JP3569732B2 - 円偏波アンテナ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、円偏波アンテナに関し、特にＴＥＭモードの給電導波路で構成される進行波形スロットアレーアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
任意のアンテナパターンを成形する（ビーム成形する）方法として、複数の素子アンテナを配列し、各素子アンテナに給電する電磁波の振幅と位相を制御するアレーアンテナの技術がある。
【０００３】
一つの基地局アンテナで広い部屋を万遍無く照らすことができるようにしたり、移動局アンテナでビーム追尾を必要としないでも通信を確保するためには、水平面内で無指向性であるアンテナが望まれる。
【０００４】
そこで、本発明者らは、水平面内無指向性を実現する同軸円筒スロットアレーアンテナを提案している。同軸円筒スロットアレーアンテナは、オーバサイズ同軸導波路の外導体に複数のスロットを設けたアンテナである。この同軸円筒スロットアレーアンテナは、マイクロストリップ線路に比べて導波路の誘電体を厚くできるため低損失である。また、給電波が同軸モードであるので、アンテナ軸を垂直に設置することにより、水平面内無指向性を実現することができる。さらに、スロットの大きさおよび位置を軸方向に制御することにより、垂直面内にビーム成形可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の同軸円筒スロットアレーアンテナのアンテナ軸を垂直に設置した場合、スロットを水平に設けることにより垂直偏波は容易に得られる。しかし、給電波がＴＥＭモードであるため、垂直スロットは励振されない。
【０００６】
そこで、本発明者らは、垂直スロットの両端部の同じ側に水平スロットを接続した大括弧形スロットを提案している。この大括弧形スロットを用いることにより水平偏波同軸円筒スロットアレーアンテナが実現される。このような水平偏波同軸円筒スロットアレーアンテナによれば、水平偏波の送受信を効率的に行うことができる。一方、円偏波の送受信を効率的に行うことができる円偏波アンテナも望まれている。
【０００７】
本発明の目的は、円偏波の送受信を効率的に行うことが可能なＴＥＭモードの給電導波路で構成される進行波形スロットアレーアンテナを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
本発明に係る円偏波アンテナは、端部および外周面を有する内部導体と、内部導体の端部上および外周面上に形成された誘電体と、誘電体を介して内部導体の端部上に形成された端部領域および誘電体を介して内部導体の外周面上に形成された円筒部を有する外部導体と、外部導体の端部領域および内部導体の端部の各中心から外部導体と内部導体との間の誘電体に給電する給電部とを備え、内部導体の端部と外部導体の端部領域との間の誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成し、内部導体の外周面と外部導体の円筒部との間の誘電体が管内波長の電磁波を伝搬する同軸導波路を形成し、外部導体の円筒部に複数のスロットが設けられ、複数のスロットの各々は、同軸導波路の軸方向に平行に延びる第１のスロット部と、互いに間隔を隔てて配置されかつ第１のスロット部から同じ側にその第１のスロット部に対して直角に延びる１対の第２のスロット部とを有し、第１のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向と垂直な第１の偏波が発生しかつ１対の第２のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向と平行な第２の偏波が発生するように１対の第２のスロット部の間隔が管内波長の２分の１よりも小さく設定され、１対の第２のスロット部の各々の長さが１対の第２のスロット部の間隔の半分以上に設定されたものである。
【０００９】
本発明に係る円偏波アンテナにおいては、第１のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向に垂直な第１の偏波が発生する。また、１対の第２のスロット部の間隔が管内波長の２分の１よりも小さいことにより、１対の第２のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向に平行な第２の偏波が容易に発生する。さらに、１対の第２のスロット部の各々の長さが１対の第２のスロット部の間隔の半分以上に設定されることにより、円偏波を容易かつ効率的に発生することができる。このようにして、同軸円筒スロットアレーアンテナが構成されるので、水平面内無指向性の円偏波アンテナが実現する。
【００１０】
１対の第２のスロット部は、第１のスロット部の両端からそれぞれ延びてもよい。この場合、大括弧形スロットが形成される。
【００１１】
１対の第２のスロット部は、第１のスロット部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置から延びてもよい。この場合、Π形スロットが形成される。
【００１２】
本発明に係る円偏波アンテナは、端部および外周面を有する内部導体と、内部導体の端部上および外周面上に形成された誘電体と、誘電体を介して内部導体の端部上に形成された端部領域および誘電体を介して内部導体の外周面上に形成された円筒部を有する外部導体と、外部導体の端部領域および内部導体の端部の各中心から外部導体と内部導体との間の誘電体に給電する給電部とを備え、内部導体の端部と外部導体の端部領域との間の誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成し、内部導体の外周面と外部導体の円筒部との間の誘電体が管内波長の電磁波を伝搬する同軸導波路を形成し、外部導体の円筒部に複数のスロットが設けられ、複数のスロットの各々は、同軸導波路の軸方向に平行に延びる第１のスロット部と、互いに間隔を隔てて配置されかつ第１のスロット部から同じ側にその第１のスロット部に対して直角に延びる１対の第２のスロット部とを有し、第１のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向と垂直な第１の偏波が発生しかつ１対の第２のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向と平行な第２の偏波が発生するように１対の第２のスロット部の間隔が管内波長の２分の１よりも小さく設定され、１対の第２のスロット部は、第１のスロット部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置から延びるものである。
【００１３】
本発明に係る円偏波アンテナにおいては、第１のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向に垂直な第１の偏波が発生する。また、１対の第２のスロット部の間隔が管内波長の２分の１よりも小さいことにより、１対の第２のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向に平行な第２の偏波が容易に発生する。さらに、１対の第２のスロット部が第１のスロット部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置から延びることにより、円偏波を容易に発生することができる。このようにして、同軸円筒スロットアレーアンテナが構成されるので、水平面内無指向性の円偏波アンテナが実現する。
【００１４】
１対の第２のスロット部は同じ長さを有することが好ましい。それにより、円偏波をより容易に発生することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１（ａ），（ｂ）は本発明の一実施の形態における円偏波アンテナのそれぞれ縦断面図および外観図である。図１の円偏波アンテナは円偏波同軸円筒スロットアレーアンテナである。
【００１６】
図１において、内部導体１は、円柱状の銅等により形成され、１対の円形状端面および外周面を有する。内部導体１の１対の円形状端面および外周面はフッ素樹脂等の誘電体２により被覆されている。この誘電体２は、内部導体１の円形状端面に接する円盤部と、内部導体１の外周面に接する円筒部とを有する。
【００１７】
誘電体２の外面は外部導体３により被覆されている。この外部導体３は、誘電体２を介して内部導体１の１対の円形状端面に対向する円盤部と、誘電体２を介して内部導体１の外周面に対向する円筒部とを有する。
【００１８】
外部導体３の外周面には、後述する複数のスロット６が形成されている。内部導体１の円形状端面および外部導体３の円盤部の各中心には同軸線路７，８がそれぞれ接続されている。矢印１０で示すように一方の同軸線路７から給電が行われる。他方の同軸線路８の端部には終端素子９が取り付けられている。
【００１９】
内部導体１および外部導体３の中心軸がアンテナ軸となる。以下の説明では、円偏波アンテナのアンテナ軸を垂直方向（ｚ軸方向）に配置するものとする。
【００２０】
図１の円偏波アンテナにおいては、誘電体２の円盤部の中心から給電された電磁波が誘電体２の円盤部を半径方向の外側に向かって進行することによりラジアル導波路５が形成される。また、電磁波がこのラジアル導波路５を経由して円筒部に到達すると、円筒部を他方の円盤部に向かって進行することによりオーバサイズ同軸導波路４が形成される。
【００２１】
電磁波がオーバサイズ同軸導波路４を伝搬する過程で外部導体３に形成された複数のスロット６から外部へ電磁波が放射される。複数のスロット６は周方向に所定間隔で配置されている。そのため、各スロット６からの放射電波による電界および磁界の強度分布は周方向にほぼ均一となる。
【００２２】
なお、円偏波アンテナの送受信の可逆性により、外部導体３のスロット６が電磁波を受けた場合には、逆のプロセスで受信が行われる。
【００２３】
図１（ａ）において、オーバサイズ同軸導波路４の長さをＬ０で表し、外径をＲ１で表し、内径をＲ２で表す。また、図１（ｂ）において、垂直方向（ｚ軸方向）からの仰角をθで表し、方位角をφで表す。
【００２４】
図２は図１の円偏波アンテナに形成される第１の例のスロットの配列パターンを示す展開図である。また、図３は図１の円偏波アンテナに形成される第２の例のスロットの配列パターンを示す展開図である。
【００２５】
図２のスロット６を大括弧形スロットと呼び、図３のスロット６をΠ形スロットと呼ぶ。図２の例では、複数の大括弧形スロット６が図１の外部導体３の円筒部に一定間隔で周期的に配列される。また、図３の例では、複数のΠ形スロット６が図１の外部導体３の円筒部に一定間隔で周期的に配列される。
【００２６】
図４は本発明の原理を説明するための図であり、（ａ）は水平偏波用の大括弧形スロットを示し、（ｂ）は円偏波用の大括弧形スロットを示し、（ｃ）は円偏波用のΠ形スロットを示す。
【００２７】
図４（ａ）の大括弧形スロット６００は、本発明者が提案した水平偏波同軸円筒スロットアレーアンテナに用いられる。この大括弧形スロット６００は、垂直スロット６１０および１対の短い水平スロット６２０，６３０により構成される。垂直スロット６１０は、垂直方向（図１のｚ軸方向）に配置される。垂直スロット６１０の両端部の同じ側に水平スロット６２０，６３０が直角に接続されている。水平スロット６２０，６３０の間隔Ｄは、管内波長λｇの１／２に設定される。
【００２８】
図１のオーバサイズ同軸導波路４の伝搬波はＴＥＭモードであるため、オーバサイズ同軸導波路４の外部導体３に設けられた水平スロットは励振されるが、垂直スロットは励振されない。
【００２９】
図４（ａ）の大括弧形スロット６００においては、水平スロット６２０，６３０の間隔Ｄがλｇ／２に設定されているので、水平スロット６２０，６３０には逆向き（逆相）の磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1が励振される。これらの磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1は、垂直スロット６１０に同じ向きの磁流を励振しようとする。また、垂直スロット６１０の長さＤがλｇ／２であるため、共振が起こりやすくなる。それにより、垂直スロット６１０に磁流Ｍ₀ が励振される。このような垂直方向の磁流Ｍ₀ により効率的に水平偏波が送受信される。一方、２つの水平スロット６２０，６３０に励振される磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1は逆相であるため、互いに打ち消し合う。したがって、垂直偏波の送受信は抑制される。
【００３０】
このようにして、図４（ａ）の大括弧形スロット６００を用いると、水平偏波同軸円筒スロットアレーアンテナを構成することができる。
【００３１】
このように、水平スロットの励振により垂直スロットが励振されるようになるが、水平スロット自体の励振による垂直偏波の放射も有効に利用できると考えられる。
【００３２】
図４（ｂ）において、大括弧形スロット６は、垂直スロット６１および１対の水平スロット６２，６３により構成される。垂直スロット６１は、垂直方向（図１のｚ軸方向）に平行に配置される。垂直スロット６１の両端部の同じ側に水平スロット６２，６３が直角に接続されている。水平スロット６２，６３の間隔Ｄは、管内波長λｇの１／２よりも小さく設定される。
【００３３】
図４（ｃ）において、Π形スロット６は、垂直スロット６１および１対の水平スロット６２，６３により構成される。水平スロット６２，６３は、垂直スロット６１の両端部６１ａ，６２ｂから所定長さだけ中央部に近い同じ側に直角に接続されている。それにより、垂直スロット６１の両端部６１ａ，６１ｂは水平スロット６２，６３に対して垂直方向に突出している。すなわち、垂直スロット６１の長さＬは水平スロット６２，６３の間隔Ｄよりも大きい。水平スロット６２，６３の間隔Ｄは、管内波長λｇの１／２よりも小さく設定される。
【００３４】
図４（ｂ），（ｃ）のスロット６において、水平スロット６２，６３には逆向き（逆相）の磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1が励振される。これらの磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1は垂直スロット６１に同じ向きの磁流Ｍ₀ を励振する。それにより、水平偏波が送受信される。水平スロット６２，６３の間隔Ｄが管内波長λｇの１／２よりも小さく設定されているので、水平スロット６２，６３の励振による垂直偏波も送受信される。
【００３５】
ここで、図４（ｂ）の大括弧形スロット６における水平スロット６２，６３の間隔Ｄが管内波長λｇの１／２以外の場合に水平偏波および垂直偏波を一般化して定式化を行う。
【００３６】
水平偏波Ｅ_H を送受信する垂直磁流は、水平スロット６２，６３に励振される磁流Ｍ₊₁，Ｍ_-1の逆相成分により励振されると考えられる。また、垂直偏波Ｅ_V は水平スロットに生じる励振の同相成分により送受信される。水平偏波Ｅ_H および垂直偏波Ｅ_V は次式（１），（２）によりそれぞれ表される。
【００３７】
Ｅ_H ∝Ｍ_-1ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ−Ｄ／２））−Ｍ₊₁ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ＋Ｄ／２）） …（１）
Ｅ_V ∝Ｍ_-1ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ−Ｄ／２））ｅｘｐ（−ｊｋ₀ Ｄ／２ｃｏｓθ）＋Ｍ₊₁ｅｘｐ（−ｊｋ（ｚ＋Ｄ／２））ｅｘｐ（ｊｋ₀ Ｄ／２ｃｏｓθ） …（２）
ここで、Ｍ₊₁およびＭ_-1は水平スロット６２，６３に励振される磁流の大きさを表す。大括弧形スロット６では、水平スロット６２，６３の長さが等しくかつ位置もほぼ近いことから、Ｍ_-1＝Ｍ₊₁と考えられる。したがって、上式（１），（２）は次式（３），（４）のように変形することができる。
【００３８】
Ｅ_H ＝ｊＡｅｘｐ（−ｊｋｚ）ｓｉｎ（πＤ／λｇ） …（３）
Ｅ_V ＝Ｂｅｘｐ（−ｊｋｚ）ｃｏｓ｛πＤ／（χλｇ）｝ …（４）
χ＝１／（１−ｃｏｓθ／√ε_r ） …（５）
ここで、ｊは虚数単位を表す。ＡおよびＢは水平スロット６２，６３にそれぞれ励振される磁流が基となって送受信される水平偏波および垂直偏波の振幅を表す正数パラメータである。
【００３９】
上式（３），（４）から水平スロット６２，６３の間隔Ｄおよび仰角θによらず、水平偏波Ｅ_H は垂直偏波Ｅ_V よりも位相が９０［度］進んでいることがわかる。したがって、水平偏波および垂直偏波の振幅を等しくすることにより円偏波が得られる。
【００４０】
図５は給電方向に対する大括弧形スロットの向きによる右旋偏波および左旋偏波の発生を示す図である。
【００４１】
ここで、給電方向を下方から上方へ向かう方向とする。図５（ａ）に示すように、大括弧形スロット６の開口部が右を向いている場合、右旋偏波が得られる。また、図５（ｂ）に示すように、大括弧形スロット６の開口部が左側を向いている場合、左旋偏波が得られる。このように、給電方向に対する大括弧形スロット６の向きにより右旋偏波と左旋偏波とが切り替えられることとなる。
【００４２】
また、上式（４），（５）から垂直偏波の成分は仰角θに依存することがわかる。これは、垂直偏波の発生源である水平スロット６２，６３が間隔Ｄを隔てて存在するために仰角θにより光路差が変化するからである。仰角θの方向で水平偏波が得られるためには、その方向で垂直偏波が０となる必要がある。したがって、仰角θの方向で水平偏波となる条件は次式のようになる。
【００４３】
Ｄ＝χλｇ／２ …（６）
ブロードサイド方向で水平偏波となる条件は、θ＝９０［度］として次式のようになる。
【００４４】
Ｄ＝λｇ／２ …（７）
上式（７）の条件は図４（ａ）の大括弧形スロット６００に相当する。
【００４５】
このように、大括弧形スロットは本来楕円偏波を送受信するが、図４（ａ）の大括弧形スロット６００は垂直偏波の成分が０となる特別な場合であることがわかる。
【００４６】
図４（ｂ）の大括弧形スロット６においては、後述するように、垂直偏波のレベルを水平スロット６２，６３の長さにより制御することができる。しかしながら、水平スロット６２，６３の間隔Ｄと独立に垂直スロット６１の長さを制御することにより水平偏波のレベルを制御することができない。
【００４７】
そこで、水平スロット６２，６３の間隔Ｄとは独立に垂直スロット６１の長さを制御できるように、図４（ｃ）に示すΠ形スロット６を提案する。図４（ｃ）のΠ形スロット６においては、水平スロット６２，６３の間隔Ｄとは独立に垂直スロット６１の長さＬを制御することができる。
【００４８】
なお、上式（３），（４）のパラメータＡおよびＢは未知数であるので、以下に示す実施例において上式（３），（４）の確認を行うとともに、図４（ｂ）の大括弧形スロット６および図４（ｃ）のΠ形スロット６の諸特性について調べる。
【００４９】
【実施例】
［実施例１］
図１の円偏波同軸円筒スロットアレーアンテナを試作し、設計周波数１５ＧＨｚで実験を行った。図１の円偏波アンテナにおいて、オーバサイズ同軸導波路４の外径Ｒ１は２４ｍｍであり、内径Ｒ２は２０ｍｍであり、長さＬ０は約２８０ｍｍである。外部導体３に複数の大括弧形スロット６を均一に配列した。誘電体２の比誘電率ε_r は約２．２である。周方向のスロット数ｎφ は４０または２０とし、軸方向のスロット数ｎ_z は２０とした。
【００５０】
ここで、大括弧形スロット６の各部の寸法を図６に示す。スロット６の中心線で測定される水平スロット６２，６３の間隔（垂直スロット６１の長さ）をＤとし、垂直スロット６１の幅をＷとし、水平スロット６２，６３の長さをｓとし、水平スロット６２，６３の幅をＷ'と定義する。
【００５１】
実施例１では、同軸円筒スロットアレーアンテナに図７（ａ）〜（ｆ）に示す６つのタイプの大括弧形スロットを設けた。図７（ａ）〜（ｆ）の６つのタイプをそれぞれタイプＡ、タイプＢ、タイプＣ、タイプＤ、タイプＥおよびタイプＦと呼ぶ。
【００５２】
図７（ａ）のタイプＡのスロットは、図４（ａ）に示した水平偏波用のスロットである。寸法の比較のために、図７（ｂ）〜（ｆ）においては、図７（ａ）のタイプＡのスロットを破線でタイプＢ〜タイプＦのスロットに重ねて表している。
【００５３】
図７（ａ）に示すタイプＡのスロットの垂直スロットの長さＤは管内波長λｇの１／２である。図７（ｂ）に示すタイプＢのスロットでは、タイプＡのスロットに比べて垂直スロットの長さＤのみが短い。図７（ｃ）に示すタイプＣのスロットでは、タイプＢのスロットに比べて水平スロットの長さｓが長い。
【００５４】
図７（ｄ）に示すタイプＤのスロットでは、タイプＣのスロットに比べて垂直スロットの幅Ｗのみが太い。図７（ｅ）に示すタイプＥのスロットでは、タイプＣのスロットよりもさらに水平スロットの長さｓが長い。図７（ｆ）に示すタイプＦのスロットでは、タイプＣのスロットに比べてさらに垂直スロットの長さＤが短い。
【００５５】
タイプＡ〜Ｆの大括弧形スロットの寸法およびアンテナ特性を表１に示す。
【００５６】
【表１】

【００５７】
なお、タイプＡおよびタイプＢの大括弧形スロットを用いたアンテナでは、周方向の素子数ｎφを４０とした。タイプＣ〜Ｆのスロットを用いたアンテナでは、水平スロットｓの長さが長いため、隣接するスロットと重ならないように周方向の素子数ｎφを２０とした。
【００５８】
図８〜図１３はそれぞれタイプＡ〜Ｆの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。図８〜図１３において、横軸は仰角θを表し、縦軸は利得を表す。また、実線は垂直偏波を表し、破線は水平偏波を表す。
【００５９】
タイプＡ、タイプＢおよびタイプＥを比較すると、垂直スロットの長さＤを短くして水平スロットの長さｓを長くすることにより、水平偏波に対する垂直偏波の成分の割合が増加し、タイプＥでは水平偏波および垂直偏波の大きさがほぼ等しくなっていることがわかる。
【００６０】
図１４〜図１９はそれぞれタイプＡ〜Ｆの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。図１４〜図１９の等価磁流開口面分布は、図８〜図１３の垂直面内指向性のデータから円筒面走査近傍界測定理論にしたがって計算した。図１４〜図１９において、給電部は横軸の負の側に位置する。横軸はｚ軸方向の位置を表し、縦軸は振幅および位相を表す。実線は水平磁流を表し、破線は垂直磁流を表す。また、太線は振幅を表し、細線は位相を表す。
【００６１】
上式（３），（４）により表される垂直スロットおよび水平スロットに励磁される磁流を調べるためには、図１４〜図１９の垂直磁流と水平磁流とを比較するべきであるが、ｚ軸の位置によって値が異なるので、指向性パターンの主ビーム方向の値を読んで比較した。
【００６２】
図２０〜図２５はそれぞれタイプＡ〜Ｆの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。ブロードサイド近傍は主ビーム方向である。図２０〜図２５の横軸は仰角θを表し、縦軸は位相を表す。実線は垂直偏波を表し、破線は水平偏波を表し、矢印は主ビーム方向を表す。
【００６３】
図２５に示すように、タイプＦの大括弧形スロットを用いたアンテナのブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンにおいては、主ビーム方向の水平偏波と垂直偏波との位相差が約１０５度であることがわかる。このような位相差の絶対値をδφとし、また、主ビーム方向の垂直偏波に対する水平偏波の大きさをＸ（＝２０ｌｏｇ₁₀｜Ｅ_H ｜−２０ｌｏｇ₁₀｜Ｅ_V ｜）として上記の表１にまとめる。すなわち、Ｘは水平偏波と垂直偏波のレベル差である。
【００６４】
なお、位相差δφに関しては測定する垂直偏波の上下方向および水平偏波の左右方向の定義が統一されていなかった可能性があるため、１８０度の補正をして０度以上９０度以下となるようにした。例えば、タイプＦでは、δφ＝１８０−１０５＝７５［度］とした。
【００６５】
また、図１３〜図１９の磁流の振幅と位相の分布の傾きから、１管内波長当たりのスロットの電磁放射の割合を表す結合率γと、スロットの摂動効果を含んだ等価的な管内波長λ'ｇを計算し、その結果も上記の表１に示す。
【００６６】
まず、水平偏波と垂直偏波とのレベル差Ｘに関して考察する。タイプＢとタイプＣおよびタイプＥとの比較より、水平スロットの長さｓを長くすることにより、垂直偏波の成分の割合が増加することがわかる。これは、水平スロットからの放射が増加するためであると考えられる。
【００６７】
また、タイプＡとタイプＢとの比較およびタイプＣとタイプＦとの比較から、水平スロットの間隔Ｄを短くすることにより、水平偏波の割合が小さくなることがわかる。これは、垂直スロットの長さが短くなり、共振長からずれるとともに放射開口が狭くなるためであると考えられる。また、上式（３），（４）のように、水平偏波を発生する逆相成分が弱まり、逆に垂直偏波を発生する同相成分が強まるためであると考えられる。
【００６８】
タイプＣとタイプＤとの比較により、垂直スロットの幅Ｗを大きくすることにより、水平偏波の割合が増加することがわかる。これは、垂直スロットの開口が広くなったためと、垂直スロットの幅Ｗが広くなることにより水平スロットの長さｓが等価的に短くなったためであると考えられる。
【００６９】
タイプＡおよびタイプＢでは、水平偏波の成分が垂直偏波の成分に比べて１７ｄＢ以上大きくなっており、ほとんど水平偏波といえる。
【００７０】
次に、水平偏波と垂直偏波との位相差δφに関して考察する。水平偏波と垂直偏波との成分のレベル差Ｘが６ｄＢ以下であるタイプＣ、タイプＤ、タイプＥおよびタイプＦでは、水平偏波と垂直偏波との位相差δφは平均して約７３度であり、楕円偏波であることがわかる。これは、上式（３），（４）の推測値９０度からずれているが、垂直偏波と水平偏波とが同相励振でないことは明らかであり、定性的には推測どおりであるといえる。
【００７１】
一方、水平偏波と垂直偏波とのレベル差Ｘが１７ｄＢ以上のタイプＡとタイプＢとの位相差δφは２９度であり、ほとんど同相なので直線偏波状態といえる。
【００７２】
さらに、結合率γに関して考察する。結合率γに関しては、周方向の素子数が多いほど大きくなるため、タイプＡおよびタイプＢとそれ以外とを別に比較する必要がある。タイプＣとタイプＥとの比較より、水平スロットの長さｓを長くすることにより、結合率γが増えることがわかる。これは、水平スロットからの放射が増加するためであると考えられる。
【００７３】
また、タイプＡとタイプＢとの比較およびタイプＣとタイプＦとの比較より、水平スロットの間隔Ｄを短くすると、スロットの開口面積は減少するが、結合率γは増加することがわかる。これは、水平スロットの同相励振の割合が増え、垂直偏波の放射が増加するためであると考えられる。
【００７４】
さらに、タイプＣとタイプＤとの比較より、水平スロットの幅Ｗを太くすると、結合率γが増加することがわかる。これは、水平偏波の放射が増えるためであると考えられる。
【００７５】
［実施例２］
次に、実施例２では、同軸円筒スロットアレーアンテナに図２７（ａ）〜（ｄ）に示す４つのタイプのΠ形スロットを設けた。図２７（ａ）〜（ｄ）の４つのタイプをそれぞれタイプＧ、タイプＨ、タイプＩおよびタイプＪと呼ぶ。
【００７６】
同軸円筒スロットアレーアンテナの寸法は実施例１と同様である。ただし、周方向のスロット数ｎφは全て２０とした。
【００７７】
ここで、Π形スロット６の各部の寸法を図２６に示す。スロット６の中心線で測定される水平スロット６２，６３の間隔をＤとし、垂直スロット６１の長さをＬとし、垂直スロット６１の幅をＷとし、水平スロット６２，６３の長さをｓとし、水平スロット６２，６３の幅をＷ'と定義する。
【００７８】
試作した全てのΠ形スロット６の垂直スロット６１の長さＬは管内波長の約半分の６．７８８ｍｍとした。
【００７９】
図２７（ａ）に示すタイプＧのスロットでは、垂直スロットの長さＬ以外の寸法は図７（ｃ）に示したタイプＣの大括弧形スロットと同じである。図２７（ｂ）に示すタイプＨのスロットでは、タイプＧのスロットに比べて水平スロットの長さｓが長い。図２７（ｃ）に示すタイプＩのスロットでは、タイプＨのスロットに比べて垂直スロットおよび水平スロットの幅Ｗ，Ｗ'が太い。図２７（ｄ）に示すタイプＪのスロットでは、タイプＨのスロットに比べて水平スロットの間隔Ｄが短い。
【００８０】
図２８〜図３１はそれぞれタイプＧ〜ＪのΠ形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。図２８〜図３１において、横軸は仰角θを表し、縦軸は利得を表す。また、実線は垂直偏波を表し、破線は水平偏波を表す。
【００８１】
図３２〜図３５はそれぞれタイプＧ〜ＪのΠ形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。図３２〜図３５において、横軸はｚ軸方向の位置を表し、縦軸は振幅を表す。実線は水平磁流を表し、破線は垂直磁流を表す。また、太線は振幅を表し、細線は位相を表す。
【００８２】
図３６〜図３９はそれぞれタイプＧ〜ＪのΠ形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。ブロードサイド近傍は主ビーム方向である。図３６〜図３９の横軸は仰角θを表し、縦軸は位相を表す。実線は垂直偏波を表し、破線は水平偏波を表し、矢印は主ビーム方向を表す。
【００８３】
また、主ビーム方向における水平偏波と垂直偏波とのレベル差Ｘおよび位相差δφ、ならびに磁流分布の傾きから計算した結合率γおよび等価的管内波長λ'ｇをタイプＧ〜タイプＪのΠ形スロットの各寸法とともに表２に示す。
【００８４】
【表２】

【００８５】
タイプＣの大括弧形スロットとタイプＧのΠ形スロットとの比較により、垂直スロットの長さＬを長くしてΠ形スロットとすることにより、水平偏波の割合が増加し、結合率γも増加することがわかる。このことから、垂直スロットの延長により、水平偏波の放射が増大することがわかる。
【００８６】
タイプＧとタイプＨとの比較より、水平スロットの長さｓを長くすることにより、垂直偏波の割合と結合率γとが増加することがわかる。
【００８７】
また、タイプＨとタイプＩとの比較より、水平スロットおよび垂直スロットの幅を全体に太くすると、垂直偏波の割合が増加することがわかる。これは、スロットの幅が太くなった分だけ、垂直スロットの長さＬが等価的に短くなったためであると考えられる。また、結合率γも増加しており、開口面積が広がったためであると考えられる。
【００８８】
タイプＧ、タイプＨおよびタイプＩのΠ形スロットでは、水平偏波と垂直偏波との位相差が約７５度と大括弧形スロットとほぼ同様の結果となっている。基本的には、水平偏波と垂直偏波とは９０度に近い位相差を持ち、楕円偏波を送受信することがわかる。
【００８９】
なお、タイプＨ、タイプＩおよびタイプＪのΠ形スロットでは、水平偏波より垂直偏波のレベルが大きくなっている。
【００９０】
タイプＪのΠ形スロットは、タイプＦの大括弧形スロットと同じ水平スロットの間隔Ｄを有するが、垂直偏波の割合が著しく大きくなっている。
【００９１】
また、タイプＪとタイプＨとを比較すると、タイプＪでは、水平スロットの間隔Ｄが短いだけであるが、垂直偏波の割合が著しく大きい。水平偏波と垂直偏波との位相差も約１４度と０度に近い。また、結合率γが他のΠ形スロットに比べて著しく大きい。
【００９２】
なお、タイプＪのΠ形スロットの垂直スロットがないような間隔約３．４ｍｍの水平スロットのペアーのアレーアンテナを試作し、測定した結果、結合率γは０．０１８であり、０．２９に比べて著しく小さいことがわかった。このことから、結合率γの増加は、水平スロットが比較的長くて接近していることが直接の原因であるとは考えられない。
【００９３】
以上のことから、このΠ形スロットでは、上式（３），（４）の基とした動作原理とは異なったモードの磁流が励振されていると推測されている。この励振は、タイプＦとタイプＨで生じないことから、水平スロットより上下に突出している垂直スロットが関係していると考えられる。
【００９４】
図４０はタイプＨのΠ形スロットを用いた同軸円筒スロットアレーアンテナをスピンリニア測定して得られた垂直面内指向性を示す図である。縦方向のラインの幅が軸比を表す。
【００９５】
表２に示されているように、水平偏波と垂直偏波とのレベル差Ｘおよび位相差δφが完全な円偏波条件を満たしていないが、主ビーム方向で約５ｄＢの軸比が得られていることがわかる。
【００９６】
９０度からのずれのみを見るため、位相差δφと同様に０度以上９０度以下の値に補正してまとめた。しかし、ｚ軸に関する分布を見ると、分散が大きく正確な判断は難しい。ただし、この読みの値の平均は７２．６度で９０度から１７．４度ずれており、主ビーム方向のパターンからの読みの値δφの平均に近い。このことから、反射波以外にも位相差δφが９０度からずれる原因があると考察される。
【００９７】
位相差δφが９０度からずれる原因として、両偏波の主軸の測定系の設定が水平方向および垂直方向から傾いているため、レベルの大きなデータの成分がレベルの小さい測定データに含まれている可能性がある。
【００９８】
上記の原因でＸｄＢの交差偏波識別度（レベル差）の円偏波がδφ度の位相傾きの誤差を生じるのに要する偏波の測定傾き角β［度］は、近似的に次式（８）で与えられる。
【００９９】
β＝ｔａｎ^-1（１０^-X/20×ｃｏｓδφ） …（８）
上式（８）にしたがって計算した各タイプのアンテナの測定系の傾き角βを表３にまとめる。
【０１００】
【表３】

【０１０１】
平均して１０度の傾きがあったことになるが、これだけの傾きは目視で確認できるので、測定系の傾きが主因とは考えられない。測定系の傾き誤差は大きくともβ＝２［度］と考えられる。
【０１０２】
逆に、２度の傾きから逆算すると、この測定系の傾き誤差が位相差δφ＝７４［度］という平均位相差を生じるのは、Ｘ＝１８［ｄＢ］以上の交差偏波識別度がある場合に限られる。
【０１０３】
また、水平偏波のタイプＡは交差偏波識別度（レベル差）Ｘが２５．６ｄＢと高いため、位相差δφ＝３３［度］の原因としてβ＝２．５［度］の測定系の傾きが原因している可能性があるが、タイプＢに関してはβ＝７．１［度］となり、この測定系の傾きだけでは説明できない。
【０１０４】
タイプＪの偏波のレベル差Ｘは７．２ｄＢと比較的大きいが、上式（８）によると、β＝２３［度］の測定系の傾きがあったことになり、これはありえない。したがって、タイプＪでほぼ偏波面が垂直方向から約６６度の傾きを有する水平偏波に近い直線偏波であると考えられる。
【０１０５】
以上のことから、水平偏波と垂直偏波との位相差には本質的に９０度からずれる効果がある可能性がある。すなわち、水平偏波と垂直偏波とで放射に時間遅れの違いがあることを意味する。しかし、実験結果から、振幅に関しては水平偏波と垂直偏波とを等しくすることは可能である。両偏波の振幅が等しく位相差がδφ度あるとした場合に得られる軸比ｒ［ｄＢ］は次式（９）で算出される。
【０１０６】
ｒ＝２０ｒｏｇ₁₀｛ｓｉｎ（δφ／２）／ｃｏｓ（δφ／２）｝ …（９）
δφ＝７４［度］とすると、ｒ＝２．４６［ｄＢ］の軸比の円偏波が実現できることがわかる。
【０１０７】
以上の動作原理の考察より、大括弧形スロットの垂直スロットの長さを管内波長の半分よりも短くすると、楕円偏波が得られると考えられる。
【０１０８】
上記の実験結果では、水平偏波と垂直偏波との位相差は約７３度であったが、約２．４６ｄＢの軸比の円偏波が得られることがわかった。
【０１０９】
水平スロットの長さｓを長くすると、垂直偏波が増加する。また、水平スロットの間隔Ｄを短くすると、垂直偏波が増加し、さらにスロット全体としての送受信も強くなる。垂直スロットの幅Ｗを太くすると、送受信が強くなるが、中心線で見た水平スロットの長さｓを一定とした場合には等価的に水平スロットの長さｓが短くなるので、垂直偏波の放射の割合が減少することがわかった。
【０１１０】
垂直スロットの長さによる水平偏波の制御の自由度を増やすため、垂直スロットの長さＬを水平スロットの間隔Ｄよりも長くしたΠ形スロットを提案した。
【０１１１】
Π形スロットでも、水平偏波と垂直偏波との位相差が平均で約７５度の楕円偏波が得られることが上記の実験で確認された。この垂直スロットの長さの延長により、水平偏波が増大し、送受信も強くなることがわかった。
【０１１２】
なお、本発明に係る円偏波アンテナの形状は図１に示した形状に限定されない。図４１は本発明の他の実施の形態における円偏波アンテナの縦断面図である。図４１の円偏波アンテナは円偏波同軸円筒スロットアレーアンテナである。
【０１１３】
図４１の例では、内部導体１は、１対の円錐状端部および外周面を有する。内部導体１の１対の円錐状端部および外周面は誘電体２により被覆されている。この誘電体２は、内部導体１の円錐状端部に接する円錐状端部と、内部導体１の外周面に接する円筒部とを有する。
【０１１４】
誘電体２の外面は外部導体３により被覆されている。この外部導体３は、誘電体２を介して内部導体１の１対の円錐状端部上に位置する円錐状端部と、誘電体２を介して内部導体１の外周面上に位置する円筒部とを有する。
【０１１５】
外部導体３の外周面には、第１の実施の形態と同様の複数のスロット６が形成されている。内部導体１の円錐状端部および外部導体３の円錐状端部の各中心には同軸線路７，８がそれぞれ接続されている。
【０１１６】
図４１の円偏波アンテナにおいても、図１の円偏波アンテナと同様に、円偏波を効率的に発生することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における円偏波アンテナの縦断面図および外観図である。
【図２】図１の円偏波アンテナに形成される第１の例のスロットの配列パターンを示す展開図である。
【図３】図１の円偏波アンテナに形成される第２の例のスロットの配列パターンを示す展開図である。
【図４】水平偏波用の大括弧形スロット、円偏波用の大括弧形スロットおよび円偏波用のΠ形スロットを示す図である。
【図５】給電方向に対する大括弧形スロットの向きによる右旋偏波および左旋偏波の発生を示す図である。
【図６】大括弧形スロットの各部の寸法を示す図である。
【図７】タイプＡ〜Ｆの大括弧形スロットを示す図である。
【図８】タイプＡの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図９】タイプＢの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図１０】タイプＣの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図１１】タイプＤの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図１２】タイプＥの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図１３】タイプＦの大括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図１４】タイプＡの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図１５】タイプＢの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図１６】タイプＣの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図１７】タイプＤの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図１８】タイプＥの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図１９】タイプＦの大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図２０】タイプＡの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図２１】タイプＢの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図２２】タイプＣの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図２３】タイプＤの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図２４】タイプＥの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図２５】タイプＦの大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図２６】Π形スロットの各部の寸法を示す図である。
【図２７】タイプＧ〜ＪのΠ形スロットを示す図である。
【図２８】タイプＧのΠ形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図２９】タイプＨのΠ形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図３０】タイプＩのΠ形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図３１】タイプＪのΠ形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す図である。
【図３２】タイプＧのΠ形スロットを用いたアンテナの透過磁流開口面分布を示す図である。
【図３３】タイプＨのΠ形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図３４】タイプＩのΠ形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図３５】タイプＪのΠ形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を示す図である。
【図３６】タイプＧのΠ形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図３７】タイプＨのΠ形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図３８】タイプＩのΠ形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図３９】タイプＪのΠ形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。
【図４０】タイプＨのΠ形スロットを用いたアンテナにおけるスピンリニア測定パターンを示す図である。
【図４１】本発明の他の実施の形態における円偏波アンテナの縦断面図である。
【符号の説明】
１ 内部導体
２ 誘電体
３ 外部導体
４ オーバサイズ同軸導波路
５ ラジアル導波路
６ スロット
７，８ 同軸線路
９ 終端素子
６１ 垂直スロット
６２，６３ 水平スロット

Claims (5)

1. 端部および外周面を有する内部導体と、
   前記内部導体の前記端部上および前記外周面上に形成された誘電体と、
   前記誘電体を介して前記内部導体の前記端部上に形成された端部領域および前記誘電体を介して前記内部導体の前記外周面上に形成された円筒部を有する外部導体と、
   前記外部導体の前記端部領域および前記内部導体の前記端部の各中心から前記外部導体と前記内部導体との間の前記誘電体に給電する給電部とを備え、
   前記内部導体の端部と前記外部導体の前記端部領域との間の前記誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成し、前記内部導体の前記外周面と前記外部導体の前記円筒部との間の前記誘電体が前記管内波長の電磁波を伝搬する同軸導波路を形成し、
   前記外部導体の前記円筒部に複数のスロットが設けられ、
   前記複数のスロットの各々は、
   前記同軸導波路の軸方向に平行に延びる第１のスロット部と、
   互いに間隔を隔てて配置されかつ前記第１のスロット部から同じ側にその第１のスロット部に対して直角に延びる１対の第２のスロット部とを有し、
   前記第１のスロット部の励振により前記同軸導波路の軸方向と垂直な第１の偏波が発生しかつ前記１対の第２のスロット部の励振により前記同軸導波路の軸方向と平行な第２の偏波が発生するように前記１対の第２のスロット部の間隔が前記管内波長の２分の１よりも小さく設定され、
   前記１対の第２のスロット部の各々の長さが前記１対の第２のスロット部の間隔の半分以上に設定されたことを特徴とする円偏波アンテナ。
2. 前記１対の第２のスロット部は、前記第１のスロット部の両端からそれぞれ延びることを特徴とする請求項１記載の円偏波アンテナ。
3. 前記１対の第２のスロット部は、前記第１のスロット部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置から延びることを特徴とする請求項１記載の円偏波アンテナ。
4. 端部および外周面を有する内部導体と、
   前記内部導体の前記端部上および前記外周面上に形成された誘電体と、
   前記誘電体を介して前記内部導体の前記端部上に形成された端部領域および前記誘電体を介して前記内部導体の前記外周面上に形成された円筒部を有する外部導体と、
   前記外部導体の前記端部領域および前記内部導体の前記端部の各中心から前記外部導体と前記内部導体との間の前記誘電体に給電する給電部とを備え、
   前記内部導体の端部と前記外部導体の前記端部領域との間の前記誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成し、前記内部導体の前記外周面と前記外部導体の前記円筒部との間の前記誘電体が前記管内波長の電磁波を伝搬する同軸導波路を形成し、
   前記外部導体の前記円筒部に複数のスロットが設けられ、
   前記複数のスロットの各々は、
   前記同軸導波路の軸方向に平行に延びる第１のスロット部と、
   互いに間隔を隔てて配置されかつ前記第１のスロット部から同じ側にその第１のスロット部に対して直角に延びる１対の第２のスロット部とを有し、
   前記第１のスロット部の励振により前記同軸導波路の軸方向と垂直な第１の偏波が発生しかつ前記１対の第２のスロット部の励振により前記同軸導波路の軸方向と平行な第２の偏波が発生するように前記１対の第２のスロット部の間隔が前記管内波長の２分の１よりも小さく設定され、
   前記１対の第２のスロット部は、前記第１のスロット部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置から延びることを特徴とする円偏波アンテナ。
5. 前記１対の第２のスロット部は同じ長さを有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の円偏波アンテナ。

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