JP2002237715A - 円偏波アンテナ - Google Patents
円偏波アンテナInfo
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Abstract
TEMモードの給電導波路で構成される進行波形スロッ
トアレーアンテナを提供することである。 【解決手段】 オーバーサイズ同軸導波路の外部導体に
複数の大括弧形スロット6またはΠ形スロット6が設け
られる。大括弧形スロット6においては、垂直スロット
61の両端部の同じ側に水平スロット62,63が直角
に接続される。Π形スロット6においては、水平スロッ
ト62,63は、垂直スロット61の両端部61の両端
部61a,61bから所定長さだけ中央部に近い同じ側
に直角に接続される。水平スロット62,63の間隔D
は管内波長λgの1/2よりも短く設定される。
Description
関し、特に円偏波同軸円筒スロットアレーアンテナに関
する。
ーム成形する)方法として、複数の素子アンテナを配列
し、各素子アンテナに給電する電磁波の振幅と位相を制
御するアレーアンテナの技術がある。
く照らすことができるようにしたり、移動局アンテナで
ビーム追尾を必要としないでも通信を確保するために
は、水平面内で無指向性であるアンテナが望まれる。
を実現する同軸円筒スロットアレーアンテナを提案して
いる。同軸円筒スロットアレーアンテナは、オーバサイ
ズ同軸導波路の外導体に複数のスロットを設けたアンテ
ナである。この同軸円筒スロットアレーアンテナは、マ
イクロストリップ線路に比べて導波路の誘電体を厚くで
きるため低損失である。また、給電波が同軸モードであ
るので、アンテナ軸を垂直に設置することにより、水平
面内無指向性を実現することができる。さらに、スロッ
トの大きさおよび位置を軸方向に制御することにより、
垂直面内にビーム成形可能である。
トアレーアンテナのアンテナ軸を垂直に設置した場合、
スロットを水平に設けることにより垂直偏波は容易に得
られる。しかし、給電波がTEMモードであるため、垂
直スロットは励振されない。
端部の同じ側に水平スロットを接続した大括弧形スロッ
トを提案している。この大括弧形スロットを用いること
により水平偏波同軸円筒スロットアレーアンテナが実現
される。このような水平偏波同軸円筒スロットアレーア
ンテナによれば、水平偏波の送受信を効率的に行うこと
ができる。一方、円偏波の送受信を効率的に行うことが
できる円偏波アンテナも望まれている。
に行うことが可能な円偏波アンテナを提供することであ
る。
に係る円偏波アンテナは、端部および外周面を有する内
部導体と、内部導体の端部上および外周面上に形成され
た誘電体と、誘電体を介して内部導体の端部上に形成さ
れた端部領域および誘電体を介して内部導体の外周面上
に形成された円筒部を有する外部導体と、外部導体の端
部領域および内部導体の端部の各中心から外部導体と内
部導体との間の誘電体に給電する給電部とを備え、内部
導体の端部と外部導体の端部領域との間の誘電体が所定
の管内波長の電磁波を伝搬する半径方向導波路を形成
し、内部導体の外周面と外部導体の円筒部との間の誘電
体が管内波長の電磁波を伝搬する同軸導波路を形成し、
外部導体の円筒部に複数のスロットが設けられ、複数の
スロットの各々は、同軸導波路の軸方向に平行に延びる
第1のスロット部と、互いに間隔を隔てて配置されかつ
第1のスロット部から同じ側にその第1のスロット部に
対して直角に延びる1対の第2のスロット部とを有し、
第1のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向と垂
直な第1の偏波が発生しかつ1対の第2のスロット部の
励振により同軸導波路の軸方向と平行な第2の偏波が発
生するように1対の第2のスロット部の間隔が設定され
たものである。
第1のスロット部の励振により同軸導波路の軸方向に垂
直な第1の偏波が発生し、1対の第2のスロット部の励
振により同軸導波路の軸方向に平行な第2の偏波が発生
する。それにより、円偏波を効率的に発生することがで
きる。このようにして、同軸円筒スロットアレーアンテ
ナが構成されるので、水平面内無指向性の円偏波アンテ
ナが実現する。
長の2分の1よりも小さいことが好ましい。それによ
り、1対の第2のスロット部の励振により第2の偏波が
容易に発生する。
ト部の両端からそれぞれ延びてもよい。この場合、大括
弧形スロットが形成される。
ト部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置から延びて
もよい。この場合、Π形スロットが形成される。
ることが好ましい。また、1対の第2のスロット部の各
々の長さは1対の第2のスロット部の間隔の半分以上で
あってもよい。それにより、円偏波をより容易に発生す
ることができる。
実施の形態における円偏波アンテナのそれぞれ縦断面図
および外観図である。図1の円偏波アンテナは円偏波同
軸円筒スロットアレーアンテナである。
等により形成され、1対の円形状端面および外周面を有
する。内部導体1の1対の円形状端面および外周面はフ
ッ素樹脂等の誘電体2により被覆されている。この誘電
体2は、内部導体1の円形状端面に接する円盤部と、内
部導体1の外周面に接する円筒部とを有する。
れている。この外部導体3は、誘電体2を介して内部導
体1の1対の円形状端面に対向する円盤部と、誘電体2
を介して内部導体1の外周面に対向する円筒部とを有す
る。
スロット6が形成されている。内部導体1の円形状端面
および外部導体3の円盤部の各中心には同軸線路7,8
がそれぞれ接続されている。矢印10で示すように一方
の同軸線路7から給電が行われる。他方の同軸線路8の
端部には終端素子9が取り付けられている。
ンテナ軸となる。以下の説明では、円偏波アンテナのア
ンテナ軸を垂直方向(z軸方向)に配置するものとす
る。
2の円盤部の中心から給電された電磁波が誘電体2の円
盤部を半径方向の外側に向かって進行することによりラ
ジアル導波路5が形成される。また、電磁波がこのラジ
アル導波路5を経由して円筒部に到達すると、円筒部を
他方の円盤部に向かって進行することによりオーバサイ
ズ同軸導波路4が形成される。
する過程で外部導体3に形成された複数のスロット6か
ら外部へ電磁波が放射される。複数のスロット6は周方
向に所定間隔で配置されている。そのため、各スロット
6からの放射電波による電界および磁界の強度分布は周
方向にほぼ均一となる。
より、外部導体3のスロット6が電磁波を受けた場合に
は、逆のプロセスで受信が行われる。
波路4の長さをL0で表し、外径をR1で表し、内径を
R2で表す。また、図1(b)において、垂直方向(z
軸方向)からの仰角をθで表し、方位角をφで表す。
第1の例のスロットの配列パターンを示す展開図であ
る。また、図3は図1の円偏波アンテナに形成される第
2の例のスロットの配列パターンを示す展開図である。
び、図3のスロット6をΠ形スロットと呼ぶ。図2の例
では、複数の大括弧形スロット6が図1の外部導体3の
円筒部に一定間隔で周期的に配列される。また、図3の
例では、複数のΠ形スロット6が図1の外部導体3の円
筒部に一定間隔で周期的に配列される。
あり、(a)は水平偏波用の大括弧形スロットを示し、
(b)は円偏波用の大括弧形スロットを示し、(c)は
円偏波用のΠ形スロットを示す。
本発明者が提案した水平偏波同軸円筒スロットアレーア
ンテナに用いられる。この大括弧形スロット600は、
垂直スロット610および1対の短い水平スロット62
0,630により構成される。垂直スロット610は、
垂直方向(図1のz軸方向)に配置される。垂直スロッ
ト610の両端部の同じ側に水平スロット620,63
0が直角に接続されている。水平スロット620,63
0の間隔Dは、管内波長λgの1/2に設定される。
はTEMモードであるため、オーバサイズ同軸導波路4
の外部導体3に設けられた水平スロットは励振される
が、垂直スロットは励振されない。
いては、水平スロット620,630の間隔Dがλg/
2に設定されているので、水平スロット620,630
には逆向き(逆相)の磁流M+1,M-1が励振される。こ
れらの磁流M+1,M-1は、垂直スロット610に同じ向
きの磁流を励振しようとする。また、垂直スロット61
0の長さDがλg/2であるため、共振が起こりやすく
なる。それにより、垂直スロット610に磁流M0 が励
振される。このような垂直方向の磁流M0 により効率的
に水平偏波が送受信される。一方、2つの水平スロット
620,630に励振される磁流M+1,M-1は逆相であ
るため、互いに打ち消し合う。したがって、垂直偏波の
送受信は抑制される。
ロット600を用いると、水平偏波同軸円筒スロットア
レーアンテナを構成することができる。
直スロットが励振されるようになるが、水平スロット自
体の励振による垂直偏波の放射も有効に利用できると考
えられる。
は、垂直スロット61および1対の水平スロット62,
63により構成される。垂直スロット61は、垂直方向
(図1のz軸方向)に平行に配置される。垂直スロット
61の両端部の同じ側に水平スロット62,63が直角
に接続されている。水平スロット62,63の間隔D
は、管内波長λgの1/2よりも小さく設定される。
垂直スロット61および1対の水平スロット62,63
により構成される。水平スロット62,63は、垂直ス
ロット61の両端部61a,62bから所定長さだけ中
央部に近い同じ側に直角に接続されている。それによ
り、垂直スロット61の両端部61a,61bは水平ス
ロット62,63に対して垂直方向に突出している。す
なわち、垂直スロット61の長さLは水平スロット6
2,63の間隔Dよりも大きい。水平スロット62,6
3の間隔Dは、管内波長λgの1/2よりも小さく設定
される。
て、水平スロット62,63には逆向き(逆相)の磁流
M+1,M-1が励振される。これらの磁流M+1,M-1は垂
直スロット61に同じ向きの磁流M0 を励振する。それ
により、水平偏波が送受信される。水平スロット62,
63の間隔Dが管内波長λgの1/2よりも小さく設定
されているので、水平スロット62,63の励振による
垂直偏波も送受信される。
における水平スロット62,63の間隔Dが管内波長λ
gの1/2以外の場合に水平偏波および垂直偏波を一般
化して定式化を行う。
平スロット62,63に励振される磁流M+1,M-1の逆
相成分により励振されると考えられる。また、垂直偏波
EVは水平スロットに生じる励振の同相成分により送受
信される。水平偏波EH および垂直偏波EV は次式
(1),(2)によりそれぞれ表される。
振される磁流の大きさを表す。大括弧形スロット6で
は、水平スロット62,63の長さが等しくかつ位置も
ほぼ近いことから、M-1=M+1と考えられる。したがっ
て、上式(1),(2)は次式(3),(4)のように
変形することができる。
ト62,63にそれぞれ励振される磁流が基となって送
受信される水平偏波および垂直偏波の振幅を表す正数パ
ラメータである。
2,63の間隔Dおよび仰角θによらず、水平偏波EH
は垂直偏波EV よりも位相が90[度]進んでいること
がわかる。したがって、水平偏波および垂直偏波の振幅
を等しくすることにより円偏波が得られる。
の向きによる右旋偏波および左旋偏波の発生を示す図で
ある。
方向とする。図5(a)に示すように、大括弧形スロッ
ト6の開口部が右を向いている場合、右旋偏波が得られ
る。また、図5(b)に示すように、大括弧形スロット
6の開口部が左側を向いている場合、左旋偏波が得られ
る。このように、給電方向に対する大括弧形スロット6
の向きにより右旋偏波と左旋偏波とが切り替えられるこ
ととなる。
成分は仰角θに依存することがわかる。これは、垂直偏
波の発生源である水平スロット62,63が間隔Dを隔
てて存在するために仰角θにより光路差が変化するから
である。仰角θの方向で水平偏波が得られるためには、
その方向で垂直偏波が0となる必要がある。したがっ
て、仰角θの方向で水平偏波となる条件は次式のように
なる。
[度]として次式のようになる。
0に相当する。
偏波を送受信するが、図4(a)の大括弧形スロット6
00は垂直偏波の成分が0となる特別な場合であること
がわかる。
は、後述するように、垂直偏波のレベルを水平スロット
62,63の長さにより制御することができる。しかし
ながら、水平スロット62,63の間隔Dと独立に垂直
スロット61の長さを制御することにより水平偏波のレ
ベルを制御することができない。
とは独立に垂直スロット61の長さを制御できるよう
に、図4(c)に示すΠ形スロット6を提案する。図4
(c)のΠ形スロット6においては、水平スロット6
2,63の間隔Dとは独立に垂直スロット61の長さL
を制御することができる。
およびBは未知数であるので、以下に示す実施例におい
て上式(3),(4)の確認を行うとともに、図4
(b)の大括弧形スロット6および図4(c)のΠ形ス
ロット6の諸特性について調べる。
アレーアンテナを試作し、設計周波数15GHzで実験
を行った。図1の円偏波アンテナにおいて、オーバサイ
ズ同軸導波路4の外径R1は24mmであり、内径R2
は20mmであり、長さL0は約280mmである。外
部導体3に複数の大括弧形スロット6を均一に配列し
た。誘電体2の比誘電率εr は約2.2である。周方向
のスロット数nφは40または20とし、軸方向のスロ
ット数nz は20とした。
を図6に示す。スロット6の中心線で測定される水平ス
ロット62,63の間隔(垂直スロット61の長さ)を
Dとし、垂直スロット61の幅をWとし、水平スロット
62,63の長さをsとし、水平スロット62,63の
幅をW’と定義する。
ンテナに図7(a)〜(f)に示す6つのタイプの大括
弧形スロットを設けた。図7(a)〜(f)の6つのタ
イプをそれぞれタイプA、タイプB、タイプC、タイプ
D、タイプEおよびタイプFと呼ぶ。
(a)に示した水平偏波用のスロットである。寸法の比
較のために、図7(b)〜(f)においては、図7
(a)のタイプAのスロットを破線でタイプB〜タイプ
Fのスロットに重ねて表している。
直スロットの長さDは管内波長λgの1/2である。図
7(b)に示すタイプBのスロットでは、タイプAのス
ロットに比べて垂直スロットの長さDのみが短い。図7
(c)に示すタイプCのスロットでは、タイプBのスロ
ットに比べて水平スロットの長さsが長い。
は、タイプCのスロットに比べて垂直スロットの幅Wの
みが太い。図7(e)に示すタイプEのスロットでは、
タイプCのスロットよりもさらに水平スロットの長さs
が長い。図7(f)に示すタイプFのスロットでは、タ
イプCのスロットに比べてさらに垂直スロットの長さD
が短い。
よびアンテナ特性を表1に示す。
スロットを用いたアンテナでは、周方向の素子数nφを
40とした。タイプC〜Fのスロットを用いたアンテナ
では、水平スロットsの長さが長いため、隣接するスロ
ットと重ならないように周方向の素子数nφを20とし
た。
括弧形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示
す図である。図8〜図13において、横軸は仰角θを表
し、縦軸は利得を表す。また、実線は垂直偏波を表し、
破線は水平偏波を表す。
すると、垂直スロットの長さDを短くして水平スロット
の長さsを長くすることにより、水平偏波に対する垂直
偏波の成分の割合が増加し、タイプEでは水平偏波およ
び垂直偏波の大きさがほぼ等しくなっていることがわか
る。
大括弧形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分
布を示す図である。図14〜図19の等価磁流開口面分
布は、図8〜図13の垂直面内指向性のデータから円筒
面走査近傍界測定理論にしたがって計算した。図14〜
図19において、給電部は横軸の負の側に位置する。横
軸はz軸方向の位置を表し、縦軸は振幅および位相を表
す。実線は水平磁流を表し、破線は垂直磁流を表す。ま
た、太線は振幅を表し、細線は位相を表す。
ロットおよび水平スロットに励磁される磁流を調べるた
めには、図14〜図19の垂直磁流と水平磁流とを比較
するべきであるが、z軸の位置によって値が異なるの
で、指向性パターンの主ビーム方向の値を読んで比較し
た。
大括弧形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサ
イド近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。ブロ
ードサイド近傍は主ビーム方向である。図20〜図25
の横軸は仰角θを表し、縦軸は位相を表す。実線は垂直
偏波を表し、破線は水平偏波を表し、矢印は主ビーム方
向を表す。
スロットを用いたアンテナのブロードサイド近傍の垂直
面内位相パターンにおいては、主ビーム方向の水平偏波
と垂直偏波との位相差が約105度であることがわか
る。このような位相差の絶対値をδφとし、また、主ビ
ーム方向の垂直偏波に対する水平偏波の大きさをX(=
20log10|EH |−20log10|EV |)として
上記の表1にまとめる。すなわち、Xは水平偏波と垂直
偏波のレベル差である。
偏波の上下方向および水平偏波の左右方向の定義が統一
されていなかった可能性があるため、180度の補正を
して0度以上90度以下となるようにした。例えば、タ
イプFでは、δφ=180−105=75[度]とし
た。
の分布の傾きから、1管内波長当たりのスロットの電磁
放射の割合を表す結合率γと、スロットの摂動効果を含
んだ等価的な管内波長λ’gを計算し、その結果も上記
の表1に示す。
に関して考察する。タイプBとタイプCおよびタイプE
との比較より、水平スロットの長さsを長くすることに
より、垂直偏波の成分の割合が増加することがわかる。
これは、水平スロットからの放射が増加するためである
と考えられる。
タイプCとタイプFとの比較から、水平スロットの間隔
Dを短くすることにより、水平偏波の割合が小さくなる
ことがわかる。これは、垂直スロットの長さが短くな
り、共振長からずれるとともに放射開口が狭くなるため
であると考えられる。また、上式(3),(4)のよう
に、水平偏波を発生する逆相成分が弱まり、逆に垂直偏
波を発生する同相成分が強まるためであると考えられ
る。
スロットの幅Wを大きくすることにより、水平偏波の割
合が増加することがわかる。これは、垂直スロットの開
口が広くなったためと、垂直スロットの幅Wが広くなる
ことにより水平スロットの長さsが等価的に短くなった
ためであると考えられる。
成分が垂直偏波の成分に比べて17dB以上大きくなっ
ており、ほとんど水平偏波といえる。
に関して考察する。水平偏波と垂直偏波との成分のレベ
ル差Xが6dB以下であるタイプC、タイプD、タイプ
EおよびタイプFでは、水平偏波と垂直偏波との位相差
δφは平均して約73度であり、楕円偏波であることが
わかる。これは、上式(3),(4)の推測値90度か
らずれているが、垂直偏波と水平偏波とが同相励振でな
いことは明らかであり、定性的には推測どおりであると
いえる。
が17dB以上のタイプAとタイプBとの位相差δφは
29度であり、ほとんど同相なので直線偏波状態といえ
る。
率γに関しては、周方向の素子数が多いほど大きくなる
ため、タイプAおよびタイプBとそれ以外とを別に比較
する必要がある。タイプCとタイプEとの比較より、水
平スロットの長さsを長くすることにより、結合率γが
増えることがわかる。これは、水平スロットからの放射
が増加するためであると考えられる。
タイプCとタイプFとの比較より、水平スロットの間隔
Dを短くすると、スロットの開口面積は減少するが、結
合率γは増加することがわかる。これは、水平スロット
の同相励振の割合が増え、垂直偏波の放射が増加するた
めであると考えられる。
り、水平スロットの幅Wを太くすると、結合率γが増加
することがわかる。これは、水平偏波の放射が増えるた
めであると考えられる。
筒スロットアレーアンテナに図27(a)〜(d)に示
す4つのタイプのΠ形スロットを設けた。図27(a)
〜(d)の4つのタイプをそれぞれタイプG、タイプ
H、タイプIおよびタイプJと呼ぶ。
実施例1と同様である。ただし、周方向のスロット数n
φは全て20とした。
26に示す。スロット6の中心線で測定される水平スロ
ット62,63の間隔をDとし、垂直スロット61の長
さをLとし、垂直スロット61の幅をWとし、水平スロ
ット62,63の長さをsとし、水平スロット62,6
3の幅をW’と定義する。
ット61の長さLは管内波長の約半分の6.788mm
とした。
は、垂直スロットの長さL以外の寸法は図7(c)に示
したタイプCの大括弧形スロットと同じである。図27
(b)に示すタイプHのスロットでは、タイプGのスロ
ットに比べて水平スロットの長さsが長い。図27
(c)に示すタイプIのスロットでは、タイプHのスロ
ットに比べて垂直スロットおよび水平スロットの幅W,
W’が太い。図27(d)に示すタイプJのスロットで
は、タイプHのスロットに比べて水平スロットの間隔D
が短い。
Π形スロットを用いたアンテナの垂直面内指向性を示す
図である。図28〜図31において、横軸は仰角θを表
し、縦軸は利得を表す。また、実線は垂直偏波を表し、
破線は水平偏波を表す。
Π形スロットを用いたアンテナの等価磁流開口面分布を
示す図である。図32〜図35において、横軸はz軸方
向の位置を表し、縦軸は振幅を表す。実線は水平磁流を
表し、破線は垂直磁流を表す。また、太線は振幅を表
し、細線は位相を表す。
Π形スロットを用いたアンテナにおけるブロードサイド
近傍の垂直面内位相パターンを示す図である。ブロード
サイド近傍は主ビーム方向である。図36〜図39の横
軸は仰角θを表し、縦軸は位相を表す。実線は垂直偏波
を表し、破線は水平偏波を表し、矢印は主ビーム方向を
表す。
直偏波とのレベル差Xおよび位相差δφ、ならびに磁流
分布の傾きから計算した結合率γおよび等価的管内波長
λ’gをタイプG〜タイプJのΠ形スロットの各寸法と
ともに表2に示す。
Π形スロットとの比較により、垂直スロットの長さLを
長くしてΠ形スロットとすることにより、水平偏波の割
合が増加し、結合率γも増加することがわかる。このこ
とから、垂直スロットの延長により、水平偏波の放射が
増大することがわかる。
ロットの長さsを長くすることにより、垂直偏波の割合
と結合率γとが増加することがわかる。
水平スロットおよび垂直スロットの幅を全体に太くする
と、垂直偏波の割合が増加することがわかる。これは、
スロットの幅が太くなった分だけ、垂直スロットの長さ
Lが等価的に短くなったためであると考えられる。ま
た、結合率γも増加しており、開口面積が広がったため
であると考えられる。
スロットでは、水平偏波と垂直偏波との位相差が約75
度と大括弧形スロットとほぼ同様の結果となっている。
基本的には、水平偏波と垂直偏波とは90度に近い位相
差を持ち、楕円偏波を送受信することがわかる。
のΠ形スロットでは、水平偏波より垂直偏波のレベルが
大きくなっている。
括弧形スロットと同じ水平スロットの間隔Dを有する
が、垂直偏波の割合が著しく大きくなっている。
と、タイプJでは、水平スロットの間隔Dが短いだけで
あるが、垂直偏波の割合が著しく大きい。水平偏波と垂
直偏波との位相差も約14度と0度に近い。また、結合
率γが他のΠ形スロットに比べて著しく大きい。
ットがないような間隔約3.4mmの水平スロットのペ
アーのアレーアンテナを試作し、測定した結果、結合率
γは0.018であり、0.29に比べて著しく小さい
ことがわかった。このことから、結合率γの増加は、水
平スロットが比較的長くて接近していることが直接の原
因であるとは考えられない。
上式(3),(4)の基とした動作原理とは異なったモ
ードの磁流が励振されていると推測されている。この励
振は、タイプFとタイプHで生じないことから、水平ス
ロットより上下に突出している垂直スロットが関係して
いると考えられる。
同軸円筒スロットアレーアンテナをスピンリニア測定し
て得られた垂直面内指向性を示す図である。縦方向のラ
インの幅が軸比を表す。
直偏波とのレベル差Xおよび位相差δφが完全な円偏波
条件を満たしていないが、主ビーム方向で約5dBの軸
比が得られていることがわかる。
δφと同様に0度以上90度以下の値に補正してまとめ
た。しかし、z軸に関する分布を見ると、分散が大きく
正確な判断は難しい。ただし、この読みの値の平均は7
2.6度で90度から17.4度ずれており、主ビーム
方向のパターンからの読みの値δφの平均に近い。この
ことから、反射波以外にも位相差δφが90度からずれ
る原因があると考察される。
て、両偏波の主軸の測定系の設定が水平方向および垂直
方向から傾いているため、レベルの大きなデータの成分
がレベルの小さい測定データに含まれている可能性があ
る。
ベル差)の円偏波がδφ度の位相傾きの誤差を生じるの
に要する偏波の測定傾き角β[度]は、近似的に次式
(8)で与えられる。
測定系の傾き角βを表3にまとめる。
が、これだけの傾きは目視で確認できるので、測定系の
傾きが主因とは考えられない。測定系の傾き誤差は大き
くともβ=2[度]と考えられる。
定系の傾き誤差が位相差δφ=74[度]という平均位
相差を生じるのは、X=18[dB]以上の交差偏波識
別度がある場合に限られる。
度(レベル差)Xが25.6dBと高いため、位相差δ
φ=33[度]の原因としてβ=2.5[度]の測定系
の傾きが原因している可能性があるが、タイプBに関し
てはβ=7.1[度]となり、この測定系の傾きだけで
は説明できない。
と比較的大きいが、上式(8)によると、β=23
[度]の測定系の傾きがあったことになり、これはあり
えない。したがって、タイプJでほぼ偏波面が垂直方向
から約66度の傾きを有する水平偏波に近い直線偏波で
あると考えられる。
位相差には本質的に90度からずれる効果がある可能性
がある。すなわち、水平偏波と垂直偏波とで放射に時間
遅れの違いがあることを意味する。しかし、実験結果か
ら、振幅に関しては水平偏波と垂直偏波とを等しくする
ことは可能である。両偏波の振幅が等しく位相差がδφ
度あるとした場合に得られる軸比r[dB]は次式
(9)で算出される。
比の円偏波が実現できることがわかる。
ットの垂直スロットの長さを管内波長の半分よりも短く
すると、水平偏波と垂直偏波との位相差が90度の楕円
偏波が得られると考えられる。
との位相差は約73度であったが、約2.46dBの軸
比の円偏波が得られることがわかった。
偏波が増加する。また、水平スロットの間隔Dを短くす
ると、垂直偏波が増加し、さらにスロット全体としての
送受信も強くなる。垂直スロットの幅Wを太くすると、
送受信が強くなるが、中心線で見た水平スロットの長さ
sを一定とした場合には等価的に水平スロットの長さs
が短くなるので、垂直偏波の放射の割合が減少すること
がわかった。
の自由度を増やすため、垂直スロットの長さLを水平ス
ロットの間隔Dよりも長くしたΠ形スロットを提案し
た。
の位相差が平均で約75度の楕円偏波が得られることが
上記の実験で確認された。この垂直スロットの長さの延
長により、水平偏波が増大し、送受信も強くなることが
わかった。
は図1に示した形状に限定されない。図41は本発明の
他の実施の形態における円偏波アンテナの縦断面図であ
る。図41の円偏波アンテナは円偏波同軸円筒スロット
アレーアンテナである。
錐状端部および外周面を有する。内部導体1の1対の円
錐状端部および外周面は誘電体2により被覆されてい
る。この誘電体2は、内部導体1の円錐状端部に接する
円錐状端部と、内部導体1の外周面に接する円筒部とを
有する。
れている。この外部導体3は、誘電体2を介して内部導
体1の1対の円錐状端部上に位置する円錐状端部と、誘
電体2を介して内部導体1の外周面上に位置する円筒部
とを有する。
態と同様の複数のスロット6が形成されている。内部導
体1の円錐状端部および外部導体3の円錐状端部の各中
心には同軸線路7,8がそれぞれ接続されている。
の円偏波アンテナと同様に、円偏波を効率的に発生する
ことができる。
の縦断面図および外観図である。
スロットの配列パターンを示す展開図である。
スロットの配列パターンを示す展開図である。
括弧形スロットおよび円偏波用のΠ形スロットを示す図
である。
る右旋偏波および左旋偏波の発生を示す図である。
る。
る。
の水平面内指向性を示す図である。
の水平面内指向性を示す図である。
ナの水平面内指向性を示す図である。
ナの水平面内指向性を示す図である。
ナの水平面内指向性を示す図である。
ナの水平面内指向性を示す図である。
ナの等価磁流開口面分布を示す図である。
ナの等価磁流開口面分布を示す図である。
ナの等価磁流開口面分布を示す図である。
ナの等価磁流開口面分布を示す図である。
ナの等価磁流開口面分布を示す図である。
ナの等価磁流開口面分布を示す図である。
ナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターン
を示す図である。
ナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターン
を示す図である。
ナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターン
を示す図である。
ナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターン
を示す図である。
ナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターン
を示す図である。
ナにおけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターン
を示す図である。
る。
垂直面内指向性を示す図である。
垂直面内指向性を示す図である。
垂直面内指向性を示す図である。
垂直面内指向性を示す図である。
透過磁流開口面分布を示す図である。
等価磁流開口面分布を示す図である。
等価磁流開口面分布を示す図である。
等価磁流開口面分布を示す図である。
おけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示
す図である。
おけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示
す図である。
おけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示
す図である。
おけるブロードサイド近傍の垂直面内位相パターンを示
す図である。
おけるスピンリニア測定パターンを示す図である。
テナの縦断面図である。
7)
関し、特にTEMモードの給電導波路で構成される進行
波形スロットアレーアンテナに関する。
に行うことが可能なTEMモードの給電導波路で構成さ
れる進行波形スロットアレーアンテナを提供することで
ある。
ットの垂直スロットの長さを管内波長の半分よりも短く
すると、楕円偏波が得られると考えられる。
の垂直面内指向性を示す図である。
の垂直面内指向性を示す図である。
ナの垂直面内指向性を示す図である。
ナの垂直面内指向性を示す図である。
ナの垂直面内指向性を示す図である。
ナの垂直面内指向性を示す図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 端部および外周面を有する内部導体と、 前記内部導体の前記端部上および前記外周面上に形成さ
れた誘電体と、 前記誘電体を介して前記内部導体の前記端部上に形成さ
れた端部領域および前記誘電体を介して前記内部導体の
前記外周面上に形成された円筒部を有する外部導体と、 前記外部導体の前記端部領域および前記内部導体の前記
端部の各中心から前記外部導体と前記内部導体との間の
前記誘電体に給電する給電部とを備え、 前記内部導体の端部と前記外部導体の前記端部領域との
間の前記誘電体が所定の管内波長の電磁波を伝搬する半
径方向導波路を形成し、前記内部導体の前記外周面と前
記外部導体の前記円筒部との間の前記誘電体が前記管内
波長の電磁波を伝搬する同軸導波路を形成し、 前記外部導体の前記円筒部に複数のスロットが設けら
れ、 前記複数のスロットの各々は、 前記同軸導波路の軸方向に平行に延びる第1のスロット
部と、 互いに間隔を隔てて配置されかつ前記第1のスロット部
から同じ側にその第1のスロット部に対して直角に延び
る1対の第2のスロット部とを有し、 前記第1のスロット部の励振により前記同軸導波路の軸
方向と垂直な第1の偏波が発生しかつ前記1対の第2の
スロット部の励振により前記同軸導波路の軸方向と平行
な第2の偏波が発生するように前記1対の第2のスロッ
ト部の間隔が設定されたことを特徴とする円偏波アンテ
ナ。 - 【請求項2】 前記1対の第2のスロット部の間隔は、
前記管内波長の2分の1よりも小さいことを特徴とする
請求項1記載の円偏波アンテナ。 - 【請求項3】 前記1対の第2のスロット部は、前記第
1のスロット部の両端からそれぞれ延びることを特徴と
する請求項1または2記載の円偏波アンテナ。 - 【請求項4】 前記1対の第2のスロット部は、前記第
1のスロット部の両端からそれぞれ所定距離内側の位置
から延びることを特徴とする請求項1または2記載の円
偏波アンテナ。 - 【請求項5】 前記1対の第2のスロット部は同じ長さ
を有することを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記
載の円偏波アンテナ。 - 【請求項6】 前記1対の第2のスロット部の各々の長
さは前記1対の第2のスロット部の間隔の半分以上であ
ることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の円
偏波アンテナ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001031231A JP3569732B2 (ja) | 2001-02-07 | 2001-02-07 | 円偏波アンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2001031231A JP3569732B2 (ja) | 2001-02-07 | 2001-02-07 | 円偏波アンテナ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002237715A true JP2002237715A (ja) | 2002-08-23 |
JP3569732B2 JP3569732B2 (ja) | 2004-09-29 |
Family
ID=18895348
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001031231A Expired - Lifetime JP3569732B2 (ja) | 2001-02-07 | 2001-02-07 | 円偏波アンテナ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3569732B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014090500A (ja) * | 2014-01-10 | 2014-05-15 | Toko Inc | 導波管スロットアンテナ |
US9190737B2 (en) | 2011-12-28 | 2015-11-17 | Toko, Inc. | Waveguide slot antenna |
CN112768927A (zh) * | 2021-01-22 | 2021-05-07 | 吉林大学 | 一种带有h型裂缝的同轴加热微波天线和集束型微波天线 |
CN113972483A (zh) * | 2021-11-26 | 2022-01-25 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种毫米波圆极化全向天线 |
-
2001
- 2001-02-07 JP JP2001031231A patent/JP3569732B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US9190737B2 (en) | 2011-12-28 | 2015-11-17 | Toko, Inc. | Waveguide slot antenna |
US9520653B2 (en) | 2011-12-28 | 2016-12-13 | Toko, Inc. | Waveguide slot antenna |
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CN113972483A (zh) * | 2021-11-26 | 2022-01-25 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种毫米波圆极化全向天线 |
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JP3569732B2 (ja) | 2004-09-29 |
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