JP3806759B2

JP3806759B2 - 水平偏波アンテナ

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Publication number: JP3806759B2
Application number: JP2001085389A
Authority: JP
Inventors: 正人田中; 恭一飯草; 孝大平
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2001-03-23
Filing date: 2001-03-23
Publication date: 2006-08-09
Anticipated expiration: 2021-03-23
Also published as: JP2002290149A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直線偏波アンテナに関し、特にスリットアンテナおよびＴＭモードまたはＴＥＭモードの給電導波路で構成される進行波形スリットアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、導波路に沿って直線状のスリットを設けることにより導波路から電磁波を徐々に放射する漏れ波アンテナと呼ばれる技術がある。この漏れ波アンテナでは、導波路がＴＥモードの場合に直線状のスリットから直線偏波が放射される。
【０００３】
一方、任意のアンテナパターンを成形する（ビーム成形する）方法として、複数の素子アンテナを配列し、各素子アンテナに給電する電磁波の振幅と位相を制御するアレーアンテナの技術がある。
【０００４】
一つの基地局アンテナで広い部屋を万遍無く照らすことができるようにしたり、移動局アンテナでビーム追尾を必要としないでも通信を確保するためには、水平面内で無指向性であるアンテナが望まれる。
【０００５】
そこで、本発明者らは、水平面内無指向性を実現する同軸円筒スロットアレーアンテナを提案している。同軸円筒スロットアレーアンテナは、オーバーサイズ同軸導波路の外導体に複数のスロットを設けたアンテナである。この同軸円筒スロットアレーアンテナは、マイクロストリップ線路に比べて導波路の誘電体を厚くできるため低損失である。また、給電波が同軸モードであるので、アンテナ軸を垂直に設置することにより、水平面内無指向性を実現することができる。さらに、スロットの大きさおよび位置を軸方向に制御することにより、垂直面内にビーム成形可能である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記の漏れ波アンテナでは、導波路がＴＥモードの場合に直線状のスリットから直線偏波が放射される。しかしながら、導波路がＴＭモードあるいはＴＥＭモードの場合には、導波路に沿った直線状のスリットからは電磁波が放射されない。そのため、ＴＭモードまたはＴＥＭモードの導波路に直線状のスリットを設けてもアンテナとして機能しない。
【０００７】
また、ＴＥモードの導波路を用いた漏れ波アンテナでは、電磁波の放射源である磁流の位相が管内波長にほぼ等しい間隔で揃う。そのため、放射源の高密度化が図れない。
【０００８】
一方、上記の同軸円筒スロットアレーアンテナのアンテナ軸を垂直に設置した場合、スロットを水平に設けることにより垂直偏波は容易に得られる。しかし、給電波がＴＥＭモードであるため、垂直スロットは励振されない。
【０００９】
そこで、本発明者らは、１対のスロットをハの字状に配置した斜めスロットペアを提案している。図１３は斜めスロットペアを示す図である。図１３の斜めスロットペア７００は、１対の斜めスロット７１０，７２０により構成される。斜めスロット７１０，７２０はＴＥＭモード波の給電方向に対してそれぞれ角度αおよび−α傾斜している。これにより、水平磁流成分に誘発されて垂直磁流成分も励振される。この場合、垂直偏波の成分のみが打ち消されるように斜めスロット７１０，７２０が逆方向に傾けられ、かつ次式のようなスロット間隔Ｄで配置される。
【００１０】
Ｄ／λｇ＝Ｄｃｏｓθ／λ₀ ＋１／２ …（１）
ここで、λｇは管内波長、λ₀ は自由空間波長である。また、ここでは、ＴＥＭモード波の給電方向を垂直方向（ｚ軸方向）とする。また、垂直方向（ｚ軸方向）からの仰角をθで表す。このような斜めスロットペア７００によれば、水平偏波を実現することができる。しかしながら、図１３の斜めスロットペア７００においては、全ての仰角θに関して上記の条件を満たすことはできないという限界がある。
【００１１】
そこで、本発明者らは、垂直スロットの両端部の同じ側に水平スロットを接続した大括弧形スロットを提案している。図１４は大括弧形スロットを示す図である。
【００１２】
図１４の大括弧型スロット６００は、垂直スロット６１０および１対の短い水平スロット６２０，６３０により構成される。垂直スロット６１０は、垂直方向（ｚ軸方向）に配置される。垂直スロット６１０の両端部の同じ側に水平スロット６２０，６３０が直角に接続されている。水平スロット６２０，６３０の間隔（垂直スロット６１０の長さ）Ｌは、管内波長λｇのほぼ１／２に設定される。ＴＥＭモード波が垂直方向（ｚ軸方向）に給電されると、水平スロット６２０，６３０は励振されるが、垂直スロット６１０は励振されない。
【００１３】
図１４の大括弧形スロット６００においては、水平スロット６２０，６３０の間隔Ｌがほぼλｇ／２に設定されているので、水平スロット６２０，６３０には逆向き（逆相）の磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1が励振される。これらの磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1は、垂直スロット６１０に同じ向きの磁流を励振しようとする。また、垂直スロット６１０の長さＬがほぼλｇ／２であるため、共振が起こりやすくなる。それにより、垂直スロット６１０に磁流Ｍ₀ が励振される。このような垂直方向の磁流Ｍ₀ により効率的に水平偏波が送受信される。一方、２つの水平スロット６２０，６３０に励振される磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1は逆相であるため、互いに打ち消し合う。したがって、垂直偏波の送受信は抑制される。
【００１４】
このようにして、図１４の大括弧形スロット６００を用いると、水平偏波同軸円筒スロットアレーアンテナを構成することができる。
【００１５】
図１４の大括弧形スロット６００においては、垂直磁流は同軸導波路のＴＭモードあるいはＴＥＭモード波により直接励振されないが、逆に垂直磁流が励振されても給電波への影響が生じにくく、同軸導波路内での反射が小さいという特徴を有する。
【００１６】
ただし、大括弧形スロット６００を用いてアレーアンテナを構成した場合には、図１３の斜めスロットペア７００を用いた場合と比較して、全てのスロット６００が同じ方向に揃うため、スロット６００間の相互結合が大きく、また、その配列分布に影響を受けやすい。このため、励磁分布の制御においては、この影響を考慮する必要がある。
【００１７】
図１３の斜めスロットペア７００および図１４の大括弧形スロット６００を比較すると、大括弧形スロット６００の方が垂直方向および水平方向の占有面積が小さいことがわかる。そのため、水平偏波アンテナの小型化および高密度化が可能となる。
【００１８】
しかしながら、水平偏波の送受信を効率的に行うことができ、さらに小型化および高密度化が可能な水平偏波アンテナが望まれている。
【００１９】
本発明の目的は、導波路がＴＭモードあるいはＴＥＭモードの場合にも電磁波の送受信を効率的に行うことができるとともに小型化および高密度化が可能なスリットアンテナを提供することである。
【００２０】
本発明の他の目的は、水平偏波の送受信を効率的に行うことができるとともに小型化および高密度化が可能なＴＥＭモードの給電導波路で構成される進行波形スリットアンテナを提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
第１の発明に係るアンテナは、電磁波を伝搬するＴＭモードまたはＴＥＭモードの導波路に矩形波状に蛇行するように延びるスリットが設けられ、スリットは、導波路中の電磁波の進行方向に垂直な方向および平行な方向に間隔を隔てて配置されかつ電磁波の進行方向に平行に延びる複数の第１のスリット部と、導波路中の電磁波の進行方向に間隔を隔てて配置されかつ各第１のスリット部の端部と他の第１のスリット部の端部とに接続されるように第１のスリット部に対して直角に延びる複数の第２のスリット部とを有し、複数の第２のスリット部の励振により複数の第１のスリット部の励振を誘発し電磁波の進行方向と垂直な第１の偏波が発生するとともに複数の第２のスリット部による第２の偏波が打ち消されるように複数の第１のスリット部の長さが管内波長のほぼ２分の１に設定されたものである。
【００２２】
本発明に係るアンテナにおいては、矩形波状のスリットにおいてＴＭモードまたはＴＥＭモードの導波路中の電磁波の進行方向に垂直な第２のスリット部の励振により導波路中の電磁波の進行方向に平行な第１のスリット部の励振を誘発し電磁波の進行方向に垂直な第１の偏波が発生する。
【００２３】
したがって、ＴＭモードまたはＴＥＭモードの導波路により、電磁波の送受信を効率的に行うことができる。
【００２４】
この場合、複数の第１のスリット部の長さが管内波長のほぼ２分の１に設定されることにより、複数の第２のスリット部による第２の偏波が互いに打ち消される。それにより、第１の偏波のみの直線偏波を効率的に発生することができる。
【００２５】
また、管内波長のほぼ２分の１間隔の各第１のスリット部には同相の磁流が励振されるため、放射源が高密度に分布する。それにより、グレーティングローブが抑制される。また、小型化および高密度化が図られる。
【００２６】
第２の発明に係るアンテナは、端部および外周面を有する内部導体と、内部導体の端部上および外周面上に形成された誘電体と、誘電体を介して内部導体の端部上に形成された端部領域および誘電体を介して内部導体の外周面上に形成された外周部領域を有する外部導体と、外部導体の端部領域および内部導体の端部の各中心から外部導体と内部導体との間の誘電体に給電する給電部とを備え、内部導体の端部と外部導体の端部領域との間の誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成し、内部導体の外周面と外部導体の外周部領域との間の誘電体が管内波長の電磁波を伝搬するＴＥＭモードの同軸導波路を形成し、外部導体の外周部領域に一端部から他端部に延びる複数の矩形波状のスリットが設けられ、複数のスリットの各々は、同軸導波路の周方向および軸方向に間隔を隔てて配置されかつ同軸導波路の軸方向に平行に延びる複数の第１のスリット部と、同軸導波路の軸方向に間隔を隔てて配置されかつ各第１のスリット部の端部と他の第１のスリット部の端部とに接続されるように第１のスリット部に対して直角に延びる複数の第２のスリット部とを有し、複数の第２のスリット部の励振により複数の第１のスリット部の励振を誘発し同軸導波路の軸方向と垂直な第１の偏波が発生するとともに複数の第２のスリット部による第２の偏波が打ち消されるように複数の第１のスリット部の長さが管内波長のほぼ２分の１に設定されたものである。
【００２７】
本発明に係るアンテナにおいては、矩形波状の各スリットにおいて、ＴＥＭモードの同軸導波路の軸方向に垂直な複数の第２のスリット部の励振により同軸導波路の軸方向に平行な複数の第１のスリット部の励振を誘発し同軸導波路の軸方向に垂直な第１の偏波が発生する。
【００２８】
この場合、複数の第１のスリット部の長さが管内波長のほぼ２分の１に設定されているので、複数の第２のスリット部による第２の偏波が互いに打ち消される。それにより、水平偏波を効率的に発生することができる。
【００２９】
このようにして、ＴＥＭモードの給電導波路で構成される進行波形スリットアレーアンテナが構成されるので、水平面内無指向性の水平偏波アンテナが実現する。
【００３０】
また、各スリットが矩形波状に形成されているので、同軸導波路の周方向において、各スリットの占有面積が小さくなる。それにより、水平偏波アンテナの周方向の小型化および高密度化が図られる。
【００３１】
隣接するスリットにおける第２のスリット部が、同軸導波路の軸方向における同じ位置に配置されることが好ましい。それにより、各スリットの第１のスリット部の励振により発生される第１の偏波が同相で励振される。したがって、水平偏波を効率的に発生することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１（ａ），（ｂ）は本発明の一実施の形態における水平偏波アンテナのそれぞれ縦断面図および外観図である。図１の水平偏波アンテナは水平偏波同軸円筒スリットアレーアンテナである。
【００３３】
図１において、内部導体１は、円柱状の銅等により形成され、１対の円形状端面および外周面を有する。内部導体１の１対の円形状端面および外周面はフッ素樹脂等の誘電体２により被覆されている。この誘電体２は、内部導体１の円形状端面に接する円盤部と、内部導体１の外周面に接する円筒部とを有する。
【００３４】
誘電体２の外面は外部導体３により被覆されている。この外部導体３は、誘電体２を介して内部導体１の１対の円形状端面に対向する円盤部と、誘電体２を介して内部導体１の外周面に対向する円筒部とを有する。
【００３５】
外部導体３の外周面には、後述する複数のスリット６が形成されている。内部導体１の円形状端面および外部導体３の円盤部の各中心には同軸線路７，８がそれぞれ接続されている。矢印１０で示すように一方の同軸線路７から給電が行われる。他方の同軸線路８の端部には終端素子９が取り付けられている。
【００３６】
内部導体１および外部導体３の中心軸がアンテナ軸となる。以下の説明では、水平偏波アンテナのアンテナ軸を垂直方向（ｚ軸方向）に配置するものとする。
【００３７】
図１の水平偏波アンテナにおいては、誘電体２の円盤部の中心から給電された電磁波が誘電体２の円盤部を半径方向の外側に向かって進行することによりラジアル導波路５が形成される。また、電磁波がこのラジアル導波路５を経由して円筒部に到達すると、円筒部を他方の円盤部に向かって進行することによりオーバーサイズ同軸導波路４が形成される。
【００３８】
電磁波がオーバーサイズ同軸導波路４を伝搬する過程で外部導体３に形成された複数のスリット６から外部へ電磁波が放射される。複数のスリット６は周方向に所定間隔で配置されている。そのため、各スリット６からの放射電波による電界および磁界の強度分布は周方向にほぼ均一となる。
【００３９】
なお、水平偏波アンテナの送受信の可逆性により、外部導体３のスリット６が電磁波を受けた場合には、逆のプロセスで受信が行われる。
【００４０】
図１（ａ）において、オーバーサイズ同軸導波路４の長さをＬ０で表し、外径をＲ１で表し、内径をＲ２で表す。また、図１（ｂ）において、垂直方向（ｚ軸方向）からの仰角をθで表し、方位角をφで表す。
【００４１】
図２は図１の水平偏波アンテナに形成されるスリットの配列パターンを示す展開図である。
【００４２】
図２のスリット６をミアンダ形（蛇行状）スリットと呼ぶ。各ミアンダ形スリット６は矩形波状に形成されている。図２の例では、複数のミアンダ形スリット６が図１の外部導体３の円筒部の一端部から他端部に延びかつ周方向に一定間隔で配列される。
【００４３】
図３は本発明の原理を説明するための図であり、（ａ）は大括弧形スロットの向きと垂直磁流の向きとの関係を示し、（ｂ）は複数の大括弧形スロットの組み合わせと垂直磁流との関係を示し、（ｃ）はミアンダ形スリットを示す。
【００４４】
図３（ａ）において、左側の大括弧形スロット６００を大括弧開く形スロットと呼び、右側の大括弧形スロット６００を大括弧閉じる形スロットと呼ぶ。図３（ａ）に示すように、大括弧形スロット６００においては、大括弧の向きによって励振される垂直磁流の向きが異なる。左側の大括弧開く形スロットでは、垂直スロット６１０に下向きの磁流Ｍ₀ が励振される。一方、右側の大括弧閉じる形スロットでは、垂直スロット６１０に上向きの磁流Ｍ₀ が励振される。
【００４５】
そこで、図３（ｂ）に示すように、大括弧開く形スロットと大括弧閉じるスロットとをｚ軸方向に管内波長λｇのほぼ１／２ずらして配置する。これにより、各大括弧形スロットの６００の垂直スロット６１０を同じ向きに励振することが可能となる。
【００４６】
このような配置方法においては、同じ向きの大括弧形スロットのみを配置した場合に比べ、ｚ軸方向における大括弧形スロット６００の間隔（素子間隔）が半分になる。その結果、素子間隔が大きくなることにより発生するグレーティングローブを抑制することができる。
【００４７】
このように、複数の大括弧形スロット６００を交互に逆向きに配置することにより、水平偏波を実現することができる。しかしながら、図３（ｂ）の配置によれば、大括弧形スロット６００が本来有しているか横方向（ｚ軸方法に垂直な方向）の占有面積が小さくなるという長所を生かせなくなる。図３（ｃ）に示すミアンダ形スリット６では、横方向の占有面積を小さくすることができる。
【００４８】
この場合、垂直スリット部６１の長さが管内波長λｇのほぼ２分の１となるので、後述するように、通常の直線状のスリットに比べ放射源が高密度に分布する。それにより、直線偏波を効率的に発生することができるとともに、グレーティングローブが抑制される。
【００４９】
ここで、大括弧形スロット６００の中心線で測定される水平スロット６２０，６３０の間隔（垂直スロット６１０の長さ）をＬとし、垂直スロット６１０の幅をｗとし、水平スロット６２０，６３０の長さをｓとし、水平スロット６２０，６３０の幅をｗ'と定義する。
【００５０】
図３（ｃ）において、ミアンダ形スリット６は、複数の垂直スリット部６１および複数の短い水平スリット部６２，６３により構成される。複数の垂直スリット部６１は、垂直方向（ｚ軸方向）に延びるように配置され、かつ交互に水平方向に間隔を隔てて配置される。隣接する垂直スリット部６１の端部を接続するように水平スリット部６２，６３が垂直スリット部６１に対して直角に配置されている。
【００５１】
垂直スリット部６１の長さはＬであり、垂直スリット部６１の幅はｗであり、水平スリット部６２，６３の長さはｓであり、水平スリット部６２，６３の幅はｗ'である。垂直スリット部６１の長さＬは、管内波長λｇのほぼ１／２に設定される。
【００５２】
図１５は本発明のアンテナによるグレーティングローブの抑制効果を説明するための図であり、（ａ）はＴＥモードの導波路に沿った直線状のスリットにおける磁流を示し、（ｂ）はＴＭモードまたはＴＥＭモードの導波路に沿ったミアンダ形スリットにおける磁流を示す。
【００５３】
図１５（ａ）に示すように、直線状のスリット８００においては、管内波長λｇの間隔で同相の磁流が励振される。図１５（ｂ）に示すように、ミアンダ形スリット６においては、管内波長λｇの２分の１の間隔で垂直スリット部６１に同相の磁流が励振される。そのため、ミアンダ形スリット６においては、直線状のスリット８００に比べて、放射源が高密度に分布する。それにより、グレーティングローブが抑制される。
【００５４】
（Ａ）定式化
ここで、図３（ｃ）のミアンダ形スリット６を図３（ｂ）の大括弧形スロット６００の重ね合わせと考え、水平偏波および垂直偏波を一般化して定式化を行う。
【００５５】
図３（ｂ）の大括弧形スロット６００において、水平偏波Ｅ_H を送受信する垂直磁流は、水平スロット６２０，６３０に励振される磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1の逆相成分により励振されると考えられる。また、垂直偏波Ｅ_V は水平スロット６２０，６３０に生じる励振の同相成分により送受信される。水平偏波Ｅ_H および垂直偏波Ｅ_V は次式（２），（３）によりそれぞれ表される。
【００５６】
Ｅ_H ∝Ｍ_-1ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ−Ｌ／２））−Ｍ₊₁ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ＋Ｌ／２）） …（２）
Ｅ_V ∝Ｍ_-1ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ−Ｌ／２））ｅｘｐ（−ｊｋ₀ Ｌ／２ｃｏｓθ）＋Ｍ₊₁ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ＋Ｌ／２））ｅｘｐ（ｊｋ₀ Ｌ／２ｃｏｓθ） …（３）
ここで、Ｍ₊₁およびＭ_-1は水平スロット６２０，６３０に励振される磁流の大きさを表す。大括弧形スロット６００では、水平スロット６２０，６３０の長さが等しくかつ位置もほぼ近いことから、Ｍ_-1＝Ｍ₊₁と考えられる。
【００５７】
したがって、上式（２），（３）は次式（４），（５）のように変形することができる。
【００５８】
Ｅ_H ＝ｊＡｅｘｐ（−ｊｋｚ）ｓｉｎ（πＬ／λｇ） …（４）
Ｅ_V ＝Ｂｅｘｐ（−ｊｋｚ）ｃｏｓ｛πＬ／（χλｇ）｝ …（５）
χ＝１／（−１＋ｃｏｓθ₀／√ε_r ） …（６）
ここで、ｊは虚数単位を表す。また、θ₀ は主ビーム方向の仰角である。また、ＡおよびＢは水平スロット６２０，６３０にそれぞれ励振される磁流によって送受信される水平偏波および垂直偏波の振幅を表す実数パラメータである。
【００５９】
上式（４），（５）から水平スロット６２０，６３０の間隔Ｌおよび仰角θによらず、水平偏波Ｅ_H は垂直偏波Ｅ_V よりも位相が９０［度］進んでいることがわかる。
【００６０】
一方、図３（ｃ）のミアンダ形スリット６においては、水平スリット部６２，６３が単独で存在しない。ここでは、水平スリット部６２，６３の長さが等しいと仮定し、Ｍ_-1＝Ｍ₊₁とする。したがって、ミアンダ形スリット６においても、上式（２），（３）は上式（４），（５）のように変形することができる。
【００６１】
したがって、図３（ｃ）のミアンダ形スリット６においても、上式（４），（５）から水平スリット部６２，６３の間隔（垂直スリット部６１の長さ）Ｌおよび仰角θによらず、水平偏波Ｅ_H は垂直偏波Ｅ_V よりも位相が９０［度］進んでいることがわかる。
【００６２】
（Ｂ）水平偏波条件
上式（４），（５）から水平偏波と垂直偏波との位相差は垂直スリット部６１の長さＬによらず９０［度］であることがわかる。このことから、水平偏波および垂直偏波の振幅を等しくすることにより円偏波を送受信することがわかる。また、上式（５），（６）に示すように、垂直偏波は、光路差があるため、主ビーム方向の仰角θ₀の依存性を有する。主ビーム方向の仰角θ₀の方向で垂直偏波が０すなわち水平偏波となる条件は、次式（７）で与えられる。
【００６３】
Ｌ＝χλｇ／２ …（７）
ブロードサイド方向において水平偏波となる条件は、θ₀＝９０［度］として次式のようになる。
【００６４】
Ｌ＝λｇ／２ …（８）
これは、図３（ｂ）の大括弧形スロット６００で用いた条件と同じである。上式（７）はＬ＝Ｄとすれば、図１３の斜めスロットペア７００における水平偏波条件の式（１）と等価になる。
【００６５】
（Ｃ）位相制御
図１０はミアンダ形スリット６における磁流および垂直スリット部６１の座標系を示す図である。図１０（ａ）において、ミアンダ形スリット６における磁流を矢印で示す。
【００６６】
また、図１０（ａ），（ｂ）に示すように、任意のｉ番目の垂直スリット部６１の長さをＬ_i とし、ｉ番目の垂直スリット部６１の中心位置の座標をｚ_i とする。ここで、ｉは１〜ｎの任意の整数である。この場合、水平スリット部６２の座標はｚ_i −Ｌｉ／２となり、水平スリット部６３の座標はｚ_i ＋Ｌ_i ／２となる。
【００６７】
上式（４），（５）から、磁流の励振位相は垂直スリット部６１の中心位置ｚ_i で決まることがわかる。したがって、ｉ番目の素子における磁流の励振位相は垂直スリット部６１の中心位置ｚ_i により制御する。等間隔アレーの場合、ｉ番目の素子における磁流の励振位相をψ_i とすると、垂直スリット部６１の中心位置ｚ_iは、励振位相ψ_i と、等間隔アレーでなくなるために生じる光路長の変化とを考慮して、次式（９）により与えられる。
【００６８】
ｚ_i −ｚ_i-1 ＝χλｇ（１＋（ψ_i −ψ_i-1 ）／２π−χ） …（９）
（Ｄ）振幅制御
垂直偏波の送受信の割合（振幅）を表す実数パラメータＢは、水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'に依存すると考えられる。また、水平偏波の送受信の割合（振幅）を表す実数パラメータＡは、垂直スロット部６１の長さＬおよび幅ｗに依存するとともに、垂直スロット部６１を起動する水平磁流（垂直偏波）の実数パラメータＢすなわち水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'にも依存すると考えられる。このように、水平偏波は、垂直スリット部６１の長さＬおよび幅ｗならびに水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'により変化する。
【００６９】
（Ｅ）スリットの拘束条件
ミアンダ形スリット６の場合には、大括弧形スロット６００の場合と異なり、垂直スロット部６１の中心位置ｚ_iと垂直スリット部６１の長さＬ_i とが次式（１０）の関係を有する。
【００７０】
（Ｌ_i-1 ＋Ｌ_i ）／２＝ｚ_i −ｚ_i-1 …（１０）
したがって、位相制御のために素子位置（垂直スロット部６１の中心位置）ｚ_iが決まると、垂直スロット部６１の長さＬを自由に選ぶことができない。ゆえに、水平偏波の条件式（７）を満足するためにや、振幅制御のために、垂直スロット部６１の長さＬを自由に選択することができない。また、水平スリット部６２，６３は、その両側の垂直スロット部６１の励振振幅に影響を与えるため、水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'により独立に水平偏波を制御することは難しい。そのため、振幅制御は、垂直スロット部６１の幅ｗにより行うことが望ましい。
【００７１】
なお、上式（１０）により、垂直スロット部６１の長さＬ_i は一義的に決定されない。垂直スリット部６１の長さＬ_i をほぼ均一にするためには、垂直スリット部６１の長さＬ_i を次式（１１）により与えられる垂直スリット部６１の長さの平均値Ｌ_avに近い値に選ぶことが望ましい。
【００７２】
Ｌ_av＝（ｚ_n −ｚ₁ ）／（ｎ−１） …（１１）
（Ｆ）ビーム成形
以上をまとめると、ミアンダ形スリット６を用いた垂直面内ビームの成形は、図１１に示す手順で行われる。まず、垂直面内成形ビームＥ（θ）の主ビーム方向の仰角θ₀ から上式（６）に従ってχの値を計算する。
【００７３】
次に、垂直面内成形ビームＥ（θ）から計算される磁流の励振位相ψ_i の分布から上記のχの値を上式（９）に代入することにより、垂直スリット部６１の中心位置ｚ_i の分布を決定する。
【００７４】
さらに、上式（１１）を考慮しながら上式（１０）を用いて垂直スリット部６１の長さＬ_i の分布を求める。
【００７５】
一方、垂直面内成形ビームＥ（θ）における励振振幅Ｐ_i の分布からスリット６の結合率γ_i の分布を求める。なお、結合率γ_i は、１管内波長当たりのスリットの電磁放射の割合を表す。
【００７６】
そして、結合率γ_i の最小値γ_min および最大値γ_max を実現できるように、Ｂ（ｓ，ｗ'）の関係から、水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'を定める。さらに、Ａ（Ｌ，ｗ，ｓ，ｗ'）の関係から、垂直スリット部６１の長さＬ_i および結合率γ_i の分布を用いて必要な垂直スリット部６１の幅ｗ_iを求める。
【００７７】
ここで、Ａ（Ｌ，ｗ，ｓ，ｗ'）は、実数パラメータＡが垂直スロット部６１の長さＬおよび幅ｗならびに水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'に依存することを意味する。また、Ｂ（ｓ，ｗ'）は、実数パラメータＢが水平スリット部６２，６３の長さｓおよび幅ｗ'に依存することを意味する。
【００７８】
【実施例】
実施例として、図１の外部導体３に図３（ｃ）に示した複数のミアンダ形スリット６を軸の周りに２０本等間隔に配列した水平偏波同軸円筒アレーアンテナを試作し、設計周波数１５ＧＨｚで指向性を測定した。図１の水平偏波アンテナにおいて、オーバーサイズ同軸導波路４の外径Ｒ１は２４ｍｍであり、内径Ｒ２は２０ｍｍであり、長さＬ０は約２８０ｍｍである。誘電体２の比誘電率ε_r は約２．２である。
【００７９】
比較例１として、外部導体３に図１３に示した複数の斜めスロットペア７００の並びを軸の周りに２０本等間隔に配列した同軸円筒アレーアンテナを試作した。また、比較例２として、外部導体３に図３（ｂ）に示した大括弧開く形スロットおよび大括弧閉じる形スロットの並びを軸の周りに等間隔に２０本配列した同軸円筒アレーアンテナを試作した。さらに、比較例３として、外部導体３に複数の直線状のスリットを軸の周りに等間隔に２０本配列した同軸円筒アレーアンテナを試作した。
【００８０】
ミアンダ形スリット６における垂直スリット部６１の長さＬは管内波長の１／２である６．７９ｍｍ、幅ｗは０．６ｍｍであり、水平スリット部６２，６３の長さｓは２．０ｍｍ、幅ｗ'は０．６ｍｍである。斜めスロットペア７００における斜めスロット７１０，７２０の長さＬは６．０ｍｍ、幅ｗは０．６ｍｍであり、角度αは４５［度］である。大括弧形スロット６００における垂直スロット６１０の長さＬは６．７９ｍｍ、幅ｗは０．６ｍｍであり、水平スロット６２０，６３０の長さｓは２．０ｍｍ、幅ｗ'は０．６ｍｍである。直線状スリットの幅は０．６ｍｍである。
【００８１】
図４は斜めスロットペアを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。図５は大括弧開く形スロットおよび大括弧閉じる形スロットを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。図６は直線状のスリットを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。図７はミアンダ形スリットを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。図４〜図７において、横軸は仰角θを表し、縦軸は利得を表す。また、実線は水平偏波を表し、破線は垂直偏波を表す。
【００８２】
図５に示すように、大括弧形スロット６００を交互に逆向きに配列したアレーアンテナにより水平偏波を得ることができる。また、図４および図５の比較から、大括弧形スロット６００を用いたアレーアンテナでは、斜めスロットペア７００を用いたアレーアンテナに比べて交差偏波識別度（水平偏波と垂直偏波とのレベル差）が良好になることがわかる。
【００８３】
図６に示すように、直線状のスリットを用いたアレーアンテナでは、水平偏波のレベルが垂直偏波のレベルと等しくなっている。このことより、直線状の垂直なスリットは効率的に励振されないことが確認できる。
【００８４】
図７に示すように、ミアンダ形スリット６を用いたアレーアンテナでは、水平偏波が実現され、主ビームがブロードサイド方向に向いていることがわかる。このミアンダ形スリット６は、図３（ｂ）の大括弧形スロット６００の水平スロット６２０，６３０を重ねて接続した形状となっているので、大括弧形スロット６００と同様に、水平スリット部６２，６３が垂直スリット部６１の励振を起動していると考えられる。
【００８５】
図４および図７を比較すると、ミアンダ形スリット６を用いた場合には、斜めスロットペア７００を用いた場合に比べて、良好な交差偏波識別度が確保されていることがわかる。
【００８６】
次に、円筒面走査近傍界測定法の理論に従って、完全な水平面内無指向性の仮定のもと、遠方界指向性より円筒面近傍の等価磁流開口面分布を計算した結果を図８および図９に示す。図８は大括弧開く形スロットおよび大括弧閉じる形スロットを用いたアレーアンテナの円筒面近傍の等価磁流開口面分布を示す図である。図９はミアンダ形スリットを用いたアレーアンテナの円筒面近傍の等価磁流開口面分布を示す図である。
【００８７】
図８および図９において、給電部は横軸の負の側に位置する。横軸はｚ軸方向の位置を表し、縦軸は振幅および位相を表す。実線は垂直磁流Ｍ_Vを表し、破線は水平磁流Ｍ_Hを表す。また、太線は振幅を表し、細線は位相を表す。
【００８８】
図８および図９から、大括弧形スロット６００を用いたアレーアンテナの場合にも、ミアンダ形スリット６を用いたアレーアンテナの場合にも、ほぼ均一な開口面分布が実現されていることがわかる。
【００８９】
また、ミアンダ形スリット６を用いたアレーアンテナでは、交差偏波を送受信する等価的水平磁流の振幅が大括弧形スロット６００を用いたアレーアンテナよりも約１５ｄＢ大きいことがわかる。
【００９０】
振幅と位相分布の傾きから、単位構造当たりの結合率γと等価的な管内波長λｇ'を計算した結果をリターンロスの測定値とともに表１に示す。
【００９１】
【表１】

【００９２】
表１の結果から、水平スリット部６２，６３（水平スロット６２０，６３０）の長さｓおよび幅ｗが等しい場合、ミアンダ形スリット６の方が大括弧形スロット６００に比べて結合率γが小さくなることがわかる。
【００９３】
以上のように、ミアンダ形スリット６を用いることにより、同軸円筒アレーアンテナが水平偏波を送受信できることを実験により確認した。この構造により、周方向のスリットの占有面積を減少させることができ、スリットの配列の高密度化およびスロットとの同時配列などの応用が可能となる。
【００９４】
垂直面内ビーム成形においては、垂直スリット部６１の中心位置よりその励振位相が制御される。また、励振振幅は、垂直スリット部６１の幅ｗにより制御することが適当であると考えられる。
【００９５】
なお、本発明に係る円偏波アンテナの形状は図１に示した形状に限定されない。図１２は本発明の他の実施の形態における水平偏波アンテナの縦断面図である。図１２の水平偏波アンテナは水平偏波同軸円筒スリットアレーアンテナである。
【００９６】
図１２の例では、内部導体１は、１対の円錐状端部および外周面を有する。内部導体１の１対の円錐状端部および外周面は誘電体２により被覆されている。この誘電体２は、内部導体１の円錐状端部に接する円錐状端部と、内部導体１の外周面に接する円筒部とを有する。
【００９７】
誘電体２の外面は外部導体３により被覆されている。この外部導体３は、誘電体２を介して内部導体１の１対の円錐状端部上に位置する円錐状端部と、誘電体２を介して内部導体１の外周面上に位置する円筒部とを有する。
【００９８】
外部導体３の外周面には、図１の水平偏波アンテナと同様の複数のスリット６が形成されている。内部導体１の円錐状端部および外部導体３の円錐状端部の各中心には同軸線路７，８がそれぞれ接続されている。
【００９９】
図１２の水平偏波アンテナにおいても、図１の水平偏波アンテナと同様に、水平偏波を効率的に発生することができるとともに、周方向に小型化および高密度化を図ることができる。
【０１００】
なお、上記実施の形態の水平偏波アンテナでは、内部導体１、誘電体２および外部導体３の断面を円形としているが、内部導体１、誘電体２および外部導体３の断面を楕円形としてもよい。この場合にも、水平偏波を効率的に発生することができるとともに、周方向に小型化および高密度化を図ることができる。
【０１０１】
また、上記実施の形態では、同軸導波路で構成される進行波形スリットアレーアンテナについて説明しているが、導波路は同軸導波路に限定されず、ミアンダ形スリットの数は複数に限定されない。例えば、同軸導波路以外の導波路に１つのミアンダ形スリット６を設けてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における水平偏波アンテナの縦断面図および外観図である。
【図２】図１の水平偏波アンテナに形成されるスリットの配列パターンを示す展開図である。
【図３】大括弧形スロットの向きと垂直磁流の向きとの関係、大括弧開く形スロットおよび大括弧閉じる形スロットの組み合わせと垂直磁流との関係およびミアンダ形スリットを示す図である。
【図４】斜めスロットペアを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図５】大括弧開く形スロットおよび大括弧閉じる形スロットを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図６】直線状のスリットを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図７】ミアンダ形スリットを用いたアレーアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図８】大括弧開く形スロットおよび大括弧閉じる形スロットを用いたアレーアンテナの円筒面近傍の等価磁流開口面分布を示す図である。
【図９】ミアンダ形スリットを用いたアレーアンテナの円筒面近傍の等価磁流開口面分布を示す図である。
【図１０】ミアンダ形スリットにおける磁流および垂直スリット部の座標系を示す図である。
【図１１】垂直面内ビーム成形の制御手順を示す図である。
【図１２】本発明の他の実施の形態における水平偏波アンテナの縦断面図である。
【図１３】斜めスロットペアを示す図である。
【図１４】大括弧形スロットを示す図である。
【図１５】本発明のアンテナによるグレーティングローブの抑制効果を説明するための図である。
【符号の説明】
１内部導体
２誘電体
３外部導体
４オーバーサイズ同軸導波路
５ラジアル導波路
６ミアンダ形スリット
７，８同軸線路
９終端素子
６１垂直スリット部
６２，６３水平スリット部

Claims

電磁波を伝搬するＴＭモードまたはＴＥＭモードの導波路に矩形波状に蛇行するように延びるスリットが設けられ、
前記スリットは、
前記導波路中の電磁波の進行方向に垂直な方向および平行な方向に間隔を隔てて配置されかつ前記電磁波の進行方向に平行に延びる複数の第１のスリット部と、
前記導波路中の電磁波の進行方向に間隔を隔てて配置されかつ各第１のスリット部の端部と他の第１のスリット部の端部とに接続されるように第１のスリット部に対して直角に延びる複数の第２のスリット部とを有し、
前記複数の第２のスリット部の励振により前記複数の第１のスリット部の励振を誘発し前記電磁波の進行方向と垂直な第１の偏波が発生するとともに前記複数の第２のスリット部による第２の偏波が打ち消されるように前記複数の第１のスリット部の長さが管内波長のほぼ２分の１に設定されたことを特徴とするアンテナ。
端部および外周面を有する内部導体と、
前記内部導体の前記端部上および前記外周面上に形成された誘電体と、
前記誘電体を介して前記内部導体の前記端部上に形成された端部領域および前記誘電体を介して前記内部導体の外周面上に形成された外周部領域を有する外部導体と、
前記外部導体の前記端部領域および前記内部導体の前記端部の各中心から前記外部導体と前記内部導体との間の前記誘電体に給電する給電部とを備え、
前記内部導体の端部と前記外部導体の前記端部領域との間の前記誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成し、前記内部導体の前記外周面と前記外部導体の前記外周部領域との間の前記誘電体が前記管内波長の電磁波を伝搬するＴＥＭモードの同軸導波路を形成し、
前記外部導体の前記外周部領域に一端部から他端部に延びる複数の矩形波状のスリットが設けられ、
前記複数のスリットの各々は、
前記同軸導波路の周方向および軸方向に間隔を隔てて配置されかつ前記同軸導波路の軸方向に平行に延びる複数の第１のスリット部と、
前記同軸導波路の軸方向に間隔を隔てて配置されかつ各第１のスリット部の端部と他の第１のスリット部の端部とに接続されるように第１のスリット部に対して直角に延びる複数の第２のスリット部とを有し、
前記複数の第２のスリット部の励振により前記複数の第１のスリット部の励振を誘発し前記同軸導波路の軸方向と垂直な第１の偏波が発生するとともに前記複数の第２のスリット部による第２の偏波が打ち消されるように前記複数の第１のスリット部の長さが前記管内波長のほぼ２分の１に設定されたことを特徴とするアンテナ。
互いに隣接するスリットにおける前記複数の第２のスリット部は、前記同軸導波路の軸方向において同じ位置に配置されたことを特徴とする請求項２記載のアンテナ。