JP3777932B2 - 交流電動機の駆動システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数台のインバータにより多相交流電動機を駆動するための交流電動機駆動システムに関するもので、特にインバータを制御する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機駆動装置は電力変換器とこれを制御する制御装置により構成される。ここで、大容量の電動機駆動装置を実現するには、電力変換器を大容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の電力変換器セットを並列運転させて各変換器の出力電力の和を交流電動機に供給する方法がある。
【０００３】
変換器のセット並列運転には、各変換器をリアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続する形態と、多巻線電動機を用いて、その巻線一組に対して１つの変換器を接続する形態とがある。前者の場合、各変換器は電気的に結合しており、後者の場合は磁気的に結合している。このような結合が存在するため、各変換器を構成しているスイッチング素子のスイッチング特性（例えばターンオフ特性）のばらつきにより電圧差が生じると、この結合を介して変換器間に不要な循環電流が流れる。この循環電流は‘インバータ間横流’もしくは‘横流’とも呼ばれており、以下では、‘横流’の呼び方に統一する。
【０００４】
この横流を効果的に抑制する制御方法として、特開平3−253293号公報に記載された方法が挙げられる。これは、電力変換器の出力電流を制御する電流調整器において、出力電流加算値の制御ゲインと各変換器の不平衡電流、即ち横流に対する制御ゲインとを異ならせて制御する方法である。これにより、横流に対する制御応答を各変換器の出力電流加算値に対する制御応答とは独立に設定できる。その結果、適切な制御ゲインで横流を抑制でき、かつリアクトルを小形化できる効果が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
先に説明した従来技術は、変換器のセット並列運転に適した制御方法の原理を示すものであり、実際にこの方法を制御装置上に実装するには、装置故障に対する頑強性を保つように実装を工夫する必要がある。
【０００６】
一般に、大容量の電動機駆動装置では、装置故障が発生した場合に、運転を完全に停止させてしまうことは望ましくない。例えば、その例として高速エレベータの電動機駆動装置が挙げられる。高速エレベータの電動機駆動装置が故障により完全に停止してしまうと、かごを階床まで移動できず、中にいる乗客を昇降路内に長時間閉じ込めることになる。従って、故障が生じても、残りの健全な部分を用いて運転を再開することが望まれる。即ち、装置の故障に対してより頑強となるように制御方法の装置実装を工夫しなければならない。
【０００７】
本発明の目的は、上記課題の解決を図るものであり、具体的には、従来の技術に示したセット並列インバータの制御方法を実装した制御装置で、装置の故障に対してより頑強となるような実装形態をもつ制御装置を備えた電動機駆動装置を得ることを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、複数台の電力変換器の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備えるようにして、かつその制御装置の各々は、それぞれの装置で個別に、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出値と自装置が制御する電力変換器以外の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、これらの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致または比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力するような制御の実装形態とした。
【０００９】
この実装形態により、通常時は、それぞれの制御装置が個別に、出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とを分離させて制御するように、自電力変換器の出力電流を制御する。このため、複数台の電力変換器全体の出力に対しても、出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とを分離させて制御できるようになる。そして、制御装置と電力変換器の組の一部に故障が発生した場合には、この組を停止させて、残りの健全な制御装置と電力変換器の組を、自電力変換器の出力電流のみを用いて制御する制御方法に切り換えることで、単独で動作させることができ、電動機を再駆動することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の構成図である。電動機駆動装置は、インバータ１Ａから電力線２Ａ，リアクトル３Ａを介して交流電動機６に電力を供給する系と、インバータ１Ｂから電力線２Ｂ，リアクトル３Ｂを介して交流電動機６に電力を供給する系とによるインバータのセット並列接続で構成されている。以下では、インバータ１Ａとこれを制御する制御装置５Ａ，電力線２Ａ，リアクトル３Ａよりなる系をＡ系，インバータ１Ｂとこれを制御する制御装置５Ｂ，電力線２Ｂ，リアクトル３Ｂよりなる系をＢ系と呼ぶことにする。尚、図１に示した電動機駆動装置は３相交流系であるが、図の上では単相結線図で表している。
【００１２】
Ａ系インバータ１Ａ，Ｂ系インバータ１Ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）のような半導体スイッチ素子を用いて構成されており、それぞれＡ系制御装置５Ａ，Ｂ系制御装置５Ｂからの制御信号に基づいて、３相の交流電圧を出力する。
【００１３】
インバータの制御装置は、Ａ系とＢ系のそれぞれの系に分散させて個別に設けているのが特徴である。ここで、インバータの制御装置とは、インバータの出力電流検出値を入力して、インバータに制御指令を出力する装置のことを指し、ハードウェア上の形態としては、マイコン、またはゲートアレイ、またはマイコンやゲートアレイを含んだ制御基板、または制御基板を含んだ制御盤のような形態を取る。
【００１４】
まずＡ系制御装置５Ａでは、Ａ系インバータ１Ａの出力電流ｉAを電流センサ４Ａで検出し、またＢ系インバータ１Ｂの出力電流ｉBを電流センサ４Ｂで検出して、それぞれの検出信号をアナログ−ディジタル 変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）５１Ａ，５２Ａでディジタル化（サンプリングと量子化）の処理をした後、これらの信号をモータ電流指令ｉM *と共に、Ａ系電流制御ブロック部５３Ａにて処理する。Ａ系電流制御ブロック部５３Ａはこれらの入力を基に電動機電流とインバータ間横流とをそれぞれ独立に制御するように処理するが、その処理は後ほど詳しく説明する。ＰＷＭパルス発生器５４ＡはＡ系電流制御ブロック部５３Ａより出力されたＡ系電圧指令ｖAA *を基にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によりＡ系インバータ１Ａのゲートパルス信号を作成する。
【００１５】
Ｂ系制御装置５Ｂも同様の流れで処理を行う。即ち、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流ｉBを電流センサ４Ｂで検出し、またＡ系インバータ１Ａの出力電流ｉAを電流センサ４Ｂで検出して、それぞれの検出信号をＡ／Ｄ変換器５１Ｂ，５２Ｂでディジタル化の処理をした後、これらの信号をモータ電流指令ｉM *と共に、Ｂ系電流制御ブロック部５３Ｂにて処理する。Ｂ系電流制御ブロック部５３Ｂはこれらの入力を基に電動機電流とインバータ間横流とをそれぞれ独立に制御するようにＢ系電圧指令ｖBB *を演算する。ＰＷＭパルス発生器５４ＢはｖBB *を基にＰＷＭによりＢ系インバータ１Ｂのゲートパルス信号を作成する。
【００１６】
次に電流制御ブロック部の処理の流れを説明する。電流制御ブロック部は、自分の系と相手の系の電流検出値を用いて、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御するようにして、自分の系の電圧指令を求める。
【００１７】
まずＡ系の電流制御ブロック部５３Ａより説明する。Ａ系電流制御ブロック部５３Ａは、Ａ系側にて電動機電流制御と横流制御とを独立して実施する。電動機電流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉAAとＢ系電流検出値 ｉBAとを加算器５３１Ａにより加算して、減算器５３２Ａにより電動機電流指令ｉM *との偏差を取り、電動機電流調整器にて、この偏差を零にするような和の電圧指令ｖAA *＋ｖBA *が求められる。横流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉAAとＢ系電流検出値ｉBAとを減算器５３４Ａにより減算して、減算器５３５Ａにより横流指令値０との偏差を取り、横流調整器５３６Ａにて、この偏差を零にするような差の電圧指令ｖAA *−ｖBA *が求められる。電動機電流調整器の出力と横流調整器の出力とを加算器５３７Ａで加算し、係数器５３８Ａにて１／２倍することで、Ａ系電圧指令ｖAA *が得られる。
【００１８】
Ｂ系の電流制御ブロック部５３Ｂも、同様にＢ系側にて電動機電流制御と横流制御とを独立して実施する。電動機電流制御側は、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉABとＢ系電流検出値ｉBBとを加算器５３１Ｂにより加算して、減算器５３２Ｂにより電動機電流指令ｉM *との偏差を取り、電動機電流調整器にて、この偏差を零にするような和の電圧指令ｖAB *＋ｖBB *が求められる。横流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉABとＢ系電流検出値ｉBBとを減算器５３４Ｂにより減算して、減算器５３５Ｂにより横流指令値０との偏差を取り、横流調整器５３６Ｂにて、この偏差を零にするような差の電圧指令ｖAB *−ｖBB *が求められる。電動機電流調整器の出力から横流調整器の出力を減算器５３７Ｂで減算し、係数器５３８Ｂにて１／２倍することで、Ｂ系電圧指令ｖBB *が得られる。
【００１９】
以上のように、系ごとに分散させたＡ系制御装置５ＡとＢ系制御装置５Ｂの各々において、自分の系と相手の系の電流検出値を用いて、電動機電流調整器と横流調整器とにより制御することにより、１）電動機電流と横流とを独立に制御することが可能であり、また２）Ａ系インバータまたはＢ系インバータをそれぞれ単独で動作させることも可能である。以下にその理由を説明する。
【００２０】
始めに、図１の制御構成により、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御できることを説明する。図１５は、図１に示したセット並列インバータシステムの等価回路を示したものである。セット並列インバータシステム上の現象は、図１５の互いに独立した２つの回路によって記述できる。図１５（ａ）の電動機電流回路は、電動機に流れる電流を発生させる回路、即ち、電動機のトルクを発生させる回路を表している。この回路の電圧源は２台のインバータ出力電圧の和であり、回路電流は２台のインバータ出力電流の和になっている。回路定数は、リアクトルと電動機回路（Ｒ−Ｌ直列回路で表現）の直列回路で表される。図１５（ｂ）の横流回路は、インバータ間横流を発生させる回路を表している。この回路の電圧源は２台のインバータ出力電圧の差であり、回路電流は２台のインバータ出力電流の差、即ちインバータ間横流になっている。回路定数はリアクトルの抵抗分とインダクタンス分のみから成る。この等価回路から、２台のインバータ出力電流の和を用いて２台のインバータ出力電圧和を調整することにより電動機電流を制御でき、また、２台のインバータ出力電流の差を用いて２台のインバータ出力電圧差を調整することにより横流を制御できることが分かる。また、これらの２つの制御は互いに独立している。従って、図１に示した制御構成がこの等価回路上での制御原理を満たすことを示せば良い。
【００２１】
図１に示した制御構成のうち、Ａ系制御装置５Ａの制御動作を検討する。Ａ系制御装置５Ａに入力するＡ系検出電流をＩAA(ｓ)，Ｂ系検出電流をＩBA(ｓ)，電動機電流指令をＩm *(ｓ)，電動機電流調整器５３３Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)，横流調整器５３６Ａの制御ゲインをＧc(ｓ)， Ａ系制御装置で求めたＡ系電圧指令をＶAA *(ｓ)，Ｂ系電圧指令をＶBA *(ｓ)とする。尚、上記の各変数は時間変数をラプラス変換した変数で表している。これらの変数を用いると電動機電流調整器５３３Ａでの制御を表す式は次のようになる。
【００２２】
【数１】
ＶAA *(ｓ)＋ＶBA *(ｓ)＝Ｇm(ｓ)・［Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBA(ｓ))］…(１)
また、横流調整器５３６Ａでの制御を表す式は次のようになる。
【００２３】
【数２】
ＶAA *(ｓ)−ＶBA *(ｓ)＝Ｇc(ｓ)・［０−(ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ))］ …(２)
従って、係数器５３８Ａが出力するＡ系電圧指令ＶAA *(ｓ)は次のようになる。
【００２４】
【数３】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBA(ｓ))｝＋Ｇc(ｓ)・｛０−(ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ))｝］ …(３)
ここで、ＰＷＭ制御が理想的に働くとすると、Ａ系インバータの出力電圧
ＶA(ｓ)は次のようになる。
【００２５】
【数４】
ＶA(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBA(ｓ))｝＋Ｇc(ｓ)・｛０−(ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ))｝］ …(４)
同様に、Ｂ系制御装置５Ｂの制御動作を求める。Ｂ系制御装置５Ｂに入力するＡ系検出電流をＩAB(ｓ)，Ｂ系検出電流をＩBB(ｓ)，電動機電流指令をＩm *(ｓ)，電動機電流調整器５３３Ｂの制御ゲインをＧm(ｓ)，横流調整器５３６Ｂの制御ゲインをＧc(ｓ)，Ｂ系制御装置で求めたＡ系電圧指令をＶAB *(ｓ)，Ｂ系電圧指令をＶBB *(ｓ) とする。Ａ系の場合と同様の手順により、Ｂ系電圧指令
ＶBB *(ｓ)とＢ系インバータの出力電圧ＶB(ｓ)は、それぞれ次のようになる。
【００２６】
【数５】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAB(ｓ)＋ＩBB(ｓ))｝−Ｇc(ｓ)・｛０−（ＩAB(ｓ)−ＩBB(ｓ))｝］ …(５)
【００２７】
【数６】
ＶB(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAB(ｓ)＋ＩBB(ｓ))｝−Ｇc(ｓ)・｛０−（ＩAB(ｓ)−ＩBB(ｓ))｝］ …(６)
ここで、次の条件が成り立つと仮定する。
【００２８】
【数７】
ＩAA(ｓ)＝ＩAB(ｓ)＝ＩA(ｓ) …(７)
【００２９】
【数８】
ＩBA(ｓ)＝ＩBB(ｓ)＝ＩB(ｓ) …(８)
即ち、Ａ系制御装置とＢ系制御装置に入力するＡ系電流検出値が等しく、かつＡ系制御装置とＢ系制御装置に入力するＢ系電流検出値が等しい場合を考える。
この時、式（４）と式（６）から、Ａ系とＢ系の２台のインバータの出力電圧和と電圧差に関して、それぞれ次式が成り立つ。
【００３０】
【数９】
ＶA(ｓ)＋ＶB(ｓ)＝Ｇm(ｓ)・［Ｉm *(ｓ)−(ＩA(ｓ)＋ＩB(ｓ))］ …(９)
【００３１】
【数１０】
ＶA(ｓ)−ＶB(ｓ)＝Ｇc(ｓ)・［０−(ＩA(ｓ)−ＩB(ｓ))］ …(１０)
式（９）は、図１５（ａ）の電動機電流回路上で考えると、電動機電流を検出して、これが電動機電流指令値に追従するように、電圧源電圧を制御する処理を表している。また、式（１０）は、図１５（ｂ）の横流回路上で考えると、横流を検出して、これが０に抑制されるように、電圧源電圧を制御する処理を表している。従って、Ａ系制御装置の制御式とＢ系制御装置の制御式を合成した式(９)と式（１０）によって、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御ゲインを異ならせて制御できること、言い換えると、図１の制御構成によって、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御ゲインを異ならせて制御できることが示された。
【００３２】
次に、図１の制御構成により、Ａ系，Ｂ系のインバータをそれぞれ単独に運転制御できることを説明する。まず、Ａ系インバータの単独運転制御から説明する。図２にＡ系インバータの単独運転制御時の処理フローチャートを示す。Ｂ系のインバータまたは制御装置の異常を検出し、Ａ系とＢ系のインバータの運転を一旦停止させた後、Ａ系インバータのみを単独運転させる。この単独運転において、Ａ系制御装置５Ａでは次のように制御処理を変更する。１）Ｂ系の電流検出値ＩBAを０とする。２）横流調整器５３６Ａの制御ゲインを０とする。３）電動機電流調整器５３３Ａの制御ゲインをＧmからＧm1に変更する。この変更により、Ａ系制御装置５Ａの制御式は次のようになり、Ａ系インバータを単独で運転制御できるようになる。
【００３３】
【数１１】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・Ｇm1(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩAA(ｓ)｝ …(１１)
Ａ系インバータの単独運転制御の場合、セット並列運転制御の場合と比べて、インバータ側から見たリアクトル−モータ系の回路定数が変わる。従って、電動機電流調整器５３３Ａの変更後の制御ゲインＧm1を適切に設定することにより、安定でかつ指令応答特性，外乱抑制特性の良い制御が可能となる。また、Ｂ系インバータの単独運転制御も、対称性を考慮してＡ系の場合と同様の制御処理の変更により実施できる。この時の制御式は次のようになる。
【００３４】
【数１２】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・Ｇm1(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩBB(ｓ)｝ …(１２)
以上のように、図１に示した構成によって、図１５に示した電動機電流回路と横流回路とを独立に制御でき、言い換えると、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御でき、かつ、Ａ系，Ｂ系のインバータまたは制御装置のいずれかが故障した場合でも健全な制御装置とインバータの組に対して単独運転させることができる。
【００３５】
従って、通常運転時は、電動機電流と横流とを独立に制御できるため、リアクトルを小さくして２台のインバータをセット並列運転できる。その結果、電動機駆動装置の最大出力と力率を改善することができる。また、どちらか一方の系のインバータまたは制御装置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の健全な系のインバータと制御装置を単独で運転させることができる。従って、故障に対してより頑強な電動機駆動装置を構築できる。例えば、本実施例をエレベータの電動機駆動装置に適用した場合、一方の系のインバータまたは制御装置が故障しても、もう一方の正常な系で電動機を運転させることにより、かごの昇降を制御できるため、長時間立ち往生することなく、乗客を目的階まで運ぶことができる。
【００３６】
図３は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第２の実施例を示したものである。図３において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図３において、図１の構成と異なる部分は、Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ，５２Ｂのサンプリング処理タイミングを同期させる同期タイミング信号発生器５５Ａを設けた点にある。
【００３７】
同期タイミング信号発生器５５Ａは、Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ，５２Ｂのサンプリング周期に一致する所定のサンプリング周期でパルス信号を発生している。同期タイミング信号発生器５５Ａの出力信号は、Ａ系制御装置内のＡ／Ｄ変換器５１Ａ，５２ＡとＢ系制御装置内のＡ／Ｄ変換器５１Ｂ，５２Ｂへと伝送される。Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａおよび５１Ｂ，５２Ｂは、同期タイミング信号発生器５５Ａからのパルス信号を受けて、一斉にサンプリング処理を実施する。
【００３８】
以下、図３の構成の制御原理を説明する。はじめに、検出値偏差が制御に及ぼす影響について説明する。Ａ系制御装置５Ａで用いるＡ系電流検出値ｉAAとＢ系制御装置５Ｂで用いるＡ系電流検出値ｉABとの間に式（１３）で表される偏差 εA が重畳し、Ａ系制御装置５Ａで用いるＢ系電流検出値ｉABとＢ系制御装置５Ｂで用いるＢ系電流検出値ＩBBとの間に式（１４）で表される偏差εBが重畳している場合を仮定する。
【００３９】
【数１３】
ＩAB(ｓ)＝ＩAA(ｓ)＋εA(ｓ) …(１３)
【００４０】
【数１４】
ＩBA(ｓ)＝ＩBB(ｓ)＋εB(ｓ) …(１４)
式（１３）を式（３）へ代入し、式（１４）を式（５）へ代入して、それぞれの式の和および差を求めると次のようになる。
【００４１】
【数１５】
ＶAA *(ｓ)＋ＶBB *(ｓ)＝Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBB(ｓ))｝＋１／２・Ｇm(ｓ)・（εA(ｓ)＋εB(ｓ))−１／２・Ｇc(ｓ)・（εA(ｓ)−εB(ｓ)) …(１５)
【００４２】
【数１６】
ＶAA *(ｓ)−ＶBB *(ｓ)＝Ｇc(ｓ)・｛０−(ＩAA(ｓ)−ＩBB(ｓ))｝＋１／２・Ｇc(ｓ)・（εB(ｓ)−εA(ｓ))＋１／２・Ｇm(ｓ)・（εA(ｓ)−εB(ｓ)) …(１６)
式（１５）および式（１６）において、右辺の第２項および第３項は、理想的な制御に対する誤差成分であり、検出値の偏差εAとεBが原因で発生する。この誤差分は電流波形歪みの原因となり、電動機のトルクリップルを引き起こす。
【００４３】
検出値偏差εAとεBは、主に各Ａ／Ｄ変換器のサンプリング処理のタイミングずれが原因で生じる。従って、例えばＡ系電流検出値について、サンプリング処理のタイミングずれを△ｔAとすると、検出値偏差εAは次式のように表される。
【００４４】
【数１７】
【００４５】
ここで、ｆはインバータの出力周波数を表す。式（１７）より、検出値偏差 εA を小さくするには、△ｔAを小さくすればよい。Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が高い場合には、相対的に△ｔAは小さくなり、図１の構成でも検出値偏差による影響は問題のない範囲に抑えることができる。しかし、サンプリング周波数を高くするには、制御を実行するマイクロプロセッサの演算量を削減するか、演算速度を上げねばならず、実際には実施が難しいケースが多い。そこで、サンプリング周波数が低い場合でもサンプリングタイミングを同期させることにより、△ｔAの低減を図るのが図３の制御構成である。
【００４６】
図３の構成では、各Ａ／Ｄ変換器は、同期タイミング信号発生器５５Ａの信号を受けてから一斉にサンプリング処理を始める。ここで、同期タイミング信号発生器５５Ａから各Ａ／Ｄ変換器へ信号が伝わるまでの伝送時間は無視できるほど小さい時間であり、各Ａ／Ｄ変換器はほぼ同時刻にサンプリング処理を行うことができる。その結果、サンプリング周波数に関わらず、△ｔAを小さくでき、電流制御における誤差分、即ち、式（１５）および式（１６）の右辺第２項以降の成分を問題のない範囲に抑えこむことができる。つまり、電流波形歪みの発生を抑え、電動機のトルクリップルの発生を抑えることができる。
【００４７】
図４は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第３の実施例を示したものである。図４において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図４において、図１の構成と異なる点は、Ａ系，Ｂ系の各制御装置において、自系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器のみを設けている点と、他系の電流検出値はディジタル量に変換したディジタル信号として制御装置間を伝送させている点にある。
【００４８】
従って、例えばＡ系制御装置５Ａにおいて、電流制御ブロック部５３Ａに入力するＢ系電流ｉABは、Ｂ系制御装置５Ｂ内のＡ／Ｄ変換器５１Ｂでディジタル変換して送信器５６Ｂ、受信器５７Ａを介してＡ系制御装置５Ａ内に伝送したディジタル信号を用いており、またＢ系制御装置５Ｂにおいては、電流制御ブロック部５３Ｂに入力するＡ系電流ｉBAは、Ａ系制御装置５Ａ内のＡ／Ｄ変換器５１Ａでディジタル変換して送信器５６Ａ，受信器５７Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂ内に伝送したディジタル信号を用いている。
【００４９】
一般に、インバータ、例えばエレベータで使用するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）インバータは数ｋＨｚ以上の高周波でスイッチング動作しているため、その周辺を通過する信号線はノイズが混入しやすい条件にある。図１の構成に示すように、Ａ系電流検出値ｉAのＢ系制御装置５Ｂへの信号伝送，Ｂ系電流検出値ｉBのＡ系制御装置５Ａへの信号伝送は、他の系への伝送となるため、伝送距離が長くなり、ノイズが混入しやすくなる。特に、アナログ信号で伝送した場合、混入したノイズがそのまま信号の誤差分として表れるため、誤動作を招く可能性がある。
【００５０】
図４の構成では、例えば、Ａ系電流検出値ｉA（アナログ信号）のＢ系制御装置５Ｂへの信号伝送は、Ａ系制御装置５ＡのＡ／Ｄ変換器５１ＡによるＡ／Ｄ変換後、ディジタル信号となって、Ｂ系の制御装置へ伝送される。ディジタル信号の場合、信号レベルと同程度の大きなノイズの混入を受けない限り、信号はノイズの影響を受けないため、図１の構成の場合と比べて、誤動作の可能性は小さくなる。Ｂ系電流検出値ｉB のＡ系制御装置５Ａへの信号伝送についても上記と同様である。従って、電動機駆動装置としての動作信頼性，安全性が向上するという効果が得られる。また、図４の構成では、図１の構成に比べて、他の系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器が必要ないため、装置構成が簡単になり、制御装置がコンパクトになるという効果も得られる。
【００５１】
図５は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第４の実施例を示したものである。図５において、図４と同じ符号のものは同じものを表している。図５において、図４の構成と異なる点は、各Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５１Ｂの処理タイミングを同期させる同期タイミング信号発生器５５Ａを設けた点にある。同期タイミング信号発生器５５Ａは、既に、図３に示した第２の実施例で説明したものと同じもので、Ａ／Ｄ変換器５１Ａおよび５１Ｂは、同期タイミング信号発生器５５Ａからのパルス信号を受けて、一斉にＡ／Ｄ変換処理を実施する。
【００５２】
図４に示した構成のように、他系の電流検出値をディジタル信号で伝送する場合、電流補償器の処理中に他系の電流検出信号を読み込むための割り込み処理が必要となる。また、ディジタル信号伝送の場合、１桁のビット誤りによって、信号値が大きく変わる危険性があるため、伝送されたディジタル信号データに誤りがないかをチェックするチェック処理が必要となる。従って、アナログ信号伝送時と比べて、制御装置にかかる処理負荷が大きくなり、処理時間が増大するため、処理周期を短くできず、高速なサンプリング周波数による処理実行が難しくなる。この結果、既に第２の実施例の記述で説明したようなサンプリング処理のタイミングずれによる検出値偏差が生じて、電流制御に誤差が発生する。
【００５３】
これに対して、図５の構成では、同期タイミング信号発生器５５Ａからの同期信号により、Ａ系のＡ／Ｄ変換器５１ＡとＢ系のＡ／Ｄ変換器５１Ｂとが同時にサンプリング処理を行うため、サンプリング処理のタイミングずれを抑制することができる。つまり、ディジタル信号伝送の実施により制御装置の処理時間が増えて、サンプリング周波数が遅くなっても、そのために電流制御に発生する誤差を抑制することができる。
【００５４】
図６は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第５の実施例を示したものである。図６において、図５と同じ符号のものは同じものを表している。図６において、図５の構成と異なる点は、入力処理装置７を設けた点にある。入力処理装置７では、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉAは、Ａ／Ｄ変換器７１でディジタル信号に変換した後、送信器７４から受信器５８Ａを介してＡ系制御装置５Ａへ、また送信器７４から受信器５９Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂへそれぞれ伝送する。また、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉBは、Ａ／Ｄ変換器７２でディジタル信号に変換した後、送信器７５から受信器５９Ａを介してＡ系制御装置５Ａへ、また送信器７５から受信器５８Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂへそれぞれ伝送する。Ａ／Ｄ変換器７１と７２は、同期タイミング信号発生器７３が出力する信号を受けてサンプリング処理を実行する。
【００５５】
図６の構成は、図５の構成に対して、Ａ／Ｄ変換の処理機能を入力処理装置７に集約させている。これにより、自系と他系インバータの検出電流をＡ／Ｄ変換し、かつその時のサンプリング処理を同期させるという機能を入力処理装置７の追加によって実施できる。従って、Ａ系とＢ系の制御装置５Ａと５Ｂは、インバータ１台を制御する時に用いていた制御装置をそのまま適用することができ、制御装置全体の製作が容易になり、また製作コストを下げることが可能となる。さらに、Ａ系とＢ系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器が同じ制御装置上に設けられているため、Ａ／Ｄ変換の同期処理が容易に実施でき、動作信頼性が向上するという効果も得られる。
【００５６】
図７は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第６の実施例を示したものである。図７において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図７の構成は、図１の構成と比べて、Ａ系制御装置５Ａ内の電流制御ブロック部５３ＡとＢ系制御装置５Ｂ内の電流制御ブロック部５３Ｂの内部構成が異なる。
【００５７】
まずＡ系制御装置５Ａの電流制御ブロック部５３Ａの処理の流れを説明する。Ａ／Ｄ変換器５１Ａより出力されたＡ系の検出電流ｉAAはＡ系電流ゲイン位相補償器５４０Ａによって（Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)）を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。また、Ａ／Ｄ変換器５２Ａより出力されたＢ系の検出電流ｉBAはＢ系電流ゲイン位相補償器５４１Ａによって（Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)）を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。電動機電流指令値は、電動機電流指令に対するゲイン位相補償器５３９ＡによってＧm(ｓ) を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。そして、電動機電流指令に対するゲイン位相補償器５３９Ａ，Ａ系電流ゲイン位相補償器５４０Ａ，Ｂ系電流ゲイン位相補償器５４１Ａの出力は、加算器５４２Ａにおいて、それぞれ正，負，負の値を乗算した上で加算される。加算器５４２Ａの出力は係数器５４３Ａにより１／２を乗算され、その結果、Ａ系電圧指令ＶAA *が出力される。
【００５８】
Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂについても、電流制御ブロック部５３Ａに対してＡ系電流検出値とＢ系電流検出値を対称に入れ替えた処理を行っている。
【００５９】
上記の処理の結果、Ａ系制御装置５Ａの電流制御ブロック部５３Ａの制御式は次のようになる。
【００６０】
【数１８】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・Ｉm *(ｓ)−{Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)}・ＩAA(ｓ)−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・ＩBA(ｓ)］ …(１８)
また、Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂの制御式は次のようになる。
【００６１】
【数１９】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・Ｉm *(ｓ)−{Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)}・ＩBB(ｓ)−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・ＩAB(ｓ)］ …(１９)
ここで、式（１８）は式（３）をＩm *(ｓ)，ＩAA(ｓ)，ＩBA(ｓ)の各変数でまとめて整理した式に等しく、式（１９）も式（５）をＩm *(ｓ)，ＩAA(ｓ)，ＩBA(ｓ)の各変数でまとめて整理した式に等しい。従って、図７の電流制御ブロック部５３Ａは図１の電流制御ブロック部５３Ａと制御上は等価であり、また図７の電流制御ブロック部５３Ｂは図１の電流制御ブロック部５３Ｂと制御上は等価である。
【００６２】
図８は、図７の構成に対してＡ系インバータを単独運転制御する場合の処理フローチャート示したものであり、Ａ系の電流制御ブロック部５３Ａにおいて、
１）Ｂ系電流検出値ｉBAを常に０に設定し、２）Ａ系電流ゲイン位相補償器540Aの制御ゲインを（Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)）からＧm2(ｓ)に変更し、３）電動機電流指令に対するゲイン位相補償器５３９Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)からＧm2(ｓ) に変更すれば、制御式は次のようになり、Ｇm2(ｓ)を適切に設計することにより、Ａ系インバータを単独で運転制御できるようになる。
【００６３】
【数２０】
ＶAA *(ｓ)＝Ｇm2(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩAA(ｓ)} …(２０)
またＢ系インバータについてもＡ系とＢ系の対称性を考慮した同様の処理により、単独運転制御が可能である。
【００６４】
以上のことから、図７の構成でも、図１の場合と同じく、電動機電流と横流とを独立に制御でき、かつ、Ａ系，Ｂ系のインバータまたは制御装置のいずれかが故障した場合でも健全な制御装置とインバータの組に対して単独運転させることができる。さらに加えて、図７の構成では、図１の構成に比べて、電流制御器内の処理が簡素化されている。このため、電流制御器の処理負荷が減少しており、処理周期をより短くでき、制御のむだ時間遅れを低減することができる。その結果、各電流補償要素の制御ゲインを増加させることができ、制御の指令応答性能，外乱抑制性能を向上させることが可能となる。
【００６５】
図９は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第７の実施例を示したものである。図９において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図９の構成は、図１の構成に対して、Ａ系制御装置５Ａ内の電流制御ブロック部５３ＡとＢ系制御装置５Ｂ内の電流制御器５３Ｂの構成部分が異なる。まずＡ系制御装置５Ａの電流制御器５３Ａの処理の流れを説明する。電流制御器５３Ａでは、Ａ系の電流検出値のみを用いて電動機電流を制御する流れとＡ系の電流検出値とＢ系の電流検出値との差を制御する流れの２つの流れがある。前者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ａより出力されたＡ系の検出電流ｉAAを係数器５４４Ａにより２倍し、減算器５４５Ａにより電動機電流指令ｉm *との偏差をとり、この偏差が０に近づくようにＡ系電流調整器５４６Ａで補償する。後者の方は、Ａ／Ｄ変換器51Ａより出力されたＡ系の検出電流ｉAAとＡ／Ｄ変換器５２Ａより出力されたＢ系の検出電流ｉBAとの差を減算器５４７Ａで求め、この結果と０との偏差を減算器５４８Ａで求めて、この偏差が０に近づくように横流調整器５４９Ａで補償する。Ａ系電流調整器５４６Ａの出力と横流調整器５４９Ａの出力の差が減算器550Aで求められ、その結果がＡ系電圧指令ＶAA *として出力される。
【００６６】
Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂにおいても、電流制御ブロック部５３Ａに対してＡ系電流検出値とＢ系電流検出値を対称に入れ替えた処理を行っている。即ち、Ｂ系の電流検出値のみを用いて電動機電流を制御する流れとＡ系の電流検出値とＢ系の電流検出値との差を制御する流れの２つの流れがある。前者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ｂより出力されたＢ系の検出電流ｉBBを係数器５４４Ｂにより２倍し、減算器５４５Ｂにより電動機電流指令ｉm *との偏差をとり、この偏差が０に近づくようにＢ系電流調整器５４６Ｂで補償する。後者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ｂより出力されたＢ系の検出電流ｉBBとＡ／Ｄ変換器52Ｂより出力されたＡ系の検出電流ｉABとの差を減算器５４７Ｂで求め、この結果と０との偏差を減算器５４８Ｂで求めて、この偏差が０に近づくように横流調整器５４９ｊＢで補償する。Ｂ系電流調整器５４６Ｂの出力と横流調整器５４９Ｂの出力の差が減算器５５０Ｂで求められ、その結果がＢ系電圧指令ＶBB *として出力される。
【００６７】
図９の電流制御ブロック部５３Ａと電流制御ブロック部５３Ｂは、図１の電流制御ブロック部５３Ａと電流制御ブロック部５３Ｂとそれぞれ制御上は等価になる。図１の電流制御ブロック部５３Ａを表す制御式である式（３）は次のように変形できる。
【００６８】
【数２１】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・{Ｉm *(ｓ)−２・ＩAA(ｓ)}−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・{０−ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ)}］…(２１)
従って、係数器５４４Ａのゲインを２、Ａ系電流調整器５４６Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)、横流調整器５４９Ａの制御ゲインを（Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)）と設定することにより、図９の電流制御ブロック部５３Ａは図１の電流制御器５３Ａと制御上は等価になる。また、図１の電流制御ブロック部５３Ｂを表す制御式である式（５）も次のように変形できる。
【００６９】
【数２２】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・{Ｉm *(ｓ)−２・ＩBB(ｓ)}−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・{０−ＩBB(ｓ)−ＩAB(ｓ)}］…(２２)
従って、係数器５４４Ｂのゲインを２、Ｂ系電流調整器５４６Ｂの制御ゲインをＧm(ｓ)、横流調整器５４９Ｂの制御ゲインを（Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)）と設定することにより、図９の電流制御ブロック部５３Ｂは図１の電流制御ブロック部５３Ｂと制御上は等価になる。つまり、図１の構成と同様に図９の構成でも電動機電流と横流とを独立に制御できる。
【００７０】
図１０は、図９の構成に対してＡ系インバータを単独運転制御する場合の処理フローチャート示したものであり、Ａ系の電流制御ブロック部５３Ａにおいて、１）係数器５４４Ａのゲインを２から１に変更し、２）Ａ系電流調整器５４６Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)からＧm3(ｓ)に変更し、３）横流調整器５４９Ａの制御ゲインを０に変更すれば、制御式は次のようになり、Ｇm3(ｓ)を適切に設計することにより、Ａ系インバータを単独で運転制御できるようになる。
【００７１】
【数２３】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・Ｇm3(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩAA(ｓ)} …(２３)
またＢ系インバータについてもＡ系とＢ系の対称性を考慮した同様の処理により、単独運転制御が可能である。
【００７２】
以上のことから、図９の構成でも、図１と同じく、電動機電流と横流とを独立に制御でき、かつ、Ａ系インバータとＢ系インバータとをそれぞれ単独で運転制御できる。さらに加えて、図９の構成では、図１の構成に比べて、電流制御器内の処理が簡素化されている。このため、電流制御器の処理負荷が減少しており、処理周期をより短くでき、制御のむだ時間遅れを低減することができる。その結果、各電流補償要素の制御ゲインを増加させることができ、制御の指令応答性能，外乱抑制性能を向上させることが可能となる。
【００７３】
また、図９の構成では、各系の電流制御器における電流補償器は、自系の電流検出値のみで制御するものと、自系と他系の電流検出値の差を用いるものとの２つのタイプから成る。このうち、自系の電流検出値のみを用いる電流補償器の方は、既に述べたように電動機電流の制御に関わる。従って、例えば、一時的に非常に大きなノイズが混入した等の原因で、他系の電流検出値が一時的に異常な値を示した時には、他系の電流検出値を用いる方の電流補償器を一時的に止めて、自系の電流検出値のみを用いる電流補償器のみで制御するように処理を切り替えることが容易にできる。この結果、電動機駆動装置を常に安定した状態で継続運転させることができる。
【００７４】
図１１は、図１に示した第１の実施例の構成に対する起動時の運転方法を示したものである。この運転方法は、起動時の過渡状態におけるＡ系とＢ系に分散させた各系制御装置の制御間の干渉防止を図るものである。
【００７５】
一般に電流調整器の制御ゲインは、高速な指令応答特性と外乱抑制効果を狙って、できるだけ高く設定する。しかし、図１の実施例において、制御ゲインを高く設定した場合、システム起動時の過渡において、Ａ系制御装置５ＡとＢ系制御装置５Ｂとがお互いに相手の急な立ち上がり動作に過剰に反応して、互いの制御動作が干渉する可能性がある。特に、相手の電流との差分によって制御する横流制御においてその可能性が高い。
【００７６】
そこで、図１１では、起動時と定常時で制御ゲインを変更するような運転方法を図る。以下、図１１に示した電動機駆動装置の動作方法を説明する。まず、起動前においては、Ａ系制御装置５Ａ、Ｂ系制御装置５Ｂとも横流調整器の制御ゲインを定常時よりも低い値とした起動時設定値に設定する。ここで、起動の過渡においては、横流を制御する必要性も小さいため、制御ゲインの設定値は０にしても構わない。次に、電動機電流調整器の制御ゲインも定常時よりも低い値とした起動時設定値に設定する。ここで、電動機電流は指令値へ追従するように制御する必要があり、設定値はある程度の大きさが必要である。そして、電動機駆動装置を起動させて、Ａ系インバータ１Ａ、Ｂ系インバータ１Ｂを共に起動させた後、それぞれの電流検出値から定常状態に達したかどうかを判断し、定常状態に達した場合は、それぞれの系の制御装置において、電動機電流調整器の制御ゲインおよび横流調整器の制御ゲインを定常時設定値に変更して、定常状態の制御動作へ移行する。ここで、定常時設定値は起動時設定値に比べて大きく、定常状態に対して設計した値である。このような運転方法により、起動時の過渡においては、横流調整器，電動機電流調整器とも制御ゲインが小さく、各制御装置の制御が干渉することを防止できる。また、定常時では、所望の制御効果を狙った大きな制御ゲインで制御動作させるため、外乱抑制，指令応答性に関して、所望の制御効果を得ることができる。
【００７７】
図１２は図１に示した第１の実施例の構成を制御盤上で実装した場合の盤配置の外観を示したものである。Ａ系インバータ１ＡがＡ系インバータ盤８Ａに収まり、Ｂ系インバータ１ＢがＢ系インバータ盤８Ｂに収まっている。また、Ａ系制御装置５ＡがＡ系制御盤９Ａに収まり、Ｂ系制御装置５ＢがＢ系制御盤９Ｂに収まっている。また、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉAは信号線１０Ａを通って、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂへ伝送される。Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉBは信号線１０Ｂを通って、Ｂ系制御盤９ＢとＡ系制御盤９Ａへと伝送される。ここで、各盤の位置関係は、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂは隣り合わせに配置されており、Ａ系制御盤９Ａの外側にＡ系インバータ盤８Ａが配置され、Ｂ系制御盤９Ｂの外側にＢ系インバータ盤８Ｂが配置されている。即ち、インバータ盤と制御盤の配置の特徴として、１）制御盤同士は互いに接する位置に配置されており、インバータ盤とこれを制御する制御盤も互いに接する位置に配置している。２）各制御盤同士の距離は各インバータ盤同士の距離よりも短くなるように配置している。３）各制御盤間によって挟まれた空間にはインバータ盤が配置されないようになっている。
【００７８】
Ａ系およびＢ系インバータ盤からは、インバータのスイッチングによる電磁ノイズが放射円状に発生している。従って、これらのインバータ盤の直近に線路長の長い信号線を通過させると、スイッチングによる電磁ノイズが信号線に誘導して、信号線内を通る信号にノイズが重畳する恐れが生じる。
【００７９】
しかし、図１２に示す盤配置ならば、信号線へのノイズ混入を低減できる。例えば、Ａ系インバータ盤８Ａから伝送されるＡ系インバータ１Ａの電流検出信号ｉAはＡ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂへ入力する。このうち、Ａ系インバータ盤８ＡからＢ系制御装置９Ｂへの信号伝送は距離が長くなりノイズ混入の恐れがあるが、Ａ系インバータ盤８Ａから離れる方向に向かって信号線１０Ａが通るため、その周辺のノイズ量は低減している。その結果、信号線１０Ａに混入するノイズ量を低減できる。Ｂ系インバータ盤８Ｂから伝送されるＢ系インバータ１Ｂの電流検出信号ｉBについても同様のことが言える。
【００８０】
このように、図１２に示す盤配置によって、電流検出信号に混入するノイズ量を低減することができ、システムの動作信頼性，動作安定性を向上できるという効果が得られる。また、図１２の配置は、第３の実施例である図４に示した他系の電流検出量をディジタル信号で伝送する場合にも有効である。この場合、他の配置比べて、ディジタル信号線を短くできるため、伝送による信号の劣化を防ぐことができ、システムの動作信頼性を向上できるという効果が得られる。
【００８１】
図１３も図１に示した第１の実施例の構成を制御盤上で実装した場合の盤配置の外観を示したものである。図１３において、図１２と同じ符号のものは同じものを表している。図１３に示す盤配置でも、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂは隣り合わせに配置されており、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂと挟んだ外側に、Ａ系インバータ盤８ＡとＢ系インバータ盤８Ｂが配置されている。図１３の配置も図１２に示した配置と同様の特徴をもつ。即ち、１）制御盤同士は互いに接する位置に配置されており、インバータ盤とこれを制御する制御盤も互いに接する位置に配置している。２）各制御盤同士の距離は各インバータ盤同士の距離よりも短くなるように配置している。３）各制御盤間によって挟まれた空間にはインバータ盤が配置されないようになっている。
【００８２】
この結果、図１３に示すインバータ盤と制御盤の配置では、図１２の場合と同様に、電流検出信号に混入するノイズ量を低減することができ、システムの動作信頼性，動作安定性を向上できるという効果が得られる。また、他系の電流検出量をディジタル信号で伝送する場合にも有効である。この場合、他の配置に比べて、ディジタル信号線を短くできるため、伝送による信号の劣化を防ぐことができ、システムの動作信頼性を向上できるという効果が得られる。
【００８３】
図１４は図１に示した第１の実施例の制御構成を３相２巻線電動機に適用した例を示している。図１４において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図１とは、電動機に３相２巻線電動機１１を用いている点が異なっている。
【００８４】
３相２巻線電動機１１は、電動機の固定子巻線が２組の３相巻線構成となっている電動機であり、図１４では、一方の３相巻線１組をＡ系インバータ１Ａより給電し、もう一方の３相巻線の組をＢ系インバータ１Ｂより給電するようにしている。２組の３相巻線は電気的には絶縁されているが、固定子の鉄心を介して磁気的に結合している。この巻線間の磁気的結合は等価的にリアクトルを介した結合として表すことができる。つまり、図１４の構成と図１の構成とは回路的に等価と考えて良い。従って、図１４のように３相２巻線電動機を駆動する場合も、図１と同じ制御構成を適用することにより、図１において記述した効果と同じ効果を得ることができる。即ち、電動機電流と磁気的結合を介してインバータ間を流れる横流とを、それぞれ独立に制御できる。その結果、電動機電流，横流ともそれぞれに適切な制御ゲインで制御できるため、電動機電流の電流歪みが原因で生じる電動機のトルクリップルを抑制でき、かつ横流を抑制できるという効果が得られる。そしてさらに、どちらか一方のインバータまたは制御装置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の系を単独で運転でき、故障に対してより強いシステムを構築できるという効果が得られる。
【００８５】
図１の構成では、３相の電流検出量の各相に対して電流制御する構成を示しているが、３相の電流検出値を３相２相変換により、互いに直交した２相量に変換し、直交した２相のそれぞれの相において電流補償を実施しても良い。ここで、３相２相変換の変換式は次式で表される。
【００８６】
【数２４】
【００８７】
３相２相変換した２相の各相に対して電流補償を実施する場合、３相の各相で電流補償を実施する場合と比べると、横流を制御する上で、以下に述べる利点がある。インバータ間を流れる横流の電流経路を詳しく見ると、３相の相間を通過する経路で横流が流れていることが分かる。例えば、Ａ系インバータのｕ相からｖ相を通って、リアクトルを介して、Ｂ系インバータのｖ相に入り込み、Ｂ系インバータのｖ相からｕ相を通って、リアクトルを介して、Ａ系インバータのｕ相へ戻るという経路が形成される。このように、３相の相間を経路とする電流に対して、３相をそれぞれ独立に電流制御しようとすると、相間で干渉が生じて、制御の応答が遅れる可能性がある。これに対して、３相２相変換後の２相量は、互いに直交しているため、それぞれの相が干渉することはなく、この２相量をそれぞれの相において電流制御すれば、より速い制御応答を得ることができる。つまり、電流検出値に対して、３相２相変換を行い、互いに直交した２相のそれぞれの相において電流制御を行えば、３相の相間を経路とする横流をより高速に抑制できるという効果が得られる。
【００８８】
また、上記では３相２相変換による２相への変換の場合を説明したが、ｄｑ変換を用いても同様の効果を得ることができる。ｄｑ変換の変換式は次のようになる。
【００８９】
【数２５】
【００９０】
前述した実施例では、各相にリアクトルを挿入する構成の場合を説明したが、相間リアクトルを用いた場合でも同様に適用することが可能である。
【００９１】
また、本発明は、電動機を駆動するインバータに限らず、交流系統に接続して交流電力を直流電力変換するセット並列のコンバータ，アクティブフィルタや無効電力補償装置のような電力系統に連系したセット並列のインバータ等にも適用できる。要するに、電流指令信号に従い、出力電流を制御する電力変換装置であれば適用可能である。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、一方の系のインバータまたは制御装置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の健全な系を単独に動作させることで電動機を運転制御させることができる。従って、故障に対してより強く安定した電動機駆動システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施形態の電動機駆動装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施形態（図１）に対する単独運転処理を示すフローチャート。
【図３】本発明による第２の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図４】本発明による第３の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図５】本発明による第４の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図６】本発明による第５の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図７】本発明による第６の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図８】本発明の第６の実施形態（図７）に対する単独運転処理を示すフローチャート。
【図９】本発明による第７の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図１０】本発明の第７の実施形態（図９）に対する単独運転処理を示すフローチャート。
【図１１】本発明の第１の実施形態（図１）に対する起動時から定常時までの運転処理を示すフローチャート。
【図１２】本発明の第１の実施形態（図１）に対する盤実装の外観図。
【図１３】本発明の第１の実施形態（図１）に対する盤実装の外観図。
【図１４】本発明による第１の実施形態を３相２巻線電動機駆動装置に適用した場合の構成図。
【図１５】セット並列インバータシステムの等価回路。
【符号の説明】
１Ａ…Ａ系インバータ、１Ｂ…Ｂ系インバータ、２Ａ…Ａ系電力線、２Ｂ…Ｂ系電力線、３Ａ…Ａ系リアクトル、３Ｂ…Ｂ系リアクトル、４Ａ…Ａ系電流センサ、４Ｂ…Ｂ系電流センサ、５Ａ…Ａ系制御装置、５Ｂ…Ｂ系制御装置、５１Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、５１Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理器、５２Ａ…Ａ系制御装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理器、５２Ｂ…Ｂ系制御装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、５３Ａ…Ａ系制御装置の電流制御ブロック部、５３Ｂ…Ｂ系制御装置の電流制御ブロック部、５３３Ａ…Ａ系制御装置の電動機電流調整器、５３６Ａ…Ａ系制御装置の横流調整器、５３３Ｂ…Ｂ系制御装置の電動機電流調整器、
５３６Ｂ…Ｂ系制御装置の横流調整器、５３８Ａ…係数器、５３８Ｂ…係数器、５３９Ａ…Ａ系制御装置の電流指令値に対するゲイン位相補償器、５４０Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４１Ａ…Ａ系制御装置のＢ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５３９Ｂ…Ｂ系制御装置の電流指令値に対するゲイン位相補償器、５４０Ｂ…Ｂ系制御装置のＡ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４１Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４３Ａ…係数器、５４３Ｂ…係数器、５４４Ａ…係数器、
５４４Ｂ…係数器、５４６Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流調整器、５４９Ａ…Ａ系制御装置の横流調整器、５４６Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流調整器、５４９Ｂ…Ｂ系制御装置の横流調整器、５４Ａ…Ａ系制御装置のＰＷＭパルス発生器、54Ｂ…Ｂ系制御装置のＰＷＭパルス発生器、５５Ａ…同期タイミング信号発生器、
５６Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号送信器、５７Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号受信器、５６Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号送信器、５７Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信器、５８Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号受信器、５９Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号受信器、５８Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信器、５９Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信器、６…３相交流電動機、７…入力処理装置、７１…入力処理装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、７２…入力処理装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理器、７３…同期タイミング信号発生器、７４…Ａ系電流検出値用サンプリング信号送信器、７５…Ｂ系電流検出値用サンプリング信号送信器、８Ａ…Ａ系インバータ盤、８Ｂ…Ｂ系インバータ盤、９Ａ…Ａ系制御盤、９Ｂ…Ｂ系制御盤、１０Ａ…Ａ系検出電流伝送用信号線、１０Ｂ…Ｂ系検出電流伝送用信号線、１１…３相２巻線電動機。
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数台のインバータにより多相交流電動機を駆動するための交流電動機駆動システムに関するもので、特にインバータを制御する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機駆動装置は電力変換器とこれを制御する制御装置により構成される。ここで、大容量の電動機駆動装置を実現するには、電力変換器を大容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の電力変換器セットを並列運転させて各変換器の出力電力の和を交流電動機に供給する方法がある。
【０００３】
変換器のセット並列運転には、各変換器をリアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続する形態と、多巻線電動機を用いて、その巻線一組に対して１つの変換器を接続する形態とがある。前者の場合、各変換器は電気的に結合しており、後者の場合は磁気的に結合している。このような結合が存在するため、各変換器を構成しているスイッチング素子のスイッチング特性（例えばターンオフ特性）のばらつきにより電圧差が生じると、この結合を介して変換器間に不要な循環電流が流れる。この循環電流は‘インバータ間横流’もしくは‘横流’とも呼ばれており、以下では、‘横流’の呼び方に統一する。
【０００４】
この横流を効果的に抑制する制御方法として、特開平3−253293号公報に記載された方法が挙げられる。これは、電力変換器の出力電流を制御する電流調整器において、出力電流加算値の制御ゲインと各変換器の不平衡電流、即ち横流に対する制御ゲインとを異ならせて制御する方法である。これにより、横流に対する制御応答を各変換器の出力電流加算値に対する制御応答とは独立に設定できる。その結果、適切な制御ゲインで横流を抑制でき、かつリアクトルを小形化できる効果が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
先に説明した従来技術は、変換器のセット並列運転に適した制御方法の原理を示すものであり、実際にこの方法を制御装置上に実装するには、装置故障に対する頑強性を保つように実装を工夫する必要がある。
【０００６】
一般に、大容量の電動機駆動装置では、装置故障が発生した場合に、運転を完全に停止させてしまうことは望ましくない。例えば、その例として高速エレベータの電動機駆動装置が挙げられる。高速エレベータの電動機駆動装置が故障により完全に停止してしまうと、かごを階床まで移動できず、中にいる乗客を昇降路内に長時間閉じ込めることになる。従って、故障が生じても、残りの健全な部分を用いて運転を再開することが望まれる。即ち、装置の故障に対してより頑強となるように制御方法の装置実装を工夫しなければならない。
【０００７】
本発明の目的は、上記課題の解決を図るものであり、具体的には、従来の技術に示したセット並列インバータの制御方法を実装した制御装置で、装置の故障に対してより頑強となるような実装形態をもつ制御装置を備えた電動機駆動装置を得ることを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、複数台の電力変換器の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備えるようにして、かつその制御装置の各々は、それぞれの装置で個別に、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出値と自装置が制御する電力変換器以外の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、これらの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致または比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力するような制御の実装形態とした。
【０００９】
この実装形態により、通常時は、それぞれの制御装置が個別に、出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とを分離させて制御するように、自電力変換器の出力電流を制御する。このため、複数台の電力変換器全体の出力に対しても、出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とを分離させて制御できるようになる。そして、制御装置と電力変換器の組の一部に故障が発生した場合には、この組を停止させて、残りの健全な制御装置と電力変換器の組を、自電力変換器の出力電流のみを用いて制御する制御方法に切り換えることで、単独で動作させることができ、電動機を再駆動することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の構成図である。電動機駆動装置は、インバータ１Ａから電力線２Ａ，リアクトル３Ａを介して交流電動機６に電力を供給する系と、インバータ１Ｂから電力線２Ｂ，リアクトル３Ｂを介して交流電動機６に電力を供給する系とによるインバータのセット並列接続で構成されている。以下では、インバータ１Ａとこれを制御する制御装置５Ａ，電力線２Ａ，リアクトル３Ａよりなる系をＡ系，インバータ１Ｂとこれを制御する制御装置５Ｂ，電力線２Ｂ，リアクトル３Ｂよりなる系をＢ系と呼ぶことにする。尚、図１に示した電動機駆動装置は３相交流系であるが、図の上では単相結線図で表している。
【００１２】
Ａ系インバータ１Ａ，Ｂ系インバータ１Ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）のような半導体スイッチ素子を用いて構成されており、それぞれＡ系制御装置５Ａ，Ｂ系制御装置５Ｂからの制御信号に基づいて、３相の交流電圧を出力する。
【００１３】
インバータの制御装置は、Ａ系とＢ系のそれぞれの系に分散させて個別に設けているのが特徴である。ここで、インバータの制御装置とは、インバータの出力電流検出値を入力して、インバータに制御指令を出力する装置のことを指し、ハードウェア上の形態としては、マイコン、またはゲートアレイ、またはマイコンやゲートアレイを含んだ制御基板、または制御基板を含んだ制御盤のような形態を取る。
【００１４】
まずＡ系制御装置５Ａでは、Ａ系インバータ１Ａの出力電流ｉAを電流センサ４Ａで検出し、またＢ系インバータ１Ｂの出力電流ｉBを電流センサ４Ｂで検出して、それぞれの検出信号をアナログ−ディジタル 変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）５１Ａ，５２Ａでディジタル化（サンプリングと量子化）の処理をした後、これらの信号をモータ電流指令ｉM *と共に、Ａ系電流制御ブロック部５３Ａにて処理する。Ａ系電流制御ブロック部５３Ａはこれらの入力を基に電動機電流とインバータ間横流とをそれぞれ独立に制御するように処理するが、その処理は後ほど詳しく説明する。ＰＷＭパルス発生器５４ＡはＡ系電流制御ブロック部５３Ａより出力されたＡ系電圧指令ｖAA *を基にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によりＡ系インバータ１Ａのゲートパルス信号を作成する。
【００１５】
Ｂ系制御装置５Ｂも同様の流れで処理を行う。即ち、Ｂ系インバータ１Ｂの出力電流ｉBを電流センサ４Ｂで検出し、またＡ系インバータ１Ａの出力電流ｉAを電流センサ４Ｂで検出して、それぞれの検出信号をＡ／Ｄ変換器５１Ｂ，５２Ｂでディジタル化の処理をした後、これらの信号をモータ電流指令ｉM *と共に、Ｂ系電流制御ブロック部５３Ｂにて処理する。Ｂ系電流制御ブロック部５３Ｂはこれらの入力を基に電動機電流とインバータ間横流とをそれぞれ独立に制御するようにＢ系電圧指令ｖBB *を演算する。ＰＷＭパルス発生器５４ＢはｖBB *を基にＰＷＭによりＢ系インバータ１Ｂのゲートパルス信号を作成する。
【００１６】
次に電流制御ブロック部の処理の流れを説明する。電流制御ブロック部は、自分の系と相手の系の電流検出値を用いて、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御するようにして、自分の系の電圧指令を求める。
【００１７】
まずＡ系の電流制御ブロック部５３Ａより説明する。Ａ系電流制御ブロック部５３Ａは、Ａ系側にて電動機電流制御と横流制御とを独立して実施する。電動機電流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉAAとＢ系電流検出値 ｉBAとを加算器５３１Ａにより加算して、減算器５３２Ａにより電動機電流指令ｉM *との偏差を取り、電動機電流調整器にて、この偏差を零にするような和の電圧指令ｖAA *＋ｖBA *が求められる。横流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉAAとＢ系電流検出値ｉBAとを減算器５３４Ａにより減算して、減算器５３５Ａにより横流指令値０との偏差を取り、横流調整器５３６Ａにて、この偏差を零にするような差の電圧指令ｖAA *−ｖBA *が求められる。電動機電流調整器の出力と横流調整器の出力とを加算器５３７Ａで加算し、係数器５３８Ａにて１／２倍することで、Ａ系電圧指令ｖAA *が得られる。
【００１８】
Ｂ系の電流制御ブロック部５３Ｂも、同様にＢ系側にて電動機電流制御と横流制御とを独立して実施する。電動機電流制御側は、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉABとＢ系電流検出値ｉBBとを加算器５３１Ｂにより加算して、減算器５３２Ｂにより電動機電流指令ｉM *との偏差を取り、電動機電流調整器にて、この偏差を零にするような和の電圧指令ｖAB *＋ｖBB *が求められる。横流制御側では、ディジタル変換後のＡ系電流検出値ｉABとＢ系電流検出値ｉBBとを減算器５３４Ｂにより減算して、減算器５３５Ｂにより横流指令値０との偏差を取り、横流調整器５３６Ｂにて、この偏差を零にするような差の電圧指令ｖAB *−ｖBB *が求められる。電動機電流調整器の出力から横流調整器の出力を減算器５３７Ｂで減算し、係数器５３８Ｂにて１／２倍することで、Ｂ系電圧指令ｖBB *が得られる。
【００１９】
以上のように、系ごとに分散させたＡ系制御装置５ＡとＢ系制御装置５Ｂの各々において、自分の系と相手の系の電流検出値を用いて、電動機電流調整器と横流調整器とにより制御することにより、１）電動機電流と横流とを独立に制御することが可能であり、また２）Ａ系インバータまたはＢ系インバータをそれぞれ単独で動作させることも可能である。以下にその理由を説明する。
【００２０】
始めに、図１の制御構成により、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御できることを説明する。図１５は、図１に示したセット並列インバータシステムの等価回路を示したものである。セット並列インバータシステム上の現象は、図１５の互いに独立した２つの回路によって記述できる。図１５（ａ）の電動機電流回路は、電動機に流れる電流を発生させる回路、即ち、電動機のトルクを発生させる回路を表している。この回路の電圧源は２台のインバータ出力電圧の和であり、回路電流は２台のインバータ出力電流の和になっている。回路定数は、リアクトルと電動機回路（Ｒ−Ｌ直列回路で表現）の直列回路で表される。図１５（ｂ）の横流回路は、インバータ間横流を発生させる回路を表している。この回路の電圧源は２台のインバータ出力電圧の差であり、回路電流は２台のインバータ出力電流の差、即ちインバータ間横流になっている。回路定数はリアクトルの抵抗分とインダクタンス分のみから成る。この等価回路から、２台のインバータ出力電流の和を用いて２台のインバータ出力電圧和を調整することにより電動機電流を制御でき、また、２台のインバータ出力電流の差を用いて２台のインバータ出力電圧差を調整することにより横流を制御できることが分かる。また、これらの２つの制御は互いに独立している。従って、図１に示した制御構成がこの等価回路上での制御原理を満たすことを示せば良い。
【００２１】
図１に示した制御構成のうち、Ａ系制御装置５Ａの制御動作を検討する。Ａ系制御装置５Ａに入力するＡ系検出電流をＩAA(ｓ)，Ｂ系検出電流をＩBA(ｓ)，電動機電流指令をＩm *(ｓ)，電動機電流調整器５３３Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)，横流調整器５３６Ａの制御ゲインをＧc(ｓ)， Ａ系制御装置で求めたＡ系電圧指令をＶAA *(ｓ)，Ｂ系電圧指令をＶBA *(ｓ)とする。尚、上記の各変数は時間変数をラプラス変換した変数で表している。これらの変数を用いると電動機電流調整器５３３Ａでの制御を表す式は次のようになる。
【００２２】
【数１】
ＶAA *(ｓ)＋ＶBA *(ｓ)＝Ｇm(ｓ)・［Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBA(ｓ))］…(１)
また、横流調整器５３６Ａでの制御を表す式は次のようになる。
【００２３】
【数２】
ＶAA *(ｓ)−ＶBA *(ｓ)＝Ｇc(ｓ)・［０−(ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ))］ …(２)
従って、係数器５３８Ａが出力するＡ系電圧指令ＶAA *(ｓ)は次のようになる。
【００２４】
【数３】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBA(ｓ))｝＋Ｇc(ｓ)・｛０−(ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ))｝］ …(３)
ここで、ＰＷＭ制御が理想的に働くとすると、Ａ系インバータの出力電圧
ＶA(ｓ)は次のようになる。
【００２５】
【数４】
ＶA(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBA(ｓ))｝＋Ｇc(ｓ)・｛０−(ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ))｝］ …(４)
同様に、Ｂ系制御装置５Ｂの制御動作を求める。Ｂ系制御装置５Ｂに入力するＡ系検出電流をＩAB(ｓ)，Ｂ系検出電流をＩBB(ｓ)，電動機電流指令をＩm *(ｓ)，電動機電流調整器５３３Ｂの制御ゲインをＧm(ｓ)，横流調整器５３６Ｂの制御ゲインをＧc(ｓ)，Ｂ系制御装置で求めたＡ系電圧指令をＶAB *(ｓ)，Ｂ系電圧指令をＶBB *(ｓ) とする。Ａ系の場合と同様の手順により、Ｂ系電圧指令
ＶBB *(ｓ)とＢ系インバータの出力電圧ＶB(ｓ)は、それぞれ次のようになる。
【００２６】
【数５】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAB(ｓ)＋ＩBB(ｓ))｝−Ｇc(ｓ)・｛０−（ＩAB(ｓ)−ＩBB(ｓ))｝］ …(５)
【００２７】
【数６】
ＶB(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAB(ｓ)＋ＩBB(ｓ))｝−Ｇc(ｓ)・｛０−（ＩAB(ｓ)−ＩBB(ｓ))｝］ …(６)
ここで、次の条件が成り立つと仮定する。
【００２８】
【数７】
ＩAA(ｓ)＝ＩAB(ｓ)＝ＩA(ｓ) …(７)
【００２９】
【数８】
ＩBA(ｓ)＝ＩBB(ｓ)＝ＩB(ｓ) …(８)
即ち、Ａ系制御装置とＢ系制御装置に入力するＡ系電流検出値が等しく、かつＡ系制御装置とＢ系制御装置に入力するＢ系電流検出値が等しい場合を考える。
この時、式（４）と式（６）から、Ａ系とＢ系の２台のインバータの出力電圧和と電圧差に関して、それぞれ次式が成り立つ。
【００３０】
【数９】
ＶA(ｓ)＋ＶB(ｓ)＝Ｇm(ｓ)・［Ｉm *(ｓ)−(ＩA(ｓ)＋ＩB(ｓ))］ …(９)
【００３１】
【数１０】
ＶA(ｓ)−ＶB(ｓ)＝Ｇc(ｓ)・［０−(ＩA(ｓ)−ＩB(ｓ))］ …(１０)
式（９）は、図１５（ａ）の電動機電流回路上で考えると、電動機電流を検出して、これが電動機電流指令値に追従するように、電圧源電圧を制御する処理を表している。また、式（１０）は、図１５（ｂ）の横流回路上で考えると、横流を検出して、これが０に抑制されるように、電圧源電圧を制御する処理を表している。従って、Ａ系制御装置の制御式とＢ系制御装置の制御式を合成した式(９)と式（１０）によって、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御ゲインを異ならせて制御できること、言い換えると、図１の制御構成によって、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御ゲインを異ならせて制御できることが示された。
【００３２】
次に、図１の制御構成により、Ａ系，Ｂ系のインバータをそれぞれ単独に運転制御できることを説明する。まず、Ａ系インバータの単独運転制御から説明する。図２にＡ系インバータの単独運転制御時の処理フローチャートを示す。Ｂ系のインバータまたは制御装置の異常を検出し、Ａ系とＢ系のインバータの運転を一旦停止させた後、Ａ系インバータのみを単独運転させる。この単独運転において、Ａ系制御装置５Ａでは次のように制御処理を変更する。１）Ｂ系の電流検出値ＩBAを０とする。２）横流調整器５３６Ａの制御ゲインを０とする。３）電動機電流調整器５３３Ａの制御ゲインをＧmからＧm1に変更する。この変更により、Ａ系制御装置５Ａの制御式は次のようになり、Ａ系インバータを単独で運転制御できるようになる。
【００３３】
【数１１】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・Ｇm1(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩAA(ｓ)｝ …(１１)
Ａ系インバータの単独運転制御の場合、セット並列運転制御の場合と比べて、インバータ側から見たリアクトル−モータ系の回路定数が変わる。従って、電動機電流調整器５３３Ａの変更後の制御ゲインＧm1を適切に設定することにより、安定でかつ指令応答特性，外乱抑制特性の良い制御が可能となる。また、Ｂ系インバータの単独運転制御も、対称性を考慮してＡ系の場合と同様の制御処理の変更により実施できる。この時の制御式は次のようになる。
【００３４】
【数１２】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・Ｇm1(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩBB(ｓ)｝ …(１２)
以上のように、図１に示した構成によって、図１５に示した電動機電流回路と横流回路とを独立に制御でき、言い換えると、電動機電流と横流とをそれぞれ独立に制御でき、かつ、Ａ系，Ｂ系のインバータまたは制御装置のいずれかが故障した場合でも健全な制御装置とインバータの組に対して単独運転させることができる。
【００３５】
従って、通常運転時は、電動機電流と横流とを独立に制御できるため、リアクトルを小さくして２台のインバータをセット並列運転できる。その結果、電動機駆動装置の最大出力と力率を改善することができる。また、どちらか一方の系のインバータまたは制御装置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の健全な系のインバータと制御装置を単独で運転させることができる。従って、故障に対してより頑強な電動機駆動装置を構築できる。例えば、本実施例をエレベータの電動機駆動装置に適用した場合、一方の系のインバータまたは制御装置が故障しても、もう一方の正常な系で電動機を運転させることにより、かごの昇降を制御できるため、長時間立ち往生することなく、乗客を目的階まで運ぶことができる。
【００３６】
図３は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第２の実施例を示したものである。図３において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図３において、図１の構成と異なる部分は、Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ，５２Ｂのサンプリング処理タイミングを同期させる同期タイミング信号発生器５５Ａを設けた点にある。
【００３７】
同期タイミング信号発生器５５Ａは、Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ，５２Ｂのサンプリング周期に一致する所定のサンプリング周期でパルス信号を発生している。同期タイミング信号発生器５５Ａの出力信号は、Ａ系制御装置内のＡ／Ｄ変換器５１Ａ，５２ＡとＢ系制御装置内のＡ／Ｄ変換器５１Ｂ，５２Ｂへと伝送される。Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５２Ａおよび５１Ｂ，５２Ｂは、同期タイミング信号発生器５５Ａからのパルス信号を受けて、一斉にサンプリング処理を実施する。
【００３８】
以下、図３の構成の制御原理を説明する。はじめに、検出値偏差が制御に及ぼす影響について説明する。Ａ系制御装置５Ａで用いるＡ系電流検出値ｉAAとＢ系制御装置５Ｂで用いるＡ系電流検出値ｉABとの間に式（１３）で表される偏差 εA が重畳し、Ａ系制御装置５Ａで用いるＢ系電流検出値ｉABとＢ系制御装置５Ｂで用いるＢ系電流検出値ＩBBとの間に式（１４）で表される偏差εBが重畳している場合を仮定する。
【００３９】
【数１３】
ＩAB(ｓ)＝ＩAA(ｓ)＋εA(ｓ) …(１３)
【００４０】
【数１４】
ＩBA(ｓ)＝ＩBB(ｓ)＋εB(ｓ) …(１４)
式（１３）を式（３）へ代入し、式（１４）を式（５）へ代入して、それぞれの式の和および差を求めると次のようになる。
【００４１】
【数１５】
ＶAA *(ｓ)＋ＶBB *(ｓ)＝Ｇm(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−(ＩAA(ｓ)＋ＩBB(ｓ))｝＋１／２・Ｇm(ｓ)・（εA(ｓ)＋εB(ｓ))−１／２・Ｇc(ｓ)・（εA(ｓ)−εB(ｓ)) …(１５)
【００４２】
【数１６】
ＶAA *(ｓ)−ＶBB *(ｓ)＝Ｇc(ｓ)・｛０−(ＩAA(ｓ)−ＩBB(ｓ))｝＋１／２・Ｇc(ｓ)・（εB(ｓ)−εA(ｓ))＋１／２・Ｇm(ｓ)・（εA(ｓ)−εB(ｓ)) …(１６)
式（１５）および式（１６）において、右辺の第２項および第３項は、理想的な制御に対する誤差成分であり、検出値の偏差εAとεBが原因で発生する。この誤差分は電流波形歪みの原因となり、電動機のトルクリップルを引き起こす。
【００４３】
検出値偏差εAとεBは、主に各Ａ／Ｄ変換器のサンプリング処理のタイミングずれが原因で生じる。従って、例えばＡ系電流検出値について、サンプリング処理のタイミングずれを△ｔAとすると、検出値偏差εAは次式のように表される。
【００４４】
【数１７】
ここで、ｆはインバータの出力周波数を表す。式（１７）より、検出値偏差 εA を小さくするには、△ｔAを小さくすればよい。Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が高い場合には、相対的に△ｔAは小さくなり、図１の構成でも検出値偏差による影響は問題のない範囲に抑えることができる。しかし、サンプリング周波数を高くするには、制御を実行するマイクロプロセッサの演算量を削減するか、演算速度を上げねばならず、実際には実施が難しいケースが多い。そこで、サンプリング周波数が低い場合でもサンプリングタイミングを同期させることにより、△ｔAの低減を図るのが図３の制御構成である。
【００４６】
図３の構成では、各Ａ／Ｄ変換器は、同期タイミング信号発生器５５Ａの信号を受けてから一斉にサンプリング処理を始める。ここで、同期タイミング信号発生器５５Ａから各Ａ／Ｄ変換器へ信号が伝わるまでの伝送時間は無視できるほど小さい時間であり、各Ａ／Ｄ変換器はほぼ同時刻にサンプリング処理を行うことができる。その結果、サンプリング周波数に関わらず、△ｔAを小さくでき、電流制御における誤差分、即ち、式（１５）および式（１６）の右辺第２項以降の成分を問題のない範囲に抑えこむことができる。つまり、電流波形歪みの発生を抑え、電動機のトルクリップルの発生を抑えることができる。
【００４７】
図４は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第３の実施例を示したものである。図４において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図４において、図１の構成と異なる点は、Ａ系，Ｂ系の各制御装置において、自系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器のみを設けている点と、他系の電流検出値はディジタル量に変換したディジタル信号として制御装置間を伝送させている点にある。
【００４８】
従って、例えばＡ系制御装置５Ａにおいて、電流制御ブロック部５３Ａに入力するＢ系電流ｉABは、Ｂ系制御装置５Ｂ内のＡ／Ｄ変換器５１Ｂでディジタル変換して送信器５６Ｂ、受信器５７Ａを介してＡ系制御装置５Ａ内に伝送したディジタル信号を用いており、またＢ系制御装置５Ｂにおいては、電流制御ブロック部５３Ｂに入力するＡ系電流ｉBAは、Ａ系制御装置５Ａ内のＡ／Ｄ変換器５１Ａでディジタル変換して送信器５６Ａ，受信器５７Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂ内に伝送したディジタル信号を用いている。
【００４９】
一般に、インバータ、例えばエレベータで使用するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）インバータは数ｋＨｚ以上の高周波でスイッチング動作しているため、その周辺を通過する信号線はノイズが混入しやすい条件にある。図１の構成に示すように、Ａ系電流検出値ｉAのＢ系制御装置５Ｂへの信号伝送，Ｂ系電流検出値ｉBのＡ系制御装置５Ａへの信号伝送は、他の系への伝送となるため、伝送距離が長くなり、ノイズが混入しやすくなる。特に、アナログ信号で伝送した場合、混入したノイズがそのまま信号の誤差分として表れるため、誤動作を招く可能性がある。
【００５０】
図４の構成では、例えば、Ａ系電流検出値ｉA（アナログ信号）のＢ系制御装置５Ｂへの信号伝送は、Ａ系制御装置５ＡのＡ／Ｄ変換器５１ＡによるＡ／Ｄ変換後、ディジタル信号となって、Ｂ系の制御装置へ伝送される。ディジタル信号の場合、信号レベルと同程度の大きなノイズの混入を受けない限り、信号はノイズの影響を受けないため、図１の構成の場合と比べて、誤動作の可能性は小さくなる。Ｂ系電流検出値ｉB のＡ系制御装置５Ａへの信号伝送についても上記と同様である。従って、電動機駆動装置としての動作信頼性，安全性が向上するという効果が得られる。また、図４の構成では、図１の構成に比べて、他の系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器が必要ないため、装置構成が簡単になり、制御装置がコンパクトになるという効果も得られる。
【００５１】
図５は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第４の実施例を示したものである。図５において、図４と同じ符号のものは同じものを表している。図５において、図４の構成と異なる点は、各Ａ／Ｄ変換器５１Ａ，５１Ｂの処理タイミングを同期させる同期タイミング信号発生器５５Ａを設けた点にある。同期タイミング信号発生器５５Ａは、既に、図３に示した第２の実施例で説明したものと同じもので、Ａ／Ｄ変換器５１Ａおよび５１Ｂは、同期タイミング信号発生器５５Ａからのパルス信号を受けて、一斉にＡ／Ｄ変換処理を実施する。
【００５２】
図４に示した構成のように、他系の電流検出値をディジタル信号で伝送する場合、電流補償器の処理中に他系の電流検出信号を読み込むための割り込み処理が必要となる。また、ディジタル信号伝送の場合、１桁のビット誤りによって、信号値が大きく変わる危険性があるため、伝送されたディジタル信号データに誤りがないかをチェックするチェック処理が必要となる。従って、アナログ信号伝送時と比べて、制御装置にかかる処理負荷が大きくなり、処理時間が増大するため、処理周期を短くできず、高速なサンプリング周波数による処理実行が難しくなる。この結果、既に第２の実施例の記述で説明したようなサンプリング処理のタイミングずれによる検出値偏差が生じて、電流制御に誤差が発生する。
【００５３】
これに対して、図５の構成では、同期タイミング信号発生器５５Ａからの同期信号により、Ａ系のＡ／Ｄ変換器５１ＡとＢ系のＡ／Ｄ変換器５１Ｂとが同時にサンプリング処理を行うため、サンプリング処理のタイミングずれを抑制することができる。つまり、ディジタル信号伝送の実施により制御装置の処理時間が増えて、サンプリング周波数が遅くなっても、そのために電流制御に発生する誤差を抑制することができる。
【００５４】
図６は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第５の実施例を示したものである。図６において、図５と同じ符号のものは同じものを表している。図６において、図５の構成と異なる点は、入力処理装置７を設けた点にある。入力処理装置７では、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉAは、Ａ／Ｄ変換器７１でディジタル信号に変換した後、送信器７４から受信器５８Ａを介してＡ系制御装置５Ａへ、また送信器７４から受信器５９Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂへそれぞれ伝送する。また、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉBは、Ａ／Ｄ変換器７２でディジタル信号に変換した後、送信器７５から受信器５９Ａを介してＡ系制御装置５Ａへ、また送信器７５から受信器５８Ｂを介してＢ系制御装置５Ｂへそれぞれ伝送する。Ａ／Ｄ変換器７１と７２は、同期タイミング信号発生器７３が出力する信号を受けてサンプリング処理を実行する。
【００５５】
図６の構成は、図５の構成に対して、Ａ／Ｄ変換の処理機能を入力処理装置７に集約させている。これにより、自系と他系インバータの検出電流をＡ／Ｄ変換し、かつその時のサンプリング処理を同期させるという機能を入力処理装置７の追加によって実施できる。従って、Ａ系とＢ系の制御装置５Ａと５Ｂは、インバータ１台を制御する時に用いていた制御装置をそのまま適用することができ、制御装置全体の製作が容易になり、また製作コストを下げることが可能となる。さらに、Ａ系とＢ系の電流検出値に対するＡ／Ｄ変換器が同じ制御装置上に設けられているため、Ａ／Ｄ変換の同期処理が容易に実施でき、動作信頼性が向上するという効果も得られる。
【００５６】
図７は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第６の実施例を示したものである。図７において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図７の構成は、図１の構成と比べて、Ａ系制御装置５Ａ内の電流制御ブロック部５３ＡとＢ系制御装置５Ｂ内の電流制御ブロック部５３Ｂの内部構成が異なる。
【００５７】
まずＡ系制御装置５Ａの電流制御ブロック部５３Ａの処理の流れを説明する。Ａ／Ｄ変換器５１Ａより出力されたＡ系の検出電流ｉAAはＡ系電流ゲイン位相補償器５４０Ａによって（Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)）を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。また、Ａ／Ｄ変換器５２Ａより出力されたＢ系の検出電流ｉBAはＢ系電流ゲイン位相補償器５４１Ａによって（Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)）を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。電動機電流指令値は、電動機電流指令に対するゲイン位相補償器５３９ＡによってＧm(ｓ) を満たす制御ゲインをかけ合わせる処理を受ける。そして、電動機電流指令に対するゲイン位相補償器５３９Ａ，Ａ系電流ゲイン位相補償器５４０Ａ，Ｂ系電流ゲイン位相補償器５４１Ａの出力は、加算器５４２Ａにおいて、それぞれ正，負，負の値を乗算した上で加算される。加算器５４２Ａの出力は係数器５４３Ａにより１／２を乗算され、その結果、Ａ系電圧指令ＶAA *が出力される。
【００５８】
Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂについても、電流制御ブロック部５３Ａに対してＡ系電流検出値とＢ系電流検出値を対称に入れ替えた処理を行っている。
【００５９】
上記の処理の結果、Ａ系制御装置５Ａの電流制御ブロック部５３Ａの制御式は次のようになる。
【００６０】
【数１８】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・Ｉm *(ｓ)−{Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)}・ＩAA(ｓ)−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・ＩBA(ｓ)］ …(１８)
また、Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂの制御式は次のようになる。
【００６１】
【数１９】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・Ｉm *(ｓ)−{Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)}・ＩBB(ｓ)−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・ＩAB(ｓ)］ …(１９)
ここで、式（１８）は式（３）をＩm *(ｓ)，ＩAA(ｓ)，ＩBA(ｓ)の各変数でまとめて整理した式に等しく、式（１９）も式（５）をＩm *(ｓ)，ＩAA(ｓ)，ＩBA(ｓ)の各変数でまとめて整理した式に等しい。従って、図７の電流制御ブロック部５３Ａは図１の電流制御ブロック部５３Ａと制御上は等価であり、また図７の電流制御ブロック部５３Ｂは図１の電流制御ブロック部５３Ｂと制御上は等価である。
【００６２】
図８は、図７の構成に対してＡ系インバータを単独運転制御する場合の処理フローチャート示したものであり、Ａ系の電流制御ブロック部５３Ａにおいて、
１）Ｂ系電流検出値ｉBAを常に０に設定し、２）Ａ系電流ゲイン位相補償器540Aの制御ゲインを（Ｇm(ｓ)＋Ｇc(ｓ)）からＧm2(ｓ)に変更し、３）電動機電流指令に対するゲイン位相補償器５３９Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)からＧm2(ｓ) に変更すれば、制御式は次のようになり、Ｇm2(ｓ)を適切に設計することにより、Ａ系インバータを単独で運転制御できるようになる。
【００６３】
【数２０】
ＶAA *(ｓ)＝Ｇm2(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩAA(ｓ)} …(２０)
またＢ系インバータについてもＡ系とＢ系の対称性を考慮した同様の処理により、単独運転制御が可能である。
【００６４】
以上のことから、図７の構成でも、図１の場合と同じく、電動機電流と横流とを独立に制御でき、かつ、Ａ系，Ｂ系のインバータまたは制御装置のいずれかが故障した場合でも健全な制御装置とインバータの組に対して単独運転させることができる。さらに加えて、図７の構成では、図１の構成に比べて、電流制御器内の処理が簡素化されている。このため、電流制御器の処理負荷が減少しており、処理周期をより短くでき、制御のむだ時間遅れを低減することができる。その結果、各電流補償要素の制御ゲインを増加させることができ、制御の指令応答性能，外乱抑制性能を向上させることが可能となる。
【００６５】
図９は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第７の実施例を示したものである。図９において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図９の構成は、図１の構成に対して、Ａ系制御装置５Ａ内の電流制御ブロック部５３ＡとＢ系制御装置５Ｂ内の電流制御器５３Ｂの構成部分が異なる。まずＡ系制御装置５Ａの電流制御器５３Ａの処理の流れを説明する。電流制御器５３Ａでは、Ａ系の電流検出値のみを用いて電動機電流を制御する流れとＡ系の電流検出値とＢ系の電流検出値との差を制御する流れの２つの流れがある。前者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ａより出力されたＡ系の検出電流ｉAAを係数器５４４Ａにより２倍し、減算器５４５Ａにより電動機電流指令ｉm *との偏差をとり、この偏差が０に近づくようにＡ系電流調整器５４６Ａで補償する。後者の方は、Ａ／Ｄ変換器51Ａより出力されたＡ系の検出電流ｉAAとＡ／Ｄ変換器５２Ａより出力されたＢ系の検出電流ｉBAとの差を減算器５４７Ａで求め、この結果と０との偏差を減算器５４８Ａで求めて、この偏差が０に近づくように横流調整器５４９Ａで補償する。Ａ系電流調整器５４６Ａの出力と横流調整器５４９Ａの出力の差が減算器550Aで求められ、その結果がＡ系電圧指令ＶAA *として出力される。
【００６６】
Ｂ系制御装置５Ｂの電流制御ブロック部５３Ｂにおいても、電流制御ブロック部５３Ａに対してＡ系電流検出値とＢ系電流検出値を対称に入れ替えた処理を行っている。即ち、Ｂ系の電流検出値のみを用いて電動機電流を制御する流れとＡ系の電流検出値とＢ系の電流検出値との差を制御する流れの２つの流れがある。前者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ｂより出力されたＢ系の検出電流ｉBBを係数器５４４Ｂにより２倍し、減算器５４５Ｂにより電動機電流指令ｉm *との偏差をとり、この偏差が０に近づくようにＢ系電流調整器５４６Ｂで補償する。後者の方は、Ａ／Ｄ変換器５１Ｂより出力されたＢ系の検出電流ｉBBとＡ／Ｄ変換器52Ｂより出力されたＡ系の検出電流ｉABとの差を減算器５４７Ｂで求め、この結果と０との偏差を減算器５４８Ｂで求めて、この偏差が０に近づくように横流調整器５４９ｊＢで補償する。Ｂ系電流調整器５４６Ｂの出力と横流調整器５４９Ｂの出力の差が減算器５５０Ｂで求められ、その結果がＢ系電圧指令ＶBB *として出力される。
【００６７】
図９の電流制御ブロック部５３Ａと電流制御ブロック部５３Ｂは、図１の電流制御ブロック部５３Ａと電流制御ブロック部５３Ｂとそれぞれ制御上は等価になる。図１の電流制御ブロック部５３Ａを表す制御式である式（３）は次のように変形できる。
【００６８】
【数２１】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・{Ｉm *(ｓ)−２・ＩAA(ｓ)}−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・{０−ＩAA(ｓ)−ＩBA(ｓ)}］…(２１)
従って、係数器５４４Ａのゲインを２、Ａ系電流調整器５４６Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)、横流調整器５４９Ａの制御ゲインを（Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)）と設定することにより、図９の電流制御ブロック部５３Ａは図１の電流制御器５３Ａと制御上は等価になる。また、図１の電流制御ブロック部５３Ｂを表す制御式である式（５）も次のように変形できる。
【００６９】
【数２２】
ＶBB *(ｓ)＝１／２・［Ｇm(ｓ)・{Ｉm *(ｓ)−２・ＩBB(ｓ)}−{Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)}・{０−ＩBB(ｓ)−ＩAB(ｓ)}］…(２２)
従って、係数器５４４Ｂのゲインを２、Ｂ系電流調整器５４６Ｂの制御ゲインをＧm(ｓ)、横流調整器５４９Ｂの制御ゲインを（Ｇm(ｓ)−Ｇc(ｓ)）と設定することにより、図９の電流制御ブロック部５３Ｂは図１の電流制御ブロック部５３Ｂと制御上は等価になる。つまり、図１の構成と同様に図９の構成でも電動機電流と横流とを独立に制御できる。
【００７０】
図１０は、図９の構成に対してＡ系インバータを単独運転制御する場合の処理フローチャート示したものであり、Ａ系の電流制御ブロック部５３Ａにおいて、１）係数器５４４Ａのゲインを２から１に変更し、２）Ａ系電流調整器５４６Ａの制御ゲインをＧm(ｓ)からＧm3(ｓ)に変更し、３）横流調整器５４９Ａの制御ゲインを０に変更すれば、制御式は次のようになり、Ｇm3(ｓ)を適切に設計することにより、Ａ系インバータを単独で運転制御できるようになる。
【００７１】
【数２３】
ＶAA *(ｓ)＝１／２・Ｇm3(ｓ)・｛Ｉm *(ｓ)−ＩAA(ｓ)} …(２３)
またＢ系インバータについてもＡ系とＢ系の対称性を考慮した同様の処理により、単独運転制御が可能である。
【００７２】
以上のことから、図９の構成でも、図１と同じく、電動機電流と横流とを独立に制御でき、かつ、Ａ系インバータとＢ系インバータとをそれぞれ単独で運転制御できる。さらに加えて、図９の構成では、図１の構成に比べて、電流制御器内の処理が簡素化されている。このため、電流制御器の処理負荷が減少しており、処理周期をより短くでき、制御のむだ時間遅れを低減することができる。その結果、各電流補償要素の制御ゲインを増加させることができ、制御の指令応答性能，外乱抑制性能を向上させることが可能となる。
【００７３】
また、図９の構成では、各系の電流制御器における電流補償器は、自系の電流検出値のみで制御するものと、自系と他系の電流検出値の差を用いるものとの２つのタイプから成る。このうち、自系の電流検出値のみを用いる電流補償器の方は、既に述べたように電動機電流の制御に関わる。従って、例えば、一時的に非常に大きなノイズが混入した等の原因で、他系の電流検出値が一時的に異常な値を示した時には、他系の電流検出値を用いる方の電流補償器を一時的に止めて、自系の電流検出値のみを用いる電流補償器のみで制御するように処理を切り替えることが容易にできる。この結果、電動機駆動装置を常に安定した状態で継続運転させることができる。
【００７４】
図１１は、図１に示した第１の実施例の構成に対する起動時の運転方法を示したものである。この運転方法は、起動時の過渡状態におけるＡ系とＢ系に分散させた各系制御装置の制御間の干渉防止を図るものである。
【００７５】
一般に電流調整器の制御ゲインは、高速な指令応答特性と外乱抑制効果を狙って、できるだけ高く設定する。しかし、図１の実施例において、制御ゲインを高く設定した場合、システム起動時の過渡において、Ａ系制御装置５ＡとＢ系制御装置５Ｂとがお互いに相手の急な立ち上がり動作に過剰に反応して、互いの制御動作が干渉する可能性がある。特に、相手の電流との差分によって制御する横流制御においてその可能性が高い。
【００７６】
そこで、図１１では、起動時と定常時で制御ゲインを変更するような運転方法を図る。以下、図１１に示した電動機駆動装置の動作方法を説明する。まず、起動前においては、Ａ系制御装置５Ａ、Ｂ系制御装置５Ｂとも横流調整器の制御ゲインを定常時よりも低い値とした起動時設定値に設定する。ここで、起動の過渡においては、横流を制御する必要性も小さいため、制御ゲインの設定値は０にしても構わない。次に、電動機電流調整器の制御ゲインも定常時よりも低い値とした起動時設定値に設定する。ここで、電動機電流は指令値へ追従するように制御する必要があり、設定値はある程度の大きさが必要である。そして、電動機駆動装置を起動させて、Ａ系インバータ１Ａ、Ｂ系インバータ１Ｂを共に起動させた後、それぞれの電流検出値から定常状態に達したかどうかを判断し、定常状態に達した場合は、それぞれの系の制御装置において、電動機電流調整器の制御ゲインおよび横流調整器の制御ゲインを定常時設定値に変更して、定常状態の制御動作へ移行する。ここで、定常時設定値は起動時設定値に比べて大きく、定常状態に対して設計した値である。このような運転方法により、起動時の過渡においては、横流調整器，電動機電流調整器とも制御ゲインが小さく、各制御装置の制御が干渉することを防止できる。また、定常時では、所望の制御効果を狙った大きな制御ゲインで制御動作させるため、外乱抑制，指令応答性に関して、所望の制御効果を得ることができる。
【００７７】
図１２は図１に示した第１の実施例の構成を制御盤上で実装した場合の盤配置の外観を示したものである。Ａ系インバータ１ＡがＡ系インバータ盤８Ａに収まり、Ｂ系インバータ１ＢがＢ系インバータ盤８Ｂに収まっている。また、Ａ系制御装置５ＡがＡ系制御盤９Ａに収まり、Ｂ系制御装置５ＢがＢ系制御盤９Ｂに収まっている。また、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉAは信号線１０Ａを通って、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂへ伝送される。Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉBは信号線１０Ｂを通って、Ｂ系制御盤９ＢとＡ系制御盤９Ａへと伝送される。ここで、各盤の位置関係は、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂは隣り合わせに配置されており、Ａ系制御盤９Ａの外側にＡ系インバータ盤８Ａが配置され、Ｂ系制御盤９Ｂの外側にＢ系インバータ盤８Ｂが配置されている。即ち、インバータ盤と制御盤の配置の特徴として、１）制御盤同士は互いに接する位置に配置されており、インバータ盤とこれを制御する制御盤も互いに接する位置に配置している。２）各制御盤同士の距離は各インバータ盤同士の距離よりも短くなるように配置している。３）各制御盤間によって挟まれた空間にはインバータ盤が配置されないようになっている。
【００７８】
Ａ系およびＢ系インバータ盤からは、インバータのスイッチングによる電磁ノイズが放射円状に発生している。従って、これらのインバータ盤の直近に線路長の長い信号線を通過させると、スイッチングによる電磁ノイズが信号線に誘導して、信号線内を通る信号にノイズが重畳する恐れが生じる。
【００７９】
しかし、図１２に示す盤配置ならば、信号線へのノイズ混入を低減できる。例えば、Ａ系インバータ盤８Ａから伝送されるＡ系インバータ１Ａの電流検出信号ｉAはＡ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂへ入力する。このうち、Ａ系インバータ盤８ＡからＢ系制御装置９Ｂへの信号伝送は距離が長くなりノイズ混入の恐れがあるが、Ａ系インバータ盤８Ａから離れる方向に向かって信号線１０Ａが通るため、その周辺のノイズ量は低減している。その結果、信号線１０Ａに混入するノイズ量を低減できる。Ｂ系インバータ盤８Ｂから伝送されるＢ系インバータ１Ｂの電流検出信号ｉBについても同様のことが言える。
【００８０】
このように、図１２に示す盤配置によって、電流検出信号に混入するノイズ量を低減することができ、システムの動作信頼性，動作安定性を向上できるという効果が得られる。また、図１２の配置は、第３の実施例である図４に示した他系の電流検出量をディジタル信号で伝送する場合にも有効である。この場合、他の配置比べて、ディジタル信号線を短くできるため、伝送による信号の劣化を防ぐことができ、システムの動作信頼性を向上できるという効果が得られる。
【００８１】
図１３も図１に示した第１の実施例の構成を制御盤上で実装した場合の盤配置の外観を示したものである。図１３において、図１２と同じ符号のものは同じものを表している。図１３に示す盤配置でも、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂは隣り合わせに配置されており、Ａ系制御盤９ＡとＢ系制御盤９Ｂと挟んだ外側に、Ａ系インバータ盤８ＡとＢ系インバータ盤８Ｂが配置されている。図１３の配置も図１２に示した配置と同様の特徴をもつ。即ち、１）制御盤同士は互いに接する位置に配置されており、インバータ盤とこれを制御する制御盤も互いに接する位置に配置している。２）各制御盤同士の距離は各インバータ盤同士の距離よりも短くなるように配置している。３）各制御盤間によって挟まれた空間にはインバータ盤が配置されないようになっている。
【００８２】
この結果、図１３に示すインバータ盤と制御盤の配置では、図１２の場合と同様に、電流検出信号に混入するノイズ量を低減することができ、システムの動作信頼性，動作安定性を向上できるという効果が得られる。また、他系の電流検出量をディジタル信号で伝送する場合にも有効である。この場合、他の配置に比べて、ディジタル信号線を短くできるため、伝送による信号の劣化を防ぐことができ、システムの動作信頼性を向上できるという効果が得られる。
【００８３】
図１４は図１に示した第１の実施例の制御構成を３相２巻線電動機に適用した例を示している。図１４において、図１と同じ符号のものは同じものを表している。図１とは、電動機に３相２巻線電動機１１を用いている点が異なっている。
【００８４】
３相２巻線電動機１１は、電動機の固定子巻線が２組の３相巻線構成となっている電動機であり、図１４では、一方の３相巻線１組をＡ系インバータ１Ａより給電し、もう一方の３相巻線の組をＢ系インバータ１Ｂより給電するようにしている。２組の３相巻線は電気的には絶縁されているが、固定子の鉄心を介して磁気的に結合している。この巻線間の磁気的結合は等価的にリアクトルを介した結合として表すことができる。つまり、図１４の構成と図１の構成とは回路的に等価と考えて良い。従って、図１４のように３相２巻線電動機を駆動する場合も、図１と同じ制御構成を適用することにより、図１において記述した効果と同じ効果を得ることができる。即ち、電動機電流と磁気的結合を介してインバータ間を流れる横流とを、それぞれ独立に制御できる。その結果、電動機電流，横流ともそれぞれに適切な制御ゲインで制御できるため、電動機電流の電流歪みが原因で生じる電動機のトルクリップルを抑制でき、かつ横流を抑制できるという効果が得られる。そしてさらに、どちらか一方のインバータまたは制御装置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の系を単独で運転でき、故障に対してより強いシステムを構築できるという効果が得られる。
【００８５】
図１の構成では、３相の電流検出量の各相に対して電流制御する構成を示しているが、３相の電流検出値を３相２相変換により、互いに直交した２相量に変換し、直交した２相のそれぞれの相において電流補償を実施しても良い。ここで、３相２相変換の変換式は次式で表される。
【００８６】
【数２４】
３相２相変換した２相の各相に対して電流補償を実施する場合、３相の各相で電流補償を実施する場合と比べると、横流を制御する上で、以下に述べる利点がある。インバータ間を流れる横流の電流経路を詳しく見ると、３相の相間を通過する経路で横流が流れていることが分かる。例えば、Ａ系インバータのｕ相からｖ相を通って、リアクトルを介して、Ｂ系インバータのｖ相に入り込み、Ｂ系インバータのｖ相からｕ相を通って、リアクトルを介して、Ａ系インバータのｕ相へ戻るという経路が形成される。このように、３相の相間を経路とする電流に対して、３相をそれぞれ独立に電流制御しようとすると、相間で干渉が生じて、制御の応答が遅れる可能性がある。これに対して、３相２相変換後の２相量は、互いに直交しているため、それぞれの相が干渉することはなく、この２相量をそれぞれの相において電流制御すれば、より速い制御応答を得ることができる。つまり、電流検出値に対して、３相２相変換を行い、互いに直交した２相のそれぞれの相において電流制御を行えば、３相の相間を経路とする横流をより高速に抑制できるという効果が得られる。
【００８８】
また、上記では３相２相変換による２相への変換の場合を説明したが、ｄｑ変換を用いても同様の効果を得ることができる。ｄｑ変換の変換式は次のようになる。
【００８９】
【数２５】
前述した実施例では、各相にリアクトルを挿入する構成の場合を説明したが、相間リアクトルを用いた場合でも同様に適用することが可能である。
【００９１】
また、本発明は、電動機を駆動するインバータに限らず、交流系統に接続して交流電力を直流電力変換するセット並列のコンバータ，アクティブフィルタや無効電力補償装置のような電力系統に連系したセット並列のインバータ等にも適用できる。要するに、電流指令信号に従い、出力電流を制御する電力変換装置であれば適用可能である。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、一方の系のインバータまたは制御装置が異常を起こした場合には、異常を起こした系を停止させて、もう一方の健全な系を単独に動作させることで電動機を運転制御させることができる。従って、故障に対してより強く安定した電動機駆動システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施形態の電動機駆動装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施形態（図１）に対する単独運転処理を示すフローチャート。
【図３】本発明による第２の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図４】本発明による第３の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図５】本発明による第４の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図６】本発明による第５の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図７】本発明による第６の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図８】本発明の第６の実施形態（図７）に対する単独運転処理を示すフローチャート。
【図９】本発明による第７の実施形態における電動機駆動装置の構成図。
【図１０】本発明の第７の実施形態（図９）に対する単独運転処理を示すフローチャート。
【図１１】本発明の第１の実施形態（図１）に対する起動時から定常時までの運転処理を示すフローチャート。
【図１２】本発明の第１の実施形態（図１）に対する盤実装の外観図。
【図１３】本発明の第１の実施形態（図１）に対する盤実装の外観図。
【図１４】本発明による第１の実施形態を３相２巻線電動機駆動装置に適用した場合の構成図。
【図１５】セット並列インバータシステムの等価回路。
【符号の説明】
１Ａ…Ａ系インバータ、１Ｂ…Ｂ系インバータ、２Ａ…Ａ系電力線、２Ｂ…Ｂ系電力線、３Ａ…Ａ系リアクトル、３Ｂ…Ｂ系リアクトル、４Ａ…Ａ系電流センサ、４Ｂ…Ｂ系電流センサ、５Ａ…Ａ系制御装置、５Ｂ…Ｂ系制御装置、５１Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、５１Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理器、５２Ａ…Ａ系制御装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理器、５２Ｂ…Ｂ系制御装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、５３Ａ…Ａ系制御装置の電流制御ブロック部、５３Ｂ…Ｂ系制御装置の電流制御ブロック部、５３３Ａ…Ａ系制御装置の電動機電流調整器、５３６Ａ…Ａ系制御装置の横流調整器、５３３Ｂ…Ｂ系制御装置の電動機電流調整器、
５３６Ｂ…Ｂ系制御装置の横流調整器、５３８Ａ…係数器、５３８Ｂ…係数器、５３９Ａ…Ａ系制御装置の電流指令値に対するゲイン位相補償器、５４０Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４１Ａ…Ａ系制御装置のＢ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５３９Ｂ…Ｂ系制御装置の電流指令値に対するゲイン位相補償器、５４０Ｂ…Ｂ系制御装置のＡ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４１Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流検出値に対するゲイン位相補償器、５４３Ａ…係数器、５４３Ｂ…係数器、５４４Ａ…係数器、
５４４Ｂ…係数器、５４６Ａ…Ａ系制御装置のＡ系電流調整器、５４９Ａ…Ａ系制御装置の横流調整器、５４６Ｂ…Ｂ系制御装置のＢ系電流調整器、５４９Ｂ…Ｂ系制御装置の横流調整器、５４Ａ…Ａ系制御装置のＰＷＭパルス発生器、54Ｂ…Ｂ系制御装置のＰＷＭパルス発生器、５５Ａ…同期タイミング信号発生器、
５６Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号送信器、５７Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号受信器、５６Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号送信器、５７Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信器、５８Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号受信器、５９Ａ…Ａ系制御装置のサンプリング信号受信器、５８Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信器、５９Ｂ…Ｂ系制御装置のサンプリング信号受信器、６…３相交流電動機、７…入力処理装置、７１…入力処理装置のＡ系電流検出値用サンプリング処理器、７２…入力処理装置のＢ系電流検出値用サンプリング処理器、７３…同期タイミング信号発生器、７４…Ａ系電流検出値用サンプリング信号送信器、７５…Ｂ系電流検出値用サンプリング信号送信器、８Ａ…Ａ系インバータ盤、８Ｂ…Ｂ系インバータ盤、９Ａ…Ａ系制御盤、９Ｂ…Ｂ系制御盤、１０Ａ…Ａ系検出電流伝送用信号線、１０Ｂ…Ｂ系検出電流伝送用信号線、１１…３相２巻線電動機。
Claims (4)
- 複数台の電力変換器を備えて各電力変換器からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出値と他の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、これらの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致または比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力し、前記駆動システムの起動時に、前記制御ゲインを定常時よりも低い値に設定することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
- 複数台の電力変換器を備えて各電力変換器からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出値と他の電力変換器の出力電流検出値とを入力して、これらの電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致または比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力し、
前記他の電力変換器が故障した場合、前記他の電力変換器の出力電流値を０とし、前記自装置において、前記不平衡成分に対する制御ゲインを０としかつ前記出力電流加算値に対する制御ゲインを変更することを特徴とする交流電動機の駆動システム。 - 複数台の電力変換器を備えて各電力変換器からの交流出力電力の和を交流電動機に供給する交流電動機の駆動システムにおいて、前記複数台の電力変換器の各々を個別に制御する複数台の制御装置を備え、各制御装置は、自装置が制御する電力変換器の出力電流検出値をアナログ−ディジタル変換する手段と、前記ディジタル変換した出力電流検出値を他の制御装置へ信号線によって送信する手段と、他の制御装置より送信された出力電流検出値のディジタル信号を受信する手段とを有し、これらディジタル量に変換された電流検出値を用いて出力電流加算値と各電力変換器の出力電流の不平衡成分とに対する制御ゲインを異ならせて自電力変換器の出力電流がその指令値に一致または比例するように自電力変換器に対する制御指令を出力することを特徴とする交流電動機の駆動システム。
- 請求項３において、前記アナログ−ディジタル変換する手段の各々のサンプリング処理タイミングを同期させる手段を設けたことを特徴とする交流電動機の駆動システム。
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