JP3887007B2 - 電力出力装置 - Google Patents

Description

この発明は、負荷に供給される電力系統の電圧が瞬時的に低下した際に、それを検出して電圧低下を補償する電圧変動補償装置に関するものである。

雷などにより電力系統の電圧が瞬時的に低下し、工場などの精密機器などが誤作動や一時停止することにより、生産ラインで多大な被害を被ることがある。このような被害を防ぐために、電力系統の瞬時的電圧低下などの電圧変動を監視して、電圧低下を補償する電圧変動補償装置が用いられている。

従来の電圧変動補償装置の概略構成図を図１８に示す。図に示すように、送電線１からの電力は、変圧器２により降圧されて、電圧変動補償装置を介して需要家３（負荷）に接続され、電力が供給される。電圧変動補償装置は、直流電源４、インバータ５、平滑フィルタ６および大容量トランス７で構成される。

このような従来の電圧変動補償装置における、系統電圧の瞬時低下時（以下、瞬低時と称す）の電圧補償動作について以下に示す。

図１９は、系統電圧の瞬低時の、系統電圧、電圧変動補償回路出力、および需要家３に供給される電圧をそれぞれ示したものである。図に示すように、系統電圧に瞬時的に電圧低下が発生すると、電圧変動を監視している検出部（図示せず）にて電圧低下を検出し、それに基づく給電制御により、電圧変動補償装置では、直流電源４とインバータ５とで交流電圧を発生させて、平滑フィルタ６と大容量のトランス７を介して電力系統に直列に接続することにより、電力系統の電圧低下を補償する。これにより、需要家３には、電圧低下した系統電圧に電圧変動補償装置からの出力電圧が加算されてほぼ正常な電圧で電力が供給される。

従来の電圧変動補償装置は、以上のように構成されているため、系統電圧が正常の場合にも、トランス７を介して負荷電流相当分がインバータ５に流れ、これにより、トランス７とインバータ５との損失が通常時にも発生し、大型の冷却装置が必要であった。

また、系統電圧の瞬低時には、平滑フィルタ６およびトランス７を介して電力系統に電圧供給するため、平滑フィルタ６やトランス７の容量が大きくなり、装置が大型化するという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、系統電圧の瞬低時における高精度な電圧補償が可能で、装置全体が安価で小型に構成できる電圧変動補償装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力出力装置は、
接続される負荷に電力を出力する電力出力装置であって、
それぞれ所定値の電力が蓄積される複数の電力蓄積手段を有し、それぞれ前記蓄積された電力を出力する複数の電力出力回路と、
前記複数の電力出力回路を制御して、所定値の第１の極性の電力、及び、前記第１の極性と逆極性の所定値の第２の極性の電力を前記負荷に出力させる制御回路と
を備え、
前記複数の電力出力回路は直列に接続され、
前記制御回路は、一の前記電力出力回路から出力される電力を、他の前記電力出力回路の前記電力蓄積手段に蓄積し、前記所定値の第１の極性の電力、または前記所定値の第２の極性の電力となるよう制御すること
としたものである。

この発明の電力出力装置によれば、電力蓄積手段に蓄積された電力を有効に利用できるとの効果がある。

参考例１．
以下、この発明の参考例１について詳細に説明する。図１は、この発明の参考例１による電圧変動補償装置の構成図である。送電線１からの電力は、変圧器２により降圧されて、電圧変動補償装置１００を介して需要家３（負荷）に接続され、電力が供給される。

電圧変動補償装置１００においては、図に示すように、電力系統に、電圧の極性に応じて選択される２つの電圧補償回路Ｐ、Ｎからなる補償ユニット１１０が複数個直列に接続される。この直列接続された複数個（この場合６個）の電圧補償回路Ｎ１、Ｐ１、Ｎ２、Ｐ２、Ｎ３、Ｐ３で構成される全補償回路１２０は、その出力端に全補償回路１２０と並列に、高速機械式の定常短絡スイッチ８を備える。

各電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３には、出力端に並列に備えられた瞬低切替スイッチ９、瞬低補償スイッチ１０、エネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ１１、および充電コンデンサ１１を充電するための充電ダイオード１２と充電用トランス２００の２次巻線１４とが備えられ、充電コンデンサ１１の充電電圧はこの充電コンデンサ１１に直列に接続された瞬低補償スイッチ１０によって電力系統に接続される。また、瞬低切替スイッチ９および瞬低補償スイッチ１０は、ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴにて構成されている。なお、半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ以外の自己消弧型素子でも構わない。

充電コンデンサ１１は充電ダイオード１２と充電用トランス２００の２次巻線１４によって電圧が充電され、充電用トランス１次巻線１３は、電力系統と接続される。なお、１５は充電用トランス２００のコアである。

１つの補償ユニット１１０内の２つの電圧補償回路Ｐ、Ｎは、それぞれ正・負の電圧発生をつかさどる。つまり、２つの充電ダイオード１２ｐ、１２ｎの作用により、充電コンデンサ１１ｐと充電コンデンサ１１ｎとには共通の２次巻線１４を用いてそれぞれ逆極性の電圧が同じ大きさで充電されている。

各補償ユニット１１０内の充電コンデンサ１１（（１１ｐ１，１１ｎ１）（１１ｐ２，１１ｎ２）（１１ｐ３，１１ｎ３））に充電される電圧の比は概ね２のべき乗比に設定されている。つまり、以下の関係を満足させる。
Ｖｎ３＝２×Ｖｎ２＝２×２×Ｖｎ１ （ｐも同様）

定常短絡スイッチ８、瞬低切替スイッチ９、瞬低補償スイッチ１０は、検出制御部としての電圧瞬低制御回路１６に接続される。また、系統電圧も電圧瞬低制御回路１６に入力される。この電圧瞬低制御回路１６の構成および動作について、以下に説明する。

図２は、電圧瞬低制御回路１６の詳細を示す回路図である。また、図３は、図１で示した電圧変動補償装置１００による電圧補償の動作と電圧瞬低制御回路１６の制御動作との関係を示す波形図である。

図２に示すように、系統電圧は電圧瞬低制御回路１６に入力され、目標電圧２５と比較される。このとき目標電圧２５は、正常時の系統電圧とする。両者の差を誤差増幅器２６にて増幅し、さらに絶対値変換を施した後、Ａ／Ｄコンバータ２７にて３ビットのデジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）に変換する。系統電圧と目標電圧２５との差が、充電コンデンサ１１ｐ１の充電電圧Ｖｐ１と等しくなったとき、Ａ／Ｄコンバータ２７からの出力信号における最下位ビットのみが１、即ち゛００１゛となるよう、誤差増幅器２６のゲインは予め調整しておく。

Ｄ１〜Ｄ３の信号のいずれかが１となると、ＮＯＲ回路２８を通して、信号Ｚ（＝０）により定常短絡スイッチ８をオフする。

一方、電圧瞬低制御回路１６に入力された系統電圧は、極性判定回路２９にも入力され、極性が判定される。次いで、系統電圧の極性が正・負の場合に応じて、デジタル信号Ｄ１〜Ｄ３にてアクテイブとなる信号ＹｐもしくはＹｎ、ＸｐもしくはＸｎをＡＮＤ回路３０および反転器３１を経て選択する。Ｘｐ、Ｘｎは瞬低補償スイッチ１０の駆動信号で、Ｙｐ、Ｙｎは瞬低切替スイッチ９の駆動信号であり、瞬低切替スイッチ９と瞬低補償スイッチ１０とは常に逆極性にて動作するよう反転器３１にて構成されている。

系統電圧が正常時、即ちデジタル信号Ｄ１〜Ｄ３が全て０の時は、定常短絡スイッチ８はオン（信号Ｚは１）、瞬低切替スイッチ９はオン（信号Ｙは１）、瞬低補償スイッチ１０はオフ状態（信号Ｘは０）にあり、電流は定常短絡スイッチ８を流れる。このとき充電コンデンサ１１は充電用トランス２００によって一定の電圧に充電されている。充電用トランス２００は、充電コンデンサ１１を充電するのみの働きでよいから、小容量のもので済む。

次に、瞬低時の補償動作を図３に基づいて説明する。
時刻ｔ０において、系統電圧に瞬時的に電圧低下が発生したとする。時刻ｔ０以降に誤差増幅回路２６の出力には誤差電圧が発生する。それに応じて、Ａ／Ｄコンバータ２７の出力には、誤差電圧に応じてデジタル信号Ｄ１〜Ｄ３が発生する。それと同時に、信号Ｚが０となり、定常短絡スイッチ８はオフする。

時刻ｔ０〜ｔ１は系統電圧の極性が正であるから、デジタル信号Ｄ１〜Ｄ３は、それぞれｐ側素子に伝達される。最下位ビットの信号Ｄ１が１のとき、電圧補償回路Ｐ１において、Ｘｐ１が１、Ｙｐ１が０となり、瞬低補償スイッチ１０ｐ１がオン、瞬低切替スイッチ９ｐ１がオフして、充電コンデンサ１１ｐ１の電圧Ｖｐ１が瞬低補償スイッチ１０ｐ１により出力される。信号Ｄ２が１のときは、電圧補償回路Ｐ２において、Ｘｐ２が１、Ｙｐ２が０となり、瞬低補償スイッチ１０ｐ２がオン、瞬低切替スイッチ９ｐ２がオフして、充電コンデンサ１１ｐ２の電圧Ｖｐ２が瞬低補償スイッチ１０ｐ２により出力される。同様に、最上位ビットの信号Ｄ３が１のとき、電圧補償回路Ｐ３において充電コンデンサ１１ｐ３の電圧Ｖｐ３が出力される。なお、各デジタル信号Ｄ１〜Ｄ３のうち０となる信号については、例えば最下位ビットの信号Ｄ１が０のとき、電圧補償回路Ｐ１において、Ｘｐ１が０、Ｙｐ１が１であるので、瞬低切替スイッチ９ｐ１によって出力端が短絡されて電圧補償回路Ｐ１からの出力はほぼゼロとなる。これらの出力は、系統にて組み合わされ、゛０００゛〜゛１１１゛の８階調の電圧出力を発生することができ、最大の補償電圧は、７×Ｖｐ１となる。

時刻ｔ１〜ｔ２までは、系統電圧の極性が負であるから、デジタル信号Ｄ１〜Ｄ３は、それぞれｎ側素子に伝達されて、電圧補償回路Ｎ１〜Ｎ３において同様に補償電圧を出力し、最大の補償電圧は、７×Ｖｎ１となる。

ところで、上記説明では、充電コンデンサ１１の電圧変化は考慮せず、理想的な状態の動作説明であるが、実際にはコンデンサ容量は有限であるため、充電コンデンサ１１にはサグ（電圧の低下）が発生する。例えば充電コンデンサ１１ｐ３の充電電圧Ｖｐ３にサグが発生した場合、図２で示した電圧瞬低制御回路１６を用いて上述したような２進の信号（Ｄ１〜Ｄ３）を形成し、電圧補償動作させると、図４に示すように、充電電圧Ｖｐ３のサグによって、発生する補償電圧にひずみが生じてしまう。

このため、図２で示したＡ／Ｄコンバータ２７で２進の信号を出力するＡ／Ｄ変換を、上記充電コンデンサ１１のサグを考慮して行うのが良く、これについて以下に示す。

図５は、充電コンデンサ１１の電圧低下を考慮したＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄコンバータ２７の詳細を示す構成図である。図において、５０（５０-1、５０-2、５０-3）はコンパレータ、５１-1、５１-2は演算プロセッサなどを用いた演算回路である。また、各電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３内の充電コンデンサ１１は電圧検出器を備えて電圧をモニタしており、電圧検出値Ｖ３、Ｖ２、Ｖ１をＡ／Ｄコンバータ２７に入力する。なおこの場合、Ｖ３、Ｖ２、Ｖ１は、それぞれｐ側素子の充電コンデンサ１１ｐ３、１１ｐ２、１１ｐ３の電圧検出値とする（図１参照）。

図５に示すように、まず、誤差増幅器２６の出力Ｖ３inとＶ３の電圧をコンパレータ５０-3にて比較し、Ｖ３in≧Ｖ３のとき１、Ｖ３in＜Ｖ３のとき０としてＤ３を形成する。次に、演算回路５１-2において、Ｄ３が１なら、Ｖ２in＝Ｖ３in−Ｖ３とし、Ｄ３が０のときはＶ２in＝Ｖ３inとする。ここでＶ２inは、Ｄ３の信号状態において補償電圧を出力した場合の、補償できていない電圧を表す。次に、Ｖ２inとＶ２とをコンパレータ５０-2にて比較しＤ２を出力する。次に先と同様に演算回路５１-1にて、Ｖ１inを演算する。Ｖ１inは、Ｄ３とＤ２の信号状態において補償電圧を出力した場合の、補償が不足する電圧を表す。最後にＶ１inとＶ１とをコンパレータ５０-1にて比較し、Ｄ１を決定する。

このように、図５に示すようなＡ／Ｄコンバータ２７を用いて、電力系統の電圧低下量を増幅した誤差増幅器２６の出力を２進数の信号（Ｄ１〜Ｄ３）にＡ／Ｄ変換する際、各充電コンデンサ１１の電圧を随時検出した電圧検出値Ｖ３、Ｖ２、Ｖ１と照合して２進数の信号の各ビット信号を決定する。このため、充電コンデンサ１１の電圧状態に応じて、電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３を選択して動作させる信号を決定するから、精度のよい補償が実現できる。それにより、充電コンデンサ１１にサグが発生した場合でも、補償電圧にひずみが発生しないため、充電コンデンサ１１の静電容量値を低減できる。

また上記参考例１では、直列接続された複数個の電圧補償回路Ｎ１、Ｐ１、Ｎ２、Ｐ２、Ｎ３、Ｐ３で構成される全補償回路１２０が直接電力系統に直列に接続されているため、従来のような大型のトランスが不要である。また、全補償回路１２０と並列に、高速機械式の定常短絡スイッチ８を備えて、系統電圧５１０が正常時には定常短絡スイッチ８が導通して電流をバイパスするため、正常時の装置ロスはほとんどゼロとなり、冷却装置が小容量でよく、装置全体が安価で小型化できる。

また、系統電圧が瞬時低下したときには、それぞれ異なる電圧が充電された充電コンデンサ１１を有する複数個の電圧補償回路Ｎ１、Ｐ１、Ｎ２、Ｐ２、Ｎ３、Ｐ３をディジタル階調制御により組み合わせを選択して、出力電圧の総和で電圧補償するため、きめ細かい電圧補償が可能になり、出力フィルタが不要または小型でよい。また、一般に用いられるＰＷＭ制御の場合などで出力フィルタの帯域分に相当する応答遅れが発生するのに比して、制御方式がデジタル階調制御であるため、リアルタイムで電圧を補償でき、さらに精度良く電圧補償が可能である。

また、各電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３の充電コンデンサ１１に充電される電圧は、Ｖｎ３＝２×Ｖｎ２＝２×２×Ｖｎ１（ｐも同様）としたため、補償電圧を等間隔で高精度に階調制御できる。

さらに充電コンデンサ１１は、電力系統に接続された充電用トランス２００を介して、系統電圧の正常時にゆっくり充電できるため、充電用トランス２００は小容量で十分であり、充電回路は小型・安価となる。また、自動的に充電が行われるため装置が簡素化される。

なお、上記実施の形態では、Ａ／Ｄコンバータ２７で用いたＶ３、Ｖ２、Ｖ１は、それぞれｐ側素子の充電コンデンサ１１ｐ３、１１ｐ２、１１ｐ１の電圧検出値としたが、瞬時低下した電圧の大きさが、系統電圧の極性によらずほぼ一定の場合、ｎ側素子の各充電コンデンサ１１ｎの電圧もｐ側素子とほぼ同様に電圧状態が推移するため、ｐ側、ｎ側のいずれの電圧を検出してその絶対値を用いてもよい。

また、ｐ側用とｎ側用の２個のＡ／Ｄコンバータ２７を備えて、それぞれ対応する充電コンデンサ１１の電圧検出値を入力して２進数の信号（Ｄ１〜Ｄ３）を発生させてもよく、その場合は、極性判定回路２９（図２参照）の出力に合わせて、２個のＡ／Ｄコンバータ２７のいずれかの出力信号を選択して用いる。これにより、さらに精度の高い補償が実現できる。

さらにまた、電圧検出器をｐ側用とｎ側用との双方に備え、極性判定回路２９の出力に合わせて、ｐ側、ｎ側のいずれかの電圧検出器を選択して、その電圧検出値を用いてもよい。

また、上記参考例１では、全補償回路１２０の出力端に全補償回路１２０と並列に、定常短絡スイッチ８を１個備えたが、図６に示すように、各電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３の出力端毎に並列に備えても良い。また、一対の電圧補償回路Ｐ、Ｎから成る各補償ユニット１１０の出力端毎に、定常短絡スイッチ８を備えても良い。このように定常短絡スイッチ８が複数個備えられても、制御方式は１個の場合と同様であり、通常時には全ての定常短絡スイッチ８を閉じて全ての電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３をバイパスし、電力系統の電圧低下時には全ての定常短絡スイッチ８を開放して電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３からの電圧出力により電力系統の電圧低下を補償する。

さらにまた、上記参考例１では、一対の電圧補償回路Ｐ、Ｎで補償ユニット１１０を構成したが、図７に示すように、１つの電圧補償回路ＰＮで正負の電圧を出力する各補償ユニット１１０を構成しても良い。

図７（ａ）に示す例では、電圧補償回路ＰＮ１は、ダイオードが逆並列に接続された４個の半導体スイッチング素子１７ａ〜１７ｄから成るフルブリッジインバータ、およびエネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ１８を備え、充電コンデンサ１８の充電電圧Ｖｐｎ１は、半導体スイッチング素子１７ａ〜１７ｄのオン／オフ制御により正負いずれかの極性で電力系統に接続される。また図７（ｂ）に示す例では、電圧補償回路ＰＮ１は、ダイオードが逆並列に接続された２個の半導体スイッチング素子１９ｐ１、１９ｎ１から成るハーフブリッジインバータ、ダイオードが逆並列に接続された２個の半導体スイッチング素子２０ｐ１、２０ｎ１が逆方向に直列接続されて、電圧補償回路ＰＮ１の出力端に並列に接続される瞬低切替スイッチ、およびエネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ２１ｐ１、２１ｎ１を備え、半導体スイッチング素子１９、２０のオン／オフ制御により正負いずれかの極性の補償電圧が出力される。

参考例２．
次に、この発明の参考例２について説明する。
図８は、この発明の参考例２によるＡ／Ｄコンバータ２７の詳細を示す構成図である。図に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２７は各充電コンデンサ１１の電圧を予測演算する予測演算回路５２（５２-1、５２-2、５２-3）を備えている。また、電力系統の系統電流をモニタしており、各予測演算回路５２には、系統電流の電流値と、このＡ／Ｄコンバータ２７からの出力である各デジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）内の対応する信号とが入力される。各予測演算回路５２では、系統電流の電流値と各デジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）とによって、各充電コンデンサ１１の電圧値を予測して演算する。演算結果は電圧算出値としての電圧予測演算値Ｖ１ｘ〜Ｖ３ｘとして出力され、上記参考例１の図５で示した電圧検出値Ｖ１〜Ｖ３の替わりにコンパレータ５０（５０-1、５０-2、５０-3）に入力され、この他は、上記参考例１の図５で示したＡ／Ｄコンバータ２７と同様に動作して各デジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）を出力する。

図９は、各予測演算回路５２の一例を示したものである。ここでは、充電コンデンサ１１ｐ３（または１１ｎ３）の電圧を予測演算する予測演算回路５２-3を代表に示している。デジタル信号Ｄ３が１の期間は、電圧補償回路Ｐ３が充電コンデンサ１１ｐ３からの補償電圧を出力しており、系統電流の電流値が積分回路５４に入力され、積分される。その結果積分回路５４の出力には、充電コンデンサ１１ｐ３の電圧低下量が演算され出力される。引き算器５５において、充電コンデンサ１１ｐ３の初期充電電圧設定値Ｖｐ３から積分回路５４の出力を引き算することによって、充電コンデンサ１１ｐ３の電圧予測演算値Ｖ３ｘを得る。

このように、図８に示すようなＡ／Ｄコンバータ２７を用いて、電力系統の電圧低下量を増幅した誤差増幅器２６の出力を２進数の信号（Ｄ１〜Ｄ３）にＡ／Ｄ変換する際、各充電コンデンサ１１の電圧を予測演算により随時算出した電圧予測演算値Ｖ３ｘ、Ｖ２ｘ、Ｖ１ｘと照合して２進数の信号の各ビット信号を決定する。このため、上記参考例１と同様に、充電コンデンサ１１の電圧状態に応じて、電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ１〜Ｎ３を選択して動作させる信号を決定することができ、精度のよい補償が実現できる。それにより、充電コンデンサ１１にサグが発生した場合でも、補償電圧にひずみが発生しないため、充電コンデンサ１１の静電容量値を低減できる。また、充電コンデンサ１１の電圧を予測演算した電圧算出値を用いるため、各コンデンサ１１に電圧検出器を備える必要がなく、安価な装置構成で上記効果が得られる。

参考例３．
次に、この発明の参考例３について説明する。
図１０はこの発明の形態３による電圧変動補償装置の構成図である。図に示すように、上記参考例１の図１にて示した３つの補償ユニット１１０の他にサグ補償ユニット１１０Ｓが備えられている。サグ補償ユニット１１０Ｓの構成は、他の補償ユニット１１０のものと同様であり、それぞれ正、負の電圧発生をつかさどる２つのサグ電圧補償回路ＰＳ、ＮＳから成り、各サグ電圧補償回路ＰＳ、ＮＳは、出力端に並列に備えられた瞬低切替スイッチ９、瞬低補償スイッチ１０、エネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ１１、および充電コンデンサ１１を充電するための充電ダイオード１２と充電用トランス２００の２次巻線１４とが備えられ、充電コンデンサ１１の充電電圧はこの充電コンデンサ１１に直列に接続された瞬低補償スイッチ１０によって電力系統に接続される。

このように構成される電圧変動補償装置１００における電圧補償動作を図１１に基づいて説明する。図において、Ｘｐｓはサグ電圧補償回路ＰＳ内の瞬低補償スイッチ１０ｐｓの駆動信号である。

充電コンデンサ１１ｐ３の充電電圧Ｖｐ３にサグが発生すると、上述したように補償電圧に波形ひずみが発生する。このようなサグによる波形ひずみをサグ電圧補償回路ＰＳを動作させることによって補正する。すなわち、図１１において、Ｖｐ３の電圧が予め設定されたサグ補償切り換え電圧以下に低下した場合、それを検出して、駆動信号Ｘｐ３が１となるときは常にサグ電圧補償回路ＰＳも補償電圧を出力させるよう駆動信号Ｘｐｓを１とする。サグ補償切換え電圧は、例えば、Ｖｐ３の電圧低下量がサグ電圧補償回路ＰＳの充電コンデンサ電圧Ｖｐｓの初期充電電圧値に一致した点とする。それにより、Ｖｐ３のサグはサグ電圧補償回路ＰＳによって補正され、補償電圧はひずみの少ない波形となる。

図１２は、この参考例３による電圧瞬低制御回路１６を説明したものであり、例えばＶｐ３のサグを補正するものである。Ｖｐ３がサグ補償切換え電圧以下になったら、コンパレータ５６とアンド回路５７とによって、サグ電圧補償回路ＰＳを電圧補償動作させるよう構成されている。これにより、充電コンデンサ１１の電圧にサグが生じても、波形ひずみが生じなくなり、充電コンデンサ１１の静電容量値を大幅に低減できる。それにより、安価な装置が構成できる。

なお、上記実施の形態では、全てｐ側素子について説明したが、ｎ側素子についても同様であり、Ｖｎ３のサグはサグ電圧補償回路ＮＳによって補正される。また、充電コンデンサ１１ｐ３、１１ｎ３の電圧のサグを補正する場合を説明したが、他の充電コンデンサ１１のサグを補正するサグ電圧補償回路を備えても良い。

参考例４．
次に、この発明の参考例４について説明する。この参考例４では、各補償ユニット１００内の充電コンデンサ１１の電圧の設定方法について説明する。

充電コンデンサ１１は有限の静電容量しか備えていないから、必ずサグが発生する。サグが大きくなると、補償可能な電圧が小さくなる。このため、サグが発生しても系統電圧の電圧低下量を補償しきれるように、予め充電コンデンサ１１には大きな充電電圧を設定する。例えば、系統電圧の瞬低（所定の継続時間内）における最大電圧低下量をΔＶｍａｘとするならば、以下のように各電圧を設定する。
Ｖｐ３、Ｖｎ３＞（ΔＶｍａｘ／７）×４
Ｖｐ２、Ｖｎ２＞（ΔＶｍａｘ／７）×２
Ｖｐ１、Ｖｎ１＞（ΔＶｍａｘ／７）×１

設定の仕方によっては、それぞれの電圧の関係が上述したような２^Ｋ倍（Ｋ＝０、１、２）の関係からわずかながらずれる可能性があるが、概２^Ｋ倍の関係にあれば、補償電圧精度が低下することはない。

このような、電圧設定をすることによって、充電コンデンサ１１にサグが発生しても、電圧は低下するものの、十分な補償電圧は確保できる。これにより、充電コンデンサの静電容量値を小さく設計でき、安価な装置が実現できる。

参考例５．
次に、この発明の参考例５について説明する。この参考例５では各補償ユニット１００内の充電コンデンサ１１の静電容量値の設定方法について説明する。

上述したように、充電コンデンサ１１は有限の静電容量しか備えていないから、必ずサグが発生する。そのため、例えばいずれの充電コンデンサ１１も同じ静電容量値に選んでおくと、サグの大きさは概ね同じとなるが、初期充電電圧に対するサグの割合が異なるため、電圧の概２^Ｋ倍の関係がくずれてしまう。このため、以下のように静電容量値を選定する。なお、例えば充電コンデンサ１１ｐ１の静電容量値をＣｐ１と表す。
Ｃｐ１（Ｃｎ１）≒２×Ｃｐ２（Ｃｎ２）
Ｃｐ２（Ｃｎ２）≒２×Ｃｐ３（Ｃｎ３）

このように、充電コンデンサ１１の静電容量は充電電圧が高いほど小さく設定し、静電容量値にも概２^Ｋ倍の関係をもたらすことにより、同一電流が流れた場合においては、初期充電電圧に対するサグの割合が同じになるから、サグが発生した場合の、各充電コンデンサ１１の電圧の関係はやはり概２^Ｋ倍の関係が保たれる。このため、電圧サグが生じた場合でも、精度のよい電圧補償が実現できる。

なお、各充電コンデンサ１１の静電容量値を以下のように選定しても良い。
Ｃｐ１（Ｃｎ１）≧２×Ｃｐ２（Ｃｎ２）
Ｃｐ２（Ｃｎ２）≧２×Ｃｐ３（Ｃｎ３）

このように設定することによって、同じ電流が流れた場合でも、充電電圧の低い充電コンデンサ１１の電圧は低下しにくくなり、概２^Ｋ倍の関係が損なわれにくく、電圧サグが生じた場合でも、精度のよい電圧補償が可能になる。

参考例６．
次に、この発明の参考例６について説明する。
一般に装置仕様を決定する場合、瞬低時の需要家３での最大の低下電圧保証値を考慮する必要がある。例えば、電圧低下保証値をＶｚとすると、需要家３への供給電圧の電圧低下量はＶｚ以下となるように電圧補償する必要がある。

この電圧低下保証値Ｖｚより充電コンデンサ１１の最小電圧Ｖｐ１、Ｖｎ１が大きく設定されていると、上述した例えば図５で示したＡ／Ｄコンバータ２７でのＡ／Ｄ変換では、Ｄ２、Ｄ３を決定した後に予想される補償電圧の残り分が、Ｖｚ以上であってもＶ１以下の場合には、Ｄ１は１とはならない。そのため、電圧変動補償装置１００は電圧を出力する能力を有しているにも係わらず、需要家に供給される電圧は、正常時からＶｚ以上低下してしまう。

このため、電圧低下保証値Ｖｚより充電コンデンサ１１の最小電圧Ｖｐ１、Ｖｎ１が大きく設定されている場合のＡ／Ｄ変換について以下に示す。

図１３はこの参考例６によるＡ／Ｄコンバータ２７の詳細を示す構成図である。
図に示すように、誤差増幅器２６の出力Ｖ３inとＶ３の電圧をコンパレータ５０-3にて比較し、Ｖ３in≧Ｖ３のとき１、Ｖ３in＜Ｖ３のとき０としてＤ３ａを形成する。次に、演算回路５１-1において、Ｄ３ａが１なら、Ｖ２in＝Ｖ３in−Ｖ３とし、Ｄ３ａが０のときはＶ２in＝Ｖ３inとする。ここでＶ２inは、Ｄ３ａの信号状態において補償電圧を出力した場合の、補償できていない電圧を表す。次に、Ｖ２inとＶ２とをコンパレータ５０-2にて比較しＤ２ａを出力する。次に先と同様に演算回路５１-2にて、Ｖ１inを演算する。Ｖ１inは、Ｄ３ａとＤ２ａの信号状態において補償電圧を出力した場合の、補償が不足する電圧を表す。次にＶ１inとＶ１とをコンパレータ５０-1にて比較し、Ｄ１ａを決定する。

次に、このように決定されたデジタル信号（Ｄ１ａ〜Ｄ３ａ）によって各電圧補償回路Ｐ、Ｎが動作して補償電圧を出力した場合の補償できていない電圧ΔＶを演算回路５８で求める。演算回路５９では、ΔＶ≧Ｖｚのときａｄｄ＝１として、論理演算回路６０において、デジタル信号（Ｄ１ａ〜Ｄ３ａ）による２進数と加算される。

例えば、Ｄ１ａ＝１、Ｄ２ａ＝０、Ｄ３ａ＝０とすると、ａｄｄ＝１のとき以下のような論理演算が行われる。
００１＋１＝０１０

この結果、Ｄ１＝０、Ｄ２＝１、Ｄ３＝０の信号が出力される。

このように演算回路５９でΔＶ≧Ｖｚのとき、充電コンデンサ１１の最小電圧Ｖｐ１（Ｖｎ１）に対応する電圧分を加算した補償電力が得られるように、デジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）を決定するため、需要家３への供給電圧の電圧低下量はＶｚ以下となる。
この実施の形態では、コンデンサ１１の充電電圧の最小電圧を電圧低下保証値Ｖｚより大きく設定した場合でも、正常時の電圧からＶｚを引いた電圧値以上を需要家３に供給する機能が優先して働く。それにより、各電圧補償回路Ｐ、Ｎ内の充電コンデンサ１１の電圧を高く設定することができ、充電コンデンサ１１の静電容量を小さくすることができる。このような制御を施した場合、需要家３への供給電圧が、正常値より増加することがあるが、電圧の増加量が小さければ、問題はない。

実施の形態１．
次に、この発明の実施の形態１について説明する。
電力系統の電圧低下量が比較的小さい場合、充電電圧の小さな充電コンデンサ１１を有する電圧補償回路（例えばＰ１、Ｎ１）ばかりが動作して、それらの充電コンデンサ１１のみ電圧サグが発生して電荷が急速になくなる。

この実施の形態１では、上記のように電圧低下量が小さい場合に、充電電圧が高い充電コンデンサ１１の電荷を利用して、充電電圧が低い充電コンデンサ１１の電圧サグを抑えるものであり、図１４に基づいて以下に説明する。

３ビットのデジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）によって電圧補償回路Ｐ、Ｎが選択されて電圧補償動作を行う場合、電圧階調Ｓは１，２，３，４，５，６，７の７通り存在する。この電圧階調指令を実現するため、各ビットのデジタル信号（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３）の値を−１、＋１の双方を可能として図に示すような論理テーブル６２を作成する。なお、論理テーブル６２内の論理が＋１は放電動作、−１は充電動作することを表す。例えば、図１で示すような電圧変動補償装置１００において、系統電流の位相と系統電圧の位相が同位相の場合で必要補償電圧が正の場合、論理が＋１の場合にはＰ側の充電コンデンサ１１ｐが放電、−１の場合にはＮ側の充電コンデンサ１１ｎが充電するよう電圧補償回路Ｐ、Ｎを選択して動作させる。即ち、系統電圧に対して出力電圧が同極性の電圧補償回路Ｐの動作は放電動作（＋１）となり、出力電圧が逆極性の電圧補償回路Ｎの動作は充電動作（−１）となり、放電電圧から充電電圧を差し引いた電圧が、全補償回路１２０から補償電圧として出力される。

つまり、論理テーブル６２からわかるように、電圧階調Ｓ値として１を出力する場合、３通りの２進信号を選択することができる。例えば、Ｄ１に相当する補償ユニット１１０（電圧補償回路Ｐ１、Ｎ１）の電圧を充電することも放電することもできる。例えば、Ｄ１で動作する補償ユニット１１０をユニット１、Ｄ２で動作する補償ユニット１１０（電圧補償回路Ｐ２、Ｎ２）をユニット２とし、Ｄ３で動作する補償ユニット１１０（電圧補償回路Ｐ３、Ｎ３）をユニット３と呼ぶ。ユニット１の充電コンデンサ電圧１１のみを増加したいときは、１−ｉｉを選定する。ユニット１とユニット２の両方の充電コンデンサ１１の電圧を増加したいときは、１−ｉｉｉを選定する。ユニット１の充電コンデンサ１１の電圧を減らしたいときは、１−ｉを選定する。ここで電圧を増加するユニットをＶ１Δ（ユニット１）、Ｖ２Δ（ユニット２）で示す。即ち、Ｖ１Δが１のときはユニット１の電圧が増加される。つまり、それぞれのＳ値および増減したいユニットに従って、デジタル信号（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）を選定することで、ユニット１とユニット２とユニット３の電圧を調整可能である。補償すべき電圧は必ず交流で発生するから、交流１周期で考えると、Ｐ側、Ｎ側の充電コンデンサ１１の双方の電圧調整が可能になる。

なお、補償ユニット１１０が図７（ａ）で示したように１つの充電コンデンサ１８ｐｎから正負双方の電圧を出力する場合、系統電流の位相と系統電圧の位相が同位相の場合で、例えば必要補償電圧が正の場合において、論理が＋１の場合には充電コンデンサ１８ｐｎが放電、−１の場合には充電コンデンサ１８ｐｎが充電するよう動作する。

次に、系統電圧の電圧低下量から、上述したような論理テーブル６２内の（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３）から成る２進信号へのＡ／Ｄ変換について説明する。

図１４に示すＡ／Ｄコンバータにおいて、Ａ／Ｄコンバータ２７ａは、図５に示したＡ／Ｄコンバータと同じ動作をし、その出力をＤ１ａ、Ｄ２ａ、Ｄ３ａとする。Ｄ１ａ、Ｄ２ａ、Ｄ３ａによる電圧階調Ｓ値を演算回路６１で演算し、論理テーブル６２に入力する。演算回路６１における電圧階調指令演算は、Ｓ＝Ｄ３ａ×４＋Ｄ２ａ×２＋Ｄ１ａである。また、演算回路６３においては、モニタされている電圧Ｖ３を４で割った電圧より、Ｖ１の電圧が小さければ電圧増加信号Ｖ１Δを１と設定する。また、モニタされている電圧Ｖ３を２で割った電圧より、Ｖ２の電圧が小さければ電圧増加信号Ｖ２Δを１と設定する。つまり、Ｖ１Δが１の場合には、ユニット１の充電コンデンサ１１の電圧がユニット３の充電コンデンサ１１の電圧を基準とした場合の２進条件より低いことになり、ユニット１の充電コンデンサ１１の電圧を増加する必要がある。Ｖ２Δが１の場合もユニット１の充電コンデンサ１１に対して同様の意味となる。Ｖ１ΔとＶ２Δとの信号は、論理テーブル６２に入力される。論理テーブル６２では、Ｓ値とＶ１Δ、Ｖ２Δの値に該当する欄の２進信号（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３）を選定する。

このように、各充電コンデンサ１１の電圧が概２^Ｋ倍の関係からずれないように、（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３）の信号を設定できる。そのため、常に精度のよい補償が可能となる。また、補償電圧がいずれの電圧レベルの場合でも、一部の電圧補償回路Ｐ、Ｎの充電コンデンサ１１の電荷のみを使用せず、全ての電圧補償回路Ｐ、Ｎの充電コンデンサ１１の電荷を有効に利用できる。従って、低い補償電圧が長時間続く場合においても、長時間に渡って確実に電圧補償を継続可能となる。その結果、充電コンデンサ１１の静電容量値を小さく設定でき、安価な装置が構成できる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
図１５はこの実施の形態２による電圧変動補償装置の構成図である。図に示すように、正電圧を出力する３つの電圧補償回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３と負電圧を出力する１つの電圧補償回路Ｎ０とを直列に電力系統に接続する。電圧補償回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は上記参考例１で示したものと同様で各充電コンデンサ１１の電圧が概２^Ｋ倍の関係を有する。電圧補償回路Ｎ０は、３つの電圧補償回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の出力電圧の総和とほぼ等しい大きさで逆極性の電圧を出力する。

即ち、各充電コンデンサ２２の電圧は、絶対値で以下の関係にある。
Ｖｐ３＝Ｖｐ２×２＝Ｖｐ１×４
Ｖｎ０＝（Ｖｐ１＋Ｖｐ２＋Ｖｐ３）

ところで、系統電圧が低下する場合には、系統の元のどこかで雷などによる短絡や地絡が起こった場合がほとんどであり、補償すべき電圧は交流である。従って、交流の補償電圧を発生するように、各電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ０から補償電圧を出力する。これらの電圧補償回路Ｐ１〜Ｐ３、Ｎ０の組み合わせによって、以下のように交流を発生することが可能である。Ｖｐ１＝１Ｖと仮定すると、補償出力を−７〜７Ｖまで設定する場合には、図１６に示す表のような信号を用いればよい。ここで、Ｄ１は電圧補償回路Ｐ１を動作させる制御信号であり、１の場合には補償電圧出力状態を表す。同様にＤ２は電圧補償回路Ｐ２を動作させる制御信号、Ｄ３は電圧補償回路Ｐ３を動作させる制御信号、Ｄ０は電圧補償回路Ｎ０を動作させる制御信号である。

このような電圧変動補償装置による電圧補償動作を図１７に基づいて以下に示す。なお、系統電圧と系統電流とは同位相の状態を仮定している。

図に示すように、充電コンデンサ１１ｎ０の電圧Ｖｎ０は、負電圧の電圧補償動作中に電圧が低下する。しかし、充電コンデンサ１１ｐ３の電圧Ｖｐ３は、正電圧の電圧補償動作中は低下するが、負電圧の電圧補償動作中に電圧補償回路Ｐ３を動作させることにより、逆に電荷が充電され、電圧が回復する。充電コンデンサ１１ｐ１、１１ｐ２の電圧Ｖｐ１、Ｖｐ２においても同様となる。このように、電圧補償回路Ｎ０内の充電コンデンサ１１ｎ０以外の充電コンデンサ１１の電圧は交流１周期間を見れば、変化しないことになる。

この実施の形態では、正電圧を出力する３つの電圧補償回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３と負電圧を出力する１つの電圧補償回路Ｎ０とで、補償電圧出力を−７〜７までの階調制御でき、格段と簡略化できた安価な装置構成で精度の高い電圧補償が実現できる。また電圧補償回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３内の充電コンデンサ１１のサグは補償電圧をひずませる要因とはならず、それらの静電容量値を最大電圧を有する電圧補償回路Ｎ０内の充電コンデンサ１１ｎと比べて十分に小さく選定でき、装置全体が安価となる。

また、上記各実施の形態では、各補償ユニット内の充電コンデンサに充電される電圧の比を概ね２のべき乗比に設定するようにしているが、他の電圧比の組み合わせにしてもよい。なお、電圧の比を概ね２のべき乗にすることで、その組み合わせによって供給可能な電圧値が重複されることがないので、最適なものとすることができる。

また、上記各実施の形態では、エネルギー蓄積手段としてコンデンサを用いたものを示しているが、例えばエネルギー蓄積手段としてバッテリーを用いたものにしてもよい。

この発明の参考例１による電圧変動補償装置の構成図である。 この発明の参考例１による電圧瞬低制御回路の詳細を示す回路図である。 この発明の参考例１による電圧変動補償装置の動作を説明する波形図である。 この発明の参考例１による充電コンデンサの電圧低下時の動作を説明する波形図である。 この発明の参考例１によるＡ／Ｄコンバータの詳細を示す構成図である。 この発明の参考例１の別例による電圧変動補償装置の構成図である。 この発明の参考例１の別例による電圧補償回路の構成図である。 この発明の参考例２によるＡ／Ｄコンバータの詳細を示す構成図である。 この発明の参考例２による予測演算回路の詳細を示す構成図である。 この発明の参考例３による電圧変動補償装置の構成図である。 この発明の参考例３による電圧変動補償装置の動作を説明する波形図である。 この発明の参考例３による電圧瞬低制御回路の詳細を示す回路図である。 この発明の参考例３によるＡ／Ｄコンバータの詳細を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるＡ／Ｄコンバータの詳細を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による電圧変動補償装置の構成図である。 この発明の実施の形態２によるＡ／Ｄ変換された２進信号を示す図である。 この発明の実施の形態２による電圧変動補償装置の動作を説明する波形図である。 従来の電圧変動補償装置の概略構成図である。 従来の電圧変動補償装置の電圧補償動作を説明する図である。

符号の説明

１ 送電線、３ 負荷（需要家）、１１ エネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ、１６ 検出制御部としての電圧瞬低制御回路、
１８ エネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ、
２１（２１ｐ１，２１ｎ１） エネルギ蓄積手段としての充電コンデンサ、
６２ 論理テーブル、１００ 電圧変動補償装置、１２０ 全補償回路、
Ｐ１〜Ｐ３，Ｎ１〜Ｎ３，ＰＮ，Ｎ０ 電圧補償回路、ＰＳ，ＮＳ サグ電圧補償回路、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３ 電圧検出値、
Ｖ１ｘ，Ｖ２ｘ，Ｖ３ｘ 電圧算出値としての電圧予測演算値、
Ｖｚ 所定の電圧量としての電圧低下保証値。

Claims (19)

1. 接続される負荷に電力を出力する電力出力装置であって、
   それぞれ所定値の電力が蓄積される複数の電力蓄積手段が接続され、それぞれ前記蓄積された電力を出力する複数の電力出力回路と、
   前記複数の電力出力回路を制御して、所定値の第１の極性の電力、及び、前記第１の極性と逆極性の所定値の第２の極性の電力を前記負荷に出力させる制御回路と
   を備え、
   前記複数の電力出力回路は直列に接続され、
   前記制御回路は、一の前記電力出力回路から出力される電力を、他の前記電力出力回路に接続される前記電力蓄積手段に蓄積し、前記所定値の第１の極性の電力、または前記所定値の第２の極性の電力となるよう制御すること
   を特徴とする電力出力装置。
2. 前記複数の電力蓄積手段は、それぞれ蓄積される電力値が異なること
   を特徴とする請求項１に記載の電力出力装置。
3. 前記複数の電力出力回路は、前記第１の極性の電力、及び前記第２の極性の電力を出力可能であること
   を特徴とする請求項１または２に記載の電力出力装置。
4. 前記複数の電力出力回路は、それぞれ、複数のスイッチング素子をフルブリッジに構成した回路であること
   を特徴とする請求項３に記載の電力出力装置。
5. 前記スイッチング素子は、ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子であること
   を特徴とする請求項４に記載の電力出力装置。
6. 前記制御回路は、
   所定期間において、所定の電力出力回路から出力される電力と、前記所定の電力出力回路に接続される電力蓄積手段に蓄積される電力とが等しくなるように、前記複数の電力出力回路を制御すること
   を特徴とする請求項３から５のいずれか１項に記載の電力出力装置。
7. 前記所定期間は、周期性を有すること
   を特徴とする請求項６に記載の電力出力装置。
8. 前記制御回路は、
   前記第１の極性の電力と、前記第２の極性の電力とが交互に出力されるように、かつ、所定の前記第１の極性の電力が出力される期間と、前記第１の極性の電力が出力される期間に続く前記第２の電力が出力される期間とからなる期間において、前記所定の電力出力回路が出力する電力と、前記所定の電力出力回路に接続される電力蓄積手段に蓄積される電力とが等しくなるように、前記複数の電力出力回路を制御すること
   を特徴とする請求項６または７に記載の電力出力装置。
9. 前記制御回路は、
   出力する電力値の絶対値が最も大きい最大電力出力回路が出力する電力を、前記最大電力出力回路以外の電力出力回路に接続される蓄積手段に蓄積すること
   を特徴とする請求項３から８のいずれか１項に記載の電力出力装置。
10. 前記複数の電力出力回路が出力する電力値は、出力する電力値が最も小さい最小電力出力回路から出力される電力の絶対値に対して、それぞれ略２^Ｋ倍（Ｋは０以上の整数）であること
    を特徴とする請求項３から９のいずれか１項に記載の電力出力装置。
11. 前記複数の電力出力回路は、前記第１の極性の電力を出力する第１の電力出力回路と、前記第２の極性の電力を出力する第２の電力出力回路とを有し、
    前記制御回路は、前記第２の極性の電力を出力する期間に、前記第２の電力出力回路から出力される電力を前記第１の電力回路に接続される電力蓄積手段に蓄積すること
    を特徴とする請求項１または２に記載の電力出力装置。
12. 前記第１の電力出力回路は、複数個あり、
    前記第２の電力出力回路は、１個であること
    を特徴とする請求項１１に記載の電力出力装置。
13. 前記第２の電力出力回路が出力する電力の絶対値は、前記複数の第１の電力出力回路が出力する電力の総和の絶対値よりも大きいこと
    を特徴とする請求項１２に記載の電力出力装置。
14. 前記制御回路は、
    所定期間において、所定の前記第１の電力出力回路から出力される電力と、前記所定の第１の電力出力回路に接続される電力蓄積手段に蓄積される電力とが等しくなるように、前記第１の電力出力回路と前記第２の電力出力回路を制御すること
    を特徴とする請求項１１から１３のいずれか１項に記載の電力出力装置。
15. 前記制御回路は、
    前記第１の極性の電力と前記第２の極性の電力とが交互に出力されるように、かつ、
    所定の前記第１の極性の電力が出力される期間と、前記第１の極性の電力が出力される期間に続く前記第２の電力が出力される期間とからなる期間において、前記所定の前記第１の電力出力回路が出力した電力と、前記所定の第１の電力出力回路に接続される電力蓄積手段に蓄積される電力とが等しくなるよう、前記第１の電力出力回路と前記第２の電力出力回路を制御すること
    を特徴とする請求項１４に記載の電力出力装置。
16. 前記制御回路は、
    前記複数の第１の電力回路のうち、出力する電力値の絶対値が最も大きい最大電力出力回路が出力する電力を、前記最大電力出力回路以外の前記第１の電力出力回路に接続される蓄積手段に蓄積すること
    を特徴とする請求項１１から１５のいずれか１項に記載の電力出力装置。
17. 前記複数の第１の電力出力回路が出力する電力値は、前記複数の第１の電力出力回路のうち、出力する電力値が最も小さい最小電力出力回路から出力される電力の絶対値に対して、それぞれ略２^Ｋ倍（Ｋは０以上の整数）であること
    を特徴とする請求項１１から１６のいずれか１項に記載の電力出力装置。
18. 前記第１の極性の電力が出力される期間と、前記第２の極性の電力が出力される期間とは、時間的な長さが互いに等しく、かつ、交互に存在すること
    を特徴とする請求項１から１７のいずれか１項に記載の電力出力装置。
19. 前記第１の極性の電力が出力される期間と、前記第２の極性の電力が出力される期間とは、それぞれ、出力される電力値が漸増する期間と、出力される電力値が漸減する期間とを有すること
    を特徴とする請求項１８に記載の電力出力装置。

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