JP3783892B2 - Digital analog converter - Google Patents
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Description
【0001】
【目次】
以下の順序で本発明を説明する。
【0002】
発明の属する技術分野
従来の技術(図5〜図13)
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段
発明の実施の形態(図1〜図4)
発明の効果
【0003】
【発明の属する技術分野】
本発明はデイジタルアナログ変換器に関し、例えば電流源セル・マトリクス型デイジタルアナログコンバータに適用して好適なものである。
【0004】
【従来の技術】
従来、この種の電流源セル・マトリクス型デイジタルアナログコンバータ(以下、これを電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータと呼ぶ)においては、nビツトのD/A変換に対して「2n −1」個の定電流回路(以下、これを電流源セルと呼ぶ)が「n×n」個のマトリクス状に配置して形成され、このうち、デコードされたデイジタル入力データに対応する数の電流源がオンされ、これらオンされた電流源の電流を加算して出力した後、出力端に接続された外部抵抗での電圧降下により出力電圧を得、これをD/A変換アナログ出力としている。
【0005】
図5に示すように、例えば4ビツトのシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1においては、15個の電流源セル(C1〜C15)が「4×4」個のマトリクス状に配置して形成されている。このシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1は、4ビツトのデイジタル入力データ(S1〜S4)のうち、上位2ビツトのデイジタル入力データS1及びS2をロー・デコーダ2に入力し、下位2ビツトのデイジタル入力データS3及びS4をカラム・デコーダ3に入力する。ロー・デコーダ2はデイジタル入力データS1及びS2を所定ビツト数のラインデータ(S5〜S7)にデコードしてラツチ4に出力する。一方、カラム・デコーダ3はデイジタル入力データS3及びS4を所定ビツト数のラインデータ(S8〜S10)にデコードしてラツチ5に出力する。
【0006】
ロー・デコーダ2及びカラム・デコーダ3は、デイジタル入力データ(S1〜S4)に対して、図6に示すようなデコードを施すことにより、ラインデータ(S5〜S10)にデコードする。例えば、デイジタル入力データ(S1〜S4)が論理レベル「0000」のとき、当該デイジタル入力データ(S1〜S4)は論理レベル「000000」のラインデータ(S5〜S10)にデコードされ、論理レベル「0001」のとき論理レベル「000001」にデコードされ、論理レベル「0010」のとき論理レベル「000011」にデコードされる。なお、論理レベル「1」は論理レベル「H」を示し、論理レベル「0」は論理レベル「L」を示している。
【0007】
このようにデイジタル入力データ(S1〜S4)がインクリメントされることに伴つてラインデータ(S5〜S10)もインクリメントされ、デイジタル入力データ(S1〜S4)が論理レベル「1110」のとき、当該デイジタル入力データ(S1〜S4)は論理レベル「111011」のラインデータ(S5〜S10)にデコードされ、論理レベル「1111」のとき論理レベル「111111」にデコードされる。
【0008】
ラツチ4はラインデータ(S5〜S7)を取り込み一時的に保持した後、ラインデータS5を電流源セル(C8〜C15)に出力し、ラインデータS6を電流源セル(C4〜C11)に出力し、ラインデータS7を電流源セル(C1〜C7)に出力する。また電流源セル(C1〜C3)は電源6に接続されるので、常に論理レベル「1」のラインデータS11が入力されており、さらに電流源セル(C12〜C15)はアースラインGNDに接続されるので、常に論理レベル「0」のラインデータS12が入力されている。
【0009】
一方、ラツチ5はラインデータ(S8〜S10)を取り込み一時的に保持した後、ラインデータS8を電流源セル(C3、C7、C11、C15)に出力し、ラインデータS9を電流源セル(C2、C6、C10、C14)に出力し、ラインデータS10を電流源セル(C1、C5、C9、C13)に出力する。また電流源セル(C4、C12)は電源6に接続されるので、常に論理レベル「1」のラインデータS11が入力されており、さらに電流源セルC8は電源7に接続されるので、常に論理レベル「1」のラインデータS13が入力されている。
【0010】
電流源セル(C1〜C15)は入力されるラインデータ(S5〜S13)に基づいて各電流源セルのオン・オフ動作を行い、オンされたとき所定の電流I1 を抵抗Rに流し、オフされたときは電流を流さない。図6に示すように、例えば論理レベル「000000」のラインデータ(S5〜S10)が入力され電流源セル(C1〜C15)が全てオフ(図中、論理レベル「0」で示す。)されている状態において、論理レベル「000001」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セルC1がオン(図中、論理レベル「1」で示す)され、論理レベル「000011」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セルC1及びC2がオンされる。
【0011】
このようにラインデータ(S5〜S10)がインクリメントされることに伴つて電流源セル(C1〜C15)は「C1、C2、・・」の順にオンされ、論理レベル「111011」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セル(C1〜C14)がオンされ、論理レベル「111111」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セル(C1〜C15)が全てオンされる。従つて電流源セル(C1〜C15)は、デイジタル入力データ(S1〜S4)がインクリメントされることに伴つて、図7に示すように、「C1、C2、・・、C15」の順にオンされる。
【0012】
かくしてシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1においては、電流源セル(C1〜C15)のうちオンされた電流源セルから所定の大きさの電流が出力され、これらを加算して得た出力電流I1 が抵抗Rを流れることにより、当該抵抗Rでの電圧降下からアナログ出力電圧V1 を得る。図6に示すように、例えば電流源セル(C1〜C15)が全てオフされ抵抗Rからアナログ出力電圧V1 「0.000I1 R」を得ている状態において、電流源セルC1がオンされると、アナログ出力電圧V1 「0.067I1 R」を得、電流源セルC1及びC2がオンされると、アナログ出力電圧V1 「0.133I1 R」を得る。
【0013】
このようにアナログ出力電圧V1 は、電流源セル(C1〜C15)が順にオンされることに伴つて、約「0.067I1 R」ずつ加算される。従つて電流源セル(C1〜C14)がオンされると、アナログ出力電圧V1 「0.933I1 R」を得、電流源セル(C1〜C15)が全てオンされると、アナログ出力電圧V1 「1.000I1 R」を得る。
【0014】
ところで電流源セル(C1〜C15)は全て同じ回路構成になつているため、これらのうち電流源セルC1についてのみ図8を用いて説明する。この電流源セルC1においては、ラツチ5から送出されるラインデータS10と、電源6から送出されるラインデータS11とをアンド回路11に入力すると共に、ラツチ4から送出されるラインデータS7をノア回路12に入力する。アンド回路11はラインデータS10とラインデータS11の論理積をとり、その結果得られるアンド出力データS21をノア回路12に出力する。ノア回路12はアンド出力データS21とラインデータS7との論理積否定をとり、その結果得られる制御データS22をラッチ13に出力する。ラツチ13は制御データS22を取り込み一時的に保持した後、スイツチSW1に出力する。
【0015】
スイツチSW1は電界効果トランジスタ(以下、これをFETと呼ぶ)Q1でなり、制御データS22をFETQ1のゲートに入力する。このFETQ1のドレインは出力端に接続され、一方、ソースはカスケード型電流源14を形成するFETQ2のドレインに接続される。カスケード型電流源14はFETQ2及びFETQ3の直列回路でなり、FETQ2及びFETQ3のゲートにはバイアス電圧が印加され、FETQ2のソースはFETQ3のドレインに接続され、一方、FETQ3のソースは電源15に接続される。
【0016】
このカスケード型電流源14は、印加されるバイアス電圧によつて電流を決定し、スイツチSW1のオン・オフ動作に連動してオン・オフ動作を行う。すなわち電流源セルC1においては、スイツチSW1に入力される制御データS22が論理レベル「0」のとき、当該スイツチSW1をオンしてカスケード型電流源14を立ち上げることにより電流i1 を流し、スイツチSW1に入力される制御データS22が論理レベル「1」のとき、当該スイツチSW1をオフしてカスケード型電流源14をオフすることにより電流i1 を流さないようになされている。
【0017】
例えば論理レベル「000000」のラインデータ(S5〜S10)が電流源セル(C1〜C15)に入力されると、電流源セルC1は論理レベル「0」のラインデータS10と論理レベル「1」のラインデータS11をアンド回路11に入力すると共に、論理レベル「0」のラインデータS7をノア回路12に入力する。アンド回路11は、論理レベル「0」のラインデータS10と、論理レベル「1」のラインデータS11との論理積をとり、その結果得た論理レベル「0」のアンド出力データS21をノア回路12に出力する。ノア回路12は、論理レベル「0」のアンド出力データS21と、論理レベル「0」のラインデータS7との論理和否定をとり、その結果得た論理レベル「1」の制御データS22をラツチ13を介してスイツチSW1に出力する。これによりスイツチSW1がオフされ、電流i1 が出力されない。
【0018】
また、例えば論理レベル「000001」のラインデータ(S5〜S10)が電流源セル(C1〜C15)に入力されると、電流源セルC1は論理レベル「1」のラインデータS10と論理レベル「1」のラインデータS11をアンド回路11に入力すると共に、論理レベル「0」のラインデータS7をノア回路12に入力する。アンド回路11は、論理レベル「1」のラインデータS10と、論理レベル「1」のラインデータS11との論理積をとり、その結果得た論理レベル「1」のアンド出力データS21をノア回路12に出力する。ノア回路12は、論理レベル「1」のアンド出力データS21と、論理レベル「0」のラインデータS7との論理和否定をとり、その結果得た論理レベル「0」の制御データS22をラツチ13を介してスイツチSW1に出力する。これによりスイツチSW1がオンされ、電流i1 が出力される。
【0019】
ここでシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1のタイミングチヤートを図9に示し、デイジタル入力データ(S1〜S4)を論理レベル「0000」(0番目)から「1111」(15番目)まで1ビツトずつインクリメントして入力する場合、(n−1)番目のデイジタル入力データ(S1〜S4)が入力されている状態で、n番目のデイジタル入力データ(S1〜S4)が入力されるときのシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1の動作を説明する。
【0020】
図9(A)はラツチ(4、5、13)に与えるクロツク(CLK)を示し、図9(B)はデイジタル入力データ(S1〜S4)を示す。図9(C)及び(D)に示すように、ラツチ4及び5は、(n−1)番目のラインデータ(S5〜S10)を保持して出力しているホールド状態において、クロツクの立ち下がりタイミングta に同期してn番目のラインデータ(S5〜S10)を取り込みデータを書き換えて出力する。このスルー状態において、ラツチ4及び5は、クロツクの立ち上がりタイミングtb に同期してn番目のラインデータ(S5〜S10)を保持してこれらを出力する。
【0021】
続いて図9(E)及び(F)に示すように、ラツチ13は、(n−1)番目の制御データS22を保持しこれらを出力しているホールド状態において、クロツクの立ち上がりタイミングtb に同期してn番目の制御データS22を取り込みデータを書き換えてスイツチSW1に出力する。このスルー状態において、ラツチ13は、クロツクの立ち下がりタイミングtc に同期してn番目の制御データS22を保持してこれらをスイツチSW1に出力する。
【0022】
従つて図9(G)〜(I)に示すように、n番目(電流源セルC「n」)のスイツチSW1は、クロツクの立ち上がりタイミングtb でオンされ、同タイミングtb でn番目のカスケード型電流源14がオンされるので、合計してn個のカスケード型電流源14がオンされることになる。かくして図9(J)に示すように、シングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1は、オンされた電流源セル(C1〜C「n」)から出力される電流i1 をそれぞれ加算し、その結果得た出力電流I1 (=ni1 )を抵抗Rに流すことにより、抵抗Rでの電圧降下からアナログ出力電圧V1 (=I1 R)を得る。
【0023】
ところでシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1においては、スイツチSW1のオン・オフ動作と同タイミングでカスケード型電流源14がオン・オフ動作を行うことから、オフ状態にあるカスケード型電流源14が完全にオン状態になつてアナログ出力電圧V1 が安定するまで、またオン状態にあるカスケード型電流源14が完全にオフ状態になつてアナログ出力電圧V1 が安定するまでに一定の時間を必要とし、高速動作を行えないという問題があつた。
【0024】
さらにシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1においては、図8に示すように、FETQ3とFETQ2の接続点Vaや、FETQ2とFETQ1の接続点Vbに電荷が蓄積されるため、スイツチSW1のオン・オフ動作を行つたとき、切り換えノイズであるグリツチがアナログ出力電圧V1 に発生する問題があつた。
【0025】
このようなグリツジの発生を回避するものとして、電源15と電流源14の間にスイツチを接続したシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ20が提案されている。図8との対応部分に同一符号を付して示す図10は、シングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ20の電流源セルC21を示し、スイツチSW2とカスケード型電流源21の構成を除いて、シングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1の電流源セルC1と同様に構成され、この場合スイツチSW2は電源15とカスケード型電流源21の間に接続されている。
【0026】
スイツチSW2はFETQ4でなり、制御データS22をFETQ4のゲートに入力する。このFETQ4のソースは電源15に接続され、ドレインはカスケード型電流源21を形成するFETQ5のソースに接続される。カスケード型電流源21はFETQ5とFETQ6の直列回路でなり、FETQ5及びFETQ6のゲートにはバイアス電圧が印加され、FETQ5のドレインはFETQ6のソースに接続され、一方FETQ6のドレインは出力端に接続される。このようにカスケード型電流源21と電源15をスイツチSW2を介して接続することにより、電荷がFET(Q4〜Q6)の接続点に蓄積されることを防止し得、従つてグリツチの発生を回避することができる。
【0027】
ところでこのシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ20においては、カスケード型電流源21を形成するFETQ5のソース電位を電源15に固定できないことから、カスケード型電流源14を形成するFETQ3のソース電位を電源15に固定した電流源セルC1に比して、カスケード型電流源21の動作が安定するまでに一定の時間を必要としていた。またこのシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ20においては、カスケード型電流源21のドレイン容量がアナログ出力電圧に現れるため、高速動作ができず、使用し得るカスケード型電流源21のサイズや種類にも制限があつた。
【0028】
これらの問題を解決するものとして、全ての電流源を常にオン状態にしている差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータが提案されている。図5との対応部分に同一符号を付して示す図11は、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30を示し、電流源セル(C21〜C35)の構成を除いてシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1と同様に構成されている。
【0029】
この場合、電流源セル(C21〜C35)においては、抵抗Rを介してアースラインGNDに接続される出力端(以下、これをIO端と呼ぶ)と、直接アースラインに接続される出力端(以下、これをXIO端と呼ぶ)とが設けられる。そこで電流源セル(C21〜C35)においては、全ての電流源が常にオン状態に維持され、入力されるラインデータ(S5〜S13)に基づいて出力端をIO端又はXIO端に切り換えることにより、出力電流I3 が抵抗Rを流れ当該抵抗Rでの電圧降下からアナログ出力電圧V3 を得る。
【0030】
例えば、論理レベル「000000」のラインデータ(S5〜S10)が入力され電流源セル(C21〜C35)は全てXIO端に出力している状態において、論理レベル「000001」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セルC21の出力端はXIO端からIO端に切り換えられ、論理レベル「000011」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セルC22の出力端はXIO端からIO端に切り換えられる。
【0031】
このようにラインデータ(S5〜S10)がインクリメントされることに伴つて電流源セル(C21〜C35)の出力端は「C21、C22、・・」の順にXIO端からIO端に切り換えられ、論理レベル「111011」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セルC34の出力端はXIO端からIO端に切り換えられ、論理レベル「111111」のラインデータ(S5〜S10)が入力されると、電流源セルC35の出力端はXIO端からIO端に切り換えられ電流源セル(C21〜C35)の出力端は全てIO端に切り換えられる。従つて電流源セル(C21〜C35)の出力端は、入力データ(S1〜S4)がインクリメントされることに伴つて、「C21、C22、・・、C35」の順にXIO端からIO端に切り換えられる。
【0032】
ところで図8との対応部分に同一符号を付して示す図12は、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30の電流源セルC21を示し、スイツチSW11及びSW12の構成を除いてシングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1の電流源セルC1と同様に構成され、電流源セル(C21〜C35)は全て同じ回路構成になつているため、これらのうち電流源セルC21についてのみ説明する。
【0033】
この場合、ノア回路12は制御データS31をラツチ13を介してスイツチSW11に出力すると共に、インバータ31に出力する。インバータ31は制御データS31の極性を反転し、これを制御データS32としてスイツチSW12に出力する。スイツチSW11はFETQ11でなり、制御データS31をFETQ11のゲートに入力する。このFETQ11のドレインはIO端に接続され、ソースはカスケード型電流源14に接続される。一方、スイツチSW12はFETQ12でなり、制御データS32をFETQ12のゲートに入力する。このFETQ12のドレインはXIO端に接続され、ソースはカスケード型電流源14に接続される。
【0034】
従つて電流源セルC21においては、論理レベル「0」の制御データS31がスイツチSW11に入力されると、当該スイツチSW11がオンされると共に、インバータ31によつて極性が反転された論理レベル「1」の制御データS32がスイツチSW12に入力され、当該スイツチSW12がオフされる。これにより電流i3 はIO端に出力される。これに対して、論理レベル「1」の制御データS31がスイツチSW11に入力されると、当該スイツチSW11がオフされると共に、インバータ31によつて極性が反転された論理レベル「0」の制御データS32がスイツチSW12に入力され、当該スイツチSW12がオンされる。これにより電流i3 はXIO端に出力される。
【0035】
ここで差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30のタイミングチヤートを図13に示し、デイジタル入力データ(S1〜S4)を論理レベル「0000」から「1111」まで1ビツトずつインクリメントして入力する場合、(n−1)番目のデイジタル入力データ(S1〜S4)が入力されている状態で、n番目のデイジタル入力データ(S1〜S4)が入力されるときの差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30の動作を説明する。
【0036】
差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30においても同様に、図13(A)〜(F)の動作は、図9(A)〜(F)の動作と同タイミングで行われる。従つて図13(G)及び(H)に示すように、n番目のスイツチSW12がオンされ電流i3 をXIO端に出力している状態において、n番目のスイツチSW11がクロツクの立ち上がりタイミングtb でオンされると共に、同タイミングでn番目のスイツチSW12がオフされるので、n番目の電流源セルは出力端をXIO端からIO端に切り換えて電流i3 をIO端に出力する。図13(I)はn番目のカスケード型電流源14が常にオン状態にあることを示し、図13(J)は全てのカスケード型電流源14が常にオン状態にあることを示す。
【0037】
かくして図13(k)に示すように、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30においては、スイツチSW11がオンされた電流源セルから出力される電流i3 が加算され、その結果得た出力電流ni3 が抵抗Rに流れることにより、抵抗Rでの電圧降下からアナログ出力電圧ni3 Rを得る。
【0038】
このように電流源セル(C21〜C35)においては、スイツチSW11及びSW12のオン・オフ動作によつて、オン状態にあるカスケード型電流源14の出力端をIO端又はXIO端に切り換えるようになされている。従つて、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30においては、スイツチSW11及びSW12のオン・オフ動作をするときカスケード型電流源14がオン状態で安定していることから、シングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ1に比して、出力時のセトリングタイムを小さくすることができ、高速動作が可能になる。
【0039】
またこの電流源セル(C21〜C35)においては、カスケード型電流源14をスイツチSW11及びSW12を介して出力端に接続しているため、カスケード型電流源14のドレイン容量がアナログ出力電圧V3 に現れず、使用し得るカスケード型電流源14のサイズや種類に制限がない。
【0040】
【発明が解決しようとする課題】
ところでかかる構成の差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30においては、全ての電流源セル(C21〜C35)が常にオン状態にあつて、各電流源セル(C21〜C35)の電流i3 がIO端又はXIO端のいずれかに出力されていることから、合計して常に15i3 の電流が出力されていることになる。このように差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30は、全ての電流源セル(C21〜C35)を常に立ち上げているので、消費電力が大きくなる問題があつた。
【0041】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、高速動作を維持した上で従来に比して一段と消費電力を低減し得るデイジタルアナログ変換器を提案しようとするものである。
【0042】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、複数の電流発生手段を有し、デイジタルデータに応じて複数の電流発生手段を動作させ、発生した電流を加算して出力することによりデイジタルデータに応じたアナログ信号を出力するデイジタルアナログ変換器において、入力されたデイジタルデータを所定ビツト数のラインデータに変換するデコード手段と、ラインデータに基づいて所望の電流発生手段を動作させ、発生した電流を第1の出力端に出力した後、基準クロツクの半クロツク分後に第2の出力端に切り換えて電流を出力することにより当該第2の出力端にデイジタルデータに応じたアナログ信号を出力する複数の電流発生手段とを設けるようにした。
【0043】
このようにラインデータに基づいて所望の電流発生手段を動作させ、発生した電流を第1の出力端に出力した後、基準クロツクの半クロツク分後に第2の出力端に切り換えて電流を出力するようにしたことにより、電流発生手段を動作させ、発生した電流の出力端を第1の出力端から第2の出力端に切り換えるまでに限り、電流が増加することによつて電流発生手段を安定させることができる。
【0044】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施例を詳述する。
【0045】
図11との対応部分に同一符号を付して示す図1は、実施例による電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ40を示し、ロー・デコーダ2及びカラム・デコーダ3の構成を除いて、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30と異なつて構成されている。
【0046】
この電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40においては、4ビツトのデイジタル入力データ(S1〜S4)のうち、上位2ビツトのデイジタル入力データS1及びS2をロー・デコーダ2に入力し、下位2ビツトのデイジタル入力データS3及びS4をカラム・デコーダ3に入力する。ロー・デコーダ2及びカラム・デコーダ3は、デイジタル入力データ(S1〜S4)に対して、上述した図6に示すようなデコードを施すことにより、所定ビツト数のラインデータ(S5〜S10)にデコードする。例えば、入力データ(S1〜S4)が論理レベル「0101」のとき、これは論理レベル「001001」のラインデータ(S5〜S10)にデコードされる。
【0047】
ロー・デコーダ2はラインデータS5を電流源セル(C48〜C55)に出力し、ラインデータS6を電流源セル(C44〜C51)に出力し、ラインデータS7を電流源セル(C41〜C47)に出力する。また電流源セル(C41〜C43)は電源6に接続されて論理レベル「1」のラインデータS11が入力されており、さらに電流源セル(C52〜C55)はアースラインGNDに接続されて論理レベル「0」のラインデータS12が入力されている。
【0048】
一方、カラム・デコーダ3はラインデータS8を電流源セル(C43、C47、C51、C55)に出力し、ラインデータS9を電流源セル(C42、C46、C50、C54)に出力し、ラインデータS10を電流源セル(C41、C45、C49、C53)に出力する。また電流源セル(C44、C52)は電源6に接続されて論理レベル「1」のラインデータS11が入力されており、さらに電流源セルC48は電源7に接続されて論理レベル「1」のラインデータS13が入力されている。
【0049】
電流源セル(C41〜C55)は入力されるラインデータ(S5〜S13)に基づいてオン・オフ動作を行い、オンされた電流源セルは所定の電流をまず第1の出力端(以下、これをXIO端と呼ぶ)に出力して電流源を安定させた後、第2の出力端(以下、これをIO端と呼ぶ)に切り換える。従つて電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40においては、電流源セル(C41〜C55)のうち、オンされた電流源セルから出力される電流を加算し、その結果得た出力電流I4 が抵抗Rに流れることにより、抵抗Rでの電圧降下からアナログ出力電圧V4 を得る。
【0050】
ところで電流源セル(C41〜C55)は全て同じ回路構成になつているため、これらのうち電流源セルC41についてのみ図2を用いて説明する。この電流源セルC41においては、カラム・デコーダ3から送出されるラインデータS10と、電源6から送出されるラインデータS11とをアンド回路41に入力すると共に、ロー・デコーダ2から送出されるラインデータS7をノア回路42に入力する。
【0051】
アンド回路41はラインデータS10とラインデータS11の論理積をとり、その結果得られるアンド出力データS41をノア回路42に出力する。ノア回路42はアンド出力データS41とラインデータS7との論理積否定をとり、その結果得られる制御データS42をラッチ43に出力する。ラツチ43は制御データS42を取り込みデータを書き換えてラツチ44及びインバータ45に出力する。
【0052】
インバータ45は制御データS42の極性を反転し、その結果得たインバータ出力データS43をナンド回路46に出力する。ナンド回路46は、このインバータ出力データS43と、ラツチ44に保持されていた制御データS42との論理積否定をとり、その結果得た制御データS44をスイツチSW12に出力する。その後、ラツチ44はラツチ43から送出される制御データS42を取り込むことにより、保持されていた制御データS42を書き換え一時的に保持した後、スイツチSW11及びナンド回路46に出力する。ナンド回路46は、書き換えられた制御データS42と、インバータ出力データS43との論理積否定をとり、その結果得た制御データS44をスイツチSW12に出力する。
【0053】
スイツチSW11はFETQ11でなり、制御データS42をFETQ11のゲートに入力する。このFETQ11のドレインはIO端に接続され、ソースはカスケード型電流源14を形成するFETQ2のドレインに接続される。一方スイツチSW12はFETQ12でなり、制御データS44をFETQ12のゲートに入力する。このFETQ12のドレインはXIO端に接続され、ソースはカスケード型電流源14を形成するFETQ2のドレインに接続される。
【0054】
カスケード型電流源14はFETQ2及びFETQ3の直列回路でなり、FETQ2及びFETQ3のゲートにはバイアス電圧が印加され、一方、FETQ2のソースはFETQ3のドレインに接続され、FETQ3のソースは電源15に接続される。
【0055】
例えば論理レベル「000001」のラインデータ(S5〜S10)が電流源セル(C41〜C55)に入力されると、電流源セルC41は論理レベル「1」のラインデータS10と論理レベル「1」のラインデータS11をアンド回路41に入力すると共に、論理レベル「0」のラインデータS7をノア回路42に入力する。アンド回路41は、論理レベル「1」のラインデータS10と、論理レベル「1」のラインデータS11との論理積をとり、その結果得た論理レベル「1」のアンド出力データS41をノア回路42に出力する。
【0056】
ノア回路42は、論理レベル「1」のアンド出力データS41と、論理レベル「0」のラインデータS7との論理和否定をとり、その結果得た論理レベル「0」の制御データS42をラツチ43に出力する。ラツチ43は制御データS42を取り込みデータを書き換えてラツチ44及びインバータ45に出力する。インバータ45は論理レベル「0」の制御データS42の極性を反転し、その結果得た論理レベル「1」のナンド出力データS43をナンド回路46に出力する。
【0057】
ナンド回路46は、論理レベル「1」のナンド出力データS43と、ラツチ44に保持されていた論理レベル「1」の制御データS42との論理積否定をとり、その結果得た論理レベル「0」の制御データS44をスイツチSW12に出力する。これにより電流源セルC41においては、スイツチSW12がオンされXIO端に電流i4 を出力する。
【0058】
ラツチ44はラツチ43から送出される論理レベル「0」の制御データS42を取り込むことにより、保持されていた論理レベル「1」の制御データS42を書き換え一時的に保持した後、当該論理レベル「0」の制御データS42をスイツチSW11及びナンド回路46に出力する。ナンド回路46は、書き換えられた論理レベル「0」の制御データS42と、論理レベル「1」のナンド出力データS43との論理積否定をとり、その結果得た論理レベル「1」の制御データS44をスイツチSW12に出力する。これにより電流源セルC41においては、スイツチSW12がオフされると共にスイツチSW11がオンされるので、電流i4 の出力端をXIO端からIO端に切り換える。
【0059】
ここで電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ40のタイミングチヤートを図3に示し、デイジタル入力データ(S1〜S4)を論理レベル「0000」(0番目)から「1111」(15番目)まで1ビツトずつインクリメントして入力する場合、(n−1)番目のデジタル入力データ(S1〜S4)が入力されている状態で、n番目のデイジタル入力データ(S1〜S4)が入力されるときの電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ40の動作を説明する。
【0060】
図3(A)はラツチ43及び44に与えるクロツク(CLK)を示し、図3(B)はデイジタル入力データ(S1〜S4)を示す。図3(C)及び(D)に示すように、ラツチ43は、(n−1)番目の制御データS42(論理レベル「1」)を保持してこれらを出力しているホールド状態において、クロツクの立ち下がりタイミングta に同期してn番目の制御データS42(論理レベル「0」)を取り込みデータを書き換えてラツチ44及びインバータ45に出力する。
【0061】
インバータ45はn番目の制御データS42(論理レベル「0」)の極性を反転し、その結果得たn番目のナンド出力データS43(論理レベル「1」)をナンド回路46に出力する。ナンド回路46は、n番目のナンド出力データS43(論理レベル「1」)と、ラツチ44に保持されていた(n−1)番目の制御データS42(論理レベル「1」)との論理積否定をとり、その結果得た論理レベル「0」の制御データS44をスイツチSW12に出力する。これにより、スイツチSW12がオンされ(図3(H))、XIO端に電流i4 を出力する。この状態において、ラツチ43は、クロツクの立ち上がりタイミングtb に同期してn番目の制御データS42(論理レベル「0」)を保持してこれらをラツチ44及びインバータ45に出力する。
【0062】
続いて図3(E)及び(F)に示すように、ラツチ44は、(n−1)番目の制御データS42(論理レベル「1」)を保持してこれらを出力しているホールド状態において、クロツクの立ち上がりタイミングtb に同期してn番目の制御データS42(論理レベル「0」)を取り込むことにより、保持されていた(n−1)番目の制御データS42(論理レベル「1」)をn番目の制御データS42(論理レベル「0」)に書き換え一時的に保持した後、当該n番目の制御データS42(論理レベル「0」)をスイツチSW11及びナンド回路46に出力する。ナンド回路46は、書き換えられたn番目の制御データS42(論理レベル「0」)と、n番目のナンド出力データS43(論理レベル「1」)との論理積否定をとり、その結果得た論理レベル「1」の制御データS44をスイツチSW12に出力する。これにより、スイツチSW12がオフされる(図3(H))と共に、スイツチSW11がオンされる(図3(G))ので、電流i4 の出力端をXIO端からIO端に切り換える。
【0063】
従つて図3(I)及び(J)に示すように、タイミングta に同期してn番目のカスケード型電流源14がオンされるので、全体としてn個のカスケード型電流源14がオンされる。かくして図3(k)に示すように、電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ40においては、オンされた電流源セルから出力される電流i4 が加算され、その結果得た出力電流ni4 が抵抗Rを流れることにより、抵抗Rでの電圧降下からアナログ出力電圧ni4 Rを得る。
【0064】
以上の構成において、電流源セル(C41〜C55)は、まずクロツクの立ち下がりタイミングta に同期してスイツチSW12をオンすることにより、カスケード型電流源14を立ち上げて電流i4 をXIO端に出力する。この状態において、電流源セル(C41〜C55)は、次のクロツクの立ち上りタイミングtb に同期してスイツチSW12をオフすると共にスイツチSW11をオンすることにより、電流i4 の出力端をXIO端からIO端に切り換える。従つて電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40においては、出力電流I4 をIO端に出力するとき、立ち上がつたカスケード型電流源14はオン状態で既に安定しているので、高速動作できる。
【0065】
また電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40においては、電流I4 の出力端をXIO端からIO端に切り換える直前(ハーフクロツク前)にカスケード型電流源14を立ち上げるようにしたことにより、常にカスケード型電流源14を立ち上げている差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30の約半分に消費電力を低減できる。
【0066】
因みに、この電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40においては、電流源セル(C41〜C55)内にロジツク回路を増やすことになるが、ロジツク回路の動作に必要な消費電力は全体の消費電力に比して非常に小さいので無視することができる。また電流源セル(C41〜C55)のセルサイズに占めるロジツク回路の割合は非常に小さいので、当該電流源セル(C41〜C55)のセルサイズに影響を与えず、セルサイズが大きくなることはない。
【0067】
以上の構成によれば、カスケード型電流源14の出力をXIO端からIO端に切り換える直前(ハーフクロツク前)に当該カスケード型電流源14を立ち上げるようにしたことにより、カスケード型電流源14を立ち上げて電流i4 の出力端をXIO端からIO端に切り換えるまでに限り、電流i4 が増加することによつてカスケード型電流源14を安定させることができ、かくして高速動作を維持した上で従来に比して一段と消費電力を低減し得る。
【0068】
なお上述の実施例においては、本発明を電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ40に適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図2との対応部分に同一符号を付して示す図4のように、インバータ45をナンド回路51に代えて当該ナンド回路51の一方の入力端子にスイツチSW21を接続し、当該スイツチSW21の第1の入力端子を電源に接続し、第2の入力端子をアースラインGNDに接続することにより、スイツチSW21が第1の入力端子に接続されているとき、電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40として動作し、これに対して第2の入力端子に接続されているとき、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30として動作するようにしても良い。
【0069】
スイツチSW21が第1の入力端子に接続されているとき、論理レベル「1」の切換データS51がナンド回路51に入力される。ナンド回路51は、論理レベル「1」の切換データS51と、ラツチ43から送出される制御データS42との論理積否定をとり、その結果得たナンド出力データS52をナンド回路46に出力する。この場合、制御データS42が論理レベル「1」のとき、ナンド出力データS52は論理レベル「0」となり、一方、制御データS42が論理レベル「0」のとき、ナンド出力データS52は論理レベル「1」となるので、インバータと同じ動作を行うことになる。これにより、スイツチSW21が第1の入力端子に接続されているとき、電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ40と同じ動作を行う。
【0070】
これに対して、スイツチSW21が第2の入力端子に接続されているとき、論理レベル「0」の切換データS51がナンド回路51に入力される。ナンド回路51は、論理レベル「0」の切換データS51と、ラツチ43から送出される制御データS42との論理積否定をとり、その結果得たナンド出力データS52をナンド回路46に出力する。この場合、制御データS42が論理レベル「0」のとき、ナンド出力データS52は論理レベル「1」となり、一方、制御データS42が論理レベル「1」のときも、ナンド出力データS52は論理レベル「1」となる。これにより、スイツチSW21が第2の入力端子に接続されているとき、ナンド回路51は入力される制御データS42に関係なく、論理レベル「1」のナンド出力データS52をナンド回路46に出力する。
【0071】
従つてナンド回路46は、論理レベル「1」のナンド出力データS52と、ラツチ44から送出される制御データS42との論理積否定をとり、その結果得た制御データS53をスイツチSW12に出力する。この場合、制御データS42が論理レベル「1」のとき、ナンド出力データS53は論理レベル「0」となり、一方、制御データS42が論理レベル「0」のとき、ナンド出力データS53は論理レベル「1」となるので、インバータと同じ動作を行うことになる。これにより、スイツチSW21が第2の入力端子に接続されているとき、差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30と同じ動作を行う。
【0072】
かくしてユーザはスイツチSW21を切り換えるだけで、上述した電流源セルC61を有する電流源セル・マトリクスD/Aコンバータを、電流源セル・マトリクスD/Aコンバータ40として、或いは差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ30として使用することができる。
【0073】
また上述の実施例においては、まずクロツクの立ち下がりタイミングta に同期してカスケード型電流源14を立ち上げ、続いて半クロツク後のクロツクの立ち上がりタイミングtb に同期して出力端をXIO端からIO端に切り換えるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、クロツクのデユーテイを変更してクロツクの立ち下りタイミングta から立ち上がりタイミングtb までの時間をできるだけ短くすれば、さらに消費電力を削減できる。
【0074】
さらに上述の実施例においては、電流発生手段としてカスケード型電流源14からなる電流源セル(C41〜C55)を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばカレントミラー型電流源からなる電流源セルのように、この他種々の電流発生手段を適用するようにしても良い。
【0075】
さらに上述の実施例においては、スイツチ素子としてFETQ11及び12を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばバイポーラトランジスタ等のように、この他種々のスイツチ素子を適用するようにしても良い。
【0076】
さらに上述の実施例においては、インバータ45及びナンド回路46を用いてスイツチSW12のオン・オフ動作をするようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、まずクロツクの立ち下りタイミングta に同期してスイツチSW12をオンし、続いて半クロツク後のクロツクの立ち上がりタイミングtb に同期してスイツチSW12をオフすることができれば、この他種々のロジツク回路の組合せを用いるようにしても良い。
【0077】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、ラインデータに基づいて所望の電流発生手段を動作させ、発生した電流を第1の出力端に出力した後、基準クロツクの半クロツク分後に第2の出力端に切り換えて電流を出力するようにしたことにより、電流発生手段を動作させ、発生した電流の出力端を第1の出力端から第2の出力端に切り換えるまでに限り、当該電流が増加することによつて電流発生手段を安定させることができ、かくして高速動作を維持した上で従来に比して一段と消費電力を低減し得る。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例による電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータの構成を示すブロツク図である。
【図2】電流源セルの回路構成を示す接続図である。
【図3】電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータのタイミングチヤートを示す略線図である。
【図4】他の実施例による電流源セルの回路構成である。
【図5】シングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータの構成を示す略線図である。
【図6】デイジタル入力データとアナログ出力電圧の関係を示す図表である。
【図7】電流源セルのスイツチング順序を示す略線図である。
【図8】電流源セルの回路構成を示す接続図である。
【図9】シングルエンド出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータのタイミングチヤートを示す略線図である。
【図10】電流源セルの回路構成を示す接続図である。
【図11】差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータの構成を示すブロツク図である。
【図12】電流源セルの回路構成を示す接続図である。
【図13】差動出力電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータのタイミングチヤートを示す略線図である。
【符号の説明】
2……ロー・デコーダ、3……カラム・デコーダ、40……実施例による電流源セル・マトリクス型D/Aコンバータ、C41〜C55……電流源セル、43、44……ラツチ、45……インバータ、46……ナンド回路。[0001]
【table of contents】
The present invention will be described in the following order.
[0002]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
Conventional technology (FIGS. 5 to 13)
Problems to be solved by the invention
Means for solving the problem
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION (FIGS. 1 to 4)
The invention's effect
[0003]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital / analog converter, and is suitable for application to, for example, a current source cell / matrix type digital / analog converter.
[0004]
[Prior art]
Conventionally, in this type of current source cell / matrix type digital analog converter (hereinafter referred to as a current source cell / matrix type D / A converter), “2” is used for n-bit D / A conversion. n −1 ”constant current circuits (hereinafter referred to as“ current source cells ”) are arranged in an“ n × n ”matrix, of which the number corresponding to the decoded digital input data After the current sources are turned on and the currents of these turned on currents are added and output, an output voltage is obtained by a voltage drop at an external resistor connected to the output terminal, and this is used as a D / A conversion analog output .
[0005]
As shown in FIG. 5, in a 4-bit single-ended output current source cell / matrix type D /
[0006]
The
[0007]
As the digital input data (S1 to S4) is incremented in this way, the line data (S5 to S10) is also incremented. When the digital input data (S1 to S4) is at the logic level “1110”, the digital input is performed. The data (S1 to S4) is decoded to the line data (S5 to S10) of the logical level “111011”, and is decoded to the logical level “111111” when the logical level is “1111”.
[0008]
The
[0009]
On the other hand, the
[0010]
The current source cells (C1 to C15) perform on / off operation of each current source cell based on the input line data (S5 to S13). 1 Is passed through the resistor R, and when it is turned off, no current flows. As shown in FIG. 6, for example, line data (S5 to S10) of logic level “000000” is input and all current source cells (C1 to C15) are turned off (indicated by logic level “0” in the figure). When the line data (S5 to S10) of the logic level “000001” is input in the state, the current source cell C1 is turned on (indicated by the logic level “1” in the figure), and the line of the logic level “0000011” When data (S5 to S10) is input, the current source cells C1 and C2 are turned on.
[0011]
As the line data (S5 to S10) are thus incremented, the current source cells (C1 to C15) are turned on in the order of “C1, C2,...”, And the line data (S5 To S10), the current source cells (C1 to C14) are turned on. When line data (S5 to S10) of the logic level “111111” is input, all the current source cells (C1 to C15) are input. Turned on. Accordingly, as the digital input data (S1 to S4) are incremented, the current source cells (C1 to C15) are turned on in the order of “C1, C2,..., C15” as shown in FIG. The
[0012]
Thus, in the single-ended output current source cell / matrix type D /
[0013]
Thus, the analog output voltage V 1 Is approximately “0.067I as the current source cells (C1 to C15) are sequentially turned on. 1 R "is added. Therefore, when the current source cells (C1 to C14) are turned on, the analog output voltage V 1 "0.933I 1 R ”and when all the current source cells (C1 to C15) are turned on, the analog output voltage V 1 "1.000I 1 R "is obtained.
[0014]
By the way, since all the current source cells (C1 to C15) have the same circuit configuration, only the current source cell C1 will be described with reference to FIG. In the current source cell C1, the line data S10 sent from the
[0015]
The switch SW1 is composed of a field effect transistor (hereinafter referred to as an FET) Q1, and inputs control data S22 to the gate of the FET Q1. The drain of the FET Q1 is connected to the output terminal, while the source is connected to the drain of the FET Q2 forming the cascade type
[0016]
The cascade
[0017]
For example, when line data (S5 to S10) of a logic level “000000” is input to the current source cells (C1 to C15), the current source cell C1 has the line data S10 of the logic level “0” and the logic level “1”. The
[0018]
For example, when line data (S5 to S10) having a logic level “000001” is input to the current source cells (C1 to C15), the current source cell C1 has the line data S10 having the logic level “1” and the logic level “1”. ”Is input to the AND
[0019]
Here, the timing chart of the single-ended output current source cell matrix type D /
[0020]
FIG. 9A shows the clock (CLK) applied to the latches (4, 5, 13), and FIG. 9B shows the digital input data (S1 to S4). As shown in FIGS. 9C and 9D, the
[0021]
Subsequently, as shown in FIGS. 9E and 9F, the
[0022]
Therefore, as shown in FIGS. 9G to 9I, the switch SW1 of the nth (current source cell C “n”) is turned on at the rising timing tb of the clock, and the nth cascade type at the same timing tb. Since the
[0023]
By the way, in the single-ended output current source cell matrix type D /
[0024]
Further, in the single-ended output current source cell matrix type D /
[0025]
As a means for avoiding the occurrence of such a wedge, a single-ended output current source cell / matrix type D / A converter 20 in which a switch is connected between the
[0026]
The switch SW2 is an FET Q4, and the control data S22 is input to the gate of the FET Q4. The source of the FET Q4 is connected to the
[0027]
By the way, in this single-end output current source cell matrix type D / A converter 20, the source potential of the FET Q5 forming the cascade type
[0028]
In order to solve these problems, a differential output current source cell matrix type D / A converter in which all current sources are always turned on has been proposed. FIG. 11 in which the same reference numerals are assigned to the parts corresponding to those in FIG. 5 shows a differential output current source cell / matrix type D /
[0029]
In this case, in the current source cells (C21 to C35), an output terminal (hereinafter referred to as an IO terminal) connected to the earth line GND via the resistor R and an output terminal (referred to as an IO terminal) directly connected to the earth line ( Hereinafter, this is referred to as an XIO end). Therefore, in the current source cells (C21 to C35), all the current sources are always kept in the ON state, and by switching the output terminal to the IO terminal or the XIO terminal based on the input line data (S5 to S13), Output current I Three Flows through the resistor R and the analog output voltage V from the voltage drop at the resistor R. Three Get.
[0030]
For example, in a state where line data (S5 to S10) of logic level “000000” is input and all current source cells (C21 to C35) are output to the XIO terminal, line data (S5 to S10) of logic level “000001” are output. ) Is input, the output terminal of the current source cell C21 is switched from the XIO terminal to the IO terminal. When line data (S5 to S10) of the logic level “000011” is input, the output terminal of the current source cell C22. Is switched from the XIO end to the IO end.
[0031]
As the line data (S5 to S10) are thus incremented, the output terminals of the current source cells (C21 to C35) are switched from the XIO terminal to the IO terminal in the order of “C21, C22,. When line data (S5 to S10) of level “1111011” is input, the output terminal of the current source cell C34 is switched from the XIO terminal to the IO terminal, and line data (S5 to S10) of the logic level “111111” is input. Then, the output terminal of the current source cell C35 is switched from the XIO terminal to the IO terminal, and the output terminals of the current source cells (C21 to C35) are all switched to the IO terminal. Therefore, the output terminals of the current source cells (C21 to C35) are switched from the XIO terminal to the IO terminal in the order of “C21, C22,..., C35” as the input data (S1 to S4) is incremented. It is done.
[0032]
FIG. 12, in which parts corresponding to those in FIG. 8 are assigned the same reference numerals, shows the current source cell C21 of the differential output current source cell / matrix type D /
[0033]
In this case, the NOR
[0034]
Therefore, in the current source cell C21, when the control data S31 having the logic level “0” is input to the switch SW11, the switch SW11 is turned on, and the logic level “1” whose polarity is inverted by the
[0035]
Here, the timing chart of the differential output current source cell matrix type D /
[0036]
Similarly, in the differential output current source cell matrix type D /
[0037]
Thus, as shown in FIG. 13 (k), in the differential output current source cell / matrix type D /
[0038]
As described above, in the current source cells (C21 to C35), the on / off operation of the switches SW11 and SW12 switches the output terminal of the cascade type
[0039]
In this current source cell (C21 to C35), since the cascade type
[0040]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the differential output current source cell / matrix type D /
[0041]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to propose a digital analog converter capable of further reducing power consumption as compared with the conventional technique while maintaining high-speed operation.
[0042]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, the present invention has a plurality of current generation means, operates a plurality of current generation means according to digital data, adds the generated currents, and outputs the added currents. In a digital-to-analog converter for outputting an analog signal, a decoding means for converting input digital data into line data of a predetermined number of bits, a desired current generating means is operated based on the line data, and the generated current is first After output to the output end of Half clock of the reference clock A plurality of current generating means for outputting an analog signal corresponding to the digital data is provided at the second output terminal by switching to the second output terminal later and outputting a current.
[0043]
After operating the desired current generating means based on the line data and outputting the generated current to the first output terminal, Half clock of the reference clock By switching to the second output terminal later and outputting the current, the current generating means is operated, and only when the output terminal of the generated current is switched from the first output terminal to the second output terminal. The current generating means can be stabilized by increasing the current.
[0044]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0045]
FIG. 1, in which parts corresponding to those in FIG. 11 are given the same reference numerals, shows a current source cell matrix type D /
[0046]
In this current source cell matrix D /
[0047]
The
[0048]
On the other hand, the
[0049]
The current source cells (C41 to C55) perform an on / off operation based on the input line data (S5 to S13), and the turned on current source cell first supplies a predetermined current to the first output terminal (hereinafter referred to as this). Is output to the XIO end) and the current source is stabilized, and then switched to the second output end (hereinafter referred to as the IO end). Therefore, in the current source cell matrix D /
[0050]
Incidentally, since all of the current source cells (C41 to C55) have the same circuit configuration, only the current source cell C41 will be described with reference to FIG. In the current source cell C41, the line data S10 sent from the
[0051]
The AND
[0052]
The
[0053]
The switch SW11 is composed of an FET Q11, and the control data S42 is input to the gate of the FET Q11. The drain of the FET Q11 is connected to the IO terminal, and the source is connected to the drain of the FET Q2 forming the cascade type
[0054]
The cascade type
[0055]
For example, when line data (S5 to S10) having a logic level “000001” is input to the current source cells (C41 to C55), the current source cell C41 has the line data S10 having the logic level “1” and the logic level “1”. The line data S11 is input to the AND
[0056]
The NOR
[0057]
The
[0058]
The
[0059]
Here, the timing chart of the current source cell matrix type D /
[0060]
3A shows the clock (CLK) applied to the
[0061]
The
[0062]
Subsequently, as shown in FIGS. 3E and 3F, the
[0063]
Therefore, as shown in FIGS. 3I and 3J, the n-th cascade
[0064]
In the above configuration, the current source cells (C41 to C55) first turn on the switch SW12 in synchronization with the clock fall timing ta, thereby starting up the cascade
[0065]
In the current source cell matrix D /
[0066]
Incidentally, in this current source cell matrix D /
[0067]
According to the above configuration, the cascade type
[0068]
In the above-described embodiment, the case where the present invention is applied to the current source cell matrix type D /
[0069]
When the switch SW21 is connected to the first input terminal, the switching data S51 having the logic level “1” is input to the
[0070]
On the other hand, when the switch SW21 is connected to the second input terminal, the switching data S51 having the logic level “0” is input to the
[0071]
Accordingly, the
[0072]
Thus, the user simply switches the switch SW21 so that the current source cell matrix D / A converter having the current source cell C61 described above is used as the current source cell matrix D /
[0073]
In the above-described embodiment, the cascade type
[0074]
Further, in the above-described embodiment, the case where the current source cells (C41 to C55) including the cascade type
[0075]
Further, in the above-described embodiments, the case where the FETs Q11 and 12 are applied as the switch elements has been described. However, the present invention is not limited to this, and various other switch elements such as bipolar transistors can be applied. You may make it do.
[0076]
Further, in the above-described embodiment, the case where the switch SW12 is turned on / off using the
[0077]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a desired current generating unit is operated based on the line data, and the generated current is output to the first output terminal. Half clock of the reference clock By switching to the second output terminal later and outputting the current, the current generating means is operated, and only when the output terminal of the generated current is switched from the first output terminal to the second output terminal. As the current increases, the current generating means can be stabilized, and thus the power consumption can be further reduced as compared with the prior art while maintaining high speed operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a current source cell matrix type D / A converter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a connection diagram showing a circuit configuration of a current source cell.
FIG. 3 is a schematic diagram showing a timing chart of the current source cell matrix type D / A converter.
FIG. 4 is a circuit configuration of a current source cell according to another embodiment.
FIG. 5 is a schematic diagram showing a configuration of a single-ended output current source cell / matrix type D / A converter;
FIG. 6 is a chart showing the relationship between digital input data and analog output voltage.
FIG. 7 is a schematic diagram showing a switching order of current source cells.
FIG. 8 is a connection diagram showing a circuit configuration of a current source cell.
FIG. 9 is a schematic diagram showing a timing chart of a single-ended output current source cell matrix type D / A converter.
FIG. 10 is a connection diagram showing a circuit configuration of a current source cell.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a differential output current source cell matrix type D / A converter.
FIG. 12 is a connection diagram showing a circuit configuration of a current source cell.
FIG. 13 is a schematic diagram showing a timing chart of the differential output current source cell matrix type D / A converter.
[Explanation of symbols]
2 ... row decoder, 3 ... column decoder, 40 ... current source cell matrix type D / A converter according to the embodiment, C41 to C55 ... current source cells, 43, 44 ... latch, 45 ... Inverter, 46 ... NAND circuit.
Claims (2)
入力された上記デイジタルデータを所定ビツト数のラインデータに変換するデコード手段と、
上記ラインデータに基づいて所望の電流発生手段を動作させ、発生した電流を第1の出力端に出力した後、基準クロツクの半クロツク分後に第2の出力端に切り換えて上記電流を出力することにより当該第2の出力端に上記デイジタルデータに応じたアナログ信号を出力する複数の電流発生手段と
を具えることを特徴とするデイジタルアナログ変換器。A digital-analog converter having a plurality of current generation means, operating the plurality of current generation means according to digital data, and adding and outputting the generated currents to output an analog signal according to the digital data In
Decoding means for converting the input digital data into line data of a predetermined number of bits;
A desired current generating means is operated based on the line data, the generated current is output to the first output terminal, and then switched to the second output terminal after half a clock of the reference clock to output the current. And a plurality of current generating means for outputting an analog signal corresponding to the digital data to the second output terminal.
上記複数の電流発生手段は、
第1の動作モードのときには、上記ラインデータに基づいて所望の電流発生手段を動作させ、発生した電流を第1の出力端に出力した後、基準クロツクの半クロツク分後に第2の出力端に切り換えて上記電流を出力することにより当該第2の出力端に上記デイジタルデータに応じたアナログ信号を出力し、第2の動作モードのときには、上記複数の電流発生手段を全て動作させて発生した電流を上記第1の出力端に出力しておき、上記ラインデータに基づいた所望の電流発生手段の出力端を上記第2の出力端に切り換えて当該所望の電流発生手段によつて発生した電流を出力することにより当該第2の出力端に上記デイジタルデータに応じたアナログ信号を出力する
ことを特徴とする請求項1に記載のデイジタルアナログ変換器。Switching means for switching the operation mode to the first or second operation mode;
The plurality of current generating means are:
In the first operation mode, a desired current generating means is operated based on the line data, the generated current is output to the first output terminal, and then the second output terminal is half a clock of the reference clock. By switching and outputting the current, an analog signal corresponding to the digital data is output to the second output terminal, and in the second operation mode, the current generated by operating all the plurality of current generating means Is output to the first output terminal, the output terminal of the desired current generating means based on the line data is switched to the second output terminal, and the current generated by the desired current generating means is The digital-analog converter according to claim 1, wherein an analog signal corresponding to the digital data is output to the second output terminal by outputting.
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