JP3800558B2 - 物理量の制御方法、およびこの方法を実施するための装置 - Google Patents

Description

本発明は、物理量、例えば電動機の回転数を制御するための方法、およびこのような方法を実施するための装置に関する。
ＤＥ４４４１３７２Ａ１から、実用的であると証明されたこの種の方法および相応する装置が公知である。しかしこの公知の方法を種々異なる電動機形式に適用することは困難である。なぜならそれぞれプログラム変更が必要だからである。さらに公知の構成では、制御が比較的粗いステップで計算機を介して行われる。計算機はデジタル値ＰＩを設定し、このデジタル値によって負荷に電流の流れる持続時間が制御される。電動機がより高速に回転すべき場合にはこの電流がより長時間流れ、電動機がより緩慢に回転すべき場合にはこの電流がより短時間流れる。このような制御器によっては高精度の制御過程の達成は不可能である。
さらにＤＥ−Ａ２５２６０４４から、蓄積コンデンサに対するドリフト補償回路が公知である。これをサンプル・アンド・ホールド回路とも称する。ここでは所定の時点で、蓄積コンデンサの電圧がデジタル基準値としてレジスタに記憶される。引き続き蓄積コンデンサの電圧が常時監視される。このことは、この電圧を連続的にデジタル化し、（レジスタ内の）デジタル基準値と比較することによって行われる。基準値に対して差が生じれば、蓄積コンデンサが一定の持続時間の間、充電または放電される。ここでは蓄積コンデンサの（アナログ）電圧が前記の基準値を中心にして（上下に）往復変動することがある。
本発明の課題は、この種の新たな方法、およびこのような方法を実施するための装置を提供することである。
本発明によればこの課題は、物理量の実際の値（以下、「実際値」とする）を所定の値（以下、「目標値」とする）に次のステップによって制御する方法によって解決される：
ａ）目標値と実際値の差（以下、「制御偏差」とする）、およびその符号（以下、「制御符号」とする）を時間的間隔をおいて反復して検出し、
ｂ）制御偏差を各測定との時間的関連において少なくとも１つの電気信号に変換し、該電気信号の持続時間（以下、「制御偏差持続時間」とする）は少なくとも目標値の領域において制御偏差の絶対値に比例し、かつ大きさは制御符号の関数であり、
ｃ）該少なくとも１つの電気信号によって、制御偏差持続時間の間、アナログ電気蓄積装置の電荷を制御し、
ｄ）該蓄積装置の電荷の大きさに依存して物理量を直接または間接的に制御し、当該物理量がその目標値の領域に留まるようにする。これによって正確で高速の制御が僅かなコストによって得られる。この制御はとりわけ、制御の一部を安価なマイクロプロセッサにより実行でき、別の部分を簡単なアナログ構成素子によって実現できるという利点を有する。これによって全体で非常にコストが低くなり、制御の速度と精度は非常に高く、アナログ部分の変更によって非常に簡単に種々な異なる制御タスクに適合できるのである。
本発明のさらなる展開形態では、ステップｂ）において制御偏差の電気信号への変換をマイクロプロセッサで行い、この信号をマイクロプロセッサの少なくとも１つの出力端子で２進信号または３進信号として出力し、この信号をそこで制御偏差持続時間内で測定中または測定後に形成する。このためにはデータ幅の狭い、例えば４ビットの安価なマイクロプロセッサが適し、このマイクロプロセッサを電子整流型電動機（ＥＣＭ）において整流制御のために使用することもできる。
本発明の別の展開形態では、ステップｃ）においてアナログ蓄積装置として用いられるコンデンサの充電または放電が抵抗装置を介して行われ、この抵抗装置を介して電気信号が存在する場合には制御偏差持続時間中に電流がコンデンサへ、またはコンデンサから流れる。このような構成は非常に簡単かつ安価に実現でき、容易に種々異なる適用事例に適合することができる。
本発明のさらに別の有利な展開形態では、ステップｄ）において蓄積装置の電荷の大きさが、ＰＷＭ変調器（パルス幅変調式）のデューティ比によって制御され、この調整器の出力信号が制御すべき物理量を直接または間接的に制御する。択一的に、蓄積装置の電荷の大きさが信号、例えば直流電圧信号を直接制御することもできる（例えばインピーダンス変換器を介して）。
本発明の改善実施形態で、制御偏差をその検出と同時に少なくとも１つの電気信号に変換すると制御の経過が高速になる。
さらに他の可能性として、制御偏差をその検出に続いて少なくとも１つの電気信号に変換する。この場合は、制御偏差を電気信号への変換前に所定の係数により乗算することができ、制御偏差検出の頻度を高めることができる。
本発明の詳細およびさらなる有利な展開形態は以下の説明、図面および決して本発明の限定として理解すべきでない実施例、並びにその他従属請求項に示されている。
上記制御方法のステップｂ）にて、制御偏差の電気信号への反復的変換をマイクロプロセッサで行い、当該信号をマイクロプロセッサの少なくとも１つの出力端子で２進または３進信号として出力し、そこで当該信号を測定中または測定後に、制御偏差持続時間中または該制御偏差持続時間に比例する持続時間の間、形成することが好ましい。
上記制御方法のステップｃ）にて、アナログ蓄積装置として用いるコンデンサの充電または放電を、抵抗装置を介して行い、該抵抗装置を介して、前記電気信号が存在する場合、制御偏差持続時間中または該制御偏差持続時間に比例する持続時間の間、電流がコンデンサへまたはコンデンサから流れることが好ましい。
上記制御方法のステップｄ）にて、蓄積装置の電荷の大きさによってＰＷＭ変調器のデューティ比（ＴＶ）を制御し、該ＰＷＭ変調器の出力信号は制御すべき物理量を直接または間接的に制御することが好ましい。
上記制御方法のステップａ）およびｂ）にて、全体または大部分をデジタルで実施することが好ましい。
上記制御方法のステップｃ）にて、全体または大部分をアナログで実施することが好ましい。
上記制御方法において、制御偏差を検出と同時に少なくとも１つの電気信号に変換することが好ましい。
上記制御方法において、制御偏差を検出に続いて少なくとも１つの電気信号に変換することが好ましい。
上記制御方法において、制御偏差を、少なくとも１つの電気信号に変換する前に所定の係数と乗算することが好ましい。
上記制御方法において、制御偏差と制御符号をそれぞれ、瞬時値に旋光する測定から有効値として中間記憶し、瞬時の制御偏差に加えて付加的に、少なくとも１つの電気付加信号に変換し、該電気付加信号の持続時間は少なくとも目標値の領域では、中間記憶された制御偏差の絶対値に比例し、その大きさは中間記憶された制御符号の関数であり、アナログ電気蓄積装置の電荷を当該少なくとも１つの電気付加信号によって付加的に制御することが好ましい。
上記制御方法において、中間記憶された制御符号を、瞬時の制御偏差の符号に対して反転して考慮することが好ましい。
上記の課題を解決するための、物理量を所望の値（以下、目標値と称する）に制御する本発明の第２の物理量制御方法において、以下のステップ：ａ）物理量の制御偏差、すなわち実際の値の目標値からの差の大きさと方向を検出すること、ｂ）当該情報を所定の計算規則に従って反復サイクルで２進または３進電気信号に変換すること、ｃ）該電気信号によって、アナログ蓄積装置への電流、ないしはアナログ蓄積装置からの電流を制御し、これにより外部の影響が制御すべき物理量に作用するとき、アナログ蓄積装置の電荷状態を相応に変化させること、ｄ）アナログ蓄積装置の充電状態によって、該充電状態によって制御可能な調整素子を介して、蓄積装置の値とは等しくない物理量を直接または間接的に、当該物理量が所望の目標値の領域に維持されるよう制御することを含むことを特徴とする。
上記第２の制御方法において、アナログ蓄積装置からのないしはアナログ蓄積装置への、該電気信号により制御される前記電流は所定の大きさの抵抗を介して流れることが好ましい。
上記の課題を解決するための、動作時に回転する部分（以下、ロータと称する）と動作時に回転しない部分（以下、ステータと称する）とを有する電動機の回転数制御方法において、以下のステップ：ａ）ロータがステータに対して所定の第１の角度位置にあるとき、第１の蓄積装置の電荷を時間に依存して変化させることを開始すること、ｂ）第１の蓄積装置の電荷が所定の値（「目標値」と称する）にほぼ達する測定時点を検出すること、ｃ）前記測定時点が第２の時点よりも前にある場合、該測定時点と該第２の時点との間の時間間隔中に、第２の蓄積装置の電荷を所定の方向に時間に依存して変化させること、ここで前記第２の時点とは、ロータが動作時に前記第１の角度位置に対して相対的に所定の角度行程だけ進んだ時点であり、ｄ）前記測定時点が時間的に第２の時点よりも後にあれば、それらの時間間隔中に第２の蓄積装置の電荷を前記所定の方向とは反対の方向に変化させること、ｅ）第２の蓄積装置の電荷の大きさに依存して、電動機に単位時間当たりに供給されるエネルギーを制御すること、を含むことを特徴とする。
上記の回転数制御方法において、電動機に供給されるエネルギーはパルス状の電流であり、該電流を、第２の蓄積装置の電荷の大きさに依存したデューティ比（ＴＶ）の変化によってパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御することが好ましい。
上記の回転数制御方法において、第１の角度位置を、Ｎ極からＳ極への移行、または反対方向の移行の際に発生する電位の変化によって設定し、当該電位は、電動機に設けられたホールセンサの出力信号の電位であることが好ましい。
上記の回転数制御方法において、前記所定の角度値を、ホールセンサが出力電圧が前記第１の角度位置に続く実質的に一定である領域によって定めることが好ましい。
上記の回転数制御方法において、電動機の電流を制御するためにＰＷＭ変調器を使用し、該ＰＷＭ変調器は、その入力端子に供給される制御電圧に依存して、その出力信号のデューティ比を変化させることができ、０％のデューティ比に対する制御電圧はゼロとは異なるが、比較的に高いデューティ比に対して必要な制御電圧と同じ符号を有することが好ましい。
上記の回転数制御方法において、前記測定時点が第２の時点よりも前にある場合、第２の蓄積装置の電荷の変化を所定の方向で時間に依存する率で行い、当該時間依存率の絶対値は、測定時点が第２の時点よりも後にある場合の電荷変化に対する時間依存率の絶対値よりも大きいことが好ましい。
上記の物理量又は回転数制御方法において、第１の蓄積装置の充電および放電をマイクロプロセッサを介して制御することが好ましい。
上記の物理量又は回転数制御方法において、マイクロプロセッサに対して設けられたフローチャートは、第１および第２の蓄積装置の充電または放電に対して２進ツリー構造を有することが好ましい。
上記の物理量又は回転数制御方法において、第１および第２の蓄積装置の充電および放電を制御するためのプログラムは、持続時間の短い反復ループの形態を有し、該ループは、ループを通過する瞬時の経路に関係なく実質的に同じ持続時間を有することが好ましい。
上記の物理量又は回転数制御方法において、ループの経過中に、第１の蓄積装置の充電状態に対する問い合わせを行い、当該問い合わせにより充電状態に応じて、プログラムループの異なる部分を通過するようにすることが好ましい。
上記の物理量又は回転数制御方法において、少なくとも１つの電気信号の持続時間は制御偏差の絶対値に比較し、該電気信号を実質的に制御偏差の検出に並行して形成することが好ましい。
上記の物理量又は回転数制御方法において、制御すべき変数の実際値を検出し、目標値との比較により、制御偏差の大きさと符号を検出し、前記制御偏差の絶対値に持続時間が比例する少なくとも１つの電気信号を、後続の実際値検出と並行して形成することが好ましい。
上記の課題を解決するために、本発明の装置の視点によれば、物理量の実際値を所定の目標値に制御する方法であって、目標値と実際値との偏差ないし差（以下、「制御偏差」と称する）、およびその差の符号（以下、「制御符号」と称する）を時間間隔をおいて反復して検出すること、前記制御偏差を、その持続時間（以下、「制御偏差持続時間」と称する）が前記制御偏差の絶対値に比例し、かつその大きさが前記制御符号の関数である電気信号に変換すること、前記制御偏差持続時間の間、アナログ電気蓄積装置の電荷を前記電気信号の関数として制御すること、物理量を前記アナログ電気蓄積装置の電荷の大きさの関数として制御すること、により物理量を制御する方法、を実行する装置が提供される。この装置において、マイクロプロセッサを有し、作動時に、該マイクロプロセッサにおいて、所定の制御偏差をその大きさおよび符号に従って少なくとも１つの電気信号に、該マイクロプロセッサの少なくとも１つの出力端子で変換するためのプログラムが実行され、前記電気信号の持続時間は、前記絶対値に比例し、該電気信号のレベルは、符号に依存する孤立的電気値（例えば、ハイまたはロー）を有することを特徴とする（基本構成・形態１）。
上記の装置において、前記マイクロプロセッサの少なくとも１つの出力端子は、インピーダンス、特にオーム抵抗を介して蓄積装置に接続されていることが好ましい（形態２）。
上記の装置において、複数の出力端子が設けられており、該出力端子にはそれぞれ別個のインピーダンスが、特にオーム抵抗の形態で、前記蓄積装置との接続のために配属されていることが好ましい（形態３）。
上記の装置において、オーム抵抗は少なくとも部分的に調整可能に構成されていることが好ましい（形態４）。
上記の装置において、複数の出力端子に接続された抵抗は互いにまとめられて接続され、共通の抵抗を介して前記蓄積装置と接続されていることが好ましい（形態５）。
上記の装置において、前記共通の抵抗は、複数の制御パラメータを共に調整できるように調整可能に構成されていることが好ましい（形態６）。
上記の装置において、前記マイクロプロセッサは、２つの出力端子を有し、
該出力端子は前記プログラムによって低インピーダンス（低抵抗）と高インピーダンス（高抵抗）との間で切り替えることができ、２つの該出力端子はダイオードとインピーダンスとの直列回路を介して前記蓄積装置と接続されており、該ダイオードは反対方向の極性で接続されており、前記出力端子の１つはインピーダンスを介して電圧源と接続されていることが好ましい（形態７）。
上記の装置において、前記インピーダンスは、前記蓄積装置の充電および放電に対して異なる時定数が得られるように異なる大きさに構成されていることが好ましい（形態８）。
上記の装置において、前記蓄積装置は積分器として構成されていることが好ましい（形態９）。
上記の装置において、前記積分器は演算増幅器を有し、該演算増幅器の出力端子と入力端子との間にはキャパシタが配置されていることが好ましい（形態１０）。
上記の装置において、前記インピーダンスは定電流素子として構成されていることが好ましい（形態１１）。
上記の課題を解決するために、本発明の電動機の視点によれば、物理量の実際値を所定の目標値に制御する方法であって、目標値と実際値との差（以下、「制御偏差」と称する）、およびその差の符号（以下、「制御符号」と称する）を時間間隔において反復して検出すること、前記制御偏差を、その持続時間（以下、「制御偏差持続時間」と称する）が前記制御偏差の絶対値に比例し、かつその大きさが前記制御符号の関数である電気信号に変換すること、前記制御偏差持続時間の間、アナログ電気蓄積装置の電荷を前記電気信号の関数として制御すること、物理量を前記アナログ電気蓄積装置の電荷の大きさの関数として制御すること、により物理量を制御する方法、を実行する電動機が提供される。この電動機において、マイクロプロセッサを有し、該マイクロプロセッサの出力信号は第２の蓄積装置の電荷の変化を制御することを特徴とする（基本構成２・形態１２）。
上記の電動機において、前記マイクロプロセッサは２つの出力端子を有し、該出力端子の各々は論理値“１”と“０”との間で切り替えることができることが好ましい（形態１３）。
上記の電動機において、各出力端子に抵抗とダイオードとの直列回路がそれぞれ接続されており、該２つの直列回路は前記第２の蓄積装置に導かれ、２つのダイオードの順方向は互いに反対方向であることが好ましい（形態１４）。
上記の電動機において、前記抵抗は異なる大きさであることが好ましい（形態１５）。
上記の電動機において、さらに、回転数を制御するための回路を有し、当該回路では、電動機の回転数が過度に低いときに前記第２の蓄積装置の電荷変化に割り当てられる一方の前記抵抗が、他方の前記抵抗よりも小さいことが好ましい（形態１６）。
上記の電動機において、前記第２の蓄積装置はコンデンサとして構成されており、該コンデンサにおける電圧は、調整可能な高抵抗を介してＰＷＭ変調器の入力端子に供給可能であり、該入力端子は、電動機電流の関数として可変の抵抗を介して所定電位と接続されており、該ＰＷＭ変調器の入力端子から電流が前記可変抵抗を介して前記電位に流れるとき、前記ＰＷＭ変調器のデューティ比（ＴＶ）は縮小されることが好ましい（形態１７）。
上記の電動機において、前記ＰＷＭ変調器は三角波発生器とコンパレータを有し、該コンパレータの一方の入力端子には該三角波発生器からの三角波電圧が供給され、該コンパレータの他方の入力端子には入力信号が前記第２の蓄積装置および／または電動機電流を制限するための装置から供給されることが好ましい（形態１８）。
上記の電動機において、前記三角波発生器の三角波信号は、ゼロとは異なる最小値とゼロとは異なる最大値との間で発振することが好ましい（形態１９）。
上記の電動機において、前記三角波発生器はコンパレータを有し、このコンパレータの出力端子は負帰還結合を介して反転（−）入力端子と接続されており、正帰還結合を介して非反転（＋）入力端子と接続されており、該反転（−）入力端子には蓄積コンデンサが配属されていることが好ましい（形態２０）。
上記の電動機において、電動機電流に対する電流測定装置と前記ＰＷＭ変調器の入力端子との間に少なくとも１つのフィルタが設けられていることが好ましい（形態２１）。
上記の電動機において、前記少なくとも１つのフィルタはＴ型フィルタとして構成されていることが好ましい（形態２２）。
図１は、回転数制御のためのデジタル／アナログ動作する制御装置を有する本発明の装置の第１実施例の部分回路図である。
図２は、図１で使用される４ビット長のデータ語を示す。
図３は、図１の部分図である。
図４は、図１および図３を説明するための概略図である。
図５は、図１および図３を説明するための概略図である。
図６は、回転数制御のための本発明の装置の主な要素を概略的に示すフローチャートである。
図７は、図６に制御器（Ｓ１１４）として示した部分の詳細なフローチャートである：この部分は２進ツリーとして構成されており、非常に高速な作動と高い制御精度が保証される。
図８から図１０は、第１の実施例による回転数制御器の作用を説明するための概略図である。
図１１は、図３の第１変形実施例である。
図１２は、図３の第２変形実施例である。
図１３は、ＰＷＭ変調器の有利な実施形態である。
図１４は、図１３を説明するための概略図である。
図１５は、回転数制御される例として示された２組（巻線）電子整流型電動機と関連する本発明の実施例の概略図である。
図１６は、図１から図１５で用いられるNEC社のマイクロプロセッサ17P103の端子を示す図である。
図１７は、マイクロプロセッサにより整流が制御される図１５の電動機を説明するためのフローチャートである。
図１８は、本発明が内燃機関の回転数制御に使用される場合を示す概略図である。
図１９は、マイクロプロセッサ17P103で使用される出力を説明するための概略図であり、この出力はLOWと高抵抗との間で切り替えることができる。
図２０は、マイクロプロセッサにおいて、いわゆるトリステート出力を説明するための概略図である。
図２１は、４つの出力端子を有する、図１９に類似のマイクロプロセッサの概略図であり、このマイクロプロセッサは制御器においてＰ成分とＩ成分を制御するために使用される。
図２２は、図２１を説明するための概略図である。
図２３から図２８は、図２１と図２２を説明するための概略図である。
図２９は、本発明の一般的側面を説明するための概略図である。
図３０と図３１は、本発明の一般的説明のための概略図である。
図３２と図３３は、目標値のデジタル設定を説明するための概略図である。
図３４は、本発明の別の実施例を説明するための概略図であり、この実施例では目標値がデジタルで設定され、Ｐ成分が制御の際に考慮され、別個に調整できる。
図３５は、図３４の構成で使用することのできるプログラムの主要要素を概略的に示すフローチャートである。
図３６は、図３４での回転数目標値のデジタル設定を示すフローチャートである。
図３７Ａと図３７Ｂは、制御過程の流れを示すフローチャートである。
図３８は、図３４に示されたマイクロプロセッサにより制御される電動機の整流を説明するためのフローチャートである。
図３９から図４２は、図３２から図３８の作用を説明するための概略図である。
図４３は、図３１の変形実施例である。
図４４は、図２９の変形実施例である。
図４５は、図３７Ａの変形実施例である。
図４６は、図１，３または図１８の変形実施例である。
図４７は、蓄積装置の構成に対する変形実施例である。
図１は、実施例に本発明の主要素子を示す。２０によりマイクロプロセッサ、例えばNEC社の17P103マイクロプロセッサが示されており、このマイクロプロセッサは４ビットのデータ幅を有する。本発明にはこのような簡単なマイクロプロセッサを使用することができるという利点がある。このマイクロプロセッサはＲＯＭを有し、このＲＯＭにはマイクロプロセッサを制御するためのプログラムが記憶されている。このプログラムの主要部分は後でフローチャートに基づいて説明する。図１には、電動機５０の回転数に対する制御器（Ｉ制御器）が示されているが、この制御器は例えば同じようにして内燃機関に対する回転数制御器としても使用することができ（図１８参照）、また物理量を制御するためのその他の任意の制御課題に対して使用することもできる。
マイクロプロセッサ２０は通常は、例えば＋５Ｖの制御供給電圧と接続されており、この供給電圧はプラス線路２２とマイナス線路２４との間に印加される。これらの線路の間にはポテンシオメータ２６が配置されている。ポテンシオメータのタップ２８はコンパレータ３０の反転（−）入力端子と接続されている。コンパレータの非反転（＋）入力端子は抵抗３２（例えば１００ｋΩ）を介してプラス線路２２と、コンデンサ３４（例えば１００ｎＦ）を介してマイナス線路２４と、また直線（または図示しない例えば１００Ωの小さな抵抗を介して）マイクロプロセッサ２０のポートＢ０と接続されている。ポートＢ０はプログラムによって、これが内部でマイナス線路２４に接続され、コンデンサ３４が放電されるように制御することができる。あるいはポートＢ０は、これが高抵抗であり従ってコンデンサ３４が抵抗３２を介して充電できるように制御することができる。
この経過のプログラムによる時間制御を以下詳細に説明する。ポートＢ１とＢ２も制御ポートと称され、同じように制御することができる。すなわち、Ｂ１＝０のときポートＢ１はマイナス線路２４と接続され、Ｂ１＝１のときポートＢ１は高抵抗である。このことはポートＢ２に対しても当てはまる。
コンパレータ３０の出力端子３３’は抵抗３６を介してプラス線路と、抵抗３８を介してマイクロプロセッサのポートＣ１と接続されている。ポートＣ１の電位はDIFF（差）により示されている。
コンパレータ３０の出力端子３０’は、コンデンサ３４が放電している限り“低”電位を有する。すなわち、DIFF＝０である。なぜならこの場合、コンパレータ３０の＋入力端子はその−入力端子よりも低い電位を有するからである。
マイクロプロセッサ２０の出力端子Ｂ０が高抵抗になると、コンデンサ３４は抵抗３２を介して充電され、従ってこのコンデンサにおける電圧は上昇し、所定の時点（これを“測定時点”と称することができる）で、コンパレータ３０の＋入力端子はその−入力端子よりも電位が高くなる。これによって出力端子３０’の電位は突然、正の（高い）値に跳躍する（DIFF＝１）。
従って入力端子Ｃ１における信号DIFFはその電位跳躍によって“測定時点”を指示する。出力端子Ｂ０の電位が最初は低く（コンデンサ３４は放電）、次に高抵抗に切り替えられると、これにより所定の時間間隔で信号DIFFの正の電位跳躍が得られる。この時間間隔はポテンシオメータ２６の調整に依存する。すなわち、ポテンシオメータ２６のタップ２８における電位が正になればなるほど時間間隔は長くなる。
ポテンシオメータ２６は回転数に対する目標値の調整に用いる。場合によってはここでポテンシオメータの代わりに、固定抵抗４０と温度依存抵抗４２（例えば負の抵抗温度係数ＮＴＣ）による構成も可能である。これは図１に破線で示されており、回転数に対する目標値を温度に依存させることができる。このことは例えばもちろん、ファンが比較的に低い温度では低い回転数で、比較的に高い温度では高い回転数で回転すべき場合である。
図１に示された構成は電動機５０、例えばブラシ（整流子）型電動機または電子整流型電動機（ＥＣＭ）の制御に用いる。この電動機は例えば１２，２４，４８または６０Ｖの正の直流電圧に接続されている。あるいはこの構成により内燃機関の回転数を制御することもできる。これは例として図１８に示されている。電動機５０に並列にフリーランニング（Ｆｒｅｉｌａｕｆ）ダイオード５１が接続されている。
電動機５０に供給される電流はｎｐｎダーリントントランジスタ５４による制御され、このトランジスタにはフリーランニングダイオード５６が逆並列に接続されている。トランジスタ５４のエミッタは測定抵抗５８（例えば３Ω）を介して共通のマイナス線路２４と接続されている。
トランジスタ５４の電流を制御するためにＰＷＭ変調器６０を用いる。この調整器については後で図１３に基づいて説明する。この変調器（デューティ比制御器）は、例えば２５ｋＨｚの周波数で電流をトランジスタ５４でオン／オフする。電動機５０が多くの電流を必要とする場合、電流パルス間の休止時間は短くされ、電動機５０があまり電流を必要としない場合には、この休止時間が長くされる。ここでパルスの周波数は実質的に変化せずに留まる。
従って電流パルスｉのデューティ比ＴＶは、パルス持続時間ｔｐとその周期時間Ｔとの比であり（図１の右）、ＰＷＭ変調器６０の入力端子６２の電位によって定められる。すなわちこの電位が高いときにはＴＶは小さく、場合により０％である。また入力端子６２の電位が低くなるとＴＶは大きくなり、場合により１００％となる。この場合電流ｉは連続的にトランジスタ５４を流れる。
電動機５０の起動中（相応に高い起動電流によって）は、入力端子６２の電位は測定抵抗５８の電圧によって定められる。この電圧は抵抗６４を介してｎｐｎトランジスタ６６のベースに供給される。このトランジスタ（例えばタイプＢＣ８４６）は可変抵抗として作用し、そのエミッタはマイナス線路２４と接続されている。ろ波コンデンサ６８（例えば１０ｎＦ）がトランジスタのベースとマイナス線路２４との間に接続されている。トランジスタ６６のコレクタは２つの抵抗７０，７２（例えばそれぞれ１ｋΩ）を介して入力端子６２と接続されている。これら抵抗の接続点７４はろ波コンデンサ７６（例えば１００ｎＦ）を介してマイナス線路２４と接続されている。素子７０，７２，７６は共に１次の時限素子を形成する。この時限素子は、抵抗５８における電圧パルスを入力端子６２における実質的に同形状の直流電圧に変換するためのフィルタ素子として用いる。
起動時に高電流が抵抗５８を流れると、そこで相応に高い電圧が形成される。トランジスタ６６がさらに導通すると、入力端子６２の電位は負の方向に引き寄せられる。これにより電流ｉのディーティ比は減少し、電流は所定の最高値に制限される。これによって電動機５０の起動時の電流制限が達成される。
入力端子６２は高抵抗８０（例えば１００ｋΩ）を介して接続点８２と接続されている。比較的大きなコンデンサ８４（例えば３．３μＦ）が接続点８２とマイナス線路２４との間に接続されている。コンデンサ８４における電圧ｕｃは、トランジスタ６６が遮断されているとき入力端子６２の電位を定めることがわかる。トランジスタ６６は実質的に電動機の起動時にだけ電流導通状態となるので、このトランジスタは起動後には電圧ｕｃによって作用される回転数制御を行わない。しかしいずれの場合でも電流制限は回転数制御に優先される。すなわち、トランジスタ６６が導通するとき、回転数制御ではなく専らこのトランジスタが入力端子６２の電位を制御し、電流ｉが所定の最高値を上回らないようにする。
接続点８２にはダイオード８８のアノードが接続されており、そのカソードは抵抗９０（例えば１００ｋΩ）を介してマイクロプロセッサ２０のポートＢ２と接続されている。接続点８２にはダイオード９２のカソードが接続されており、そのアノードは抵抗９４（例えば４３ｋΩ）を介してプロセッサ２０のポートＢ１と接続されている。このポートＢ１はまた抵抗９５（例えば３．３ｋΩ）を介してプラス線路２２と接続されている。
電動機５０には回転数発生器９６（ＴＧ）が結合されており、この回転数発生器は出力電圧ホール“Hall”を送出する。この出力電圧の周波数は電動機５０の回転数に比例する。電動機５０では電圧Hallをホール発生器の出力電圧とすることができ、このホール発生器はロータ位置センサとして用いる。しかしこのためには出力電圧のいずれの形式も適し、例えば周波数が回転数に比例するパルス、正弦波電圧、矩形波電圧等でも良い。しかし頻繁にはコストの理由からホール発生器をとくに電動機の場合は使用するので、この信号を“Hall”と称する。
図２は、マイクロプロセッサ２０のデータ語１００を示す。このデータ語は４つのビット、Ｂ３，Ｂ２，Ｂ１およびＢ０からなる、例えば０１１１である。ビットＢ３は本実施例では使用しない。
ビットＢ０はマイクロプロセッサ２０のポートＢ０を制御する。これが“０”であるとき、このポートはマイナス線路２４と接続され、“１”であるときポートＢ０は高抵抗となる。同じことがすでに説明したようにポートＢ１とＢ２に対しても当てはまる。
図３もまた、２つのダイオード８８と９２を有する回路の一部を示す。図４は、ポートＢ１とＢ２の信号を異なる動作状態において示す。ここで“１”はポートが高抵抗であること意味し（オープンコレクタ）、“０”はポートがマイナス線路２４と接続されていることを意味する。
状態９８ではＢ１＝０、Ｂ２＝１である。すなわち２つのダイオード８８，９２は阻止されており、電流がポートＢ１，Ｂ２からコンデンサ８４へ、またはコンデンサ８４から流れることができない。従ってコンデンサの電荷、ひいては電圧ｕｃは変化しない。これによってＰＷＭ変調器６０のデューティ比ＴＶも変化せず、このことは図４に水平の矢印によって示されている。状態９８は、回転数目標（ポテンシオメータ２８の調整位置）と回転数実際値（パルスHallの時間的間隔ＴＨ）との差に対する測定過程の少なくとも一部分で留まる状態に相応する。この状態９８をニュートラル調整位置と称することができる。なぜなら、この状態では電動機５０に対する電流パルスｉのデューティ比ＴＶが変化しないからである。
回転数ｎが過度に低ければ、すなわち目標回転数ｎ０より低ければ、図４の欄１００によりＢ１＝１かつＢ２＝１に調整される。この場合ダイオード８が阻止され、ダイオード９２は導通する。これにより抵抗９５と９４を介して充電電流がコンデンサ８４に流れ、コンデンサの電圧ｕｃは上昇する。これによってデューティ比ＴＶは増大し、電動機５０を流れる電流ｉも増大する。このことは図４に上向きの矢印によって示されている。これによって電動機５０の回転数ｎは上昇する。
この回転数が過度に高ければ、図４の欄１０２に従ってＢ１＝０かつＢ２＝０がセットされる。これによってダイオード９２は阻止される。なぜなら電流がプラス線路２２から抵抗９５とポートＢ１を介してマイナス線路２４に流れ、これによりポートＢ１は近似的に電位０Ｖとなるからである。ダイオード８８は導通する。これによりこのダイオード、抵抗９０およびマイクロプロセッサ２０の内部接続を介して電流がコンデンサ８４からマイナス線路２４に流れ、コンデンサ８４の電圧ｕｃは低減される。これによってデューティ比ＴＶが減少する。従って電動機５０を流れる電流ｉは小さくなる。このことは図４に下向きの矢印によって示されている。ここでは回転数ｎは相応に低下する。
図３の回路によっていわゆるトリステート出力がシミュレートされる。すなわちプロセッサ出力端子は、状態“０”（図４の欄１０２）および“１”（図４の欄１００）の他に状態“高抵抗”（図４の欄９８）を取ることができる。
図３の回路には、抵抗９０と９４によって種々異なる制御パラメータを調整できるという利点がある。抵抗９４と９５は共に“電動機が過度に緩慢”に対する制御パラメータを定め、抵抗９０は“電動機が過度に高速”に対する制御パラメータを定める。有利には抵抗９４と９５の和（例えば４６ｋΩ）は抵抗９０（例えば１００ｋΩ）よりも小さく選択する。すなわち回転数ｎが過度に低いときコンデンサ８４の電荷が急速に上昇し、これにより起動時に回転数が迅速に上昇する。これに対し回転数ｎが過度の高い場合にはコンデンサ８４の電荷は緩慢に低減され、これにより電動機の始動時に回転数の振れが発生しない。
図５はこのことを示している。そこで曲線１０４は上記のように抵抗９０と９４の値が異なる場合に対するものであり、曲線１０６は抵抗９０と９４が同じ大きさである場合を示す。後者の場合、目標回転数ｎ０に達するまでに比較的長時間かかる。すなわちシステムの減衰度が小さい。抵抗９０と９４を異なる大きさにできるということは図３の構成の重要な利点である。同じように、プログラムによって命令に応じ、コンデンサ８４の電荷を（実質的に）一定に保つこと（図４の欄９８）、上昇させること（欄１００）、または低下させること（欄１０２）ができる。以下この回路に対する変形実施例が示されており、これを説明する。
図６は通常のフローチャートの形態で制御プログラムの基本経路を示す。ステップＳ１１０は、リセット後のプログラムへのジャンプであり、例えばパワーアップリセット後の投入接続時である。ステップＳ１１２で初期化が行われる。ここでは、プログラムに対して必要な値および状態を設定する変数および定数がロードされる。ステップＳ１１４は、図７に構成の示された制御器を含む。電動機５０が電子整流型電動機の場合、ステップＳ１１６は整流を行う。このような電子整流型電動機、およびその整流のためのプログラムは後で図１５から図１７に基づいて説明する。電動機５０がコレクタ（ブラシ）型電動機の場合はステップＳ１１６は省略される。
マイクロプロセッサはノイズパルスによって“ハングアップ”することがあるから、すなわちそのプログラムが停止し、それ以上実行できなくなることがあるから、Ｓ１１９には周期的リセット過程が示されている。この周期的リセット過程は電動機５０の回転によって制御され、例えば１回転ごとに行うことができる。これについては日本特許公開公報７−１９４１７０号を参照されたい。この刊行には電動機で周期的にリセットするための構成が示されている。これは内燃機関でも同じように可能である。この構成または類似の形式の構成を本発明の電動機に設けることは有利である。これにより多くの電気的ノイズパルスがある環境での問題点が回避され、電動機が確実に所望の回転数で回転する。しかしこの可能性はすべてのマイクロプロセッサに与えられるわけではない。
ステップＳ１１４（場合によりステップＳ１１６）はループＳ１１８の一部である。このループは動作時に常時実行される。このループは有利には、このループを通過するのに対して一定の時間、例えば２０μｓが必要であるように構成されており、従ってループ数を計数することによって時間測定が可能である。この一定の持続時間は、個々の比較的短いプログラム部分例えばステップＳ１５２およびＳ１４０へのＮＯＰ（ノーオペレーション）命令によって達成される（図７）。このようにして通過したループの数を計数することによって簡単に時間測定を行うことができる。周期的リセット過程の間は、ループＳ１１８を短時間去ることになる。このことはフローチャートに示されている。
図７は制御器部分の構成を詳細に示す。“ＲＧＬポート”（ＲＧＬ−Ｐｏｒｔ）に関する記述は図２のデータ語を表し、このデータ語はマイクロプロセッサ２０の出力端子Ｂ２，Ｂ１およびＢ０を制御する。例えばＲＧＬポート＝０１０１はビットＢ０、すなわち最下位ビットが１であることを意味し、コンデンサ３４が充電される。さらにＢ１＝０かつＢ２＝１であり、このことは図４の欄９８からコンデンサ８４は充電も放電もされない（ニュートラル調整位置）。
ステップＳ１２０（図７）で制御過程が開始する。ステップＳ１２２で記号“Hall”、すなわち回転数発生器９６の出力信号が問い合わされる。これが値“１”を有していれば、ステップＳ１２４で制御ビット（レジスタ）がセットされる。これにより信号“Hall”がこの時点で“１”であることが記憶される。ステップＳ１２６で、マイクロプロセッサ２０のポートＣ１の信号DIFFが問い合わされる。この信号が値“１”を有していれば、回転数の測定が終了され、ステップＳ１２８で新たな測定のための準備が行われる。このためにＲＧＬビットと称するレジスタが“０”にセットされ、データ語ＲＧＬポート＝０１００にセットされる。これによってコンデンサ３４は放電し、コンデンサ８４の電圧ｕｃは不変に保持される（図３の欄９８によるニュートラル調整位置）。
整流が行われる限り、ステップＳ１１６で整流が検査され、場合により変更される。このことは後で図１５から図１７に基づいて詳細に説明する。
ループＳ１１８の通過後、プログラムは新たにステップＳ１２２に達する。信号“Hall”が変化していない限り（Hall＝１）、プログラムはステップＳ１２４，Ｓ１２６を介してステップＳ１３０へ移行する。なぜならコンデンサ３４の放電によって信号DIFFは“０”になっているからである。先行するステップＳ１２８でレジスタＲＧＬビットは“０”になっている。すなわちプログラムはＳ１３０でステップＳ１３２に分岐する。このステップＳ１３２はステップＳ１２８と同じである。すなわち、ポートＢ０，Ｂ１，Ｂ２に変化は生じない。
続いてプログラムは新たにループＳ１１８を通過する。このとき（回転数発生器９６の）信号“Hall”が“１”から“０”へ変化していれば、プログラムはステップＳ１２２でＳ１３６へ分岐する。そこでは前にＳ１２４でセットされた制御ビットが問い合わされる。制御ビットがまだセットされていれば、ステップＳ１３８でリセットされる。これはプログラムでHall＝０を保持するためである。続いてステップＳ１３２が新たに実行される。これはコンデンサ３４を確実に放電させ、信号DIFFを確実に“０”にするためである。
後者のことが必要であるのは、コンデンサ３４が新たに充電開始される前にこれを本当に放電されるためである。すなわち、プログラムが後で説明するステップＳ１４０の処理をしている間に、信号“Hall”が“１”から“０”へ変化すると、ここでは信号DIFFは“１”であり得るか、または“１”になることがある。この問題はとりわけ、回転数目標値（ポテンシオメータ２６の）が急速に高い回転数から低い回転数へ変化したときに生じる。ステップＳ１３２でコンデンサ３４もこの特別の場合に放電されるから、問題は生じない。
プログラムの次の通過時に相変わらずHall＝０であると、制御ビットはもはやセットされず、プログラムはＳ１４４へ分岐する。そこでは信号DIFFが問い合わされる。すなわち、コンデンサ３４の充電状態が問い合わされる。DIFF＝０であれば、ステップＳ１４６でレジスタＲＧＬビットが“１”にセットされ、データ語は図２に従い０１０１に調整される。これによってコンデンサ３４の充電を開始することができる。すなわち所望の回転数と実際の回転数との差の測定が開始される。
プログラムの次に通過時（Hall＝０の場合）には、プログラムは新たにステップＳ１２２を介してＳ１３６からＳ１４４へ移行する。この間にコンデンサ３４がDIFF＝１になるまで充電されていれば、回転数の測定は終了され、プログラムはＳ１４８へ分岐する。そこではレジスタＲＧＬビットが問い合わされる。
レジスタはステップＳ１４６から値“１”を有しており、従ってプログラムはＳ５１２へ移行する。そこにはＮＯＰ命令またはその他の“不活”（ｉｎｅｒｔ）命令があり、すでに説明したようにこの場合に対してループ通過に対する時間を他の場合と同じようにするために用いる。さらにＳ１５２でデータ語ＲＧＬポートは図２に従い値０１１１を受け取る。すなわち、コンデンサ３４はさらに充電され、信号DIFFは値“１”に維持され、そして図４の欄１００に従い、今度はコンデンサ８４が抵抗９４，９５とダイオード９２を介して充電され、それにより電圧ｕｃは上昇する。この場合、信号DIFFはHall＝０の領域で“１”となったから、電動機５０の回転数ｎが過度に低い（目標値よりも低い）ことが判明し、電圧ｕｃの上昇によって電動機５０はＰＷＭ変調器６０を介して比較的に多くの電流を受け取り、従ってその回転数は上昇する。
電動機の回転数が過度に高ければ、信号DIFFはHall＝０の間、値“０”を維持する。ここではHall信号の変化後、すなわちHall＝１になり、DIFF＝０である限り、プログラムはステップＳ１２２，Ｓ１２４，Ｓ１２６およびＳ１３０を介してすでに説明したステップＳ１４０へ移行する。そこには同じようにＮＯＰ命令があり（ステップＳ１５２と同じ理由から）、図２に従いデータ語ＲＧＬポートはステップＳ１４０で値０００１を受け取る。すなわちコンデンサ３４がさらに充電され（Ｂ０＝１）、図４の欄１０２に従いコンデンサ８４は抵抗９０とダイオード８８を介して放電する。これにより回転数はやや低減される。コンデンサ８４の放電は、Hall＝１の間に値DIFF＝１になるまで行われ、その後ステップＳ１２８が実行され、コンデンサ８４の放電は終了し、コンデンサ３４が放電される。またはコンデンサ８４の放電は、回転数信号が再びHall＝０になるまで行われる。その際にはＳ１３２でコンデンサ３４が放電され、コンデンサ８４の放電は終了する。
ループＳ１１８の通過時にプログラムがＳ１４０を通過する限り、信号DIFFは“１”にはまだならず、続いて信号Hallが“１”から“０”に変化するから、プログラムはステップＳ１２２，Ｓ１３６，Ｓ１３８およびＳ１３２を通過する。ここでは信号DIFFが“１”になることがあり、それ自体はステップＳ１３２でＢ０＝０によりコンデンサ３４は放電する。しかしこの場合の放電は非常に短く、DIFFは次のループ通過時に値“１”を有することができる。
この特別の場合、すなわちDIFF＝１の場合、プログラムは次のループ通過時にステップＳ１３６，Ｓ１４４，Ｓ１４８を介してステップＳ１５０へ移行する。そこでＲＧＬビット＝１にセットされ、データ語ＲＧＬポート（図２）は０１００になる。これによりコンデンサ３４は、続いて次のループでのステップＳ１４６で新たな充電が開始される前に、Ｂ０＝０により確実に放電する。
図７の２進ツリー構造によって、Ｉ制御器の非常に簡単な構成が僅かなプログラムステップと、とりわけ高速のプログラム実行により得られる。またコンデンサ８４の充電または放電は、所望の回転数ｎ０と実際回転数ｎとの差、すなわちいわゆる制御偏差の符号および大きさに依存する。制御偏差が０である限り、コンデンサ３４は場合により交互に、短い充電パルスを受け取り、次の制御過程では短い放電パルスを受け取る。これによりコンデンサの電荷、およびひいては電圧ｕｃは結局のところ変化しない。前の説明からわかるように、信号“Hall”の各期間ＴＨ（図１）の間に回転数は一度補正される。
図８は、回転数が過度に低い（目標値より低い）場合に対する経過を線図に示す。列ａ）には信号“Hall”が示されており、列ｂ）にはコンデンサ３４の信号ｕ３４が示されている。後者はHall信号が“１”から“０”へ変化するとき、図７のステップＳ１３２（またはステップＳ１５０）により放電し、続いてステップＳ１４６で充電を開始する。図８に示された回転数は過度に低いので、時点ｔ１で、すなわちHall＝０の間に、信号DIFF＝１になる。これによってステップＳ１５２でポートＢ１とＢ２が“１”に調整される。これにより図４の欄１００に従って、コンデンサ８４は抵抗９４，９５およびダイオード９２を介して充電され、電動機５０の回転数はデューティ比ＴＶの増大によって上昇される。
Hall信号が“０”から“１”へ変化する時点ｔ２の後、ステップＳ１２８でコンデンサ３４は放電され、これによってDIFF＝０になる。同じようにＢ１（図２の説明参照）も“０”になり、このことはコンデンサ８４の充電の終了を意味する。すなわちコンデンサ８４は時間ｔ１からｔ２の間だけ充電される。実際の回転数が所望の回転数に対して低ければ低いほど、図８で時点ｔ１は左へ移動し、コンデンサ８４は比較的長く充電される。このことは図８の列ｇ）に示されている。図８の列ｅ）によれば、この場合時間全体を通じて信号Ｂ２は“１”であり、Hall＝０である限り、レジスタＲＧＬビットは値“１”を有する。
図９は、実際回転数ｎが所望の回転数ｎ０に相応する場合に対する経過を示す。ここでもコンデンサ３４の充電は、Hall信号が“１”から“０”へ変化するときに開始され（ステップＳ１４６；時点ｔ３）、Hall信号が“０”から“１”へ変化するとき、すなわち時点ｔ４で信号ｕ３４はポテンシオメータ２６で調整された目標値に達し、これによりDIFF＝１になる。これによってプログラムはステップＳ１２８へ移行し、ここではコンデンサ３４が放電され（Ｂ０＝０により）、コンデンサ８４の電荷は結果として変化しない。
時点ｔ４が信号Hallの“０”から“１”への変化の直前にあれば、ステップＳ１５２でコンデンサ８４は非常に短時間充電され、ｔ４がHall変化の直後にあれば、コンデンサ８４はステップＳ１４０で非常に短時間放電される。すなわち、それぞれ制御ループを通過する間、例えば２０μｓの間である。
図９の列ｄ），ｅ）およびｆ）によれば、ここでは信号Ｂ１は常時“０”に留まり、信号Ｂ２は常時“１”に留まり、レジスタＲＧＬビットはｔ３とｔ４の間では“１”に留まる。列ｇ）によれば、コンデンサ８４の電荷ｕｃは変化しない。
実際にはこの場合すでに説明したように、交互に非常に短いパルスが発生し、これらパルスは交互にコンデンサ８４を非常に僅かに充電および放電する。これによってコンデンサの電荷状態は目標回転数に達した後は実質的に変化しない（制御器のＩ特性）。
図１０は、回転数が過度に高い（目標値より高い）とき何が生じるかを示す。時点ｔ５でステップＳ１４６、すなわちコンデンサ３４の充電が開始する（Ｂ０＝１）。すなわち、信号Hallが“１”から“０”へ変化する場合である。Ｓ１４６によりＢ１＝０かつＢ２＝１である。すなわちコンデンサ８４の電荷は最初変化しない。レジスタＲＧＬビットは時点ｔ５で“１”になる。
時点ｔ６で、すなわち“０”から“１”へのHall変化の際にDIFF＝０であり、レジスタＲＧＬビットは相変わらず“１”である。すなわちステップＳ１４０でさらにＢ０＝１が保持され、コンデンサ３４はさらに充電され、Ｂ１およびＢ２に対する値は時点ｔ６で両方とも“０”にセットされる。これによりｔ６から図４の欄１０２に従い、コンデンサ８４はダイオード８８と抵抗９０を介して放電し、回転数が低減される。
時点ｔ７でｕ３４はポテンシオメータ２６で調整された目標値に達し、信号DIFF＝１が形成される。その結果プログラムはステップＳ１２８へ移行し、ここではコンデンサ３４が放電され、コンデンサ８４の放電が終了する。このときレジスタＲＧＬビットは“０”にセットされる。図１０の列ｇ）は、コンデンサ８４の電圧ｕｃが時点ｔ６とｔ７の間で低下している様子を示している。このことはわかりやすくするため誇張して示されており、同じことが図８のｕｃの上昇にも言える。
時点ｔ８（Hall信号の“１”から“０”への変化時）までに信号DIFF＝１が発生しなければ、コンデンサ８４がｔ６とｔ８の間で放電され、コンデンサ３４が時点ｔ８で自動的に放電される。その後新たな測定が開始する。すなわちこの時点からコンデンサ３４は新たに充電される。このような場合は通常、所望の回転数がポート２６で比較的小さい値に調整された場合だけ発生する。電動機５０は次に比較的小さい電流を受け取り、電動機の駆動する負荷によって所望の比較的低い回転数に達するまで制動される。
前記の制御構成は非常に正確であり、信号Hallを電動機の１回転当たりでさらに頻繁に形成すればさらに正確になる。なぜなら信号Hallの期間ＴＨ（図１および図１）で回転数は一回補正されるからである。実際に本発明により所望の回転数が高精度で得られる。
図１０の補足として、時点ｔ５，ｔ６，ｔ８はそれぞれ電動機５０の所定の角度位置に相当することを述べておく。例えば時点ｔ５は所定の角度位置α１＝０°mechに、時点ｔ６は角度α２＝１８０°mech、時点ｔ８は角度α３＝３６０°mech（＝０°mech）に相当することができる。コンデンサ３４の充電はこの場合、所定の角度位置α１で開始し、測定は角度位置α１に対して所定の角度行程β（図１０ａ）が経過した後に行われる。すなわちロータ位置α２で行われる。信号DIFF＝１がα１とα２の角度領域内で発生する場合には電動機が緩慢すぎであり、α２とα３の角度領域で発生する場合には電動機が高速すぎである。この実施例では、測定サイクルおよび制御サイクルにも常に３６０°mech以内に終了することとなる。すなわち、ロータの１回転内で終了する。
しかし同じ測定サイクルおよび制御サイクルをロータの１回転中にさらに頻繁に、例えば１０または１００回行うこともできる。これによって制御はさらに正確になる。重要なことは、時点ｔ５が電動機の所定の回転位置α１に相応し、同じように時点ｔ６が動作中に続く回転位置α２に相応することである。ここでα１とα２との間には所定の角度行程βがある。βが３６０°mechの大きさをとるとすれば、回転位置α１とα２は空間的に（時間的にではなく）一致し、制御サイクルは２回転持続することとなる。（回転数発生器９６はこの場合、変速伝動装置を介して駆動される）。角度行程βもα２からα３の角度間隔に一致する必要はなく、例えばα１は０°mech、α２は１０°mech、α３は３０°mechであることができる。実際には、整流に対しても使用されるHall信号を頻繁に用いる。この場合、各角度間隔は同じ大きさである。
回転数が過度に低いとき、信号DIFF＝１の発生と回転位置α２との間の角度間隔が（負の）制御偏差の大きさを表す。また回転数が過度に高いとき、回転位置α２と信号DIFF＝１の発生時の角度との角度間隔が（正の）制御偏差を表す。この角度間隔の間にコンデンサ８４を充電または放電することによって、簡単かつ僅かなコストで回転数ｎを所望の値に正確に維持できる。
図１１は、いわゆるトリステートポートを有する変形実施例を示す。このポートは多くのマイクロプロセッサで使用することができる。ここでポートＢは例えば、２つの電位＋５Ｖ、０Ｖと高抵抗状態、いわゆるオープンコレクタとの間で切り替えることができる。相応して、抵抗１６０とポートＢとの間に接続されたコンデンサ８４の電荷は次のようにして変化させることができる。すなわち、ポートＢの状態をプログラムによって相応に制御して変化させるのである。欠点は、“回転数が過度に高い”と“回転数が過度に低い”に対する制御パラメータが抵抗１６０により設定され、従って同じであるということである。
図１２は、ｐｎｐトランジスタ１６２とｎｐｎトランジスタ１６４を用いたトリステートポートのシミュレーションを示す。トランジスタ１６２のエミッタはプラス線路２２と、ベースは抵抗１６６を介してポートＢ１と、コレクタは接続点１６８を介してトランジスタ１６４のコレクタと接続されている。トランジスタ１６４のベースは抵抗１７０を介してボートＢ２と、エミッタはマイナス線路２４と接続されている。接続点１６８には抵抗１７２を介してコンデンサ８４が接続されている。その他の回路は図１（図１１に対しても）相応し、従って同じ参照符号が付してある。
図１２で、トランジスタ１６２のベースを論理値“１”、トランジスタ１６４のベースを論理値“０”にすることにより２つのトランジスタ１６２と１６４が阻止されると、コンデンサ８４の電圧ｕｃは不変となる（プラス線路２２ないしはマイナス線路２４と接続されなくなる）。
トランジスタ１６２がそのベースを論理値“０”とされて導通されると、コンデンサ８４は、抵抗１７２を介して充電され、電圧ｕｃが上昇する。この際トランジスタ１６４は阻止されていなければならない。
ポートＢ２が信号Ｂ２＝１により高抵抗に制御されてトランジスタ１６２が阻止されトランジスタ１６４が導通されると、トランジスタ１６４は抵抗９５、１７０を介してベース電流を受ける。コンデンサ８４は抵抗１７２及びトランジスタ１６４を介して放電され、電圧ｕｃは対応して降下する。
当然、この種の他の回路構成も可能である。
図１３は、図１の回路において有利に使用されるような、ＰＷＭ変調器６０の一構成を示す。これは、例えば、２５ＫＨｚで振動する三角波発振器１８０を本質的部分として有し、さらに、図１４ｂにも示されかつトランジスタ５４（図１）により電流を制御するパルス状のＰＷＭ信号１８４が出力側に生ずる、コンパレータ１８２を有する。図示されそして数値をもって説明されるＰＷＭ変調器６０は、プラス線路２２２とマイナス線路２４の間に１２Ｖの駆動電圧が印加される。
三角波発振器１８０は、場合によりコンパレータ１８２と共にダブルコンパレータとして構成されたコンパレータ１８６（例えばＬＭ２９０１）を有する。これらのコンパレータは、慣用の如く電圧供給のためプラス線路２２２及びマイナス線路２４と接続される。コンパレータ１８６の出力１８８は結合抵抗１９０を介してその非反転（＋）入力端子に、また逆（負帰還結合）抵抗１９４を介してその反転（−）入力端子に接続される。コンデンサ１９８が端子１９６とマイナス線路２４との間に介在する。出力１８８はさらに抵抗２００を介してプラス線路２２２と接続する。＋入力端子１９２は、２つの同じ大きさの抵抗２０２、２０４を介してプラス及びマイナス各線路２２２、２４に接続する。
このように構成された三角波発振器１８０は例えば２５ｋＨｚの周波数で発振し、これにより形成された三角波電圧２０８は、線路２２２および２４の間の電圧の半分に対してほぼ対称に経過し、動作電圧が１２Ｖのとき三角波信号の下側ピーク２０１の電圧は約２Ｖであり、上側ピーク２０３の電圧は約９Ｖである。三角波信号２０８はまた電圧０Ｖ、すなわちマイナス線路２４の電位に対してオフセットを有する。このオフセットは例えば約２Ｖとすることができるが、これより大きくても小さくても良い。
−入力端子１９６の三角波信号２０８はコンパレータ１８２の−入力端子２１０に供給される。このコンパレータの＋入力端子２１２は図１の入力端子６２に相当し、この入力端子２１２には高抵抗８０（図１）を介してコンデンサ８４の電圧ｕｃが第１の調整信号として供給される。これは図１で説明したのと同じである。同様にしてこの＋入力端子２１２には、部材７０，７２，７６により形成されたＴフィルタの出力信号が供給される。この出力信号は、電動機５０における電流ｉの大きさによって定められる。すなわち、電動機５０を流れる電流が大きくなればなるほど（所定の閾値から）トランジスタ６６は導通し、＋入力端子２１２の電位を引き下げる。このことはデューティ比ＴＶを減少され、電動機電流が大きくなればなるほど、デューティ比は小さくなる。
コンパレータ１８２の出力端子２１６は抵抗２１８を介してプラス線路２２２と接続されている。この出力端子はＰＷＭ変調器６０の出力端子を表し（図１参照）、トランジスタ５４（図１）を瞬時のデューティ比ＴＶで制御し、常時オン／オフする。
三角波発生器１８０の作用を、図１３を参照して説明する。そこには３つの電位、すなわちコンパレータ１８６の−入力端子１９６のＰ１、同コンパレータの＋入力端子１９２のＰ２および同コンパレータの出力端子１８８のＰ３が示されている。
この構成の投入接続時にまず、（放電された）コンデンサ１９８により値Ｐ１はマイナス線路２４の電位に保持される。Ｐ３は従ってプラス線路２２２の値をとる。なぜならこの場合、コンパレータ１８６の＋入力端子１９２の電位は−入力端子１９６の電位Ｐ１より高いからである。従ってコンデンサ１９８は抵抗２００と１９４を介して充電を開始する。このことは図１４では、三角波信号１９８の上昇部分２０７に相応する。三角波信号は電位Ｐ１に、すなわちコンデンサ１９８の電圧に相当する。値Ｐ２は、ａ）抵抗２０２，２００および１９０の並列回路、およびｂ）下側分圧器抵抗２０４により与えられる。
抵抗２０２と２０４は有利には同じ大きさであり、例えばそれぞれ１０ｋΩである。抵抗１９０は例えば４．３ｋΩ、抵抗２００は例えば２．２ｋΩ、抵抗１９４は例えば１５ｋΩ、抵抗２００は例えば２．２ｋΩであり、抵抗１９４．２００、２１８は、例えば夫々１５ｋΩ、２．２ｋΩ、３３ｋΩである。そしてコンデンサ１９８は例えば１ｎＦである。動作電圧が１２Ｖの場合、線路２２２と２４の間の電位Ｐ２はこの場合約９Ｖである。
コンデンサ１９８を充電することによって続いてＰ１はＰ２より高くなり、これにより出力端子１８８はマイナス線路２４の電位に切り替わる。すなわち電位Ｐ３は負方向に急転する。従ってコンデンサ１９８は抵抗１９４とコンパレータ１８６を介して放電を開始する。このことは図１４ａの三角波信号２０８の下降部分２０９である。コンパレータの閾値Ｐ２もこれによって同じように変化する。この閾値は、ａ）抵抗２０４と１９０の並列回路、およびｂ）分圧抵抗２００から得られる。この新たな電位Ｐ２は約２Ｖである。
コンデンサ２０４の放電によりＰ１がＰ２より低くなると、コンパレータ１８６は再び“オン”に切り替わる。すなわち出力端子の電位Ｐ３が再び高くなる。
前記の過程は周期的に繰り返され、従ってＰ１は再び、抵抗２００，１９０および２０２により定められる電位Ｐ２まで上昇する。その後Ｐ３（コンパレータ１８６の出力端子１８８）は再びマイナス線路２４の電位に急転する。このことによって例えば２５ｋＨｚの三角波信号２０８が発生する。
コンデンサ１９８の充電期間は、抵抗２００と１９４の直列回路の値によって定められる。このコンデンサの放電時間は抵抗１９４によって定められる。＋入力端子１９２の電位Ｐ２は前記の値の場合約＋９Ｖと＋２Ｖの間で発振し、例えば５．５Ｖの中央電圧に対してほぼ対称となる。この中央電圧は線路２２２と２４の間の電圧のほぼ半分に相当する。信号２０８の小さな非対称性は抵抗２００によって生じる。
重要なことはＰＷＭ比（パルス幅変調比）が、電圧ｕｃが＋２Ｖ以下ののときにすでに０％に達していることである。これにより０から２Ｖの電圧領域で電動機電流ｉはゼロに維持される。このことが重要なのは、図示の形式の電流制限が行われる場合である。なぜなら、測定抵抗５８（図１）における信号の値が高い場合、すなわち電動機電流ｉが大きい場合、抵抗７２における信号（コンパレータ１８２の＋入力端子２１２に供給される）は完全にはマイナス線路２４の電位まで降下せず、やや正に留まる。しかしこの小さな残留電圧は０から２Ｖの電圧領域内（図１４ａのオフセット２０６）にあるから、この領域内ではＰＷＭ比は０％に調整され、これによりこのような小さな残留電圧であっても電流制限が確実に機能する。つまり動作時に電位Ｐ１（コンパレータ１８２の−入力端子）が＋２Ｖ以下に降下せず、これにより２Ｖ以下にあるこのコンパレータの＋入力端子の各電位により０％のＰＷＭ信号１８４のディーティ比が生じる。通常動作時には、電流制限は電動機電流の低減にだけ作用する。すなわち、入力端子２１２の電位は２Ｖ以上の領域にあり、０％以上のデューティ比に相応するが、デューティ比は電流制限を行うことによって、比較的に小さい値にシフトされる。オフセット領域２０６によってまた、トランジスタ６６（図１）が大きな許容偏差を有していて間違った電流制限の行われることが回避される。
動作時に三角波発振器１８０は図１４ａに示した三角波電圧２０８を形成する。コンパレータ１８２の＋入力端子２１２における電位（図１４ａにはｕｃにより示されている）に応じ、これが低ければ低いほど、コンパレータ１８２の出力端子２１６で得られる例えば周波数２５ｋＨｚの矩形パルスは短くなる。かくてこの電位の高さが、パルス１８４デューティ比を定める。入力端子２１２の電位がより正になれば、デューティ比は増大し、ひいては電動機電流ｉも増大する。この信号がより負になれば、デューティ比と電動機電流ｉは減少する。
通常動作では、＋入力端子２１２に高抵抗８０を介して正の第１調整信号が供給され、この調整信号はＰＷＭ信号１８４のデューティ比を定める。しかし電動機５０を流れる電流が所定の限界値を越えて増大すると、トランジスタ６６が導通し、これによって＋入力端子２１２には低減された電位が発生する。すなわちこの電位は負の方向にシフトされる。なぜなら電流が入力端子６２からトランジスタ６６を介してマイナス線路２４に流れるからである。このことによってＰＷＭパルス１８４のディーティ比ＴＶが減少し、小さくなればなるほど電動機電流は増大する。このようにして穏やかな電流制限が得られ、この電流制限は実質的にアナログで動作し、付加的な電動機ノイズまたは付加的なＥＭＶ障害の原因とはならない。
図１５は、電子整流型電動機２３０における本発明の構成を示す。この電動機のうち２３２により概略的に永久磁石ロータが示されている。このロータは磁界によってホールＩＣ２３４を制御する。このホールＩＣは図１５の左側にも示されている。電動機２３０はいわゆる２組（巻線）電動機として２つの巻線２３６，２３８を有する。もちろん本発明は電子整流型電動機のいずれの形式にも適し、例えば３巻線または４巻線であってもよい。巻線２３６，２３８は動作時には交互に電流を受け取る。これについてはＤＥ２３４６３８０Ｃ２参照のこと、そこには２巻線２パルス信号型電動機が記載されている。（２パルスとは、ロータ２３２の３６０°el回転中、巻線２３６の半回転中および巻線２３８の別の半回転中に電流を受け取る、すなわち３６０°el当たりで２つの電流パルスを受け取ることを意味し、これら２つの電流パルスはＰＷＭ回転数制御によって多数の個別パルスに分割することができる。）
巻線２３６を流れる電流ｉ１を制御するために、フリーランニング（Ｆｒｅｉｌａｕｆ）ダイオード２４２を備えたｎｐｎダーリントントランジスタ２４０を用い、巻線２３８を流れる電流ｉ２を制御するために、フリーランニングダイオード２４６を備えたｎｐｎトランジスタ２４４を用いる。トランジスタ２４０，２４４のエミッタは相互に、かつ（図１から既知の）電流測定抵抗５８を介してマイナス線路２４と接続されている。
図１５において、図１と同じまたは類似の部材には同じ参照符号が付してあり、再度説明しない。ＰＷＭ変調器６０の有利な実施例は図１３に詳細に示されている。
トランジスタ２４０はマイクロプロセッサ２０のポートＤ１（図１６参照）によってＡＮＤゲート２５０を介して制御される。ＡＮＤゲート２５０の他方の入力端子にはＰＷＭ変調器６０からの出力信号１８４が供給される。この出力信号１８４の波形は図１５に概略的に示されている。ここでは例えば２５ｋＨｚの矩形パルスである。このパルスの幅はＰＷＭ変調器６０の入力端子における電圧の高さによって定められる。トランジスタ２４０は、ＰＷＭ変調器６０の出力端子とマイクロプロセッサ２０の出力端子Ｄ１の両方に論理信号“１”が存在するときにのみ導通制御される。
同じようにトランジスタ２４４はマイクロプロセッサ２０のポートＤ０（図１６）によりＡＮＤゲート２５２を介して制御される。このＡＮＤゲート２５２の他方の入力端子にはＰＷＭ変調器６０からの出力信号１８４が供給される。トランジスタ２４４も、ＰＷＭ変調器６０の出力端子とマイクロプロセッサ２０の出力端子Ａ０の両方に論理信号“１”が存在するときにのみ導通制御される。
ＡＮＤゲート２０５の出力端子とトランジスタ２４０のベースとの間には抵抗２５４が接続されており、同じようにトランジスタ２４４には抵抗２５６が接続されている。
マイクロプロセッサ２０の入力端子ＶＤＤ（図１６）にはプラス線路２２の電圧（例えば５Ｖ）が供給される。この入力端子と入力端子ＧＮＤとの間には、ノイズパルスからマイクロプロセッサ２０を保護するために小さなコンデンサ２６０が接続されている。マイクロプロセッサ２０の使用しない出力端子Ｄ２，Ｃ０，Ｃ２およびＣ３は抵抗Ｒを介してプラス線路２２と接続されている。図１６参照。
ホールＩＣ２３４は電流供給のためにプラス線路２２とマイナス線路２４に接続されている。その出力信号“Hall”はマイクロプロセッサ２０のポートＤ３に供給される。その他のその出力端子はいわゆるプルアップ抵抗２６２を介してプラス線路２２と接続されている。
電動機の投入接続時にいわゆるパワーアップリセットを行うためにコンデンサ２６４が設けられている。このコンデンサの一方の端子はマイナス線路２４と、他方の端子は接続点２６６と抵抗２６８を介してプラス線路２２と接続されている。接続点２６６はマイクロプロセッサ２０の入力端子ＲＥＳＥＴ／と接続されている。電動機２３０の投入接続時にはコンデンサ２６４は放電しているから、この入力端子は投入接続時に論理信号“０”を受け取り、リセット過程が行われる。引き続いて動作中にコンデンサ２６４は充電され、これによりこの入力端子ＲＥＳＥＴ／は論理信号“１”を受け取る。
マイクロプロセッサ２０の入力端子ＸＩＮとＸＯＵＴには８ＭＨｚセラミック発振器２７０がクロック発生器として接続されている。
図１５の作用
ホールＩＣ２３４は信号“Hall”を送出し、この信号は図７および図８から図１０のフローチャートで詳細に説明した。図１７（これは図６と図７のプログラム部分Ｓ１１６を示す）によれば、ステップＳ２７２で整流が開始し、引き続いて回転数制御過程（図６のステップＳ１１４）が行われる。
ステップＳ２７４で、マイクロプログラム２０のポートＤ３が論理値“０”または“１”を有しているか検査される。値“０”の場合はプログラムは左のＳ２７６へ分岐し、そこでポートＤ１に論理信号“０”が形成される。すなわち、トランジスタ２４０は阻止される。一方、信号“１”がポートＤ０に形成され、トランジスタ２４４は導通制御され、ＰＷＭ変調器６０からの信号１８４により例えば２５０００回／ｓ、信号１８４のデューティ比ＴＶによりオン／オフされる。すなわち、電動機２３０が過度に速いときＴＶは小さくなり、電動機が過度に緩慢なときＴＶが大きくなる。これをＰＷＭ制御と称することができる。なぜならここではパルス１８４の幅が変化されるからである。
Ｓ２７４で、ポートＤ３の信号が論理値“１”を有していることが判明すると、Ｓ２７８でポートＤ１は値“１”を、ポートＤ０は値“０”を受け取り、これによりトランジスタ２４４は阻止され、トランジスタ２４０が導通制御される。後者は同じようにＰＷＭ信号１８４によって常時、オン／オフされる。このときデューティ比ＴＶは回転数制御によって定められる。この回転数制御は図１と同じであり、ここで再度説明しない。
ステップＳ２７６またはＳ２７８に続いて、プログラムは場合によりステップＳ２８０を通過する。ここでは別の過程を電動機２３０で制御することができ、ループＳ１１８（図６および図７参照）を介してＳ１２２に戻る。
整流をループＳ１１８に繰込むことにより、ループ通過に対する時間が僅かに延長される。この時間は例えば２０から３０μｓの間となる。ループＳ１１８は約２０μｓごとに通過されるから、信号Hallの変化は遅くともこの時間後に識別され、整流の切替が行われる。
マイクロプロセッサ２０の端子およびその符号は図１６に示されている。本発明の利点は、データ幅が４ビットしかない簡単なマイクロプロセッサ２０により非常に正確な回転数制御が、所望の場合には電流制限と関連して可能であることである。構成素子の数も小さく、これらの素子を電動機２３０に直接収容することができ、例えば本発明の電動機が駆動するのに適するファンに収容することができる。
図１８は、内燃機関２９０の回転数制御に対する本発明の変形実施例を示す。本発明はとりわけディーゼル機関に適する。なぜならディーゼル機関では回転数を上側に対して制限しなければならないからである。接続点６２に付加信号ＺＳを供給することができ、この信号は例えば急加速の際に機関２９０をいわゆる発煙限界以下に導く。すなわち、排ガスにディーゼルが現れない。
接続点６２の信号は調整駆動部２９２、例えばオットー機関の場合は図示のように機関２９０の絞り弁２９４対する調整駆動部に供給される。またはディーゼル噴射ポンプに対する調整駆動部に供給される。機関２９０、またそのはずみ車には通常は回転数センサ２９６が設けられており、この回転数センサは回転数実際値信号２９８をマイクロプロセッサ２０の入力端子Ｃ１に対して送出する。内燃機関用のこの種のセンサ２９６は十分に公知である。信号２９８は、前の図面で“Hall”により示した信号に相当する。
作用は前の実施例に相当する。すなわち、機関２９０が過度に緩慢なときコンデンサ８４の電圧が上昇し、変長器２９２は機関２９０への燃料供給を、機関がさらに高速になるように調整する。反対に機関２９０が過度に高速の場合は、コンデンサ８４は少し放電し、変長器２９２は燃料供給を低減し、これにより機関２９０は緩りになる。
接続点６２の信号はまた直接、電子制御燃料噴射部に供給し、そこで燃料をシリンダに供給する時間の長さを制御することができる。
図１９は、図１２に類似の図であるが、マイクロプロセッサ２０，例えばＮＥＣ17P103型での過程を説明するためのものである。ポートＢはここでは内部ｎｐｎトランジスタ３００のコレクタに接続されており、そのエミッタはＧＮＤ、すなわちマイナス線路２４と接続されている。このトランジスタのベースはデジタル信号Ａによって制御される。図１９の右の表に示すように、Ａ＝１に対してトランジスタ３００は導通し、従って出力端子Ｂは論理値“０”を有する。プラス線路２２から抵抗９５を介して流れる電流は従って、トランジスタ３００を介してマイナス線路２４へ流れれる。Ａ＝０であればトランジスタ３００は非導通である。すなわち高抵抗である。このことは符号Ｒ∞により示されている。この場合はポートＢはプルアップ抵抗９５を介して値“１”、すなわち＋５Ｖを受け取る。
図２０は、マイクロプロセッサ２０の内部構成を図１１の場合で示す。すなわちいわゆるトリステート実施例であり、ポートＢ’は３つの異なる状態を取ることができる。
マイクロプロセッサ２０（例えばPi16C57型）では、ポートＢ’にｐｎｐトランジスタ３０２とｎｐｎトランジスタ３０４が配属されている。これらのトランジスタのコレクタは相互に、かつポートＢ’に接続されている。トランジスタ３０２のエミッタは正の電圧とマイクロプロセッサ２０で接続されている。トランジスタ３０４のエミッタはマイナス線路２４と接続されている。そのベースには信号Ａ”が供給される。
図２０の右の表は、Ａ’＝Ａ”＝１に対してポートＢ’は論理値“０”を取ることを示している。なぜならこの場合、トランジスタ３０２は阻止され、トランジスタ３０４が導通するからである。同じように表は、Ａ’＝Ａ”＝０に対してポートＢ’は論理値“１”、すなわちHighを取ることを示している。なぜならこの場合、トランジスタ３０２は導通し、トランジスタ３０４が阻止されるからである。さらに表は、Ａ’＝１かつＡ”＝０に対してポートＢ’は高抵抗であることを示している。これはＲ∞により示されており、トリステート“Tristate”として示されている。すなわちこのポートの第３の状態である。
図２１は、比較的多数のポートＢ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４を有するマイクロプロセッサ２０を示す。このマイクロプロセッサは図１９と同じように内部トランジスタ３０６（ポートＢ１）、３０８（ポートＢ２）、３１０（ポートＢ３）および３１２（ポートＢ４）により制御される。図１９の説明はここでも当てはまるので繰り返さない。マイクロプロセッサ17P103はここではあまり適さないことを述べておく。なぜならこのプロセッサは３つのポートＢ１，Ｂ２，Ｂ３しか有していないからである。適する型番は例えばマイクロプロセッサPi16C57である。しかしあるいは、別のポートの出力端子もこれが空いていれば使用することができる。例えばポートＣの１つまたは２つの出力端子である。
トランジスタ３０６，３０８には、動作時に最後に測定された制御偏差εがデジタル形で供給され、トランジスタ３１０，３１２には、先行する測定サイクルで測定された制御偏差ε’が供給される。
ポートＢ１とＢ２の接続は図３と同じである。異なる点は、そこに図示された固定抵抗９０，９４の代わりに図２１では、固定抵抗９０’、９４’が可変抵抗９０”、９４”に直列に設けられていることである。これは相応の制御パラメータを適用事例に応じて調整するためであり、すでに図１と図３で説明した。
例としての値は：
抵抗９５；３．３ｋΩ（以下“ｋ”とも略す）
抵抗９０’と９４’；１０ｋΩ
ポテンシオメータ９０”と９４”；各２５０ｋΩ
ここで抵抗９４’＋９４”は例えば５０ｋΩに、抵抗９０’＋９０”は例えば７０ｋΩに調整される。
ポートＢ３は抵抗３１６（例えば３．３ｋΩ）を介してプラス線路２２と、またポテンシオメータ３１８”と固定抵抗３１８’との直列回路を介してダイオード３２０のアノードと接続されている。このダイオードのカソードは接続点８２に接続されている（図１，図３または図１５参照）。
同じようにポートＢ４はポテンシオメータ３２２”と固定抵抗３２２’を介してダイオード３２４のカソードと接続されており、このダイオードのアノードは接続点８２に接続されている。
抵抗３１６の値は３．３ｋΩ、固定抵抗３１８’と３２２’の値は１０ｋΩ、ポテンシオメータ３１８”と３２２”の値は２５０ｋΩとすることができる。抵抗３１８’＋３１８”の値は例えば８０ｋΩであり、抵抗３２２’＋３２２”の値は例えば６０ｋΩである。ポテンシオメータ８０の値は例えば１００ｋΩ、コンデンサ８４の値は３．３μＦとすることができる。
図２２は、デジタル／アナログ変換器の作用を概略的に示す。この変換器は入力端子３２８に制御偏差εとその符号（sign）ＶＺを受け取る。
接続点８２，８４は加算点であり、ここではアナログ記憶素子、すなわちコンデンサ８４の電荷が制御偏差の値に応じて上昇または低減される。すなわち和が形成される。（右側からの）戻り矢印は加算点の蓄積特性を表す。
一度、制御偏差と符号の瞬時値ε（以降“ｅ”とも表す）が用いられる。これらの値は外部から供給することも、またはマイクロプロセッサ２０で計算することもできる。これについては前に説明した。さらにεおよびＶＺに対する値を先行する測定サイクルから、例えば直接先行する値ε’およびその符号ＶＺ’を用いることもできる。これらの値は先行する回転数ｎ’で測定されたものであり、メモリ３３０に中間記憶され、連続的に更新される。これの有利な構成を後で図３７に基づいて説明する。
εの符号ＶＺは、制御偏差εが制御パラメータＣ０によりポジティブに考慮されるか、または制御パラメータＣ０’によりネガティブに考慮されるかを決定する。ポジティブな考慮（ＶＺ＝＋）とは、回転数ｎが過度に低く、図２１で充電電流が抵抗９５，９４”、９４’を介してコンデンサ８４に流れることを意味する。従ってこれらの抵抗は制御パラメータＣ０を定める。負の符号（ＶＺ＝−）は、回転数ｎが過度に高く、図２１で放電電流が抵抗９０’、９０”を介してコンデンサ８４からマイナス線路２４へ流れることを意味する。従って抵抗９０’、９０”は制御パラメータＣ０’を定める。
ε’の符号ＶＺ’は、制御偏差のこの“古い”値が制御パラメータＣ１’によりポジティブに考慮されるか、または制御パラメータＣ１によりネガティブに考慮されるかを決定する。“古い”値ε’の符号ＶＺ’が負であれば、すなわちＶＺ’＝−であればこれは、その測定時点でその時の回転数ｎ’が過度に高かったことを意味する。この場合図２１に従って、充電電流が抵抗３１８’、３１８”を介してコンデンサ８４へ流れる。従ってこの２つの抵抗は制御パラメータＣ１を定める。
古い値ε’の符号ＶＺ’が正であれば、すなわちＶＺ’＝＋であればこのことは、その測定時点で回転数ｎ’が過度に低かったことを意味する。この場合図２１に従い、放電電流が抵抗３２２’、３２２”を介してコンデンサ８４からマイナス線路２４へ流れる。抵抗３２２’、３２２”は従って制御パラメータＣ１’を定める。
このような構成の大きな利点は、ポテンシオメータ９４”、９０”、３１８”および３２２”の簡単な調整によって制御パラメータをそれぞれの適用目的に適合できることであり、その際にマイクロプロセッサ２０のプログラムを変更する必要はない。すなわち専用にプログラミングされたマイクロプロセッサ２０により多数の適用事例をカバーすることができる。このときアナログ構成素子を使用しても、デジタル制御の精度と高速性が得られる。
抵抗９４’、９４”は、回転数が過度に低いときのＰ＋Ｉに対する制御パラメータを定める。また抵抗９０’と９０”は回転数が過度に高いときの制御パラメータを定める。同じように抵抗３１８’と３１８”は回転数が過度に高いときのＰに対するパラメータを定め、抵抗３２２’と３２２”は回転数が過度に低いときのパラメータを定める。
図２３は、回転数ｎが過度に低いが上昇しつつある場合に対する経路を説明するためのものである。列ａ）では信号Hallの持続期間ＴＨが減少傾向にあることがわかる。すなわちＴ２はＴ１よりも小さい。
回転数ｎが過度に低いことにより、列ｃ）には信号DIFFが生じる。この信号は正の符号（すなわちＶＺ＝＋）を有する制御偏差εに相当する。この信号DIFFの持続時間は減少しつつある。なぜなら、回転数が増大するからである。従って（図面の外の左で）信号＋ε０が得られ、続いて信号＋ε１，＋ε２，＋ε３等々が得られる。
これらの信号は直接ポートＢ１を制御し、これらの信号が存在する限りポートＢ１を高抵抗にする。従ってＢ１＝１である限り、抵抗９５，９４”、９４’を介して充電電流がコンデンサ８４へ流れる。
Ｂ１＝１の開始と同時に、すなわち時点ｔ１０で（図２３ｈ）、高かった信号Ｂ４が低くなる。すなわち、ε’の持続時間中に常にこの符号が正であったなら低くなる。
信号Ｂ１の高レベルはｔ１０からｔ１１まで持続する。すなわち時間間隔ε１の間持続する。しかし回転数が上昇しつつあるから、先行する値ε０は比較的に長く、時点ｔ１２まで持続する。従って時間間隔ｔ１０からｔ１１の間、コンデンサ８４は抵抗９５，９４”および９４’を介して充電され、抵抗３２２’、３２２”を介して放電される。これによって図２３ｈによりこの時間間隔でコンデンサ８４の電圧ｕｃは上昇する。なぜならＢ１の影響がＢ４の影響を上回るからである。
時間間隔ｔ１１からｔ１２の間、Ｂ１＝０であり、Ｂ４は相変わらず０である。従ってこのときはまだ放電電流がコンデンサ８４から抵抗３２２’および３２２”を介してマイナス線路２４へ流れる。これによって電圧ｕｃはこの時間間隔の間、さらに低下する。全体では図２３に示されているように、電圧ｕｃは時点ｔ１０とｔ１２の間で少し上昇する。すなわち（過度に低い）回転数ｎは制御器によって高められる。
図２３の列ａ）からｅ）についての説明は図８の相応する列に当てはまるからここでは繰り返さない。
ポートＢ４（回転数が過度に低い場合はＢ３＝０）の制御は図２３に示されている。すなわち、制御サイクルでＢ４はそれぞれ時間的に先行するε、すなわちε’の値によって制御される。これは矢印３３４により示されている。
図２４と図２５は再度、回転数が過度に低い場合を示す。図２４では、回転数ｎが上昇する、すなわち、これは図２３の場合に相当する。図２５では回転数は、例えば電動機５０（図１）または機関２３０（図１５）の付加的な負荷により下降する。
図２４は再度、拡大した縮尺で、電圧ｕｃが時点ｔ１０とｔ１１の間で上昇し、引き続いてｔ１１とｔ１２の間で再び下降する様子を示す。
図２５は、回転数が下降する場合を示す。すなわちこの場合、ε０はε１より短く、ε１はε２より短い。なぜなら、信号Hallの持続期間ＴＨ（図２３）が増大するからである。この場合、ε１はｔ１３からｔ１５まで持続するが、ε０はｔ１３からｔ１４までしか持続しない。従って時間時間ｔ１３からｔ１４の間だけ両方の信号が作用する。すなわち、ｔ１３からｔ１４の間だけＢ１＝１かつＢ４＝０である。これによりこの時間間隔の間は、抵抗９５，９４”、９４’を介して充電電流がコンデンサ８４へ流れ、抵抗３２２’、３２２”を介して放電電流がマイナス線路２４へ流れる。このとき図２５ｈに従い、この時間間隔で電圧ｕｃは小さな勾配で上昇する。
時点ｔ１４からＢ４＝１である。すなわち、抵抗３２２’、３２２”を介する放電電流が中断され、ｔ１４からｔ１５では充電電流だけが抵抗９５，９４”、９４’を介してコンデンサ８４へ流れる。これにより電圧ｕｃは強く上昇する。これは図２４ｈと図２５ｈの比較からわかる。すなわちＰ成分がここでは比較的に強く作用する。
図２６は、回転数ｎが過度に高いが降下して行く場合に対する制御過程を示す。ここでは、信号Hallの持続期間ＴＨが大きくなっていくことがわかる。回転数ｎが過度に高いことによって、列ｃ）信号DIFFが発生する。この信号は負の符号、すなわちＶＺ＝−を有する制御偏差εに相当し、この信号DIFFの持続時間は減少する。なせなら、回転数ｎが所望の回転数ｎ０に近付くからである。従って信号−ε４が得られ、続いて信号−ε５，−ε６および−ε７等々が得られる。
これらの信号は図１０で説明したようにポートＢ２を制御し、この信号DIFFが存在する限りこのポートを高抵抗にする。これによってＢ２＝０である限り、抵抗９０’、９０”を介して放電電流がコンデンサ８４からマイナス線路２４へ流れる。
DIFFの開始と同時に、すなわち例えば時点ｔ２０（図２６ｈ）で以前は低かった信号Ｂ３が高レベルになる。そしてε’の間は常に、これの符号ＶＺ’が負である限り高レベルである。
信号Ｂ２の低レベルはｔ２０からｔ２１まで持続する。すなわち、時間間隔ε５の間である。しかし回転数が減少するので、先行する値ε４は比較的に長く、時点ｔ２２まで持続する。
従って時間間隔ｔ２０からｔ２１の間にコンデンサ８４は抵抗３１６，３１８”および３１８’を介して充電され、抵抗９０’および９０を介して放電される。これにより、この時間間隔ではコンデンサ８４の電圧ｕｃは降下する。なぜならＢ２の影響がＢ３の影響を上回るからである（該当する制御パラメータを設定する前記抵抗の相応の選択により、これら抵抗の正確な値は通常は実験によって設定され、制御すべき電動機の形式に依存する。）
ｔ２１からｔ２２の時間間隔ではＢ２＝１である。これにより今度は充電電流だけが抵抗３１６，３１８”、３１８’を介してコンデンサ８４に流れ、電圧ｕｃは図示のように再びやや上昇する（Ｐ制御）。全体としては図２６を示すように、電圧ｕｃは時点ｔ２０とｔ２２の間でやや下降する。すなわち電動機５０への電流は低減され（ＰＷＭ変調器６０のデューティ比ＴＶの変化によって）、回転数ｎは低下し、所望の目標値ｎ０に近付く。
図２６の説明で、列ａ）からｅ）については図１０の相応する列の説明を参照されたい。従ってここでは繰り返さない。
ポートＢ３の制御（回転数が過度に高く、常時Ｂ４＝１）は図２６に示されている。すなわち制御サイクルでＢ３は先行するεの値により制御される。これは矢印３３６によって示されている。
図２７と図２８は再度、回転数が過度に高いときの経過を示す。図２７では回転数は低下する。すなわちこれは図２６に相応する。図２８では（過度に高い）回転数がさらに上昇する。例えば電動機５０がその負荷によって駆動されるからである。
図２７は再度拡大した縮尺で、電圧ｕｃが時点ｔ２０とｔ２１の間で下降し、続いてｔ２１とｔ２２の間で再びやや上昇する様子を示す。これについてはすでに説明した。
図２８は回転数が上昇する場合を示す。すなわちここでは、ε４はε５より短く、ε５はε６よりも短い等々。なぜなら信号Hallの持続期間ＴＨ（図２３）が減少して行くからである。従ってここではε５はｔ２３からｔ２５まで持続するが、ε４はｔ２３からｔ２４までしか持続しない。従って時間間隔ｔ２３からｔ２４の間だけ両方の信号Ｂ２＝０かつＢ３＝１であり、これによりこの時間間隔の間だけ抵抗３１６，３１８”、３１８’を介して充電電流がコンデンサ８４へ流れ、抵抗９０’、９０”を介して放電電流がマイナス線路２４へ流れる。従ってこの時間間隔では図２８ｈにより電圧ｕｃは小さな勾配で低下する。
時点ｔ２４からＢ３＝０である。すなわちダイオード３２０は阻止され、Ｂ３からコンデンサ８４への充電電流がなくなる。従ってｔ２４からｔ２５までは、コンデンサ８４からの放電電流だけが抵抗９０’、９０”を介してアースへ流れる。これにより今度電圧ｕｃは比較的に大きな勾配で低下する。これは図２７ｈと図２８ｈの比較からわかる。
このようなデジタル／アナログ制御器の基本原理は、ＰＩＤ（比例積分微分）制御器にも拡張することができる。このような制御器の基本構成は図２９に示されている。ここには、メモリ３３０で先行する測定での制御偏差に対する値ε’を連続的に記憶し、メモリ３３１で先行する測定に対する制御偏差ε”を連続的に記憶すれば、制御パラメータＣ２を有するＤ制御部が付加的に可能であることが示されている。（それぞれの制御偏差と共にメモり３３０と３３１には符号も記憶する。）
図２９は３３４に差分式を示しており、このような式はデジタル制御器の基礎となる。また３３６には制御パラメータＣ０，Ｃ１，Ｃ２の影響が示されている。純粋なデジタル制御器では、デジタルプログラムで設定されたパラメータを取り扱う。従ってこのパラメータを変更するのは困難であり、とりわけプログラムがＲＯＭに記憶されているマイクロプロセッサの場合は困難である。図２９には加算点が３３２により示されている。
図３０は、制御パラメータがマイクロプロセッサ２０から外部すなわち、制御器のアナログ部分へ設定される実施例を示す。図３１は、トリステート制御器出力端子Ｂ３１，Ｂ３２，Ｂ３３を有するマイクロプロセッサで３つの抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２を用いて行われる制御パラメータの設定を示す。ここでは基本的にＣ０が抵抗Ｒ０に、Ｃ１が抵抗Ｒ１に、Ｃ２が抵抗Ｒ２に相応する。加算点としてコンデンサ８４を用いる。大きな抵抗値は小さな制御増幅率を意味し、従って小さな抵抗値は大きな制御増幅率を意味する。すでに上に述べたことを実施例で詳細に説明する。このようにして抵抗値の選択によって種々異なる制御形式を設定することができる。
Ｐ制御器
ここではＣ０＝Ｃ１かつＣ２＝０が当てはまる。すなわちこの場合、抵抗Ｒ０とＲ１は同じ大きさ、例えばそれぞれ４０ｋΩであり、抵抗Ｒ２は値∞を有する。
Ｉ制御器
ここではＣ０＝Ｉが当てはまる。すなわち例えば１００ｋΩの抵抗Ｒ０だけを用いる。これは図１から図１７の第１の実施例で説明した場合であり、この実施例は純粋なＩ制御器である。別のパラメータはＣ１＝Ｃ２＝０である。すなわち、抵抗Ｒ１とＲ２はそれぞれ値∞を有する。
ＰＩ制御器
ここではＣ２＝０である。すなわち抵抗Ｒ２は値∞を有し、Ｃ０はＣ１よりも大きい。すなわち抵抗Ｒ１（例えば１２０ｋΩ）は抵抗Ｒ０（例えば１００ｋΩ）よりも大きい。この場合については前に図２１から図２８に基づいて説明した。
ＰＤ制御器
ここではＣ０＝Ｐ＋Ｄが当てはまる。ここから抵抗Ｒ０は例えば１００ｋΩである。Ｃ１に対してはＣ１＝（−Ｐ＋２Ｄ）が当てはまり、ここから抵抗Ｒ１は例えば８５ｋＱである。さらにＣ２＝Ｄ成分が当てはまり、従ってＲ２は例えば１２０ｋΩである。
ＩＤ制御器
ここではＣ０＝Ｉ＋Ｄが当てはまり、従って例えばＲ０＝５０ｋΩである。Ｃ１に対してはＣ１＝２×Ｃ２が当てはまり、ここからＲ１＝５０ｋΩ、Ｃ２＝Ｄ成分、従ってＲ２＝１００ｋΩである。
ＰＩＤ制御器
ここでは図２９の３３６に示された式が当てはまる。ここから例えばＲ０＝５０ｋΩ、Ｒ１＝５０ｋΩ、Ｒ２＝１５０ｋΩである。
上に述べた抵抗値は、これら抵抗の関係並びにオーダーを明確にするためのものであり、これらの値はトリステート出力端子を有するマイクロプロセッサに対するものである。またこれら実施例に対する例としての経験値である。
以下、本発明の制御装置をトリステート出力端子を有するマイクロプロセッサの例で説明する。すなわちＰＩ制御器に対する実施例を説明する。このためにフローチャートも、実施例の構成および機能を説明するために示されている。
上に述べたようにここではＣ２＝０である。すなわち制御偏差に対する先行する値ε”を記憶する必要がなく、メモリ３３１（図２９）および図３１の抵抗Ｒ２は省略される。従ってトリステート出力端子Ｂ０とＢ１並びに抵抗Ｒ０（例えば１００ｋΩ）とＲ１（例えば１２０ｋΩ）だけが設けられている。マイクロプロセッサの第１の出力端子は図３１に示されており、従ってフローチャートにはＢ３１と示してある。また第２の出力端子（図３１）はＢ３２により示されており、これら２つの出力端子の３要素特性、並びに先行する実施例との相違が強調されている。
図３２は、この実施例においてデジタル値の形態の回転数をマイクロプロセッサ２０の入力端子Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２に供給する様子を示す。このためにこの実施例では、抵抗３５０，３５２，３５４と３つのスイッチ３５６，３５８，２６０を用いる。これらのスイッチにより、入力端子Ｃ０，Ｃ１およびＣ２は選択的にプラス線路２２の電位、すなわち“１”、またはマイナス線路２４の電位、すなわち“０”に接続される。スイッチは機械的スイッチとして示されているが、同じように相応の信号を入力端子Ｃ０，Ｃ１およびＣ２に送出するために無接点型として構成することもできる。
図３３は、例えば３つすべてのスイッチの（下側）切替位置“０”が回転数ｎ１に相応し、（上側）切替位置１１１が回転数ｎ８に相応することを示す。このようにしてこの実施例では８つの回転数がデジタルに符号化される。さらに多数のスイッチと入力端子を使用すれば、さらに多数の回転数の数をデジタルで設定することができる。スイッチ３５６等は通常コンピュータでは普通のＤＩＰスイッチとすることができる。または例えばトランジスタとすることもでき、または入力端子Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２に相応の論理信号をデジタル制御により印加することもできる。
図３４は、２巻線電動機２３０の制御および整流のための所属の回路を示す。（もちろん任意の他の電動機を使用することもできる。しかし説明は２巻線電動機の場合が非常に簡単である。）この回路の他の部分は図１５と同じである。従って同じ部材または同じ作用の部材については再度説明はしないので、図１５を参照されたい。
このことは例えばＰＷＭ変調器６０（図１３ｏ予備図１４参照）、電流制限器（抵抗５８と以降の部材）、およびマイクロプロセッサ２０’の出力端子Ｄ０とＤ１を介した電動機２３０の整流制御に対しても当てはまる。このマイクロプロセッサは２つのトリステート出力端子Ｂ３１とＢ３２を有する。出力端子Ｂ３１は抵抗Ｒ０（図３１参照）を介して接続点８２と接続されており、出力端子Ｂ３２は抵抗Ｒ１を介して接続点８２と接続されている。すでに述べたようにＲ０は値１００ｋΩ、Ｒ１値は１２０ｋΩを有することができ、これらの値は動作時に電圧ｕｃの発生する３．３μＦのコンデンサ８４に関連する。この電圧はＰＷＭ変調器６０のデューティ比を、電動機２３０に対する電流制限がアクティブでないときに制御する。（電流制限がアクティブのときは、この電流制限がすでに詳しく述べたようにディーティ比を制御する。）
図３２と図３３で説明したように、回転数はデジタルでスイッチ３５６，３５８および３６０を介して設定される。すなわちマイクロプロセッサ２０’で、入力端子Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２での各信号組み合わせに回転数に対する所定の数値が配属される。通常は半周期期間Ｔ／２の形態で、例えば５０回転／ｓの２極電動機の場合は１０ｍｓの半周期期間の形態で配属され、これが信号Hallの半周期期間Ｔ／２（図２６Ａ参照）と比較される。この半周期期間は回転数ｎの実際値に対する尺度である。図３３に示されているように、ここでは８つの異なる回転数に対する数値が設定される。従ってこれは、目標回転数と実際回転数との差がアナログ回路によって検出される前の実施例に対する変形である。もちろんあるいは、Ｔ／２に対して各任意の値をマイクロプロセッサ２０’で使用することができ、これにより各所望の回転数を制御できる。この場合この値に対して相応のメモリを設けなければならない。
図３５はプログラムの基本格成を示す。ステップＳ３７０でプログラムがスタートする。ステップＳ３７２で初期化が行われる。ステップＳ３７４は制御器を含み、この制御器は多数のプログラムステップからなる。これについては以下、図３７Ａと図３７Ｂに基づいて説明する。ステップＳ３７６で場合により（電子整流型電動機の場合）整流が行われる。ステップＳ３７４とＳ３７６はループＳ３７８の一部である。このループは動作時に連続的に通過する。コレクタ型電動機の場合はＳ３７６は省略される。
図３６は回転数目標値の調整を示す。ここではステップＳ３８２でデジタル信号が入力ポートＣ０，Ｃ１，Ｃ２で動作レジスタＷ−ＲＥＧにロードされ、ステップＳ３８４でこの情報が定数０００００１１１とＡＮＤ結合によって結合される。これにより後半の３つのビットだけが関連する。すなわちこの数がステップＳ３８６でプログラムカウンタに加算され、最後の３ビットが発生する。プログラムカウンタ（マイクロプロセッサ２０’の）はステップＳ３８８で、次の８つのアドレスの１つにジャンプし、そこに記憶されている回転数ｎ０に対する目標値を動作レジスタＷ−ＲＥＧに引き渡す。ステップＳ３９０ではこの情報がメインプログラムに目標値として引き渡される。次に電子整流型電動機ではステップＳ３７６が続き、整流が行われる。そして制御器はループＳ３７８を連続的に通過する。
このループＳ３７８の連続的通過により比較的長いループ通過時間が生じるので、図３６のフローチャートの右側部分を−サブプログラムの形態で−Hall信号が変化したら呼び出すことも考えられる。このようにすれば比較的に短いループ通過時間が通常の場合に対して得られる。ただしHall信号が変化した場合のループは別である。後で説明するように、ループ通過の持続時間は時間測定に用いる。この場合、場合によってループの１つが比較的に少し長い時間を有していても、ループの大部分が正確に設定された持続時間を有していれば大した問題ではない。
図３７Ａと図３７Ｂは、図３５と図３６のプログラムステップＳ３７４の経過を示す。すなわち回転数制御のデジタル部分である。
回転数制御はステップＳ４００で開始する。回転数制御はループＳ３７８（図３５と図３６）の一部である。このループは動作時に常時通過し、１回の通過に対して例えば３０μｓが必要である。３０００回転／ｓである２極電動機の場合は、２つの整流時点間の間隔Ｔ／２は１０ｍｓ＝１０，０００μｓである。すなわち２つの整流時点間でループＳ３７８は３００回以上繰返し通過される。
この通過回数が計数され、回転数の実際値、すなわち実際持続時間を表す。これをデジタルで設定された目標持続時間と比較する。これの調整は図３６で説明した。
各ループ通過の際にステップＳ４０２，４０４および４０６で、信号Hallた変化したか否かが検査される。例えばステップＳ４０２と４０４でHall＝０であり、前のホール信号Hall-Altも同じように０であれば、Hall信号は変化していない。しかしHall＝０でHall-Alt＝１であれば、信号が変化しており、従ってステップＳ４０８でHall-Altが消去される。すなわち“０”にセットされ、新たなHall値がレジスタHall-Altに記憶される。
ステップＳ４０２と４０６でHall＝１でありHall-Alt＝１であれば、Hall信号は変化していない。しかしHall＝１であり、Hall-Alt＝０であれば、Hall信号は変化しており、従ってステップＳ４１０でレジスタHall-Altが“１”にセットされる。このようにして、Hall信号の変化が新たに続く場合でも変化を確実に識別することができる。
各Hall変化の際にプログラムはステップＳ４１２へ移行し、そこで２つのポートＢ３１とＢ３２がトリステートにセットされる。すなわち高抵抗にされる。この状態を説明した図２０と所属の説明を参照。２つのポートＢ３１とＢ３２はこの場合高抵抗であるから、図３４では抵抗Ｒ０とＲ１を介して電流は流れない。すなわちコンデンサ８４の電荷、ひいては電動機の電流は変化しない。これを制御器のニュートラル位置と称することもできる。このトリステートへの切替は、ポートＢ３１とＢ３２がまだアクティブであるか、またはすでにトリステートに切り替えられているかに依存しないで行われる。
Ｓ４１４では、先行するループＳ３７８の通過の際に検出された制御偏差、すなわち値RGL-DIFF（Hall信号の変化の前に達した）が古い値としてレジスタRGL-DIFF-Altにシフトされる。この信号は前記の実施例で説明した信号ε’の機能を有する。すなわち制御偏差の古い値である。
Ｓ４１６で目標値（例えばスイッチ３５６，３５８，３６０を介してデジタルで設定されており、従って数値として存在する）および実際値計数状態（後で説明する）から、制御偏差RGL-DIFFが検出される。この制御偏差はすでに説明したように、回転数ｎが過度に低いとき正の符号＋ＶＺを有し、ｎが過度に高いときマイナス符号−ＶＺを有する。この符号はＳ４１８で信号RGL-DIFFに対するキャリーフラグから求められる。
Ｓ４１８でキャリーフラグがセットされると、すなわち“１”になると、このことは繰越が行われたことを意味し、ステップＳ４２０でＶＺが同じようにセットされる。このことは信号がRGL-DIFFが負であることを意味する。ステップＳ４１８での結果がゼロであると、レジスタＶＺはステップＳ４２２で消去され（ＶＺ＝０）、このことはRGL-DIFFが正であることを意味する。
ステップＳ４２０とＳ４２２の前に（先行する回転数測定の）古い信号ＶＺをレジスタＶＺ−Ｓにシフトしなければならない。このことはステップＳ４２４とＳ４２６で行われる。これにより古い制御偏差RGL-DIFF-Altの符号（ステップＳ４１４参照）が同様に記憶される。この符号は以降、トリステートポートＢ３２の制御に必要である（ステップＳ４５６参照）。
ステップＳ４２８で、新たな制御偏差RGL-DIFF（ステップＳ４１６で達した）が変数ＰＩ成分“PI-ANTEIL”に変換される。この変数は、前の実施例の古い値ε’に相応する。
ステップＳ４３２で実際値カウンタが消去される。なぜならこのカウンタの結果はステップＳ４１６で評価されたからである。そして次のループＳ３７８の通過の際に新たな測定がこのカウンタで開始される。
ステップＳ４３４でこの場合（Hall信号の変化）に対する制御過程の実行が終了し、図３５に従い今度はループＳ３７８を新たに通過する前にＳ３７６、すなわち整流制御の検査が続く。Ｓ３７６は、電子整流型電動機が使用されている場合だけ必要である。図１に示したようなコレクタ型電動機はこのステップは省略される。
制御器部分の新たな実行通過はステップＳ４００で開始する。この場合、ステップＳ４０２，４０４，４０６でHall信号の変化が識別されなければ、プログラムはステップＳ４３６に達する。ここでは実際値カウンタ（マイクロプロセッサ２０’内の）がループＳ３７８の各通過ごとに１だけ高められる。すなわちこのカウンタの内容は、Hall信号が変化するとき、実際の回転数の半分の持続期間に対する時間Ｔ／２に相当する。すなわちステップＳ４３６で、ループＳ３７８（一定の持続時間を有する）の数を計数することにより値Ｔ／２の実際値（図３９参照）が検出される。
ステップＳ４３８では、変数PI-ANTEIL（Ｓ４２８参照）から、すなわち制御偏差の瞬時値から値１が減算される。ステップＳ４４０では、ステップＳ４３８により変数PI-ANTEILがゼロになったか否かが問い合わされる。ゼロになっていなければプログラムはステップＳ４４２を介してステップＳ４４４またはステップＳ４４６へ移行する。ステップＳ４４２では、符号ＶＺが問い合わされる。ステップＳ４４４では、ポートＢ３１がハイに切り替えられる。すなわちコンデンサ８４が抵抗Ｒ０を介して充電される（回転数が過度に低い）。ステップＳ４４６では、ポートＢ３１がローに切り替えられる。コンデンサ８４が抵抗Ｒ０を介して放電される（回転数が過度に高い）。変数PI-ANTEILがゼロにならない限り、コンデンサ８４は抵抗Ｒ０を介して、信号ＶＺ（ステップＳ４２０，４２２参照）に依存して充電または放電される。このことはここでは、前の実施例とは異なり、常にHall信号の変化に続いて行われる。すなわち、前の実施例では３６０°elのロータ回転ごとに１回だけ制御過程が行われるが、この実施例では３６０°elのロータ回転ごとに２回制御される。従って制御器は比較的に高速であり正確である。
比喩的に言えば、Ｓ４１６で検出された制御偏差RGL-DIFFはHall信号の各変化後に直接ポートＢ３１で“反映”される。このことは、測定された回転数変化に対して直ちにかつ効果的に応答することを意味する。これは、RGL-DIFFの測定に対してこの実施例では１８０°elが必要なだけであり、前の実施例のように３６０°elは必要ないからである。
Ｓ４４０はHall信号が変化する前に変数PI-ANTEILがゼロになれば、Ｓ４４８でポートＢ３１がトリステートにセットされる。すなわち高抵抗になる。これによりコンデンサ８４の電荷はこの時点からポートＢ３１により制御されなくなる。このことは例えば、電動機２３０が正確に所望の回転数で回転する場合に当てはまる。なぜならこの場合、ステップＳ４１６で検出された変数PI-ANTEIL＝０であるので、この場合はコンデンサ８４の電荷は全く変化されないからである。
Ｓ４４８の通過後、ポートＢ３１は少なくとも次のHall信号の変化まで高抵抗に留まる。ステップＳ４５０では変数PI-ANTEILが再び１にセットされる。これによりこの変数は次のループＳ３７８の通過の際にＳ４３８で再び０にされる（値２５５にはならない。これはこの場合０に続く次の値ということである。）
Ｓ４５２で変数NUR-P-Anteil（「Ｐ成分のみ」Ｓ４３０参照）、すなわち制御偏差の古い値（ε’）から同じようにループＳ３７８の各通過の際に値１が減算される。その後この値が正であれば（これはＳ４５４で検査される）、Ｓ４５６で変数NUR-P-Anteilの符号が検査される。Ｓ４５６で答えがNOであれば、Ｓ４５８でポートＢ３２がLOWに切り替えられる。（Ｓ４４４との相違に注意。ここではポートＢ３１が同じような場合にHIGHに切り替えられる。すなわち、Ｓ４５８でε’の符号ＶＺ’が反転評価される。これについては図２２で詳しく説明した。反転はここに述べたようにソフトウェアにより行われる。）
ステップＳ４５６での答えがYESであれば、Ｓ４６０でポートＢ３２はHighに切り替えられる。これも類似のステップＳ４４６と反対である。図２３から図２８に基づいてすでに説明したように、ポートＢ３１とＢ３２のこの制御により、制御器のＰＩ特性が得られる。
変数NUR-P-AnteilがステップＳ４５４で値０を有していれば、Ｓ４６２でポートＢ３２が高抵抗になる。すなわちニュートラル位置へ切り替えられる。これによりこのポートはコンデンサ８４の電荷にもはや影響を与えなくなり、続いてＳ４５０と同じように同じ理由から、ステップＳ４６４で変数NUR-P-Anteilが再び値１だけ高められる。
ステップＳ４５８、Ｓ４６０またはＳ４６４に続いて制御部分は終了し、プログラムはステップＳ４３６へ、次に新たな整流制御へ移行し、続いて新たにループＳ３７８を通過する。
変数NUR-P-AnteilもHall信号の変化に続いて直接ポートＢ３２に“反映”される。
整流プログラム（図３８）はステップＳ４７０でスタートする。ステップＳ４７２ではHall信号が問い合わされる。Hall＝０の場合、ステップＳ４７４でマイクロプロセッサ２０’の出力端子Ｄ１（図３４）が１に、出力端子Ｄ０が０にされる。すなわち巻線２３６は電流ｉ１を受け取る。この電流は周波数が例えば２５ｋＨｚの短いパルスの形態であり、そのデューティ比はＰＷＭ変調器６０によって定められる。
ステップＳ４７２でHall＝１であれば、ステップＳ４７５でＤ１＝０かつＤ０＝１となる。すなわち巻線２３８は電流ｉ２を受け取る。この電流も同じように前記のパルスの形態である。信号Ｄ０とＤ１はそれぞれ、プログラムによって切り替えられるまで記憶される。このことは前の実施例に対しても当てはまる。ステップＳ４８０で整流プログラムは終了し、さらにループＳ３７８へ移行する。図３５と図３６参照。
図３９は、回転数ｎが過度に低いが、制御過程によって上昇していく場合を示す。ａ）には信号Hallが３６０°elのロータ回転中において時間縮尺で示されている。ｂ）には実際値カウンタ（マイクロプロセッサ２０’内の）の計数状態が示されている。このカウンタは数値的にループＳ３７８の数を、０°elと１８０°elの間、および１８０°elと３６０°elの間で計数する。ＳＷは回転数に対する数値的目標値（Sollwert）、ＩＷは実際値（Istwert）カウンタの計数状態である。４９０には拡大した形態で、曲線ＩＷが小さな段階の形態を有することが示されている。なぜならそれぞれステップＳ４３６で値ＩＷが１だけ高められるからである。
０°el、１８０°el、３６０°el等々で値RGL-DIFF（制御偏差）が測定される（ステップＳ４１６）。そしてこれらに対しε１，ε２，ε３等々の値が得られる。これらの値は正であると仮定される。なぜなら回転数が過度に低いからである。
ポートＢ３１（図３９ｃ）はロータ位置０°elまではトリステート（図３９：ＴＳ）である。次に０°elで時間ε１の間に“１”に移行する、このことはステップＳ４３８、Ｓ４４２およびＳ４４４により行われる。ε１の経過後（＝PE-ANTEIL）ポートはステップＳ４４８で再びＴＳに切り替えられる。
ポートＢ３２（図３９ｄ）もロータ位置０°elまで同じようにＴＳであり、次に持続時間RGL-DIFF-Altの間（ステップＳ４３０）“０”へ移行する。この持続時間はここではε０により示されている。ε０の経過後、ポートＢ３２はステップＳ４６２により再びＴＳにセットされる。
矢印４９２が示すように、εの“古い”値は常に、後続の制御サイクルで反転された符号によりポートＢ３２の制御に対して使用される。これはステップＳ４３０の結果である。
図４０は、コンデンサ８４の電圧ｕｃの相応の経過を誇張して示す。Ｂ３１が“１”であり、同時にＢ３２が“０”である限り、すなわち持続時間ε１の間、電圧ｕｃは上昇する。ε１の経過後、Ｂ３１はＴＳになり、Ｂ３２だけが相変わらず“０”である。その結果ε０の経過まで電圧ｕｃは再びやや低下する。この経過は明らかに、正確に図２４ｈに相当する。相違は、図２４では３６０°elのロータ回転中に１回した制御過程が行われないのに対し、図３９では２回制御過程が行われることである。このためこの制御器は比較的に高速かつ正確に動作する。しかし作用原理は同じである。
図４１は、回転数ｎの過度に高いが、しかし制御によって低下していく場合を示す。図４１ａは実質的に図３９ａに相応する。すなわち図示は時間に依存しており、角度には依存していない。従って角度は括弧付きで示されている。
図４１ｂには再度、実際値カウンタ（マイクロプロセッサ２０’内の）の計数状態ＩＷが示されている。この計数状態は４９０の拡大部分によれば段階形状を有する。ロータ位置０°elのときに値RGL-DIFF（制御偏差）が得られる。この値はそこでは負であると仮定されており、−ε５により示されている。同じように１８０°elでは−ε６、３６０°elでは−ε７等々である。制御過程によりこの値は減少する。このことは強調して図示されている。というのは原理をわかりやすくするためである。
０°elから始まってポートＢ３１はLOWに切り替えられる。すなわちε５の持続時間の間、LOWである。このことはステップＳ４４０，Ｓ４４２およびＳ４４６により行われる。ε５の経過後、ポートＢ３１は再びステップＳ４４８でＴＳに切り替えられる。
同じように０°elから始まってポートＢ３２（図４ｄ）は“１”に切り替えられる。すなわちRGL-DIFF-Alt（前の制御偏差）の持続中は“１”である（ステップＳ４３０）。これはここではε４により示されている。このことはステップＳ４２５，Ｓ４５６およびＳ４６０で行われる。ε４の経過後、Ｂ３２はステップＳ４６２で再びＴＳに切り替えられる。
矢印４９８は、ポートＢ３２に対して常に、先行するε値が符号を逆転して使用されることを示す。このことはステップＳ４３０で行われる。
図４２は、０°elから始まる電圧ｕｃの経路を、図４１に対して拡大した時間スケールで示す。ε５の持続時間の間、Ｂ３１＝０かつＢ３２＝１である。その結果この電圧は低下する。ε５の経過後、Ｂ３１＝ＴＳとなり、Ｂ３２だけがHIGH（“１”）に、ε４の経過まで留まる。そしてこの残留時間の間、電圧ｕｃは再びやや上昇する。このことは図２７に相当する。
図３４で抵抗Ｒ１が値∞を有している限り、制御器（Regler,RGL）は同じように動作するが、やや不完全である。多くの場合、このような簡単な実施例で十分であり、相応するプログラムステップＳ４５４からＳ４６４を省略（またはジャンプ）することができる。
これまで説明した実施例および図面の数からわかるように本発明の制御原理を変形することができ、多種多様に変形発展形態が可能である。例えば温度を制御すべき場合、温度値の反復サンプリング（例えば１ｍｓごとに）を行い、引き続いて制御することが必要である。これが電動機であれば、回転数の制御にために同じことが可能である。しかし回転数の制御に対しては、電動機が所定の回転位置にあるときに相応の信号（例えば前に説明したようなHall信号）を形成し、その瞬時の回転数値を検出すると一般的に格段に有利である。なぜなら、制御偏差とその符号の検出がとくに簡単になるからである。
多くの場合、制御パラメータ（Ｐ，Ｉ，Ｄ）を共に変化すると有利であり得る。例えばこのような回転数制御器を他の電動機形式に適合すべき場合、制御パラメータの値は変化するが、通常はそれらの相互関係は変化させない。なぜなら、これらパラメータは多くの電動機において非常に似ているからである。
図４３は、共通の抵抗Ｒｇ（例えばポテンシオメータ０〜４５ｋΩ）を用いてこのような変更を容易に行うことができる様子を示す。このような場合、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２を変化させる必要はなく、制御器を別の電動機に適合するためにポテンシオメータＲｇだけを新たに調整すればよい。
図４４は、同じ原理を制御器の入力端子で示す。ここで増幅器４９４では全体増幅率を変化させることができる。図４４はまた、４９６で加算点３３２に対する成分ｙ（ｋ−１）がどのように形成されるかを示す。
図４５は図３７の一部を、その変形実施例として示す。ここではフローチャートを補充することによって増幅計数Ｆ（図４４のＣｇに相当）を実現することができる。このために、ステップＳ４１６で検出されたパラメータRGL-DIFF（制御偏差）がステップＳ４２７で係数Ｆと乗算され、例えば２倍にされる。これによりパラメータRGL-DIFF'が得られる。そしてこれがステップＳ４２８でPI-ANTEIL（ＰＩ成分）εとして使用される。同じようにステップＳ４１５でこのパラメータはRGL-DIFF'-Alt（前の制御偏差’）として記憶され、このパラメータはステップＳ４３０でP-Anteil（Ｐ成分）として、すなわちε’として使用される。このようにして例えば比較的に大きな制御器増幅率が得られ、引き続き図４３のポテンシオメータＲｇにより微調整が行われ、その際にプログラムを変更する必要はない。
図４３に示された変形実施例は、同じように図１，３，１１，１２，１８，２１および３４でも可能である。
図４５は類似の変形は図１から図２８では不可能である。なぜならそこではコンデンサ８４の電荷の変化過程が制御偏差DIFFの検出と同時に進行するからである。これに対して図３２から図４２の実施例では、コンデンサ８４の電荷が変化される前にまず制御偏差RGL-DIFFが検出される（ステップＳ４１６）。従ってここではコンデンサ８４の電荷の変化に対する値（RGL-DIFF×係数Ｆ；Ｓ４２７）を使用することができる。係数Ｆは場合により、この制御特性を変更するために外側から電動機に入力することができる。
図４６は、図１，図３，図１８に対する変形実施例を示す。図３の回路では、コンデンサ８４の電圧ｕｃが上昇するときに充電電流が抵抗９４により減少する。同じようにコンデンサ８４の電圧ｕｃが減少するときに放電電流が抵抗９０により減少する。このことによって非線形性が発生するが、この非線形性は通常の適用では許容することができる。なぜなら動作時にはコンデンサ８４は目標電圧ｕ０ｃに充電され、この目標電圧は目標回転数ｎ０に相応し、この目標電圧の領域ではこの電流と値ｕ０ｃを中心とした小さな変動との依存は非常に小さいからである。
しかしここですべての問題点を回避しようとすれば、図４６に従いコンデンサ８４の充電電流に対する定電流源５００を使用する。この定電流源は、Ｂ１＝Ｂ２＝１であるときに投入接続され、Ｂ１＝０かつＢ２＝１であるときに遮断される。
同じようにコンデンサ８４の放電電流に対しては定電流源５０２を使用することができる。この定電流源は、Ｂ１＝Ｂ２＝０のときに投入接続され、Ｂ２＝１かつＢ１＝０のときに遮断される。図４のテーブル参照。この場合、コンデンサ８４には定電流源５００を介して単位時間当たりで一定の電荷量が供給され、同じように定電流源５０２によりコンデンサ８４からは単位時間当たりで一定の電荷量が取り出される。このことは電圧ｕｃの大きさには依存しない。この構成は多くの場合で有利である。
図４７は、記憶装置に対する変形実施例を示し、この記憶装置は加算入力端子５０６を有する積分器（Integrator）５０４の形態となっている。接続点８２（図３１；図３４）は演算増幅器５０８の加算入力端子５０６に接続されている。この演算増幅器の出力端子５１０はコンデンサ５１２（値Ｃを有する）を介して加算入力端子５０６と接続されている。この加算入力端子はコンパレータ５０８の反転（−）入力端子である。非反転（＋）入力端子５１４は抵抗５１６を介してマイナス線路２４と、抵抗５１８を介してプラス線路２２と接続されている。２つの抵抗５１６，５１８は同じ大きさとすることができる。
抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２に対する典型的な値は前にすでに述べた。抵抗５１６と５１８は、例えばそれぞれ５００ｋΩとすることができる。すなわち、プラス線路２２とマイナス線路２４との間の電圧が５Ｖの場合、＋入力端子には＋２．５Ｖが印加され、積分器５０４は両方向で積分する。コンデンサ５１２は例えば１００ｎＦとすることができる。
マイクロプロセッサ２０’のポートＢ３１がプラス線路２２の正の電位にあるとき、この回路は時定数Ｒ０Ｃで出力端子５１０の出力信号ｕａを積分する。このことはポートＢ３１，Ｂ３２，Ｂ３３すべてのポートに対して当てはまる。すなわち、積分はこれら３つのポートの電位に依存しており、係数Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２により重み付けされる。このことによりこの回路は蓄積ないし記憶装置（Speicheranordnung）として動作する。これは図３４のコンデンサ８４に似ている。この場合コンデンサ５１２の電圧は上昇する。
コンデンサ５１２の電圧が上昇するとき、出力端子５１０の電圧ｕａは低下するから、電圧ｕａの経過は図３４の電圧ｕｃの経過とは反対である。
ポートＢ３１，Ｂ３２，Ｂ３３の１つが０Ｖになれば、コンデンサ５１２の電圧は積分過程によって低下する。すなわちこの場合、出力電圧ｕａは上昇する。
この理由から、図１３では出力電圧ｕａをコンパレータ１８２の−入力端子に供給しなければならないが、三角波電圧２０８は＋入力端子に供給される。これは図４７に示されている。このときＰＷＭ変調器６０は、図１３で説明したのと同じように動作する。
図４７の回路はコンデンサ８４を有する回路よりもさらに正確である。なぜなら、説明した積分過程はコンデンサ５１２の電圧に依存しないで経過するからである。コストは実質的に同じである。なぜなら、演算増幅器は非常に安価だからである。
もちろん多種多様の変形および改善が、本発明の枠を逸脱すること無しに可能である。

Claims (22)

1. 物理量の実際値を所定の目標値に制御する方法であって、目標値と実際値との偏差ないし差（以下、「制御偏差」と称する）、およびその差の符号（以下、「制御符号」と称する）を時間間隔において反復して検出すること、前記制御偏差を、その持続時間（以下、「制御偏差持続時間」と称する）が前記制御偏差の絶対値に比例し、かつその大きさが前記制御符号の関数である電気信号に変換すること、前記制御偏差持続時間の間、アナログ電気蓄積装置の電荷を前記電気信号の関数として制御すること、物理量を前記アナログ電気蓄積装置の電荷の大きさの関数として制御すること、により物理量を制御する方法、
   を実行する装置において、
   マイクロプロセッサ（２０，２０’）を有し、
   作動時に、該マイクロプロセッサ（２０，２０’）において、所定の制御偏差（ε）をその大きさおよび符号に従って少なくとも１つの電気信号に、該マイクロプロセッサ（２０，２０’）の少なくとも１つの出力端子（Ｂ１，Ｂ２；Ｂ３１，Ｂ３２）で変換するためのプログラムが実行され、
   前記電気信号の持続時間は、前記絶対値に比例し、そのレベルは、符号に依存する孤立的電気値を有すること、
   を特徴とする装置。
2. 前記マイクロプロセッサ（２０，２０’）の少なくとも１つの出力端子は、オーム抵抗（図４３：Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２）を介して蓄積装置（８４；５０４）に接続されていること、
   を特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 複数の出力端子（図３１および図４３：Ｂ３１，Ｂ３２，Ｂ３３）が設けられており、該出力端子にはそれぞれ別個のオーム抵抗（Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２）が、前記蓄積装置（８４；５０４）との接続のために配属されていること、
   を特徴とする請求項２に記載の装置。
4. オーム抵抗（図２１：９０”、９４”、３１８”、３２２”）は少なくとも部分的に調整可能に構成されていること、
   を特徴とする請求項２に記載の装置。
5. 複数の出力端子に接続された抵抗（Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２）は互いにまとめられて接続され、共通の抵抗（図４３：Ｒｇ）を介して前記蓄積装置（８４；５０４）と接続されていること、
   を特徴とする請求項３に記載の装置。
6. 前記共通の抵抗（図４３：Ｒｇ）は、複数の制御パラメータを共に調整できるように調整可能に構成されていること、
   を特徴とする請求項５に記載の装置。
7. 前記マイクロプロセッサ（２０；２０’）は、２つの出力端子（図３：Ｂ１，Ｂ２）を有し、
   該出力端子は前記プログラムによって低インピーダンスと高インピーダンスとの間で切り替えることができ、
   ２つの該出力端子はダイオード（８８、９２）とインピーダンス（９０、９４）との直列回路を介して前記蓄積装置（８４；５０４）と接続されており、
   該ダイオード（８９、９２）は反対方向の極性で接続されており、
   前記出力端子の１つはインピーダンス（９５）を介して電圧源と接続されていること、
   を特徴とする請求項１に記載の装置。
8. 前記インピーダンス（９０，９４）は、前記蓄積装置（８４；５０４）の充電および放電に対して異なる時定数が得られるように異なる大きさに構成されていること、
   を特徴とする請求項７に記載の装置。
9. 前記蓄積装置は積分器（５０４）として構成されていること、
   を特徴とする請求項７に記載の装置。
10. 前記積分器（５０４）は演算増幅器（５０８）を有し、該演算増幅器（５０８）の出力端子（５１０）と入力端子（５０６）との間にはキャパシタ（５１２）が配置されていること、
    を特徴とする請求項９に記載の装置。
11. 前記インピーダンスは定電流素子（図４６：５００，５０２）として構成されていること、
    を特徴とする請求項１に記載の装置。
12. 物理量の実際値を所定の目標値に制御する方法であって、
    目標値と実際値との差（以下、「制御偏差」と称する）、およびその差の符号（以下、「制御符号」と称する）を時間間隔をおいて反復して検出すること、前記制御偏差を、その持続時間（以下、「制御偏差持続時間」と称する）が前記制御偏差の絶対値に比例し、かつその大きさが前記制御符号の関数である電気信号に変換すること、前記制御偏差持続時間の間、アナログ電気蓄積装置の電荷を前記電気信号の関数として制御すること、物理量を前記アナログ電気蓄積装置の電荷の大きさの関数として制御すること、により物理量を制御する方法、
    を実行する電動機において、
    マイクロプロセッサ（２０；２０’）を有し、該マイクロプロセッサの出力信号（Ｂ１，Ｂ２）は第２の蓄積装置（８４；５０４）の電荷の変化を制御すること、
    を特徴とする電動機。
13. 前記マイクロプロセッサ（２０，２０’）は２つの出力端子（Ｂ１，Ｂ２）を有し、該出力端子の各々は論理値“１”と“０”との間で切り替えることができること、
    を特徴とする請求項１２に記載の電動機。
14. 各出力端子（Ｂ１，Ｂ２）に抵抗とダイオード（９４，９２ないしは９０，８８）との直列回路がそれぞれ接続されており、
    該２つの直列回路は前記第２の蓄積装置（８４；５０４）に導かれ、２つのダイオード（８８，９２）の順方向は互いに反対方向であること、
    を特徴とする請求項１３に記載の電動機。
15. 前記抵抗（９０，９４）は異なる大きさであること、
    を特徴とする請求項１４に記載の電動機。
16. さらに、回転数を制御するための回路を有し、当該回路では、電動機の回転数が過度に低いときに前記第２の蓄積装置（８４；５０４）の電荷変化に割り当てられる一方の前記抵抗（９４）が、他方の前記抵抗（９０）よりも小さいこと、
    を特徴とする請求項１５に記載の電動機。
17. 前記第２の蓄積装置はコンデンサ（８４）として構成されており、
    該コンデンサ（８４）における電圧は、調整可能な高抵抗（８０）を介してＰＷＭ変調器（６０）の入力端子（６２）に供給可能であり、
    該入力端子（６２）は、電動機電流（ｉ，ｉ１，ｉ２）の関数として可変の抵抗（７２，７０，６６）を介して所定電位と接続されており、
    該ＰＷＭ変調器（６０）の入力端子（６２）から電流が前記可変抵抗（６６、７０、７２）を介して前記電位に流れるとき、前記ＰＷＭ変調器（６０）のデューティ比（ＴＶ）は縮小されること、
    を特徴とする請求項１２に記載の電動機。
18. 前記ＰＷＭ変調器（６０）は三角波発生器（１８０）とコンパレータ（１８２）を有し、
    該コンパレータ（１８２）の一方の入力端子には該三角波発生器（１８０）からの三角波電圧（２０８）が供給され、該コンパレータ（１８２）の他方の入力端子には入力信号が前記第２の蓄積装置（８４；５０４）から供給されること、
    を特徴とする請求項１７に記載の電動機。
19. 前記三角波発生器（１８０）の三角波信号（２０８）は、ゼロとは異なる最小値とゼロとは異なる最大値との間で発振すること、
    を特徴とする請求項１８に記載の電動機。
20. 前記三角波発生器（１８０）はコンパレータ（１８６）を有し、このコンパレータ（１８６）の出力端子（１８８）は負帰還結合（１９４）を介して反転（−）入力端子（１９６）と接続されており、正帰還結合（１９０）を介して非反転（＋）入力端子（１９２）と接続されており、
    該反転（−）入力端子（１９６）には蓄積コンデンサ（１９８）が配属されていること、
    を特徴とする請求項１８に記載の電動機。
21. 電動機電流（ｉ）に対する電流測定装置（５８）と前記ＰＷＭ変調器（６０）の入力端子（６２）との間に少なくとも１つのフィルタ（７０，７２，７６）が設けられていること、
    を特徴とする請求項１７に記載の電動機。
22. 前記少なくとも１つのフィルタはＴ型フィルタ（７０，７２，７６）として構成されていること、
    を特徴とする請求項２１に記載の電動機。

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