通電相を切り替えてもよい。
【００６８】
また、基準パルスＰＩの１周期内で全相の電流のＰＷＭ制御が完了しない場合、すなわち、スイッチング動作をさせる駆動トランジスタが全て非導通にならないうちに基準パルスＰＩが入力される場合もあり得る。これは基準パルスＰＩの繰り返し周波数の設定が不適切な場合に生じる。このため、基準パルスＰＩが入力されると、スイッチング動作をさせる駆動トランジスタを一旦全て非導通にした後に、スイッチング動作を開始させるように、ロジック制御回路４０を構成しておくことが望ましい。すると、直列に接続された駆動トランジスタに貫通電流が流れないようにすることができる。
【００６９】
以上のように、本実施形態のモータ駆動装置によると、図２のようにトルク指令電圧ＴＩに応じた振幅を有するほぼ台形の波形になるように、モータ１０の相電流Ｉ１〜Ｉ３を制御することができるので、通電相切替時の相電流の変化を緩やかにすることができる。
【００７０】
また、３相の電流をＰＷＭ制御する場合は、通常は３本の電流検出抵抗が必要である。しかし、本実施形態のモータ駆動装置は、１本の電流検出抵抗を用いて、３相の電流を制御することができ、相電流同士の大きさがばらつかないＰＷＭ制御を可能にする。電流検出抵抗の数が少なくて済むので、装置の規模を小さくすることができる。
【００７１】
（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。図１１のモータ駆動装置は、図１のモータ駆動装置において、通電期間制御部１００を通電期間制御部２００で置き換えたものである。その他の構成要素は図１を参照して説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００７２】
通電期間制御部２００は、相別トルク信号発生回路２３０と、三角波発生器６０と、エラーアンプ７１，７２と、比較器７５，７６と、オフセット付加リミッタ回路８０とを備えている。
【００７３】
図１２は、オフセット付加リミッタ回路８０の構成の例を示す回路図である。オフセット付加リミッタ回路８０は、オペアンプ８１と、オフセット設定電圧源８２とを備えている。電圧源８２は、オフセット付加リミッタ回路８０の一方の入力端子と、オペアンプ８１の正入力端子の１つとの間に接続されている。オペアンプ８１の正入力端子の他の１つは、オフセット付加リミッタ回路８０の他方の入力端子となっている。オフセット付加リミッタ回路８０への入力信号の一方は、そのままスライスレベル信号ＳＵとして出力される。オペアンプ８１は、スライスレベル信号ＳＬを出力する。
【００７４】
図１３は、図１１のモータ駆動装置における相電流及び通電期間制御部２００の信号を示すグラフである。図１３は、図２，図４におけるｔ＝ｔ１付近を拡大して示している。図１１及び図１３を参照して、通電期間制御部２００の動作及びモータ１０に流れる電流について説明する。
【００７５】
相別トルク信号発生回路２３０は、相別トルク信号発生回路３０と同様に、トルク指令電圧に従って２つの相別のトルク信号を生成し、それぞれをエラーアンプ７１，７２に出力する。エラーアンプ７１，７２は、増幅器２７が出力する信号をサンプル・ホールドする機能を有し、例えば、電流検出抵抗７に電流が流れる期間の終了直前における増幅器２７の出力値をサンプル・ホールドする。エラーアンプ７１，７２は、それぞれに入力された相別のトルク信号と増幅器２７の出力との差を増幅してオフセット付加リミッタ回路８０に出力する。
【００７６】
オフセット付加リミッタ回路８０は、エラーアンプ７１，７２の出力に応じて、第１のスライスレベル信号ＳＵと、第２のスライスレベル信号ＳＬとをそれぞれ比較器７５，７６に出力する。スライスレベル信号ＳＵは、トルク指令電圧ＴＩが増大するに従って小さくなる信号であり、スライスレベル信号ＳＬは、トルク指令電圧ＴＩが増大するに従って大きくなる信号である。
【００７７】
三角波発生器６０は、図１３のようにほぼ一定の周期の三角波ＳＡを生成して、比較器７５，７６に出力する。比較器７５は、三角波ＳＡがスライスレベル信号ＳＵよりも大きい場合には“Ｈ”、それ以外の場合には“Ｌ”をスイッチング動作制御信号Ｆ２として通電相切換回路２３に出力する。比較器７６は、スライスレベル信号ＳＬが三角波ＳＡよりも大きい場合には“Ｈ”、それ以外の場合には“Ｌ”をスイッチング動作制御信号Ｆ１として通電相切換回路２３に出力する。
【００７８】
オフセット付加リミッタ回路８０は、スライスレベル信号ＳＵがスライスレベル信号ＳＬよりも常に大きくなるように、両者の間にオフセットを設けた上でレベルを制限して出力する。このため、比較器７５，７６のそれぞれが出力する制御信号Ｆ２，Ｆ１が“Ｈ”になる期間が重ならないようにすることができる。したがって、第１の実施形態と同様に、電流検出抵抗７には同時に複数の相電流が流れることがない。
【００７９】
このように、本実施形態のモータ駆動装置は、通電相切替時の相電流の変化を緩やかにすることができ、かつ、１本の電流検出抵抗を用いて、３相の電流を制御することができる。
【００８０】
（第３の実施形態）
以上の実施形態においては、相電流の波形が台形波となるように３相のモータを駆動する場合について説明した。相電流の波形は台形波である必要はなく、正弦波やその他の波形であってもよい。また、３相に限らず４相以上の偶数相のモータを駆動する際にも本発明を適用することができる。以下では、相電流の波形が台形波以外の場合について説明する。本実施形態では、図１のモータ駆動装置を変形したものを用いる。
【００８１】
図１４は、相電流が正弦波となるように３相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。このような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、信号ＴＳ２として正弦波の位相０〜６０°の区間の波形を繰り返す信号を用い、信号ＴＳ１として正弦波の位相１２０〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【００８２】
この場合、例えばＷ相電流の大きさは、これとは位相が１２０°異なる他の２相の電流（Ｕ相電流及びＶ相電流）の和に等しく、Ｗ相電流の向きは、他の２相の電流とは逆である。
【００８３】
図１５は、相電流が正弦波となるように４相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。特に図示しないが、４相駆動の場合は、駆動トランジスタ及びモータの各相のコイルは次のように接続されているものとする。
【００８４】
すなわち、モータ駆動装置は、図１の駆動トランジスタ１，２及びダイオード１Ｄ，２Ｄで構成された回路のように、上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとが直列に接続され、各駆動トランジスタのドレインとソースとの間にダイオードが接続された回路（ハーフブリッジ回路）を４つ有している。これらの４つのハーフブリッジは、それぞれ各相に対応しており、並列に接続されている。また、各ハーフブリッジの一端は、電源ＶＣＣに共通に接続され、他端は電流検出抵抗に共通に接続されている。電流検出抵抗の他端は接地されている。各ハーフブリッジの上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとの接続点は、対応する相のコイルの一端に接続されている。各コイルの他端は互いに接続されている。
【００８５】
相電流が図１５のようになるような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、信号ＴＳ２として正弦波の位相０°〜９０°の区間の波形を繰り返す信号を用い、信号ＴＳ１として正弦波の位相９０°〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【００８６】
偶数相のモータを駆動する場合は、電流の向きが異なり大きさがほぼ等しい２つの相（互いに逆位相の相）について、一方の相の上アーム側駆動トランジスタと他方の相の下アーム側駆動トランジスタとを組にして同時に駆動すればよいので、実質的に相数が半分のモータを駆動する場合と同様に制御することができる。すなわち、４相のモータは、各相電流の目標値として互いに位相が９０°異なる正弦波を用いる２相正弦波駆動によって動作させることができる。
【００８７】
図１５の期間Ｔ４１では、図６の期間Ｔ１，Ｔ２のように、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＷ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを交互に設ける。
【００８８】
Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＷ相下アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｕ相コイル、及びＷ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｖ相電流及びＸ相電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＵ相電流（Ｗ相電流）しか流れないので、Ｕ相電流を検出することができ、Ｕ相及びＷ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【００８９】
また、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｖ相コイル、及びＸ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｕ相電流及びＷ相電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＶ相電流（Ｘ相電流）しか流れないので、Ｖ相電流を検出することができ、Ｖ相及びＸ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。このように、検出すべき相電流が電流検出抵抗を流れる期間が、他の相電流が電流検出抵抗を流れる期間と重ならないようにする。
【００９０】
同様に、期間Ｔ４２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＷ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを設ける。期間Ｔ４３では、Ｕ相下アーム側駆動トランジスタとＷ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを設ける。期間Ｔ４４では、Ｕ相下アーム側駆動トランジスタとＷ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを設ける。この結果、相電流が正弦波となるように４相のモータを駆動することができる。
【００９１】
図１６は、相電流が正弦波となるように６相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。特に図示しないが、６相駆動の場合は、駆動トランジスタ及びモータの各相のコイルは次のように接続されているものとする。
【００９２】
すなわち、モータ駆動装置は、ハーフブリッジを６つ有している。これらの６つのハーフブリッジは、それぞれ各相に対応しており、並列に接続されている。また、各ハーフブリッジの一端は、電源ＶＣＣに共通に接続され、他端は電流検出抵抗に共通に接続されている。電流検出抵抗の他端は接地されている。各ハーフブリッジの上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとの接続点は、対応する相のコイルの一端に接続されている。各コイルの他端は互いに接続されている。
【００９３】
相電流が図１６のようになるような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、正弦波の位相０°〜６０°、６０°〜１２０°又は１２０°〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【００９４】
６相のモータを駆動する場合は、４相の場合と同様に偶数相であるので、電流の向きが異なり大きさがほぼ等しい２つの相について、一方の相の上アーム側駆動トランジスタと他方の相の下アーム側駆動トランジスタとを組にして同時に駆動すればよい。したがって、実質的に相数が半分のモータを駆動する場合と同様に制御することができる。すなわち、６相のモータは、各相電流の目標値として互いに位相が６０°異なる正弦波を用いる３相正弦波駆動によって動作させることができる。
【００９５】
図１６の期間Ｔ６１では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＹ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。
【００９６】
Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｕ相コイル、及びＸ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｕ相及びＸ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＵ相電流（Ｘ相電流）しか流れないので、Ｕ相電流を検出することができ、Ｕ相及びＸ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【００９７】
また、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＹ相上アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｖ相コイル、及びＹ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｖ相及びＹ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＶ相電流（Ｙ相電流）しか流れないので、Ｖ相電流を検出することができ、Ｖ相及びＹ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【００９８】
同様に、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間では、Ｗ相及びＺ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。このように、検出すべき相電流が電流検出抵抗を流れる期間が、他の相電流が電流検出抵抗を流れる期間と重ならないようにする。
【００９９】
同様に、期間Ｔ６２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。
【０１００】
期間Ｔ６３では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタとＺ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。以下、期間Ｔ６４〜Ｔ６６においても同様に導通させるトランジスタを切り替えていく。この結果、相電流が正弦波となるように６相のモータを駆動することができる。
【０１０１】
６相のモータを駆動する場合には、導通させるトランジスタを次のように切り替えてもよい。すなわち、図１６の期間Ｔ６２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる。この期間では、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｙ相下アーム側駆動トランジスタとＶ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを繰り返し設ける。
【０１０２】
期間Ｔ６３では、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる。この期間では、Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＵ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｚ相下アーム側駆動トランジスタとＷ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを繰り返し設ける。
【０１０３】
同様に、期間Ｔ６４では、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタとＺ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる。この期間では、Ｙ相下アーム側駆動トランジスタとＶ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｕ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを繰り返し設ける。以下、期間Ｔ６５，Ｔ６６等においても同様に導通させるトランジスタを切り替えていく。
【０１０４】
図１７は、相電流が正弦波となるように８相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。特に図示しないが、８相駆動の場合は、駆動トランジスタ及びモータの各相のコイルは次のように接続されているものとする。
【０１０５】
すなわち、モータ駆動装置は、ハーフブリッジを８つ有している。これらの８つのハーフブリッジは、それぞれ各相に対応しており、並列に接続されている。また、各ハーフブリッジの一端は、電源ＶＣＣに共通に接続され、他端は電流検出抵抗に共通に接続されている。電流検出抵抗の他端は接地されている。各ハーフブリッジの上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとの接続点は、対応する相のコイルの一端に接続されている。各コイルの他端は互いに接続されている。
【０１０６】
相電流が図１７のようになるような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、正弦波の位相０°〜４５°、４５°〜９０°、９０°〜１３５°又は１３５°〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【０１０７】
８相のモータを駆動する場合は、４相の場合と同様に偶数相であるので、電流の向きが異なり大きさがほぼ等しい２つの相について、一方の相の上アーム側駆動トランジスタと他方の相の下アーム側駆動トランジスタとを組にして同時に駆動すればよい。したがって、実質的に相数が半分のモータを駆動する場合と同様に制御することができる。すなわち、８相のモータは、各相電流の目標値として互いに位相が４５°異なる正弦波を用いる４相正弦波駆動によって動作させることができる。
【０１０８】
図１７の期間Ｔ８１では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＡ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＢ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。
【０１０９】
Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｕ相コイル、及びＹ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｕ相及びＹ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＵ相電流（Ｙ相電流）しか流れないので、Ｕ相電流を検出することができ、Ｕ相及びＹ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【０１１０】
また、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｖ相コイル、及びＺ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｖ相及びＺ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＶ相電流（Ｚ相電流）しか流れないので、Ｖ相電流を検出することができ、Ｖ相及びＺ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【０１１１】
同様に、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＡ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間では、Ｗ相及びＡ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＢ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間では、Ｘ相及びＢ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。このように、検出すべき相電流が電流検出抵抗を流れる期間が、他の相電流が電流検出抵抗を流れる期間と重ならないようにする。
【０１１２】
同様に、期間Ｔ８２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＺ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＡ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＢ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。以下、期間Ｔ８３〜Ｔ８８においても同様に導通させるトランジスタを切り替えていく。この結果、相電流が正弦波となるように８相のモータを駆動することができる。
【０１１３】
また、１０相以上の偶数相のモータを駆動する場合についても同様に説明することができる。
【０１１４】
なお、第３の実施形態においては、第１の実施形態で説明したようなピーク電流制御を行ってもよいし、第２の実施形態で説明したような三角波スライスによるＰＷＭ制御を行ってもよい。
【０１１５】
以上の実施形態において、モータ駆動装置は、ダイオード１Ｄ〜６Ｄを備えるとして説明したが、これに代えて、駆動トランジスタ１〜６のそれぞれが寄生ダイオードを備えていてもよい。すなわち、駆動トランジスタ１〜６のそれぞれに構造的にダイオードが存在していてもよい。
【０１１６】
また、駆動トランジスタ１〜６は、ｎ形ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタであってもよい。
【０１１７】
また、下アーム側駆動トランジスタ２，４，６のソースとグラウンドとの間に電流検出抵抗７を備える場合について説明したが、電源ＶＣＣと上アーム側駆動トランジスタ１，３，５のドレインとの間に電流検出抵抗を備えていてもよい。
【０１１８】
また、モータの結線はＹ結線であるとして説明したが、デルタ結線であってもよい。
【０１１９】
また、３相の相電流を、位相が進んでいるものから順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする場合について説明したが、モータを逆転させるために、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の順とする場合についても同様である。
【０１２０】
また、ホール素子を用いて位置検出を行う場合について説明したが、必ずしもホール素子を用いる必要はない。例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎にＣＲフィルタ回路を設け、ＰＷＭ駆動電流の高調波成分をフィルタし、各相毎にフィルタ出力とモータのリファレンス電位（すなわち、Ｙ結線された３つのコイルの接続点の電位）とを比較することによって、モータのロータの位置を検出することができる。しかし、ＰＷＭ駆動電流の高調波成分に起因する誤動作を考慮すると、ホール素子を用いる方が有利である。
【０１２１】
また、ハーフブリッジを構成する、直列に接続された駆動トランジスタのうち、一方の導通している駆動トランジスタに他方の駆動トランジスタを同期させ、かつ、位相を反転させることによって同期整流駆動することも可能である。
【０１２２】
また、センサを用いずにモータを駆動することも可能である。すなわち、相電流の向きが切り替わるゼロクロス点前後においてその相の駆動トランジスタを非導通にしてその相の相電流がゼロであるマスク期間を設け、この期間内で逆起電圧を検出してロータ位置信号を得ることができる。マスク期間の前後での当該相電流がゼロであるようにトルク指令信号を与えることにより、マスク期間に遷移する際の急峻な相電流の変化を防止してセンサレスモータにおいても低振動、低ノイズの駆動を実現することができる。
【０１２３】
また、検出抵抗を１本とした場合について説明を行ったが、多相の場合は検出抵抗を２本以上に増やしてもよい。すなわち、８相の場合を例にとれば、検出抵抗を２本とし、４つの相の駆動トランジスタを検出抵抗の一方に共通に接続し、残りの相の駆動トランジスタを他方の検出抵抗に共通に接続してもよい。すると、一方の検出抵抗を利用する相と他方の検出抵抗を利用する相との間で、互いの回生期間を利用しなければならないという制約が無くなるため、ＰＷＭ制御の最大デューティを大きくすることができる。
【０１２４】
【発明の効果】
本発明のモータ駆動装置によると、相電流が急激に変化しないようにすることができるので、モータの振動やノイズが相切り替え時に発生するのを抑えることができる。用いる電流検出抵抗の数が相数よりも少ないので、装置の規模を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図２】図１のモータの各相電流の目標とする波形を示すグラフである。
【図３】図１の相別トルク信号発生回路の構成の例を示すブロック図である。
【図４】位置検出回路及び相別トルク信号発生回路に関する信号を示すグラフである。
【図５】図１のロジック制御回路の構成の例を示すブロック図である。
【図６】図１のロジック制御回路及び比較器の入出力信号を示すグラフである。
【図７】図１のモータ駆動装置における相電流を示すグラフである。
【図８】期間Ｔ１におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図９】期間Ｔ２におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図１０】期間Ｔ３におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図１２】オフセット付加リミッタ回路の構成の例を示す回路図である。
【図１３】図１１のモータ駆動装置における相電流及び通電期間制御部の信号を示すグラフである。
【図１４】相電流が正弦波となるように３相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１５】相電流が正弦波となるように４相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１６】相電流が正弦波となるように６相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１７】相電流が正弦波となるように８相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１８】従来のピーク電流検出方式のモータ駆動装置のブロック図である。
【図１９】図１８のモータ駆動装置で駆動されたモータの各相電流の時間に対する変化を示すグラフである。
【図２０】図１９の時間ｔ＝ｔｚ付近における電流検出抵抗電圧（モータ電流検出信号）、Ｖ相及びＷ相の相電流を、時間軸を拡大して示したグラフである。
【符号の説明】
１〜３ 上アーム側駆動トランジスタ（上アーム側スイッチング素子）
４〜６ 下アーム側駆動トランジスタ（下アーム側スイッチング素子）
１Ｄ〜６Ｄ ダイオード
７ 電流検出抵抗
１０ モータ
１１ Ｕ相コイル
１２ Ｖ相コイル
１３ Ｗ相コイル
２１ ホール素子回路
２２ 位置検出回路
２３ 通電相切換回路
２４ プリドライブ回路
３０，２３０ 相別トルク信号発生回路
４０ ロジック制御回路
５１ 第１の比較器
５２ 第２の比較器
１００，２００ 通電期間制御部
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ駆動技術に関し、特にＰＷＭ（pulse width modulation）方式のモータ駆動技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスモータのＰＷＭ駆動方式として、三角波スライス方式とピーク電流検出方式とが知られている。三角波スライス方式は、コイル電流を検出抵抗に流し、検出抵抗に生じる電圧とトルク指令電圧との差分をスライスレベルとして出力するエラーアンプを用い、このスライスレベルで一定の周期の三角波をスライスして、コイルへの通電期間を決める方式である。ピーク電流検出方式は、エラーアンプを用いずに、コイル電流が流れる電流検出抵抗に生じた電圧がトルク指令電圧に達すると、コイルへの電流の供給を停止し、回生電流モードとする方式である。
【０００３】
図１８は、従来のピーク電流検出方式のモータ駆動装置のブロック図である。図１８において、ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃは、モータ１０のロータの位置を検出し、それぞれ、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を位置検出回路２２に出力する。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に基づいて位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３を求め、通電相切換回路９３に出力する。位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の位相を３０°シフトした信号である。
【０００４】
通電相切換回路９３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２及びＳ２３に応じて通電相を決定する。このとき、通電相切換回路９３は、相電流を測定しやすくするため、３相のうちの１相の相電流は流さない。ロジック制御回路９５は、基準パルスＰＩが入力されるとセットされ、通電相切換回路９３へ出力する信号のレベルを変化させて、モータ１０への電流の供給を制御する。基準パルスＰＩは、周期的なパルスである。
【０００５】
図１９は、図１８のモータ駆動装置で駆動されたモータの各相電流の時間に対する変化を示すグラフである。図１９は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相電流Ｉ１、Ｉ２，Ｉ３を示していて、各駆動トランジスタ１〜６からモータ１０に向かって流れる電流を正の向きの電流としている。図１９のように、常に１相の相電流はゼロになるので、電気角６０°毎にいずれかの相電流が急激に変化することになる。
【０００６】
いま、ロジック制御回路９５は、基準パルスＰＩによってセットされているとする。通電相切換回路９３は、例えばＷ相上アーム側駆動トランジスタ５及びＵ相下アーム側駆動トランジスタ２のみを導通させる。このとき、Ｗ相コイル１３及びＵ相コイル１１を経由して電流検出抵抗７に電流が流れるので、この電流の大きさを電流検出抵抗７に生じる電圧として検出することができる。この電流は、誘導性のコイルを流れるため、駆動トランジスタ２及び５が導通した後、徐々に増大する。
【０００７】
電流が増大し、電流検出抵抗７に発生する電圧がトルク指令電圧ＴＩに達すると、比較器９６の出力のレベルが変わり、ロジック制御回路９５はリセットされる。ロジック制御回路９５は、通電相切換回路９３に出力する信号のレベルを反転させ、通電相切換回路９３は駆動トランジスタ２を非導通にする。
【０００８】
このように、ロジック制御回路９５がセットされてからリセットされるまでの期間が、スイッチング動作のオンデューティ期間になる。ロジック制御回路９５がリセットされた後、コイル１１及び１３を流れる電流は流れ続けようとするので、駆動トランジスタ１のソース・ドレイン間に存在するダイオード１Ｄを通って回生電流が流れる。回生電流は電流検出抵抗７を通らないので、回生時は電流検出抵抗７に生じる電圧はゼロになる。
【０００９】
回生電流は徐々に減少するが、再び基準パルスＰＩが入力されると、ロジック制御回路９５がセットされ、通電相切換回路９３は駆動トランジスタ２を導通させる。通電相切換回路９３が通電相を切り替えるまで、このような動作が繰り返される。このように、ロジック制御回路９５がセットされたときに流れる駆動電流とリセットされたときに流れる回生電流とが交互に流れる結果、トルク指令電圧ＴＩに概略相当した相電流を所定のコイルに流すことができる。
【００１０】
図２０は、図１９の時間ｔ＝ｔｚ付近における電流検出抵抗電圧（モータ電流検出信号）ＭＣ、Ｖ相及びＷ相の相電流Ｉ２，Ｉ３を、時間軸を拡大して示したグラフである。図２０において、期間Ｔ９１は、Ｕ相、Ｖ相電流の駆動電流が流れる期間であり、この電流は、電流検出抵抗７を流れる。期間Ｔ９２は、回生電流としてＵ相、Ｖ相電流が流れる期間である。期間Ｔ９３は、Ｕ相、Ｗ相電流の駆動電流が流れる期間であり、この電流は、電流検出抵抗７を流れる。期間Ｔ９４は、回生電流としてＵ相、Ｗ相電流が流れる期間である。
【００１１】
このような技術及び関連する技術が、特許文献１及び２に開示されている。
【００１２】
【特許文献１】
特開平１１−１８４７４号公報
【特許文献２】
特開２００３−７９１８２号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１８のような従来のモータ駆動装置では、図１９に示すように相電流が急激に変化するため、相電流が切り替わった時に、モータが振動したり、電磁音を生じるという問題があった。
【００１４】
このような問題が生じないようにするためには、各相電流を急激に変化させないように制御すればよいが、複数の相電流を検出して制御するためには、相数に等しい本数の電流検出抵抗が必要であった。電流検出抵抗を集積回路に組み込むことは困難であるので、電流検出抵抗の本数が多いと、装置の規模が大きくなり、コストがかかるという問題があった。
【００１５】
また、一般に抵抗の特性にはばらつきがあるので、各相に対応した電流検出抵抗を用いる場合には、電流の検出特性が相毎に異なるという問題があった。例えば、２つの相電流の大きさが実際には同じ場合であっても、検出される電流の大きさは異なることがあった。
【００１６】
本発明は、相電流の数よりも少ない数の電流検出抵抗を用い、複数の相電流を急激に変化しないように制御して、モータの振動、及び電磁音を低減させることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のモータ駆動方法は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備えるとともに、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、
導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせるステップとを備え、前記スイッチング動作をさせるステップは、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、前記１のスイッチング素子とは異なる１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記スイッチング動作を制御するものである。
【００１８】
これによると、１のスイッチング素子を導通させる第１の期間と、前記１のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子を導通させる第２の期間とを有するので、電流検出抵抗の本数以上の数の相電流を制御することが可能となる。このため、相電流同士の大きさがばらつかないＰＷＭ制御を可能にするとともに、相電流の急激な変化を避けることができ、相切替時のモータの振動及び電磁音を低減することができる。
【００１９】
また、本発明の他のモータ駆動方法は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を４以上の偶数個備えるとともに、前記４以上の偶数個の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記４以上の偶数個の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、前記選択されたスイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は、前記選択されたスイッチング素子が対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の下アーム側スイッチング素子と前記選択されたスイッチング素子との組を、前記選択されたスイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は、前記選択されたスイッチング素子が対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の上アーム側スイッチング素子と前記選択されたスイッチング素子との組を、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、前記選択されたスイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子のそれぞれとこれらのそれぞれに対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の上アーム側スイッチング素子との組のそれぞれにスイッチング動作をさせ、前記選択されたスイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子のそれぞれとこれらのそれぞれに対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の下アーム側スイッチング素子との組のそれぞれにスイッチング動作をさせるステップとを備え、前記スイッチング動作をさせるステップは、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子の組のうち、１組のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子の組を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子の組のうち、前記１組のスイッチング素子とは異なる１組のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子の組を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記スイッチング動作を制御するものである。
【００２０】
また、前記モータ駆動方法において、前記スイッチング動作をさせるステップでは、前記第１の期間は、基準パルスが入力されると開始し、前記電流検出抵抗に生じる電圧が目標信号に達すると終了することが好ましい。
【００２１】
また、前記モータ駆動方法において、前記スイッチング動作をさせるステップでは、前記基準パルスが入力されると、前記スイッチング動作させるスイッチング素子を全て非導通にした後に前記第１の期間を開始することが好ましい。
【００２３】
また、本発明のモータ駆動装置は、直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置であって、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗と、前記モータのロータの位置に応じた位置信号を出力する位置検出部と、前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるとともに、導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせる通電相切換回路と、前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、前記１のスイッチング素子とは異なる１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記通電相切換回路によるスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御信号を生成し、出力する通電期間制御部とを備えたものである。
【００２４】
また、前記モータ駆動装置において、前記通電期間制御部は、前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号、及び前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号を求め、出力する相別トルク信号発生回路と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第１の比較器と、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第２の比較器と、前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルス及び前記第１及び第２の比較器の出力に応じて、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するロジック制御回路とを備えるものであり、前記ロジック制御回路は、前記第１の比較器の判定結果が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えていることを示すと、前記第１の期間を終了させ、前記第２の比較器の判定結果が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えていることを示すと、前記第２の期間を終了させるように、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するものであることが好ましい。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。以下の実施形態では、例として、モータ駆動装置が３相ブラシレスモータを駆動する場合について説明する。
【００２６】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。図１のモータ駆動装置は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタ１，３，５と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタ２，４，６と、ダイオード１Ｄ，２Ｄ，３Ｄ，４Ｄ，５Ｄ，６Ｄと、電流検出抵抗７と、ホール素子回路２１と、位置検出回路２２と、通電相切換回路２３と、プリドライブ回路２４と、増幅器２７と、相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１，５２とを備えている。一方、モータ１０は、Ｕ相コイル１１と、Ｖ相コイル１２と、Ｗ相コイル１３とを備えている。相別トルク信号発生回路３０と、ロジック制御回路４０と、比較器５１，５２とは、通電期間制御部１００を構成している。ホール素子回路２１と、位置検出回路２２とは、位置検出部を構成している。
【００２７】
駆動トランジスタ１〜６は、ｎ形ＭＯＳ（metal oxide semiconductor）トランジスタであるとする。駆動トランジスタ１のソース及びドレインには、ダイオード１Ｄのアノード及びカソードがそれぞれ接続されている。同様に、駆動トランジスタ２〜６には、ダイオード２Ｄ〜６Ｄが接続されている。駆動トランジスタ１，３，５のドレインは電源ＶＣＣに接続され、駆動トランジスタ２，４，６のソースは電流検出抵抗７の一端に接続されている。電流検出抵抗７の他端は接地されている。駆動トランジスタ１〜６は、スイッチング素子として動作する。
【００２８】
また、駆動トランジスタ１，２と、ダイオード１Ｄ，２Ｄとは、Ｕ相の出力回路（ハーフブリッジ回路）を構成している。駆動トランジスタ３，４と、ダイオード３Ｄ，４Ｄとは、Ｖ相の出力回路を構成している。駆動トランジスタ５，６と、ダイオード５Ｄ，６Ｄとは、Ｗ相の出力回路を構成している。これらの出力回路に電源ＶＣＣから供給される電流が、電流検出抵抗７に流れる。
【００２９】
駆動トランジスタ１のソースは、駆動トランジスタ２のドレインに接続され、更にモータ１０のＵ相コイル１１の一端に接続されている。駆動トランジスタ３のソースは、駆動トランジスタ４のドレインに接続され、更にモータ１０のＶ相コイル１２の一端に接続されている。駆動トランジスタ５のソースは、駆動トランジスタ６のドレインに接続され、更にモータ１０のＷ相コイル１３の一端に接続されている。Ｕ相コイル１１の他端は、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３の他端に接続されている。
【００３０】
ここで、駆動トランジスタ１，２からＵ相コイル１１に向かって流れる電流をＵ相電流Ｉ１とする。同様に、駆動トランジスタ３，４からＶ相コイル１２に向かって流れる電流をＶ相電流Ｉ２とし、駆動トランジスタ５，６からＷ相コイル１３に向かって流れる電流をＷ相電流Ｉ３とする。また、駆動トランジスタ１〜６からコイル１１〜１３に向かって流れる電流を吐き出し電流、その反対の向きの電流を吸い込み電流と称する。吐き出し電流の向きを各相電流の正の向きとする。モータ１０のコイル１１〜１３はＹ結線であるので、各相電流は対応するコイルに流れる電流に等しい。
【００３１】
ホール素子回路２１は、ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃを備えている。ホール素子２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃのそれぞれは、モータ１０のロータの位置を検出し、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を位置検出回路２２に出力する。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に基づいて位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３及びＰＳを求め、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３を通電相切換回路２３に、位置信号ＰＳを相別トルク信号発生回路３０に出力する。
【００３２】
相別トルク信号発生回路３０は、位置信号ＰＳ、及びトルク指令電圧（トルク指令信号）ＴＩに基づいて、電流検出抵抗７に流す電流の目標値に対応する電圧信号ＴＳ１，ＴＳ２を生成し、比較器５１，５２の正入力端子にそれぞれ出力する。増幅器２７は、電流検出抵抗７の両端に接続されており、電流検出抵抗７に生じる電圧に応じたモータ電流検出信号ＭＣを比較器５１，５２の負入力端子に出力している。
【００３３】
比較器５１，５２は、入力された信号を比較した結果を、それぞれ、出力ＣＰ１，ＣＰ２としてロジック制御回路４０に出力している。ロジック制御回路４０には、更に基準パルスＰＩが入力されている。ロジック制御回路４０は、駆動トランジスタ１〜６を導通させる期間を規定するスイッチング動作制御信号Ｆ１，Ｆ２を生成して通電相切換回路２３に出力する。
【００３４】
通電相切換回路２３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３及び制御信号Ｆ１，Ｆ２に基づいて、駆動トランジスタ１〜６のうち、導通させるべきものを選択してプリドライブ回路２４に指令する。プリドライブ回路２４は、通電相切換回路２３の出力に従って駆動トランジスタ１〜６のゲートに信号を出力し、駆動トランジスタ１〜６の導通／非導通を制御する。
【００３５】
図２は、図１のモータ１０の各相電流Ｉ１〜Ｉ３の目標とする波形を示すグラフである。図１のモータ駆動装置は、モータ１０の各相電流Ｉ１〜Ｉ３が急激に変化しないように、図２のようにモータ１０に対する電流の供給を制御する。図１のモータ駆動装置は、モータ１０の電気角３６０°を例えば６分割し、分割された電気角に相当する期間毎に、すなわち、モータ１０のロータがその分割された電気角に相当する角度だけ回転する毎に、通電相を切り替えながら、モータ１０の電流を制御する。
【００３６】
例えば図２の期間ＴＵ１は、電気角６０°に相当する期間である。期間ＴＵ１では、Ｕ相電流Ｉ１は吐き出し電流であって、その大きさはほぼ一定である。また、Ｖ相電流Ｉ２は吸い込み電流であって、その大きさが時間ｔとともに次第に減少していく。Ｗ相電流Ｉ３は吸い込み電流であって、その大きさが時間ｔとともに０から次第に増加していく。そこで、期間ＴＵ１では、Ｕ相の上アーム側駆動トランジスタ１は継続的に導通する。また、Ｖ相及びＷ相の下アーム側駆動トランジスタ４，６は、スイッチング動作を行って、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３が図２のようになるように、その導通期間と非導通期間とを制御する。
【００３７】
図３は、図１の相別トルク信号発生回路３０の構成の例を示すブロック図である。図３の相別トルク信号発生回路３０は、両エッジ微分回路３１と、定電流源３２，３６と、スイッチ３３，３７と、キャパシタ３４，３８と、レベル制御回路３５，３９とを備えている。
【００３８】
図４は、位置検出回路２２及び相別トルク信号発生回路３０に関する信号を示すグラフである。位置検出回路２２は、ホール素子出力Ｓ１１及びＳ１２に基づいて、モータ１０のロータ位置を示す位置信号Ｓ２１を求める。ここでは例として、ホール素子出力Ｓ１１とＳ１２との差を位置信号Ｓ２１とする（Ｓ２１＝Ｓ１１−Ｓ１２）。ホール素子出力Ｓ１１及びＳ１２は近似的な正弦波であり、ホール素子出力Ｓ１１の位相がＳ１２よりも１２０°進んでいるとき、位置信号Ｓ２１の位相はホール素子出力Ｓ１１よりも３０°進んでいる。同様に、位置検出回路２２は、位置信号Ｓ２２，Ｓ２３を例えばＳ２２＝Ｓ１２−Ｓ１３，Ｓ２３＝Ｓ１３−Ｓ１１によって求める。
【００３９】
位置検出回路２２は、求めた位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３に基づいて位置信号ＰＳを求める。位置信号ＰＳは、位置信号Ｓ２１が負から正に変化するときに立ち上がり、位置信号Ｓ２３が正から負に変化するときに立ち下がるパルス、位置信号Ｓ２２が負から正に変化するときに立ち上がり、位置信号Ｓ２１が正から負に変化するときに立ち下がるパルス、及び位置信号Ｓ２３が負から正に変化するときに立ち上がり、位置信号Ｓ２２が正から負に変化するときに立ち下がるパルスを繰り返す信号である。位置信号ＰＳのエッジのタイミングは、図４に示されているように、ホール素子出力Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の波形がクロスするタイミングとなっている。
【００４０】
図３及び図４を参照して、相別トルク信号発生回路３０の動作について説明する。両エッジ微分回路３１には、位置検出回路２２が出力する位置信号ＰＳが入力されている。両エッジ微分回路３１は、位置信号ＰＳのエッジを検出すると一定の期間“Ｌ”となり、それ以外は“Ｈ”となるリセットパルス信号Ｓ３１をスイッチ３３に制御信号として出力する（“Ｈ”，“Ｌ”は、それぞれ論理的な高電位及び低電位を表す）。
【００４１】
キャパシタ３４は、一端が定電流源３２の一端に接続され、かつ、スイッチ３３を介して電源ＶＣＣに接続されている。また、キャパシタ３４の他端は接地されている。スイッチ３３は、リセットパルス信号Ｓ３１が“Ｌ”のときのみ導通してキャパシタ３４を充電し、キャパシタ３４は、定電流源３２が流す電流によって放電する。
【００４２】
キャパシタ３８は、一端が定電流源３６の出力に接続され、かつ、スイッチ３７を介して接地されている。また、キャパシタ３８の他端は接地されている。キャパシタ３６は、定電流源３２が流す電流によって充電され、スイッチ３７は、リセットパルス信号Ｓ３１が“Ｌ”のときのみ導通してキャパシタ３８を放電させる。このため、キャパシタ３４，３８のそれぞれの電圧Ｓ３３，Ｓ３４は、図４に示されているようなノコギリ波となる。
【００４３】
レベル制御回路３５は、トルク指令電圧ＴＩと電圧Ｓ３３とを入力とし、電圧Ｓ３３のピークがトルク指令電圧ＴＩに等しくなるように、電圧Ｓ３３にゲインを乗じて得た信号ＴＳ１を第１の目標信号として比較器５１に出力する。同様に、レベル制御回路３９は、トルク指令電圧ＴＩと電圧Ｓ３４とを入力とし、電圧Ｓ３４のピークがトルク指令電圧ＴＩに等しくなるように、電圧Ｓ３４にゲインを乗じて得た信号ＴＳ２を第２の目標信号として比較器５２に出力する。
【００４４】
図５は、図１のロジック制御回路４０の構成の例を示すブロック図である。図５のロジック制御回路４０は、第１のラッチ回路としてのＲＳフリップフロップ４１と、第２のラッチ回路としてのＲＳフリップフロップ４２と、インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とを備えている。インバータ４４，４５と、ＮＡＮＤゲート４６とは、ロジック回路４９を構成している。図６は、図１のロジック制御回路４０及び比較器５１，５２の入出力信号を示すグラフである。図７は、図１のモータ駆動装置における相電流を示すグラフである。図６及び図７は、図２，図４におけるｔ＝ｔ１付近を拡大して示している。
【００４５】
図５、図６及び図７を参照して、ロジック制御回路４０の動作及びモータ１０に流れる電流について説明する。図６のように、基準パルスＰＩはほぼ一定の周期のパルス信号であり、この周期がＰＷＭ制御の周期の基準となる。基準パルスＰＩ間の期間のそれぞれをＰＷＭ制御期間とも称する。
【００４６】
図５のＲＳフリップフロップ４１，４２のセット端子には、基準パルスＰＩが入力されている。基準パルスＰＩが立ち下がると、ＲＳフリップフロップ４１はセットされるので、制御信号Ｆ１は“Ｈ”となる。すると、ロジック回路４９の出力は“Ｌ”になるので、ＲＳフリップフロップ４２はリセットされ、制御信号Ｆ２は“Ｌ”となる。
【００４７】
通電相切換回路２３は、位置信号Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３に基づいて、現在、図２の期間ＴＵ１内であると判定しているとする。図２に示されているように、この期間ＴＵ１は、Ｕ相電流Ｉ１を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間である。期間ＴＵ１において、Ｕ相電流Ｉ１は唯一の吐き出し電流であるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１を継続的に導通状態にさせている。Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は吸い込み電流であって、その大きさを変化させる必要があるので、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１，Ｆ２に従って駆動トランジスタ４，６にスイッチング動作を行わせる。期間ＴＵ１においては、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ４を導通させ、制御信号Ｆ２が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ６を導通させる。駆動トランジスタ２，３，５は非導通状態にする。
【００４８】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”になると、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４を導通させる（第１の期間Ｔ１）。このとき、駆動トランジスタ１からＵ相コイル１１に向かって電流が吐き出し電流として流れる。Ｕ相コイル１１に流れる電流は、Ｖ相コイル１２を経由して駆動トランジスタ４に向かって吸い込み電流として流れる。
【００４９】
駆動トランジスタ４が導通している状態においては、Ｖ相コイル１２を流れるＶ相電流Ｉ２が電流検出抵抗７を流れる。電流検出抵抗７を流れる電流の大きさは、Ｕ相コイル１１に流れるＵ相電流Ｉ１にも等しい。電流検出抵抗７には、これを流れる電流の大きさに比例した電圧が生じ、増幅器２７は、この電圧をモータ電流検出信号ＭＣとして比較器５１の負入力端子に出力する。
【００５０】
Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２及びＷ相コイル１３は、誘導性の負荷であるので、駆動トランジスタ４が導通した後、期間Ｔ１においてＶ相電流Ｉ２は徐々に増大する（図７参照）。したがって、モータ電流検出信号ＭＣも徐々に高くなる。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が信号ＴＳ１（図６参照）の電圧に達すると、比較器５１は出力ＣＰを“Ｌ”に変化させる。すると、ＲＳフリップフロップ４１はリセットされ、その出力を“Ｌ”に反転させる。制御信号Ｆ１が“Ｌ”になるので、ＲＳフリップフロップ４２はセットされ、制御信号Ｆ２は“Ｈ”となり、第２の期間Ｔ２に移行する。
【００５１】
期間Ｔ２の間は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４を非導通にし、駆動トランジスタ６を導通させる。駆動トランジスタ４が非導通になると、駆動トランジスタ３のソース・ドレイン間のダイオード３Ｄ及び駆動トランジスタ１を通って、Ｖ相コイル１２の回生電流が流れる。回生電流として流れるＶ相電流Ｉ２は徐々に小さくなる（図７参照）。このとき、Ｗ相コイル１３に流れている電流のみが電流検出抵抗７に流れるので、Ｖ相コイル１２の電流の影響を受けることなくＷ相コイル１３の電流を検出することができる。
【００５２】
期間Ｔ２の間は、駆動トランジスタ１及び６が導通しているので、Ｗ相コイル１３の電流は増大を続け（図７参照）、電流検出抵抗７に流れる電流は増大し続ける。モータ電流検出信号ＭＣの電圧が増大し、相別トルク信号発生器３０が出力する信号ＴＳ２の電圧に到達すると、比較器５２は出力ＣＰ２を“Ｌ”にする。すると、ＲＳフリップフロップ４２がリセットされ、制御信号Ｆ２が“Ｌ”になり、期間Ｔ３の動作に移行する。
【００５３】
期間Ｔ３の間は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になるので、通電相切換回路２３は駆動トランジスタ４及び６を非導通にする。
【００５４】
このように、制御信号Ｆ１が“Ｈ”である期間には、駆動トランジスタ４が導通し、制御信号Ｆ２が“Ｈ”である期間には、駆動トランジスタ６が導通する。制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”である期間Ｔ１には、Ｖ相コイル１２に流れる電流が信号ＴＳ１に応じた値になるように制御され、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”である期間Ｔ２には、Ｗ相コイル１３に流れる電流が信号ＴＳ２に応じた値になるように制御される。
【００５５】
すなわち、期間ＴＵ１においてスイッチング動作を行わせる２相（Ｖ相及びＷ相）の駆動トランジスタ４，６のうち、期間ＴＵ１において電流の大きさを減少させるべき相（Ｖ相）の駆動トランジスタ４を先に導通させ、このトランジスタを非導通にするのと同時に、電流の大きさを増加させるべき相（Ｗ相）の駆動トランジスタ６を導通させている（図２参照）。なお、Ｗ相の駆動トランジスタ６を先に導通させ、このトランジスタを非導通にするのと同時に、Ｖ相の駆動トランジスタ４を導通させるようにしてもよい。
【００５６】
制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”である期間Ｔ３においては、コイル１１〜１３には回生電流のみが流れている。回生電流として流れるＶ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は徐々に小さくなる（図７参照）。基準パルスＰＩがロジック制御回路４０に入力されると、再び制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”になり、以下同様の過程を繰り返す。
【００５７】
図８は、期間Ｔ１におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図８のように期間Ｔ１においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、駆動トランジスタ４、及び電流検出抵抗７の順で流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３は、回生電流であって、駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、ダイオード５Ｄの順でループ状に流れる。したがって、電流検出抵抗７に生じる電圧から、Ｖ相電流Ｉ２のみを検出することができる。
【００５８】
図９は、期間Ｔ２におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図９のように期間Ｔ２においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、回生電流であって、駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、ダイオード３Ｄの順でループ状に流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３は、電源から駆動トランジスタ１、Ｕ相コイル１１、Ｗ相コイル１３、駆動トランジスタ６、及び電流検出抵抗７の順で流れる。したがって、電流検出抵抗７に生じる電圧から、Ｗ相電流Ｉ３のみを検出することができる。
【００５９】
図１０は、期間Ｔ３におけるモータ１０に流れる電流の経路を示す説明図である。図１０のように期間Ｔ３においては、Ｖ相コイル１２に流れるＶ相電流Ｉ２は、回生電流であって、図９と同様にループ状に流れる。一方、Ｗ相コイル１３に流れるＷ相電流Ｉ３も、回生電流であって、図８と同様にループ状に流れる。したがって、電流検出抵抗７には電流は流れない。以上のように、コイル１１〜１３には、各相の出力回路の駆動トランジスタが導通して流れる駆動電流と、各相の出力回路のダイオードを経由して流れる回生電流とが交互に流れる。
【００６０】
次に、図２の期間ＴＵ２における図１のモータ駆動装置の動作について説明する。図２に示されているように、この期間ＴＵ２は、Ｕ相電流Ｉ１を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間である。期間ＴＵ２おいて、Ｕ相電流Ｉ１は唯一の吸い込み電流であるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２を継続的に導通状態にさせている。Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３は吐き出し電流であって、その大きさを変化させる必要があるので、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５にスイッチング動作を行わせる。期間ＴＵ２においては、通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ３を導通させ、制御信号Ｆ２が“Ｈ”のときに駆動トランジスタ５を導通させる。駆動トランジスタ１，４，６は非導通状態にする。
【００６１】
通電相切換回路２３は、制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”になると、駆動トランジスタ３を導通させ、駆動トランジスタ５を非導通にする。制御信号Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”になると、駆動トランジスタ３を非導通にし、駆動トランジスタ５を導通させる。制御信号Ｆ１，Ｆ２がともに“Ｌ”になると、駆動トランジスタ３，５をともに非導通にする。
【００６２】
この結果、期間ＴＵ２においては、Ｕ相電流Ｉ１、Ｖ相電流Ｉ２及びＷ相電流Ｉ３の流れる向きが期間ＴＵ１における向きとは逆になる。その他の点については期間ＴＵ１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００６３】
図１のモータ駆動装置の期間ＴＶ１，ＴＷ１における動作は、次の点を除き、期間ＴＵ１と同様である。すなわち、Ｖ相電流Ｉ２を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間ＴＶ１においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１に代えて駆動トランジスタ３を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６のそれぞれに代えて駆動トランジスタ６，２にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ１，４，５は非導通状態にする。
【００６４】
Ｗ相電流Ｉ３を大きさがほぼ一定の吐き出し電流とする期間ＴＷ１においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ１に代えて駆動トランジスタ５を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ４，６のそれぞれに代えて駆動トランジスタ２，４にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ１，３，６は非導通状態にする。
【００６５】
図１のモータ駆動装置の期間ＴＶ２，ＴＷ２における動作は、次の点を除き、期間ＴＵ２と同様である。すなわち、Ｖ相電流Ｉ２を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間ＴＶ２においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２に代えて駆動トランジスタ４を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５のそれぞれに代えて駆動トランジスタ５，１にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ２，３，６は非導通状態にする。
【００６６】
Ｗ相電流Ｉ３を大きさがほぼ一定の吸い込み電流とする期間ＴＷ２においては、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ２に代えて駆動トランジスタ６を継続的に導通状態にさせる。また、通電相切換回路２３は、駆動トランジスタ３，５のそれぞれに代えて駆動トランジスタ１，３にスイッチング動作を行わせ、駆動トランジスタ２，４，５は非導通状態にする。
【００６７】
なお、モータ１０の電気角３６０°を６分割したものに相当する期間を単位として制御する例について説明したが、例えば１２分割してより短い期間毎に通電相を切り替えてもよい。
【００６８】
また、基準パルスＰＩの１周期内で全相の電流のＰＷＭ制御が完了しない場合、すなわち、スイッチング動作をさせる駆動トランジスタが全て非導通にならないうちに基準パルスＰＩが入力される場合もあり得る。これは基準パルスＰＩの繰り返し周波数の設定が不適切な場合に生じる。このため、基準パルスＰＩが入力されると、スイッチング動作をさせる駆動トランジスタを一旦全て非導通にした後に、スイッチング動作を開始させるように、ロジック制御回路４０を構成しておくことが望ましい。すると、直列に接続された駆動トランジスタに貫通電流が流れないようにすることができる。
【００６９】
以上のように、本実施形態のモータ駆動装置によると、図２のようにトルク指令電圧ＴＩに応じた振幅を有するほぼ台形の波形になるように、モータ１０の相電流Ｉ１〜Ｉ３を制御することができるので、通電相切替時の相電流の変化を緩やかにすることができる。
【００７０】
また、３相の電流をＰＷＭ制御する場合は、通常は３本の電流検出抵抗が必要である。しかし、本実施形態のモータ駆動装置は、１本の電流検出抵抗を用いて、３相の電流を制御することができ、相電流同士の大きさがばらつかないＰＷＭ制御を可能にする。電流検出抵抗の数が少なくて済むので、装置の規模を小さくすることができる。
【００７１】
（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。図１１のモータ駆動装置は、図１のモータ駆動装置において、通電期間制御部１００を通電期間制御部２００で置き換えたものである。その他の構成要素は図１を参照して説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００７２】
通電期間制御部２００は、相別トルク信号発生回路２３０と、三角波発生器６０と、エラーアンプ７１，７２と、比較器７５，７６と、オフセット付加リミッタ回路８０とを備えている。
【００７３】
図１２は、オフセット付加リミッタ回路８０の構成の例を示す回路図である。オフセット付加リミッタ回路８０は、オペアンプ８１と、オフセット設定電圧源８２とを備えている。電圧源８２は、オフセット付加リミッタ回路８０の一方の入力端子と、オペアンプ８１の正入力端子の１つとの間に接続されている。オペアンプ８１の正入力端子の他の１つは、オフセット付加リミッタ回路８０の他方の入力端子となっている。オフセット付加リミッタ回路８０への入力信号の一方は、そのままスライスレベル信号ＳＵとして出力される。オペアンプ８１は、スライスレベル信号ＳＬを出力する。
【００７４】
図１３は、図１１のモータ駆動装置における相電流及び通電期間制御部２００の信号を示すグラフである。図１３は、図２，図４におけるｔ＝ｔ１付近を拡大して示している。図１１及び図１３を参照して、通電期間制御部２００の動作及びモータ１０に流れる電流について説明する。
【００７５】
相別トルク信号発生回路２３０は、相別トルク信号発生回路３０と同様に、トルク指令電圧に従って２つの相別のトルク信号を生成し、それぞれをエラーアンプ７１，７２に出力する。エラーアンプ７１，７２は、増幅器２７が出力する信号をサンプル・ホールドする機能を有し、例えば、電流検出抵抗７に電流が流れる期間の終了直前における増幅器２７の出力値をサンプル・ホールドする。エラーアンプ７１，７２は、それぞれに入力された相別のトルク信号と増幅器２７の出力との差を増幅してオフセット付加リミッタ回路８０に出力する。
【００７６】
オフセット付加リミッタ回路８０は、エラーアンプ７１，７２の出力に応じて、第１のスライスレベル信号ＳＵと、第２のスライスレベル信号ＳＬとをそれぞれ比較器７５，７６に出力する。スライスレベル信号ＳＵは、トルク指令電圧ＴＩが増大するに従って小さくなる信号であり、スライスレベル信号ＳＬは、トルク指令電圧ＴＩが増大するに従って大きくなる信号である。
【００７７】
三角波発生器６０は、図１３のようにほぼ一定の周期の三角波ＳＡを生成して、比較器７５，７６に出力する。比較器７５は、三角波ＳＡがスライスレベル信号ＳＵよりも大きい場合には“Ｈ”、それ以外の場合には“Ｌ”をスイッチング動作制御信号Ｆ２として通電相切換回路２３に出力する。比較器７６は、スライスレベル信号ＳＬが三角波ＳＡよりも大きい場合には“Ｈ”、それ以外の場合には“Ｌ”をスイッチング動作制御信号Ｆ１として通電相切換回路２３に出力する。
【００７８】
オフセット付加リミッタ回路８０は、スライスレベル信号ＳＵがスライスレベル信号ＳＬよりも常に大きくなるように、両者の間にオフセットを設けた上でレベルを制限して出力する。このため、比較器７５，７６のそれぞれが出力する制御信号Ｆ２，Ｆ１が“Ｈ”になる期間が重ならないようにすることができる。したがって、第１の実施形態と同様に、電流検出抵抗７には同時に複数の相電流が流れることがない。
【００７９】
このように、本実施形態のモータ駆動装置は、通電相切替時の相電流の変化を緩やかにすることができ、かつ、１本の電流検出抵抗を用いて、３相の電流を制御することができる。
【００８０】
（第３の実施形態）
以上の実施形態においては、相電流の波形が台形波となるように３相のモータを駆動する場合について説明した。相電流の波形は台形波である必要はなく、正弦波やその他の波形であってもよい。また、３相に限らず４相以上の偶数相のモータを駆動する際にも本発明を適用することができる。以下では、相電流の波形が台形波以外の場合について説明する。本実施形態では、図１のモータ駆動装置を変形したものを用いる。
【００８１】
図１４は、相電流が正弦波となるように３相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。このような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、信号ＴＳ２として正弦波の位相０〜６０°の区間の波形を繰り返す信号を用い、信号ＴＳ１として正弦波の位相１２０〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【００８２】
この場合、例えばＷ相電流の大きさは、これとは位相が１２０°異なる他の２相の電流（Ｕ相電流及びＶ相電流）の和に等しく、Ｗ相電流の向きは、他の２相の電流とは逆である。
【００８３】
図１５は、相電流が正弦波となるように４相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。特に図示しないが、４相駆動の場合は、駆動トランジスタ及びモータの各相のコイルは次のように接続されているものとする。
【００８４】
すなわち、モータ駆動装置は、図１の駆動トランジスタ１，２及びダイオード１Ｄ，２Ｄで構成された回路のように、上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとが直列に接続され、各駆動トランジスタのドレインとソースとの間にダイオードが接続された回路（ハーフブリッジ回路）を４つ有している。これらの４つのハーフブリッジは、それぞれ各相に対応しており、並列に接続されている。また、各ハーフブリッジの一端は、電源ＶＣＣに共通に接続され、他端は電流検出抵抗に共通に接続されている。電流検出抵抗の他端は接地されている。各ハーフブリッジの上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとの接続点は、対応する相のコイルの一端に接続されている。各コイルの他端は互いに接続されている。
【００８５】
相電流が図１５のようになるような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、信号ＴＳ２として正弦波の位相０°〜９０°の区間の波形を繰り返す信号を用い、信号ＴＳ１として正弦波の位相９０°〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【００８６】
偶数相のモータを駆動する場合は、電流の向きが異なり大きさがほぼ等しい２つの相（互いに逆位相の相）について、一方の相の上アーム側駆動トランジスタと他方の相の下アーム側駆動トランジスタとを組にして同時に駆動すればよいので、実質的に相数が半分のモータを駆動する場合と同様に制御することができる。すなわち、４相のモータは、各相電流の目標値として互いに位相が９０°異なる正弦波を用いる２相正弦波駆動によって動作させることができる。
【００８７】
図１５の期間Ｔ４１では、図６の期間Ｔ１，Ｔ２のように、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＷ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを交互に設ける。
【００８８】
Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＷ相下アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｕ相コイル、及びＷ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｖ相電流及びＸ相電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＵ相電流（Ｗ相電流）しか流れないので、Ｕ相電流を検出することができ、Ｕ相及びＷ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【００８９】
また、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｖ相コイル、及びＸ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｕ相電流及びＷ相電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＶ相電流（Ｘ相電流）しか流れないので、Ｖ相電流を検出することができ、Ｖ相及びＸ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。このように、検出すべき相電流が電流検出抵抗を流れる期間が、他の相電流が電流検出抵抗を流れる期間と重ならないようにする。
【００９０】
同様に、期間Ｔ４２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＷ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを設ける。期間Ｔ４３では、Ｕ相下アーム側駆動トランジスタとＷ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを設ける。期間Ｔ４４では、Ｕ相下アーム側駆動トランジスタとＷ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを設ける。この結果、相電流が正弦波となるように４相のモータを駆動することができる。
【００９１】
図１６は、相電流が正弦波となるように６相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。特に図示しないが、６相駆動の場合は、駆動トランジスタ及びモータの各相のコイルは次のように接続されているものとする。
【００９２】
すなわち、モータ駆動装置は、ハーフブリッジを６つ有している。これらの６つのハーフブリッジは、それぞれ各相に対応しており、並列に接続されている。また、各ハーフブリッジの一端は、電源ＶＣＣに共通に接続され、他端は電流検出抵抗に共通に接続されている。電流検出抵抗の他端は接地されている。各ハーフブリッジの上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとの接続点は、対応する相のコイルの一端に接続されている。各コイルの他端は互いに接続されている。
【００９３】
相電流が図１６のようになるような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、正弦波の位相０°〜６０°、６０°〜１２０°又は１２０°〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【００９４】
６相のモータを駆動する場合は、４相の場合と同様に偶数相であるので、電流の向きが異なり大きさがほぼ等しい２つの相について、一方の相の上アーム側駆動トランジスタと他方の相の下アーム側駆動トランジスタとを組にして同時に駆動すればよい。したがって、実質的に相数が半分のモータを駆動する場合と同様に制御することができる。すなわち、６相のモータは、各相電流の目標値として互いに位相が６０°異なる正弦波を用いる３相正弦波駆動によって動作させることができる。
【００９５】
図１６の期間Ｔ６１では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＹ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。
【００９６】
Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｕ相コイル、及びＸ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｕ相及びＸ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＵ相電流（Ｘ相電流）しか流れないので、Ｕ相電流を検出することができ、Ｕ相及びＸ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【００９７】
また、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＹ相上アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｖ相コイル、及びＹ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｖ相及びＹ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＶ相電流（Ｙ相電流）しか流れないので、Ｖ相電流を検出することができ、Ｖ相及びＹ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【００９８】
同様に、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間では、Ｗ相及びＺ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。このように、検出すべき相電流が電流検出抵抗を流れる期間が、他の相電流が電流検出抵抗を流れる期間と重ならないようにする。
【００９９】
同様に、期間Ｔ６２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。
【０１００】
期間Ｔ６３では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタとＺ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。以下、期間Ｔ６４〜Ｔ６６においても同様に導通させるトランジスタを切り替えていく。この結果、相電流が正弦波となるように６相のモータを駆動することができる。
【０１０１】
６相のモータを駆動する場合には、導通させるトランジスタを次のように切り替えてもよい。すなわち、図１６の期間Ｔ６２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＸ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる。この期間では、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｙ相下アーム側駆動トランジスタとＶ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを繰り返し設ける。
【０１０２】
期間Ｔ６３では、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる。この期間では、Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＵ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｚ相下アーム側駆動トランジスタとＷ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを繰り返し設ける。
【０１０３】
同様に、期間Ｔ６４では、Ｗ相上アーム側駆動トランジスタとＺ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる。この期間では、Ｙ相下アーム側駆動トランジスタとＶ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｕ相下アーム側駆動トランジスタとＸ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを繰り返し設ける。以下、期間Ｔ６５，Ｔ６６等においても同様に導通させるトランジスタを切り替えていく。
【０１０４】
図１７は、相電流が正弦波となるように８相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。特に図示しないが、８相駆動の場合は、駆動トランジスタ及びモータの各相のコイルは次のように接続されているものとする。
【０１０５】
すなわち、モータ駆動装置は、ハーフブリッジを８つ有している。これらの８つのハーフブリッジは、それぞれ各相に対応しており、並列に接続されている。また、各ハーフブリッジの一端は、電源ＶＣＣに共通に接続され、他端は電流検出抵抗に共通に接続されている。電流検出抵抗の他端は接地されている。各ハーフブリッジの上アーム側駆動トランジスタと下アーム側駆動トランジスタとの接続点は、対応する相のコイルの一端に接続されている。各コイルの他端は互いに接続されている。
【０１０６】
相電流が図１７のようになるような動作をさせるためには、図１の相別トルク発生回路３０の出力を、図４のようなノコギリ波の代わりに正弦波とすればよい。すなわち、正弦波の位相０°〜４５°、４５°〜９０°、９０°〜１３５°又は１３５°〜１８０°の区間の波形を繰り返す信号を用いるようにすればよい。
【０１０７】
８相のモータを駆動する場合は、４相の場合と同様に偶数相であるので、電流の向きが異なり大きさがほぼ等しい２つの相について、一方の相の上アーム側駆動トランジスタと他方の相の下アーム側駆動トランジスタとを組にして同時に駆動すればよい。したがって、実質的に相数が半分のモータを駆動する場合と同様に制御することができる。すなわち、８相のモータは、各相電流の目標値として互いに位相が４５°異なる正弦波を用いる４相正弦波駆動によって動作させることができる。
【０１０８】
図１７の期間Ｔ８１では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＡ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＢ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。
【０１０９】
Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｕ相コイル、及びＹ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｕ相及びＹ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＵ相電流（Ｙ相電流）しか流れないので、Ｕ相電流を検出することができ、Ｕ相及びＹ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【０１１０】
また、Ｖ相下アーム側駆動トランジスタとＺ相上アーム側駆動トランジスタとを導通させる期間では、これらの駆動トランジスタ、Ｖ相コイル、及びＺ相コイルを通過する電流が、電流検出抵抗を流れる。このとき、Ｖ相及びＺ相電流以外の電流は回生電流として流れる。電流検出抵抗にはＶ相電流（Ｚ相電流）しか流れないので、Ｖ相電流を検出することができ、Ｖ相及びＺ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。
【０１１１】
同様に、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＡ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間では、Ｗ相及びＡ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＢ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間では、Ｘ相及びＢ相電流が目標値となるようにフィードバック制御することができる。このように、検出すべき相電流が電流検出抵抗を流れる期間が、他の相電流が電流検出抵抗を流れる期間と重ならないようにする。
【０１１２】
同様に、期間Ｔ８２では、Ｕ相上アーム側駆動トランジスタとＹ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｖ相上アーム側駆動トランジスタとＺ相下アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｗ相下アーム側駆動トランジスタとＡ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間と、Ｘ相下アーム側駆動トランジスタとＢ相上アーム側駆動トランジスタとを同時に導通させる期間とを順に設ける。以下、期間Ｔ８３〜Ｔ８８においても同様に導通させるトランジスタを切り替えていく。この結果、相電流が正弦波となるように８相のモータを駆動することができる。
【０１１３】
また、１０相以上の偶数相のモータを駆動する場合についても同様に説明することができる。
【０１１４】
なお、第３の実施形態においては、第１の実施形態で説明したようなピーク電流制御を行ってもよいし、第２の実施形態で説明したような三角波スライスによるＰＷＭ制御を行ってもよい。
【０１１５】
以上の実施形態において、モータ駆動装置は、ダイオード１Ｄ〜６Ｄを備えるとして説明したが、これに代えて、駆動トランジスタ１〜６のそれぞれが寄生ダイオードを備えていてもよい。すなわち、駆動トランジスタ１〜６のそれぞれに構造的にダイオードが存在していてもよい。
【０１１６】
また、駆動トランジスタ１〜６は、ｎ形ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタであってもよい。
【０１１７】
また、下アーム側駆動トランジスタ２，４，６のソースとグラウンドとの間に電流検出抵抗７を備える場合について説明したが、電源ＶＣＣと上アーム側駆動トランジスタ１，３，５のドレインとの間に電流検出抵抗を備えていてもよい。
【０１１８】
また、モータの結線はＹ結線であるとして説明したが、デルタ結線であってもよい。
【０１１９】
また、３相の相電流を、位相が進んでいるものから順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする場合について説明したが、モータを逆転させるために、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相の順とする場合についても同様である。
【０１２０】
また、ホール素子を用いて位置検出を行う場合について説明したが、必ずしもホール素子を用いる必要はない。例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相毎にＣＲフィルタ回路を設け、ＰＷＭ駆動電流の高調波成分をフィルタし、各相毎にフィルタ出力とモータのリファレンス電位（すなわち、Ｙ結線された３つのコイルの接続点の電位）とを比較することによって、モータのロータの位置を検出することができる。しかし、ＰＷＭ駆動電流の高調波成分に起因する誤動作を考慮すると、ホール素子を用いる方が有利である。
【０１２１】
また、ハーフブリッジを構成する、直列に接続された駆動トランジスタのうち、一方の導通している駆動トランジスタに他方の駆動トランジスタを同期させ、かつ、位相を反転させることによって同期整流駆動することも可能である。
【０１２２】
また、センサを用いずにモータを駆動することも可能である。すなわち、相電流の向きが切り替わるゼロクロス点前後においてその相の駆動トランジスタを非導通にしてその相の相電流がゼロであるマスク期間を設け、この期間内で逆起電圧を検出してロータ位置信号を得ることができる。マスク期間の前後での当該相電流がゼロであるようにトルク指令信号を与えることにより、マスク期間に遷移する際の急峻な相電流の変化を防止してセンサレスモータにおいても低振動、低ノイズの駆動を実現することができる。
【０１２３】
また、検出抵抗を１本とした場合について説明を行ったが、多相の場合は検出抵抗を２本以上に増やしてもよい。すなわち、８相の場合を例にとれば、検出抵抗を２本とし、４つの相の駆動トランジスタを検出抵抗の一方に共通に接続し、残りの相の駆動トランジスタを他方の検出抵抗に共通に接続してもよい。すると、一方の検出抵抗を利用する相と他方の検出抵抗を利用する相との間で、互いの回生期間を利用しなければならないという制約が無くなるため、ＰＷＭ制御の最大デューティを大きくすることができる。
【０１２４】
【発明の効果】
本発明のモータ駆動装置によると、相電流が急激に変化しないようにすることができるので、モータの振動やノイズが相切り替え時に発生するのを抑えることができる。用いる電流検出抵抗の数が相数よりも少ないので、装置の規模を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図２】図１のモータの各相電流の目標とする波形を示すグラフである。
【図３】図１の相別トルク信号発生回路の構成の例を示すブロック図である。
【図４】位置検出回路及び相別トルク信号発生回路に関する信号を示すグラフである。
【図５】図１のロジック制御回路の構成の例を示すブロック図である。
【図６】図１のロジック制御回路及び比較器の入出力信号を示すグラフである。
【図７】図１のモータ駆動装置における相電流を示すグラフである。
【図８】期間Ｔ１におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図９】期間Ｔ２におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図１０】期間Ｔ３におけるモータに流れる電流の経路を示す説明図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図１２】オフセット付加リミッタ回路の構成の例を示す回路図である。
【図１３】図１１のモータ駆動装置における相電流及び通電期間制御部の信号を示すグラフである。
【図１４】相電流が正弦波となるように３相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１５】相電流が正弦波となるように４相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１６】相電流が正弦波となるように６相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１７】相電流が正弦波となるように８相のモータを駆動する場合の各相の出力電流波形を示すグラフである。
【図１８】従来のピーク電流検出方式のモータ駆動装置のブロック図である。
【図１９】図１８のモータ駆動装置で駆動されたモータの各相電流の時間に対する変化を示すグラフである。
【図２０】図１９の時間ｔ＝ｔｚ付近における電流検出抵抗電圧（モータ電流検出信号）、Ｖ相及びＷ相の相電流を、時間軸を拡大して示したグラフである。
【符号の説明】
１〜３ 上アーム側駆動トランジスタ（上アーム側スイッチング素子）
４〜６ 下アーム側駆動トランジスタ（下アーム側スイッチング素子）
１Ｄ〜６Ｄ ダイオード
７ 電流検出抵抗
１０ モータ
１１ Ｕ相コイル
１２ Ｖ相コイル
１３ Ｗ相コイル
２１ ホール素子回路
２２ 位置検出回路
２３ 通電相切換回路
２４ プリドライブ回路
３０，２３０ 相別トルク信号発生回路
４０ ロジック制御回路
５１ 第１の比較器
５２ 第２の比較器
１００，２００ 通電期間制御部
Claims (8)
- 直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備えるとともに、前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、
前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、
前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、
導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせるステップとを備え、
前記スイッチング動作をさせるステップは、
前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、前記１のスイッチング素子とは異なる１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記スイッチング動作を制御するものである
モータ駆動方法。 - 請求項１に記載のモータ駆動方法において、
前記スイッチング動作をさせるステップでは、
前記第１の期間は、基準パルスが入力されると開始し、前記電流検出抵抗に生じる電圧が目標信号に達すると終了する
ことを特徴とするモータ駆動方法。 - 請求項２に記載のモータ駆動方法において、
前記スイッチング動作をさせるステップでは、
前記基準パルスが入力されると、前記スイッチング動作させるスイッチング素子を全て非導通にした後に前記第１の期間を開始する
ことを特徴とするモータ駆動方法。 - 直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を４以上の偶数個備えるとともに、前記４以上の偶数個の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記４以上の偶数個の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗を備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、
前記モータのロータの位置に応じた位置信号を求めるステップと、
前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、前記選択されたスイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は、前記選択されたスイッチング素子が対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の下アーム側スイッチング素子と前記選択されたスイッチング素子との組を、前記選択されたスイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は、前記選択されたスイッチング素子が対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の上アーム側スイッチング素子と前記選択されたスイッチング素子との組を、所定の電気角に相当する期間において導通させるステップと、
前記選択されたスイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子のそれぞれとこれらのそれぞれに対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の上アーム側スイッチング素子との組のそれぞれにスイッチング動作をさせ、前記選択されたスイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子のそれぞれとこれらのそれぞれに対応する相の逆位相の相に対応した出力回路の下アーム側スイッチング素子との組のそれぞれにスイッチング動作をさせるステップとを備え、
前記スイッチング動作をさせるステップは、
前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子の組のうち、１組のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子の組を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子の組のうち、前記１組のスイッチング素子とは異なる１組のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子の組を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記スイッチング動作を制御するものである
モータ駆動方法。 - 請求項４に記載のモータ駆動方法において、
前記スイッチング動作をさせるステップでは、
前記第１の期間は、基準パルスが入力されると開始し、前記電流検出抵抗に生じる電圧が目標信号に達すると終了する
ことを特徴とするモータ駆動方法。 - 請求項５に記載のモータ駆動方法において、
前記スイッチング動作をさせるステップでは、
前記基準パルスが入力されると、前記スイッチング動作させるスイッチング素子を全て非導通にした後に前記第１の期間を開始する
ことを特徴とするモータ駆動方法。 - 直列に接続された上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを有する出力回路を複数備え、前記出力回路のそれぞれにおける上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点からモータに電流を供給するモータ駆動装置であって、
前記複数の出力回路と直列に、かつ、共通に接続され、前記複数の出力回路に供給される電流を検出するための電流検出抵抗と、
前記モータのロータの位置に応じた位置信号を出力する位置検出部と、
前記複数の出力回路のうちのいずれか１つにおける１のスイッチング素子を前記位置信号に応じて選択し、所定の電気角に相当する期間において導通させるとともに、導通させる前記スイッチング素子が上アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における下アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせ、導通させる前記スイッチング素子が下アーム側スイッチング素子である場合は前記複数の出力回路の残りのいずれか複数における上アーム側スイッチング素子にスイッチング動作をさせる通電相切換回路と、
前記所定の電気角に相当する期間が区切られた複数の期間のそれぞれにおいて、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第１の期間と、前記スイッチング動作をさせるスイッチング素子のうち、前記１のスイッチング素子とは異なる１のスイッチング素子を導通させ、その他のスイッチング素子を非導通にする第２の期間とが存在するように、入力されたトルク指令信号及び前記電流検出抵抗に生じる電圧に応じて、前記通電相切換回路によるスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御信号を生成し、出力する通電期間制御部とを備えた
モータ駆動装置。 - 請求項７に記載のモータ駆動装置において、
前記通電期間制御部は、
前記トルク指令信号及び前記位置信号に応じて、前記第１の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第１の目標信号、及び前記第２の期間において前記電流検出抵抗に流すべき電流の目標値に対応した第２の目標信号を求め、出力する相別トルク信号発生回路と、
前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第１の比較器と、
前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えているか否かを判定し、その結果を出力する第２の比較器と、
前記スイッチング動作の周期を規定する基準パルス及び前記第１及び第２の比較器の出力に応じて、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するロジック制御回路とを備えるものであり、
前記ロジック制御回路は、
前記第１の比較器の判定結果が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第１の目標信号を越えていることを示すと、前記第１の期間を終了させ、前記第２の比較器の判定結果が、前記電流検出抵抗に生じる電圧が前記第２の目標信号を越えていることを示すと、前記第２の期間を終了させるように、前記スイッチング動作制御信号を生成して出力するものである
ことを特徴とするモータ駆動装置。
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