JP3840201B2 - 高周波増幅回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波増幅回路、特に高効率増幅を図った高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
高効率な線形増幅器を実現する手段の１つとして、非特許文献１に示すＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による飽和増幅器を用いた増幅回路が知られている。図１２にＬＩＮＣの原理を説明するためのブロック図を示す。信号分離器１１２により、包絡線変動を伴う変調信号である入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)が定包絡線位相変調信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)に分離される。分離された高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は、それぞれ高効率な非線形増幅器１１４−１，１１４−２により増幅されてから合成器１１６により電力合成されることで、線形増幅された出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が出力される。
【０００３】
ここで、信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓｉｎ(ｔ)，Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を図示すると図１３のようになる。図１３に示すように、信号Ｓｉｎ(ｔ)は、位相が＋θ(ｔ)で振幅がａｍａｘ／２0.5である信号Ｓ１(ｔ)と、位相が−θ(ｔ)で振幅がａｍａｘ／２0.5である信号Ｓ２(ｔ)と、に分離される。信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１）式で表すと、信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)はそれぞれ以下の（２）、（３）式で表され、θ(ｔ)は以下の（４）、（５）式で表される。
【数１】
【０００４】
合成器１１６の入出力インピーダンスが同一の場合、合成器１１６のインピーダンス変換により信号の電圧が１／２0.5倍となることを考慮すると、電力合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)は以下の（６）式で表される。
【数２】
【０００５】
（６）式において、Ｇは増幅器１１４−１，１１４−２の利得である。この従来の増幅回路によれば、（６）式に示すように入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を利得Ｇで増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を得るとともに、高効率な線形増幅を図っている。
【０００６】
この方式は信号の分離に（４）式で示すような三角関数演算が必要であるため、回路が複雑になるという問題点があった。また、ディジタル信号処理を用いてベースバンド信号レベルに応じた位相差を有する信号対をベースバンド領域で生成してから、増幅器１１４−１，１１４−２に入力する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を周波数変換を用いて生成する方式もある。しかし、その場合は増幅器１１４−１，１１４−２の入力までにおける回路のばらつきにより、増幅器１１４−１，１１４−２に入力する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)にばらつきが発生するため、増幅回路の特性が劣化するという問題点があった。そこで、本発明は、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる高周波増幅回路を提供することを目的とする。なお、高効率化を図った高周波増幅回路の他の一例として、特許文献１，２に示すものが開示されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−６８９４２号公報
【特許文献２】
特開２００２−７６７８１号公報
【非特許文献１】
DONALD C. COX,"Linear Amplification with Nonlinear Components",IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS,DECEMBER 1974
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の本発明に係る高周波増幅回路は、入力高周波信号をその振幅に応じた位相差を有する高周波信号対に分離する分離手段と、該高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、該増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１の合成手段と、を備え、前記入力高周波信号を増幅した信号を前記第１の合成手段の出力から得る高周波増幅回路であって、前記分離手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を設定値に調整した信号であり、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成手段と、各々が前記入力高周波信号を分配した信号であり、各々が前記逆相信号対の各々と略直交し、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成手段と、前記逆相信号対の一方と前記同相信号対の一方とを合成することにより前記高周波信号対の一方を前記増幅器対の一方へ出力する第２の合成手段と、前記逆相信号対の他方と前記同相信号対の他方とを合成することにより前記高周波信号対の他方を前記増幅器対の他方へ出力する第３の合成手段と、を有することを特徴とする。
【０００９】
本発明によれば、入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対と、各々が逆相信号対の各々と略直交し互いに略同位相である同相信号対と、を生成している。そして、逆相信号対の一方と同相信号対の一方とを合成することで高周波信号対の一方を生成し、逆相信号対の他方と同相信号対の他方とを合成することで高周波信号対の他方を生成している。これによって、入力高周波信号の振幅が変動しても高周波信号対の振幅変動を微少とすることができるので、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる。
【００１０】
第２の本発明に係る高周波増幅回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記逆相信号対生成手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を一定の設定値に調整した信号である前記逆相信号対を生成することを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、逆相信号対の振幅を一定値に調整することにより、回路構成をさらに簡略化することができる。
【００１２】
第３の本発明に係る高周波増幅回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記逆相信号対生成手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を該振幅及び前記増幅器対の飽和出力に基づく設定値に調整した信号である前記逆相信号対を生成することを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、逆相信号対の振幅を該振幅及び増幅器対の飽和出力に基づく設定値に調整することにより、出力高周波信号の振幅の抑圧が防止でき、良好な歪み特性を実現できる。
【００１４】
第４の本発明に係る高周波増幅回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記逆相信号対生成手段は、前記入力高周波信号の振幅を調整する振幅調整手段と、該振幅調整手段からの信号を略逆位相の信号対に略等分配することにより前記逆相信号対を出力する第１の分配手段と、を有し、前記同相信号対生成手段は、前記入力高周波信号の位相を略π／２移相させる移相手段と、該移相手段からの信号を略同位相の信号対に分配することにより前記同相信号対を出力する第２の分配手段と、を有することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）を、図面に従って説明する。
【００１６】
（１）第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波増幅回路は、信号分離器１２、増幅器対１４及び合成器１６を備えている。
【００１７】
信号分離器１２は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)に分離して増幅器対１４へ出力する。例えば、信号Ｓｉｎ(ｔ)は包絡線変動を伴う変調信号であり、信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)はほぼ定包絡線となる位相変調信号である。
【００１８】
増幅器対１４は、互いに並列に設けられた増幅器１４−１，１４−２によって構成されており、増幅器１４−１と増幅器１４−２とで利得、位相特性は略同一である。増幅器１４−１は高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅し、増幅器１４−２は高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。また、ここでの増幅器１４−１，１４−２は飽和増幅器として用いられる。
【００１９】
合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａにそれぞれ対応して設けられた伝送線路１８−１，１８−２を含む。そして、合成器１６は、増幅器１４−１，１４−２によりそれぞれ増幅された信号Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）を伝送線路１８−１，１８−２をそれぞれ介して信号合成点Ｅにて合成し、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を図示しない負荷へ出力する。
【００２０】
伝送線路１８−１，１８−２は、例えばマイクロストリップ線路によって構成される。伝送線路１８−１の一端は増幅器１４−１の出力端子Ｃと一致し、伝送線路１８−１の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。同様に、伝送線路１８−２の一端は増幅器１４−２の出力端子Ａと一致し、伝送線路１８−２の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。そして、伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）及び伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）は、ともに高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の波長の１／４の奇数倍に略等しくなるように調整されている。また、ここでの増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａについては、増幅器１４−１，１４−２内の増幅素子の出力端子となる。
【００２１】
さらに、図１に示すように、増幅器１４−１の出力端子Ｃは対応する伝送線路１８−１のみと接続されており、増幅器１４−２の出力端子Ａは対応する伝送線路１８−２のみと接続されている。このように、本実施形態の合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃと増幅器１４−２の出力端子Ａとが反射波吸収抵抗を介して接続されていない点で、ウィルキンソン合成器と異なる。
【００２２】
本実施形態における信号分離器１２は、分配器２０、逆相信号対生成器２２、同相信号対生成器３０及び合成器２６，２８を備えている。そして、逆相信号対生成器２２はリミッタ増幅器３２及び分配器３４を備えており、同相信号対生成器３０は移相器３６及び分配器３８を備えている。
【００２３】
分配器２０は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を略同位相の信号対に略等分配する。分配器２０により分配された入力高周波信号対Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の一方は逆相信号対生成器２２内のリミッタ増幅器３２に入力され、他方は同相信号対生成器３０内の移相器３６に入力される。
【００２４】
リミッタ増幅器３２は、分配器２０により分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の振幅を一定値ａｌｉｍにした信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を出力する。ここでの一定値ａｌｉｍについては、増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルに基づいて設定される。分配器３４は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を互いに略逆位相の逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)に略等分配して出力する。ここで、分配器３４から出力される逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)は、各々が入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を一定値ａｌｉｍ／２0.5に調整した信号であり、互いに略同振幅かつ略逆位相である。
【００２５】
移相器３６は、分配器２０により分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の位相を略π／２だけ移相した信号Ｓｐ(ｔ)を出力する。分配器３８は、移相器３６からの信号Ｓｐ(ｔ)を略同位相の同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5に略等分配して出力する。ここで、分配器３８から出力される同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5は、各々が入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を分配した信号であり、各々が逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の各々と略直交し、互いに略同位相である。
【００２６】
分配器３４から出力される逆相信号対の一方Ｓｌ１(ｔ)及び分配器３８から出力される同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5が合成器２６にて合成されることで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)が得られる。そして、分配器３４から出力される逆相信号対の他方Ｓｌ２(ｔ)及び分配器３８から出力される同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5が合成器２８にて合成されることで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)が得られる。本実施形態では以上の構成の信号分離器１２により、増幅器対１４への入力信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を得ることができる。
【００２７】
ここで、信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)，Ｓｏｕｔ(ｔ)を図示すると図２のようになる。ただし、本実施形態においては、分配器２０，３４，３８、合成器１６，２６，２８の入出力インピーダンスを同一としており、分配器２０，３４，３８により信号の電圧が１／２0.5倍になり、合成器１６，２６，２８により同相信号の電圧が２0.5倍になるものとしている。そして、図２では各ベクトルを信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示している。
【００２８】
図２において、逆相信号対成分Ｓｌ１(ｔ)／２0.5，Ｓｌ２(ｔ)／２0.5については、合成器１６にて略同振幅かつ略逆位相で合成されるため、互いに打ち消し合いほとんど出力されない。一方、同相信号対成分Ｓｐ(ｔ)／２同士については、合成器１６にて略同位相で合成されて出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)として出力される。
【００２９】
さらに、信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（７）式で表すと、信号Ｓｌｉｍ(ｔ)，Ｓｐ(ｔ)，Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)，Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)，Ｓｏｕｔ(ｔ)は、それぞれ以下の（８）、（９）、（１０）、（１１）、（１２）、（１３）、（１６）式で表され、θ(ｔ)は以下の（１４）、（１５）式で表される。
【数３】
【００３０】
（１６）式に示すように、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を合成器１６の出力から得ることができる。また、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の変動は微少であるため高効率増幅が実現される。
【００３１】
また、増幅器１４−１の出力端子Ｃにおける電圧及び電流をそれぞれＶ１及びＩ１とし、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧及び電流をそれぞれＶ２及びＩ２とする。そして、増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の特性を以下の（１７）式によって表すものとする。
【数４】
【００３２】
一般的に伝送線路のＦ行列は、特性インピーダンスをＺ０、電気長をＬとすると、以下の（１８）式によって表される。
【数５】
【００３３】
ただし、（１８）式におけるγは、以下の（１９）式によって表される。
【数６】
【００３４】
（１９）式において、αは減衰定数であり、βは位相定数である。
【００３５】
ここで、α＝０、β＝２×π／λ（λは波長）とし、（１８）式を簡略化すると、以下の（２０）式が得られる。
【数７】
【００３６】
本実施形態の伝送線路１８−１においては、電気長Ｌ＝(２×ｎ−１)×λ／４（ｎは自然数）であるため、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の周波数において（１７）式のａ，ｂ，ｃ，ｄは、以下の（２１）式によって表される。
【数８】
【００３７】
同様に、増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の特性についても、（１７）、（２１）式によって表される。
【００３８】
（１７）、（２１）式から、以下の（２２）式が得られる。
【数９】
Ｖ１／Ｉ１＝Ｚ０2×Ｉ２／Ｖ２ （２２）
【００３９】
（２２）式は、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧Ｖ２が０のときに、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になることを示している。これによって、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の位相差の変動に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを、高効率となるようなインピーダンスに追従させることができる。以下、負荷インピーダンス可変原理について図３〜５を用いて説明する。
【００４０】
合成器１６を線形とすると、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードに分けて考えることができる。図３に示すように、増幅器１４−１，１４−２をｅｖｅｎ（同相）とｏｄｄ（逆相）に分割した電圧源２４−１，２４−２，２４−３と仮定する。電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)と電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)とは互いに逆位相であり、電圧源２４−１の電圧Ｅ１(ｔ)は電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)及び電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)と直交している。また、増幅器１４−１，１４−２の出力インピーダンスをＺ０とし、合成器１６の負荷インピーダンスをＺＬとする。ここで、増幅器１４−１の出力電圧Ｇ×Ｓ１(ｔ)は、互いに直交した電圧源２４−１の電圧Ｅ１(ｔ)と電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)との重ね合わせで表すことができ、増幅器１４−２の出力電圧Ｇ×Ｓ２(ｔ)は、互いに直交した電圧源２４−１の電圧Ｅ１(ｔ)と電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)との重ね合わせで表すことができる。具体的には以下の（２３）〜（２５）式で表される。
【数１０】
【００４１】
ｅｖｅｎ（同相）モードでは、図４に示すように、電圧源２４−１のみで考える。この場合は、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともにＺ０になるように設計することにより、電圧源２４−１には最大電流が流れ、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の電力レベルが最大となる。
【００４２】
一方、ｏｄｄ（逆相）モードでは、図５に示すように、電圧源２４−２，２４−３で考える。この場合は、電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)と電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)とは互いに逆位相であるため、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧Ｖ２は０となる。したがって、（２２）式より、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になるので、電圧源２４−２，２４−３の電流は０となり、電力が消費されずに出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の電力レベルは０となる。このように、伝送線路１８−１，１８−２は、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の周波数においてｄ＝０を略満たすことにより、増幅器１４−１，１４−２により増幅された高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)が合成器１６の信号合成点Ｅにて逆位相で合成される状態を仮想した場合に、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大となるように機能する。
【００４３】
ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの間の高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)については、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの重ね合わせで表すことができ、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの重み付けを変化させることにより、高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)の位相差を連続的に変化させることができる。そして、高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)の位相差が小さいときは負荷電流を大きくすることができ、高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)の位相差が大きいときは負荷電流を小さくすることができる。
【００４４】
以上のように構成された本実施形態の高周波増幅回路によれば、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)と、各々が逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の各々と略直交し互いに略同位相である同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5と、を生成している。そして、逆相信号対の一方Ｓｌ１(ｔ)と同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5とを合成することで高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成し、逆相信号対の他方Ｓｌ２(ｔ)と同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5とを合成することで高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成している。このように、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動したときの振幅変動が微少となる高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に簡単な回路構成で生成できる。したがって、本実施形態によれば、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる。さらに、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅をリミッタ増幅器３２により一定値に調整することで、回路構成をさらに簡略化することができる。
【００４５】
また、本実施形態によれば、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の位相差の変動に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを高効率となるように変化させることができるので、増幅回路の効率をさらに向上させることができる。そして、負荷インピーダンスを変化させる際に、制御回路を用いる必要がないため、簡単な回路構成で増幅回路の効率を向上させることができるとともに、位相差の変動が速い高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)においても負荷インピーダンスを応答よく変化させることができる。
【００４６】
上記の説明においては、増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いる場合について説明したが、以下に説明するように、増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いなくてもよい。
【００４７】
増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いる場合は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大、すなわち増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の増大とともに、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量も増大する。図６に信号Ｓ２(ｔ)に着目したベクトル図を示す。ただし、図６では信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示している。図６において、増幅器１４−１，１４−２が飽和していなければベクトルＳｌ２(ｔ)／２0.5とベクトルＳｐ(ｔ)／２との合成ベクトルはＳＤ(ｔ)となる。しかし、Ｓｓａｔ＝｜Ｓｌ２(ｔ)｜／２0.5であり増幅器１４−１，１４−２が飽和状態にあると、信号ＳＤ(ｔ)の振幅はＳｓａｔを超えることができないため、信号ＳＤ(ｔ)の振幅はＳｓａｔに制限されて歪みを生じる。ここで、Ｓｓａｔは信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算した増幅器１４−１，１４−２の飽和出力である。また、抑圧量Ｓは以下の（２６）式で表される。
【数１１】
【００４８】
そこで、図７に示すように、Ｓｓａｔ＞｜Ｓｌ２(ｔ)｜／２0.5となるように増幅器１４−１，１４−２のバックオフを設定することにより、｜Ｓｐ(ｔ)｜（｜Ｓｉｎ(ｔ)｜）が増大しても増幅器１４−１，１４−２がすぐには飽和状態にならないため、信号ＳＤ(ｔ)の振幅を抑圧させないことができる。増幅器１４−１，１４−２のバックオフについては、増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルとリミッタ増幅器３２の出力レベルとの相対レベルに基づいて設定することができ、効率の劣化しない範囲で設定される。
【００４９】
（２）第２実施形態
図８は、本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、逆相信号対生成器２２は、第１実施形態と比較して、可変減衰器４２、及び可変減衰器４２における信号の減衰量を制御する制御回路４８をさらに備えている。そして、同相信号対生成器３０は、第１実施形態と比較して、分配器４４及び増幅器４６をさらに備えている。
【００５０】
分配器４４は、分配器２０により同相信号対生成器３０へ分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5を増幅器４６及び制御回路４８へ分配する。増幅器４６は、分配器４４の分配により減衰した信号レベルを分配前のレベルに戻すために設けられている。増幅器４６からの信号は移相器３６に入力される。
【００５１】
可変減衰器４２は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を減衰した信号Ｓａｔｔ(ｔ)を分配器３４へ出力する。可変減衰器４２における信号の減衰量は制御回路４８によって制御される。
【００５２】
制御回路４８は、増幅器５０、包絡線検波器５２、Ａ／Ｄコンバータ５４、ディジタル信号処理回路５６及びＤ／Ａコンバータ５８を備えている。増幅器５０は、分配器４４により制御回路４８へ分配された信号を増幅して出力する。包絡線検波器５２は、増幅器５０からの信号を包絡線検波することで、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅レベルを検出する。この検出レベルはＡ／Ｄコンバータ５４を介してディジタル信号処理回路５６に読み込まれる。ディジタル信号処理回路５６は、読み込まれた検出レベルに基づいて制御指令値を演算し、Ｄ／Ａコンバータ５８を介して可変減衰器４２へ出力する。ここで、可変減衰器４２の減衰量を制御するための制御指令値については、ディジタル信号処理回路５６によって入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅レベル及び増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルに基づいて演算される。なお、他の構成については第１実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００５３】
前述したように、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅が一定で増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いる場合は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大、すなわち増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の増大とともに、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量も増大する。そこで、本実施形態では、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大に応じて逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を可変減衰器４２により減少させる。これによって、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量を減少させることができる。
【００５４】
さらに、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅が一定となるように、可変減衰器４２により逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅が調整されることが好ましい。以下、好ましい可変減衰器４２における信号の減衰量、すなわちディジタル信号処理回路５６内で演算される制御指令値について説明する。
【００５５】
図９において、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅が一定の場合は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が増大して信号Ｓｐ(ｔ)の振幅が増大すると、増幅器１４−１，１４−２が飽和状態となって信号ＳＤ(ｔ)の振幅が抑圧される。しかし、可変減衰器４２によりリミッタ増幅器３２からの出力信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を減衰させてから、分配器３４により分配させて逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)を出力すれば、合成ベクトルはＳＣ(ｔ)となり、Ｓｐ(ｔ)成分は抑圧されなくなる。
【００５６】
ここで、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても信号ＳＣ(ｔ)の振幅が一定値｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜を維持するための可変減衰器４２の減衰量｜Ｓａｔｔ(ｔ)｜／｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜は、以下の（２７）式で表される。
【数１２】
【００５７】
（２７）式の演算については、テーブル参照等を用いてディジタル信号処理回路５６内で実現可能である。
【００５８】
本実施形態においても第１実施形態と同様に、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる。さらに、本実施形態においては、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を可変減衰器４２により減衰させることで、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量を減少させることができる。さらに、可変減衰器４２の減衰量｜Ｓａｔｔ(ｔ)｜／｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜を（２７）式に基づいて制御することにより、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅を最適化できるので、高効率を確保するとともに良好な歪み特性を実現できる。
【００５９】
上記の説明においては、ディジタル信号処理回路５６を用いて逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を制御する場合について説明した。ただし、図１０に示すように、ディジタル信号処理回路５６を用いずに逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を制御することもできる。図１０に示す構成においては、逆相信号対生成器２２は、可変減衰器４２の代わりに減算器６２を備えており、制御回路４８の代わりに補償回路６４を備えている。補償回路６４は、増幅器７０、包絡線検波器７２、分配器７４及び乗算器７６を備えている。他の構成については図８に示す構成と同様であるため説明を省略する。
【００６０】
増幅器７０は、分配器４４により制御回路４８へ分配された信号を増幅して出力する。分配器７４は、増幅器７０からの信号を包絡線検波器７２及び乗算器７６へ分配する。包絡線検波器７２は、分配器７４により分配された信号の一方を包絡線検波することで、増幅器７０からの信号の振幅レベルを検出する。乗算器７６は、分配器７４に分配された信号の他方と包絡線検波器７２からの信号とを掛け合わせて減算器６２へ出力する。減算器６２は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)から乗算器７６からの信号を減算した信号Ｓａｔｔ(ｔ)を分配器３４へ出力する。
【００６１】
ここで、（２７）式を以下の（２８）式に示す近似式で考える。（２８）式については、中心（０，０）、半径｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜である円における点（｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜，０）の周辺部分を、点（｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜，０）を通り、焦点（｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜／２，０）の放物線で近似することによって導出することができる。
【数１３】
【００６２】
図１１に（２７）式と（２８）式とを比較した計算結果を示す。この計算結果によれば、誤差を−４０ｄＢとするためには、｜Ｓｐ(ｔ)｜／｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜の値は０．５程度まで許容される。
【００６３】
図１０に示す構成において、増幅器７０の利得をリミッタ増幅器３２の出力レベル（一定値）に応じて設定することにより、補償回路６４は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を｜Ｓｐ(ｔ)｜2／（２×｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜）に調整した信号を出力することができる。このように、補償回路６４は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を該振幅の２乗に比例した振幅に調整した信号を出力することになる。
【００６４】
図１０に示す構成によれば、信号Ｓａｔｔ(ｔ)の振幅を（２８）式に示す振幅に調整することができるので、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅をほぼ一定に保つことができる。したがって、図１０に示す構成においても、高効率を確保するとともに振幅の抑圧を防止できる。そして、図１０に示す構成においては、ディジタル信号処理回路５６を用いていないため、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の変動に対して高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅をさらに応答よく最適化できる。
【００６５】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明の技術思想を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図２】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図３】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図４】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図５】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図６】 増幅器の飽和による出力高周波信号の振幅の抑圧を説明する図である。
【図７】 増幅器のバックオフの設定により出力高周波信号の振幅の抑圧を防止する例を説明する図である。
【図８】 本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図９】 本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図１０】 本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の他の構成の概略を示す図である。
【図１１】 逆相信号対の振幅の補償に用いる近似式の計算結果を示す図である。
【図１２】 従来の高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図１３】 従来の高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
１２ 信号分離器、１４ 増幅器対、１６，２６，２８ 合成器、２０，３４，３８，４４，７４ 分配器、２２ 逆相信号対生成器、３０ 同相信号対生成器、３２ リミッタ増幅器、３６ 移相器、４２ 可変減衰器、４８ 制御回路、６２ 減算器、６４ 補償回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波増幅回路、特に高効率増幅を図った高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
高効率な線形増幅器を実現する手段の１つとして、非特許文献１に示すＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による飽和増幅器を用いた増幅回路が知られている。図１２にＬＩＮＣの原理を説明するためのブロック図を示す。信号分離器１１２により、包絡線変動を伴う変調信号である入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)が定包絡線位相変調信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)に分離される。分離された高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)は、それぞれ高効率な非線形増幅器１１４−１，１１４−２により増幅されてから合成器１１６により電力合成されることで、線形増幅された出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が出力される。
【０００３】
ここで、信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓｉｎ(ｔ)，Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を図示すると図１３のようになる。図１３に示すように、信号Ｓｉｎ(ｔ)は、位相が＋θ(ｔ)で振幅がａｍａｘ／２0.5である信号Ｓ１(ｔ)と、位相が−θ(ｔ)で振幅がａｍａｘ／２0.5である信号Ｓ２(ｔ)と、に分離される。信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（１）式で表すと、信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)はそれぞれ以下の（２）、（３）式で表され、θ(ｔ)は以下の（４）、（５）式で表される。
【数１】
合成器１１６の入出力インピーダンスが同一の場合、合成器１１６のインピーダンス変換により信号の電圧が１／２0.5倍となることを考慮すると、電力合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)は以下の（６）式で表される。
【数２】
（６）式において、Ｇは増幅器１１４−１，１１４−２の利得である。この従来の増幅回路によれば、（６）式に示すように入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を利得Ｇで増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を得るとともに、高効率な線形増幅を図っている。
【０００６】
この方式は信号の分離に（４）式で示すような三角関数演算が必要であるため、回路が複雑になるという問題点があった。また、ディジタル信号処理を用いてベースバンド信号レベルに応じた位相差を有する信号対をベースバンド領域で生成してから、増幅器１１４−１，１１４−２に入力する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を周波数変換を用いて生成する方式もある。しかし、その場合は増幅器１１４−１，１１４−２の入力までにおける回路のばらつきにより、増幅器１１４−１，１１４−２に入力する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)にばらつきが発生するため、増幅回路の特性が劣化するという問題点があった。そこで、本発明は、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる高周波増幅回路を提供することを目的とする。なお、高効率化を図った高周波増幅回路の他の一例として、特許文献１，２に示すものが開示されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−６８９４２号公報
【特許文献２】
特開２００２−７６７８１号公報
【非特許文献１】
DONALD C. COX,"Linear Amplification with Nonlinear Components",IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS,DECEMBER 1974
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の本発明に係る高周波増幅回路は、入力高周波信号をその振幅に応じた位相差を有する高周波信号対に分離する分離手段と、該高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、該増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１の合成手段と、を備え、前記入力高周波信号を増幅した信号を前記第１の合成手段の出力から得る高周波増幅回路であって、前記分離手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を設定値に調整した信号であり、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成手段と、各々が前記入力高周波信号を分配した信号であり、各々が前記逆相信号対の各々と略直交し、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成手段と、前記逆相信号対の一方と前記同相信号対の一方とを合成することにより前記高周波信号対の一方を前記増幅器対の一方へ出力する第２の合成手段と、前記逆相信号対の他方と前記同相信号対の他方とを合成することにより前記高周波信号対の他方を前記増幅器対の他方へ出力する第３の合成手段と、を有することを特徴とする。
【０００９】
本発明によれば、入力高周波信号を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対と、各々が逆相信号対の各々と略直交し互いに略同位相である同相信号対と、を生成している。そして、逆相信号対の一方と同相信号対の一方とを合成することで高周波信号対の一方を生成し、逆相信号対の他方と同相信号対の他方とを合成することで高周波信号対の他方を生成している。これによって、入力高周波信号の振幅が変動しても高周波信号対の振幅変動を微少とすることができるので、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる。
【００１０】
第２の本発明に係る高周波増幅回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記逆相信号対生成手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を一定の設定値に調整した信号である前記逆相信号対を生成することを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、逆相信号対の振幅を一定値に調整することにより、回路構成をさらに簡略化することができる。
【００１２】
第３の本発明に係る高周波増幅回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記逆相信号対生成手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を該振幅及び前記増幅器対の飽和出力に基づく設定値に調整した信号である前記逆相信号対を生成することを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、逆相信号対の振幅を該振幅及び増幅器対の飽和出力に基づく設定値に調整することにより、出力高周波信号の振幅の抑圧が防止でき、良好な歪み特性を実現できる。
【００１４】
第４の本発明に係る高周波増幅回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記逆相信号対生成手段は、前記入力高周波信号の振幅を調整する振幅調整手段と、該振幅調整手段からの信号を略逆位相の信号対に略等分配することにより前記逆相信号対を出力する第１の分配手段と、を有し、前記同相信号対生成手段は、前記入力高周波信号の位相を略π／２移相させる移相手段と、該移相手段からの信号を略同位相の信号対に分配することにより前記同相信号対を出力する第２の分配手段と、を有することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）を、図面に従って説明する。
【００１６】
（１）第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波増幅回路は、信号分離器１２、増幅器対１４及び合成器１６を備えている。
【００１７】
信号分離器１２は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)に分離して増幅器対１４へ出力する。例えば、信号Ｓｉｎ(ｔ)は包絡線変動を伴う変調信号であり、信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)はほぼ定包絡線となる位相変調信号である。
【００１８】
増幅器対１４は、互いに並列に設けられた増幅器１４−１，１４−２によって構成されており、増幅器１４−１と増幅器１４−２とで利得、位相特性は略同一である。増幅器１４−１は高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅し、増幅器１４−２は高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。また、ここでの増幅器１４−１，１４−２は飽和増幅器として用いられる。
【００１９】
合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａにそれぞれ対応して設けられた伝送線路１８−１，１８−２を含む。そして、合成器１６は、増幅器１４−１，１４−２によりそれぞれ増幅された信号Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）を伝送線路１８−１，１８−２をそれぞれ介して信号合成点Ｅにて合成し、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を図示しない負荷へ出力する。
【００２０】
伝送線路１８−１，１８−２は、例えばマイクロストリップ線路によって構成される。伝送線路１８−１の一端は増幅器１４−１の出力端子Ｃと一致し、伝送線路１８−１の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。同様に、伝送線路１８−２の一端は増幅器１４−２の出力端子Ａと一致し、伝送線路１８−２の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。そして、伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）及び伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）は、ともに高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の波長の１／４の奇数倍に略等しくなるように調整されている。また、ここでの増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａについては、増幅器１４−１，１４−２内の増幅素子の出力端子となる。
【００２１】
さらに、図１に示すように、増幅器１４−１の出力端子Ｃは対応する伝送線路１８−１のみと接続されており、増幅器１４−２の出力端子Ａは対応する伝送線路１８−２のみと接続されている。このように、本実施形態の合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃと増幅器１４−２の出力端子Ａとが反射波吸収抵抗を介して接続されていない点で、ウィルキンソン合成器と異なる。
【００２２】
本実施形態における信号分離器１２は、分配器２０、逆相信号対生成器２２、同相信号対生成器３０及び合成器２６，２８を備えている。そして、逆相信号対生成器２２はリミッタ増幅器３２及び分配器３４を備えており、同相信号対生成器３０は移相器３６及び分配器３８を備えている。
【００２３】
分配器２０は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を略同位相の信号対に略等分配する。分配器２０により分配された入力高周波信号対Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の一方は逆相信号対生成器２２内のリミッタ増幅器３２に入力され、他方は同相信号対生成器３０内の移相器３６に入力される。
【００２４】
リミッタ増幅器３２は、分配器２０により分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の振幅を一定値ａｌｉｍにした信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を出力する。ここでの一定値ａｌｉｍについては、増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルに基づいて設定される。分配器３４は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を互いに略逆位相の逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)に略等分配して出力する。ここで、分配器３４から出力される逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)は、各々が入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を一定値ａｌｉｍ／２0.5に調整した信号であり、互いに略同振幅かつ略逆位相である。
【００２５】
移相器３６は、分配器２０により分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5の位相を略π／２だけ移相した信号Ｓｐ(ｔ)を出力する。分配器３８は、移相器３６からの信号Ｓｐ(ｔ)を略同位相の同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5に略等分配して出力する。ここで、分配器３８から出力される同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5は、各々が入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を分配した信号であり、各々が逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の各々と略直交し、互いに略同位相である。
【００２６】
分配器３４から出力される逆相信号対の一方Ｓｌ１(ｔ)及び分配器３８から出力される同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5が合成器２６にて合成されることで、高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)が得られる。そして、分配器３４から出力される逆相信号対の他方Ｓｌ２(ｔ)及び分配器３８から出力される同相信号対の他方Ｓｐ(ｔ)／２0.5が合成器２８にて合成されることで、高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)が得られる。本実施形態では以上の構成の信号分離器１２により、増幅器対１４への入力信号である高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を得ることができる。
【００２７】
ここで、信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)，Ｓｏｕｔ(ｔ)を図示すると図２のようになる。ただし、本実施形態においては、分配器２０，３４，３８、合成器１６，２６，２８の入出力インピーダンスを同一としており、分配器２０，３４，３８により信号の電圧が１／２0.5倍になり、合成器１６，２６，２８により同相信号の電圧が２0.5倍になるものとしている。そして、図２では各ベクトルを信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示している。
【００２８】
図２において、逆相信号対成分Ｓｌ１(ｔ)／２0.5，Ｓｌ２(ｔ)／２0.5については、合成器１６にて略同振幅かつ略逆位相で合成されるため、互いに打ち消し合いほとんど出力されない。一方、同相信号対成分Ｓｐ(ｔ)／２同士については、合成器１６にて略同位相で合成されて出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)として出力される。
【００２９】
さらに、信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の（７）式で表すと、信号Ｓｌｉｍ(ｔ)，Ｓｐ(ｔ)，Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)，Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)，Ｓｏｕｔ(ｔ)は、それぞれ以下の（８）、（９）、（１０）、（１１）、（１２）、（１３）、（１６）式で表され、θ(ｔ)は以下の（１４）、（１５）式で表される。
【数３】
（１６）式に示すように、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)を合成器１６の出力から得ることができる。また、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の変動は微少であるため高効率増幅が実現される。
【００３１】
また、増幅器１４−１の出力端子Ｃにおける電圧及び電流をそれぞれＶ１及びＩ１とし、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧及び電流をそれぞれＶ２及びＩ２とする。そして、増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の特性を以下の（１７）式によって表すものとする。
【数４】
一般的に伝送線路のＦ行列は、特性インピーダンスをＺ０、電気長をＬとすると、以下の（１８）式によって表される。
【数５】
ただし、（１８）式におけるγは、以下の（１９）式によって表される。
【数６】
（１９）式において、αは減衰定数であり、βは位相定数である。
【００３５】
ここで、α＝０、β＝２×π／λ（λは波長）とし、（１８）式を簡略化すると、以下の（２０）式が得られる。
【数７】
本実施形態の伝送線路１８−１においては、電気長Ｌ＝(２×ｎ−１)×λ／４（ｎは自然数）であるため、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の周波数において（１７）式のａ，ｂ，ｃ，ｄは、以下の（２１）式によって表される。
【数８】
同様に、増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の特性についても、（１７）、（２１）式によって表される。
【００３８】
（１７）、（２１）式から、以下の（２２）式が得られる。
【数９】
Ｖ１／Ｉ１＝Ｚ０2×Ｉ２／Ｖ２ （２２）
【００３９】
（２２）式は、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧Ｖ２が０のときに、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になることを示している。これによって、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の位相差の変動に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを、高効率となるようなインピーダンスに追従させることができる。以下、負荷インピーダンス可変原理について図３〜５を用いて説明する。
【００４０】
合成器１６を線形とすると、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードに分けて考えることができる。図３に示すように、増幅器１４−１，１４−２をｅｖｅｎ（同相）とｏｄｄ（逆相）に分割した電圧源２４−１，２４−２，２４−３と仮定する。電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)と電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)とは互いに逆位相であり、電圧源２４−１の電圧Ｅ１(ｔ)は電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)及び電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)と直交している。また、増幅器１４−１，１４−２の出力インピーダンスをＺ０とし、合成器１６の負荷インピーダンスをＺＬとする。ここで、増幅器１４−１の出力電圧Ｇ×Ｓ１(ｔ)は、互いに直交した電圧源２４−１の電圧Ｅ１(ｔ)と電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)との重ね合わせで表すことができ、増幅器１４−２の出力電圧Ｇ×Ｓ２(ｔ)は、互いに直交した電圧源２４−１の電圧Ｅ１(ｔ)と電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)との重ね合わせで表すことができる。具体的には以下の（２３）〜（２５）式で表される。
【数１０】
ｅｖｅｎ（同相）モードでは、図４に示すように、電圧源２４−１のみで考える。この場合は、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともにＺ０になるように設計することにより、電圧源２４−１には最大電流が流れ、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の電力レベルが最大となる。
【００４２】
一方、ｏｄｄ（逆相）モードでは、図５に示すように、電圧源２４−２，２４−３で考える。この場合は、電圧源２４−２の電圧Ｅ２(ｔ)と電圧源２４−３の電圧Ｅ３(ｔ)とは互いに逆位相であるため、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧Ｖ２は０となる。したがって、（２２）式より、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になるので、電圧源２４−２，２４−３の電流は０となり、電力が消費されずに出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の電力レベルは０となる。このように、伝送線路１８−１，１８−２は、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の周波数においてｄ＝０を略満たすことにより、増幅器１４−１，１４−２により増幅された高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)が合成器１６の信号合成点Ｅにて逆位相で合成される状態を仮想した場合に、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大となるように機能する。
【００４３】
ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの間の高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)については、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの重ね合わせで表すことができ、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの重み付けを変化させることにより、高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)の位相差を連続的に変化させることができる。そして、高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)の位相差が小さいときは負荷電流を大きくすることができ、高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)の位相差が大きいときは負荷電流を小さくすることができる。
【００４４】
以上のように構成された本実施形態の高周波増幅回路によれば、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)と、各々が逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の各々と略直交し互いに略同位相である同相信号対Ｓｐ(ｔ)／２0.5と、を生成している。そして、逆相信号対の一方Ｓｌ１(ｔ)と同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5とを合成することで高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を生成し、逆相信号対の他方Ｓｌ２(ｔ)と同相信号対の一方Ｓｐ(ｔ)／２0.5とを合成することで高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を生成している。このように、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動したときの振幅変動が微少となる高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)を入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)を基に簡単な回路構成で生成できる。したがって、本実施形態によれば、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる。さらに、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅をリミッタ増幅器３２により一定値に調整することで、回路構成をさらに簡略化することができる。
【００４５】
また、本実施形態によれば、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の位相差の変動に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを高効率となるように変化させることができるので、増幅回路の効率をさらに向上させることができる。そして、負荷インピーダンスを変化させる際に、制御回路を用いる必要がないため、簡単な回路構成で増幅回路の効率を向上させることができるとともに、位相差の変動が速い高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)においても負荷インピーダンスを応答よく変化させることができる。
【００４６】
上記の説明においては、増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いる場合について説明したが、以下に説明するように、増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いなくてもよい。
【００４７】
増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いる場合は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大、すなわち増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の増大とともに、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量も増大する。図６に信号Ｓ２(ｔ)に着目したベクトル図を示す。ただし、図６では信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算して図示している。図６において、増幅器１４−１，１４−２が飽和していなければベクトルＳｌ２(ｔ)／２0.5とベクトルＳｐ(ｔ)／２との合成ベクトルはＳＤ(ｔ)となる。しかし、Ｓｓａｔ＝｜Ｓｌ２(ｔ)｜／２0.5であり増幅器１４−１，１４−２が飽和状態にあると、信号ＳＤ(ｔ)の振幅はＳｓａｔを超えることができないため、信号ＳＤ(ｔ)の振幅はＳｓａｔに制限されて歪みを生じる。ここで、Ｓｓａｔは信号Ｓ２(ｔ)における電圧に換算した増幅器１４−１，１４−２の飽和出力である。また、抑圧量Ｓは以下の（２６）式で表される。
【数１１】
そこで、図７に示すように、Ｓｓａｔ＞｜Ｓｌ２(ｔ)｜／２0.5となるように増幅器１４−１，１４−２のバックオフを設定することにより、｜Ｓｐ(ｔ)｜（｜Ｓｉｎ(ｔ)｜）が増大しても増幅器１４−１，１４−２がすぐには飽和状態にならないため、信号ＳＤ(ｔ)の振幅を抑圧させないことができる。増幅器１４−１，１４−２のバックオフについては、増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルとリミッタ増幅器３２の出力レベルとの相対レベルに基づいて設定することができ、効率の劣化しない範囲で設定される。
【００４９】
（２）第２実施形態
図８は、本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、逆相信号対生成器２２は、第１実施形態と比較して、可変減衰器４２、及び可変減衰器４２における信号の減衰量を制御する制御回路４８をさらに備えている。そして、同相信号対生成器３０は、第１実施形態と比較して、分配器４４及び増幅器４６をさらに備えている。
【００５０】
分配器４４は、分配器２０により同相信号対生成器３０へ分配された入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)／２0.5を増幅器４６及び制御回路４８へ分配する。増幅器４６は、分配器４４の分配により減衰した信号レベルを分配前のレベルに戻すために設けられている。増幅器４６からの信号は移相器３６に入力される。
【００５１】
可変減衰器４２は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を減衰した信号Ｓａｔｔ(ｔ)を分配器３４へ出力する。可変減衰器４２における信号の減衰量は制御回路４８によって制御される。
【００５２】
制御回路４８は、増幅器５０、包絡線検波器５２、Ａ／Ｄコンバータ５４、ディジタル信号処理回路５６及びＤ／Ａコンバータ５８を備えている。増幅器５０は、分配器４４により制御回路４８へ分配された信号を増幅して出力する。包絡線検波器５２は、増幅器５０からの信号を包絡線検波することで、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅レベルを検出する。この検出レベルはＡ／Ｄコンバータ５４を介してディジタル信号処理回路５６に読み込まれる。ディジタル信号処理回路５６は、読み込まれた検出レベルに基づいて制御指令値を演算し、Ｄ／Ａコンバータ５８を介して可変減衰器４２へ出力する。ここで、可変減衰器４２の減衰量を制御するための制御指令値については、ディジタル信号処理回路５６によって入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅レベル及び増幅器１４−１，１４−２の飽和出力レベルに基づいて演算される。なお、他の構成については第１実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００５３】
前述したように、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅が一定で増幅器１４−１，１４−２を飽和増幅器として用いる場合は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大、すなわち増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅の増大とともに、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量も増大する。そこで、本実施形態では、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の増大に応じて逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を可変減衰器４２により減少させる。これによって、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量を減少させることができる。
【００５４】
さらに、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅が一定となるように、可変減衰器４２により逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅が調整されることが好ましい。以下、好ましい可変減衰器４２における信号の減衰量、すなわちディジタル信号処理回路５６内で演算される制御指令値について説明する。
【００５５】
図９において、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅が一定の場合は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が増大して信号Ｓｐ(ｔ)の振幅が増大すると、増幅器１４−１，１４−２が飽和状態となって信号ＳＤ(ｔ)の振幅が抑圧される。しかし、可変減衰器４２によりリミッタ増幅器３２からの出力信号Ｓｌｉｍ(ｔ)を減衰させてから、分配器３４により分配させて逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)を出力すれば、合成ベクトルはＳＣ(ｔ)となり、Ｓｐ(ｔ)成分は抑圧されなくなる。
【００５６】
ここで、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても信号ＳＣ(ｔ)の振幅が一定値｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜を維持するための可変減衰器４２の減衰量｜Ｓａｔｔ(ｔ)｜／｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜は、以下の（２７）式で表される。
【数１２】
（２７）式の演算については、テーブル参照等を用いてディジタル信号処理回路５６内で実現可能である。
【００５８】
本実施形態においても第１実施形態と同様に、簡単な回路構成で高効率増幅を実現できる。さらに、本実施形態においては、逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を可変減衰器４２により減衰させることで、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)の振幅の抑圧量を減少させることができる。さらに、可変減衰器４２の減衰量｜Ｓａｔｔ(ｔ)｜／｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜を（２７）式に基づいて制御することにより、高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅を最適化できるので、高効率を確保するとともに良好な歪み特性を実現できる。
【００５９】
上記の説明においては、ディジタル信号処理回路５６を用いて逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を制御する場合について説明した。ただし、図１０に示すように、ディジタル信号処理回路５６を用いずに逆相信号対Ｓｌ１(ｔ)，Ｓｌ２(ｔ)の振幅を制御することもできる。図１０に示す構成においては、逆相信号対生成器２２は、可変減衰器４２の代わりに減算器６２を備えており、制御回路４８の代わりに補償回路６４を備えている。補償回路６４は、増幅器７０、包絡線検波器７２、分配器７４及び乗算器７６を備えている。他の構成については図８に示す構成と同様であるため説明を省略する。
【００６０】
増幅器７０は、分配器４４により制御回路４８へ分配された信号を増幅して出力する。分配器７４は、増幅器７０からの信号を包絡線検波器７２及び乗算器７６へ分配する。包絡線検波器７２は、分配器７４により分配された信号の一方を包絡線検波することで、増幅器７０からの信号の振幅レベルを検出する。乗算器７６は、分配器７４に分配された信号の他方と包絡線検波器７２からの信号とを掛け合わせて減算器６２へ出力する。減算器６２は、リミッタ増幅器３２からの信号Ｓｌｉｍ(ｔ)から乗算器７６からの信号を減算した信号Ｓａｔｔ(ｔ)を分配器３４へ出力する。
【００６１】
ここで、（２７）式を以下の（２８）式に示す近似式で考える。（２８）式については、中心（０，０）、半径｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜である円における点（｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜，０）の周辺部分を、点（｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜，０）を通り、焦点（｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜／２，０）の放物線で近似することによって導出することができる。
【数１３】
図１１に（２７）式と（２８）式とを比較した計算結果を示す。この計算結果によれば、誤差を−４０ｄＢとするためには、｜Ｓｐ(ｔ)｜／｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜の値は０．５程度まで許容される。
【００６３】
図１０に示す構成において、増幅器７０の利得をリミッタ増幅器３２の出力レベル（一定値）に応じて設定することにより、補償回路６４は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を｜Ｓｐ(ｔ)｜2／（２×｜Ｓｌｉｍ(ｔ)｜）に調整した信号を出力することができる。このように、補償回路６４は、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅を該振幅の２乗に比例した振幅に調整した信号を出力することになる。
【００６４】
図１０に示す構成によれば、信号Ｓａｔｔ(ｔ)の振幅を（２８）式に示す振幅に調整することができるので、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅が変動しても増幅器１４−１，１４−２への入力信号Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅をほぼ一定に保つことができる。したがって、図１０に示す構成においても、高効率を確保するとともに振幅の抑圧を防止できる。そして、図１０に示す構成においては、ディジタル信号処理回路５６を用いていないため、入力高周波信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅の変動に対して高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の振幅をさらに応答よく最適化できる。
【００６５】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明の技術思想を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図２】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図３】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図４】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図５】 本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図６】 増幅器の飽和による出力高周波信号の振幅の抑圧を説明する図である。
【図７】 増幅器のバックオフの設定により出力高周波信号の振幅の抑圧を防止する例を説明する図である。
【図８】 本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図９】 本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図１０】 本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の他の構成の概略を示す図である。
【図１１】 逆相信号対の振幅の補償に用いる近似式の計算結果を示す図である。
【図１２】 従来の高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図１３】 従来の高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
１２ 信号分離器、１４ 増幅器対、１６，２６，２８ 合成器、２０，３４，３８，４４，７４ 分配器、２２ 逆相信号対生成器、３０ 同相信号対生成器、３２ リミッタ増幅器、３６ 移相器、４２ 可変減衰器、４８ 制御回路、６２ 減算器、６４ 補償回路。
Claims (4)
- 入力高周波信号をその振幅に応じた位相差を有する高周波信号対に分離する分離手段と、
該高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、
該増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する第１の合成手段と、
を備え、
前記入力高周波信号を増幅した信号を前記第１の合成手段の出力から得る高周波増幅回路であって、
前記分離手段は、
各々が前記入力高周波信号の振幅を設定値に調整した信号であり、互いに略同振幅かつ略逆位相である逆相信号対を生成する逆相信号対生成手段と、
各々が前記入力高周波信号を分配した信号であり、各々が前記逆相信号対の各々と略直交し、互いに略同位相である同相信号対を生成する同相信号対生成手段と、
前記逆相信号対の一方と前記同相信号対の一方とを合成することにより前記高周波信号対の一方を前記増幅器対の一方へ出力する第２の合成手段と、
前記逆相信号対の他方と前記同相信号対の他方とを合成することにより前記高周波信号対の他方を前記増幅器対の他方へ出力する第３の合成手段と、
を有することを特徴とする高周波増幅回路。 - 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記逆相信号対生成手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を一定の設定値に調整した信号である前記逆相信号対を生成することを特徴とする高周波増幅回路。 - 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記逆相信号対生成手段は、各々が前記入力高周波信号の振幅を該振幅及び前記増幅器対の飽和出力に基づく設定値に調整した信号である前記逆相信号対を生成することを特徴とする高周波増幅回路。 - 請求項１〜３のいずれか１に記載の高周波増幅回路であって、
前記逆相信号対生成手段は、
前記入力高周波信号の振幅を調整する振幅調整手段と、
該振幅調整手段からの信号を略逆位相の信号対に略等分配することにより前記逆相信号対を出力する第１の分配手段と、
を有し、
前記同相信号対生成手段は、
前記入力高周波信号の位相を略π／２移相させる移相手段と、
該移相手段からの信号を略同位相の信号対に分配することにより前記同相信号対を出力する第２の分配手段と、
を有することを特徴とする高周波増幅回路。
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