JP3767064B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の放電灯を高周波電力により点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、熱陰極を有する放電灯では寿命末期時にフィラメントの電子放出物質の消耗によって半波放電状態（一方のフィラメントから電子が放出され、他方のフィラメントは電子を放出しなくなる状態）、いわゆるエミレス状態になる（以下において寿命末期はエミレス状態を意味する）。高周波電力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置は、高周波電力を出力するためにスイッチング素子を用いているが、上述のような半波点灯状態になるとスイッチング素子に直流的に電流が流れ、スイッチング素子に大きな電流ストレスがかかることになる。その結果、放電灯点灯装置の出力を放電灯の寿命末期時にも定常点灯時と同様にしていると、スイッチング素子の異常発熱などにより放電灯点灯装置が破損することがある。このような事故を回避するために、従来より、放電灯の寿命末期を検出し、放電灯点灯装置の出力を低減したり出力を停止させたりする技術が提案されている（特開平６−１１１９７７号公報、特開平４−２９６４９５号公報等参照）。
【０００３】
しかしながら、並列的に接続した複数本の放電灯を１つの点灯装置で点灯させている場合に、１本の放電灯の寿命末期が検出されてすべての放電灯を消灯したとすると、すべての放電灯が突然消灯することになって照明としては不都合である。また、１本の放電灯の寿命末期が検出されたときに、全体の光出力を抑制することにより寿命末期の放電灯を消灯させることが考えられているが、正常な放電灯も消灯してしまうことがある。
【０００４】
これらの問題を解決するために、特願平１−６９３５号では、寿命末期と判断された後に放電灯点灯装置の出力を一旦低減し、一定時間が経過した後に出力を所定値に復帰させることによって、寿命末期か正常かを正確に判定することが提案されている。すなわち、特願平１−６９３５号には、図１７に示すように、商用電源のような交流電源ＡＣから高周波電力を得る点灯装置１に、放電灯２1 ，２2 の寿命末期を検出するためのランプ寿命検出部３と、ランプ寿命検出部３の検出結果に応じて点灯装置主回路１の出力を調節する出力調整部７とを設けた構成が記載されている。また、放電灯２は２本設けられ、各放電灯２には共振用（予熱用）のコンデンサＣｒが並列接続されている。
【０００５】
図１７に示す点灯装置１は、実際には図１８に示すようにインバータ１１を備え、直流カット（カプリング）用のコンデンサＣ0 と共振用のインダクタＬｒとの直列回路を介してインバータ１１の出力を放電灯２（２1 ，２2 ））の両フィラメントの一端間に与え、両フィラメントの他端間にコンデンサＣｒを接続してある。コンデンサＣ0 はコンデンサＣｒよりも十分に大きく設定されている。
【０００６】
ここで、出力調整部７によってインバータ１１の出力周波数を制御するものとする。いま、周波数ｆ0 をインダクタＬｒとコンデンサＣｒとからなる直列共振回路の共振周波数とすると、インバータ１１の出力周波数を変化させることにより、放電灯２への印加電圧を図１９のように変化させることができる。図１９においてｆ1 は正常な放電灯２を定格点灯させる周波数であり、ｆ2 は寿命末期の放電灯２が立ち消えする周波数である。また、ｆ3 ′は寿命末期の放電灯２が再点灯する周波数、ｆ3 は放電灯２をちらつきなく点灯維持させることができる周波数、ｆ4 は制御範囲の上限周波数、ｆ5 は正常な放電灯２を始動させるのに要する周波数である。なお、図１９において定格点灯時の周波数ｆ1 が始動時の周波数ｆ5 よりも低く、一見すると定格点灯時のほうが放電灯２に印加される電圧が高いように見えるが、放電灯２の点灯時には放電灯２を通る電流経路が形成されるから、共振回路の共振周波数が変化し、実際には放電灯２への印加電圧は始動時よりも低くなる。
【０００７】
この回路構成においては、ランプ寿命検出部３が寿命末期を検出すると、出力調整部７によりインバータ１１の出力周波数ｆが、ｆ2 ＜ｆ＜ｆ4 となるように設定して放電灯２を消灯させ、次に、一定時間が経過した後に、寿命末期の放電灯２が再点灯はしないが点灯していればその維持が可能な周波数ｆ、すなわちｆ3 ′＜ｆ＜ｆ3 に設定する。この周波数ｆは正常な放電灯２の始動に必要な周波数ｆ5 よりも低く、放電灯２には始動電圧よりも高い電圧を印加することができるから、正常な放電灯２であれば再点灯することになる。このように、正常な放電灯２の光出力の低下やちらつきを生じさせることなく、点灯維持することができる。
【０００８】
上述の放電灯点灯装置を、さらに具体的に示すと、図２０のようになる。インバータ１１は交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流し平滑コンデンサＣＨにより平滑して得た直流を交流波電力に変換する。すなわち、点灯装置１は、ダイオードブリッジＤＢおよび平滑コンデンサＣＨよりなる直流電源部１ａとインバータ１１よりなる高周波電源部１ｂとを備える。図示するインバータ１１はトランジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のコレクタ−エミッタを直列接続し、かつ各スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のコレクタ−エミッタ間に逆並列になるようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 を接続し、両スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を高周波で交互にオンオフさせるように構成されている。両スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は出力調整部７により制御される。
【０００９】
放電灯２i （ｉ＝１，２，……）は複数本設けられ、各放電灯２i ごとにインダクタＬｒi およびコンデンサＣｒi が設けられ、インバータ１１およびコンデンサＣ0 は複数本の放電灯２i で共用されている。ランプ寿命検出部３i は各放電灯２i の両端電圧の平均値に略比例した電圧を出力し、カソードを共通に接続したダイオードＤ3iを通してコンパレータＣＰに入力される。したがって、ランプ寿命検出部３i の出力電圧のうちもっとも高い電圧が、コンパレータＣＰによって基準電圧と比較されることになる。つまり、いずれかの放電灯２i が寿命末期になるとランプ電圧が上昇するから、コンパレータＣＰへの入力電圧が基準電圧を超えることによってコンパレータＣＰの出力がＨレベルになる。
【００１０】
出力調整部７は、タイマ用集積回路（５５５として市販されているものなど）を用いて構成されたタイマ回路１２およびワンショットマルチバイブレータ１３と、ＰＷＭ制御用集積回路（ＮＥＣ社製μＰＣ４９４等）を用いたＰＷＭ制御回路１４とを備え、さらに、アンドゲートＡ1 〜Ａ3 、ノット回路Ｉ1 ，Ｉ2 、ノア回路Ｎ1 、トランジスタＱ1 〜Ｑ4 などを備える。タイマ回路１２は、電源が投入されると外付されたコンデンサＣａと抵抗Ｒａとにより決まる一定時間Ｔａだけ図２１（ａ）のように出力をＨレベルにする。また、ワンショットマルチバイブレータ１３は、図２１（ｃ）に示すコンパレータＣＰの出力の立ち上がりによってトリガされ、図２１（ｂ）のようにコンデンサＣｂと抵抗Ｒｂとにより幅Ｔｂの決まるパルスを出力する。ここに、Ｔｂ＞Ｔａに設定されている。
【００１１】
コンパレータＣＰとタイマ回路１２とワンショットマルチバイブレータ１３との出力は、アンド回路Ａ1 〜Ａ3 とノット回路Ｉ1 ，Ｉ2 とノア回路Ｎ1 とからなる論理回路によって組み合わされ、図２１（ｄ）〜（ｆ）のような信号が生成される。
タイマ回路１２の出力はノット回路Ｉ2 により反転され、コンパレータＣＰの出力をノット回路Ｉ1 により反転した信号とともにアンド回路Ａ2 に入力される。したがって、電源投入からタイマ回路１２により時限された一定時間Ｔａが経過した後に、コンパレータＣＰの出力が立ち上がるまではアンド回路Ａ2 の出力が図２１（ｄ）のようにＨレベルになる。
【００１２】
また、ワンショットマルチバイブレータ１３の出力は、タイマ回路１２の出力を反転したノット回路Ｉ2 の出力とともにアンド回路Ａ1 に入力される。したがって、電源投入から一定時間Ｔａが経過した後に、コンパレータＣＰの出力がＨレベルになると、その時点からワンショットマルチバイブレータ１３に設定された一定時間Ｔｂは図２１（ｅ）のようにアンド回路Ａ1 の出力がＨレベルになる。
【００１３】
両アンド回路Ａ1 ，Ａ2 の出力はノア回路Ｎ1 を介してアンド回路Ａ3 の一方の入力端に与えられる。アンド回路Ａ3 の他方の入力端には、タイマ回路１２の出力を反転させるノット回路Ｉ2 の出力が与えられる。したがって、電源投入から一定時間Ｔａの経過後であって、コンパレータＣＰの出力がＨレベルになり、さらにワンショットマルチバイブレータ１３により設定される一定時間Ｔｂが経過した後に図２１（ｆ）のようにアンド回路Ａ3 の出力がＨレベルになる。図２１におけるＡ〜Ｆは、図２０のＡ〜Ｆで示す部位に対応する信号である。
【００１４】
各トランジスタＱ1 〜Ｑ4 は、タイマ回路１２の出力がＨレベルの期間、アンド回路Ａ2 の出力がＨレベルの期間、アンド回路Ａ1 の出力がＨレベルの期間、アンド回路Ａ3 の出力がＨレベルの期間にそれぞれオンになる。トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のコレクタ−エミッタにはそれぞれ抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 が直列接続され、これらの直列回路はコンデンサＣｔに並列接続されている。また、コンデンサＣｔには抵抗Ｒｔが直列接続されている。したがって、どのトランジスタＱ1 〜Ｑ4 がオンになるかに応じて抵抗Ｒｔに対して抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 が選択的に直列接続されることになる。抵抗Ｒｔおよび抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 はＰＷＭ制御回路１４の出力周波数を決定するものであって、抵抗Ｒ1 は予熱用、抵抗Ｒ2 は定格点灯用、抵抗Ｒ3 は寿命末期の放電灯２i が立ち消えする周波数ｆ（ｆ2 ＜ｆ＜ｆ4 ）の設定用、抵抗Ｒ4 は立ち消えした放電灯２i は再点灯せず正常な放電灯２i は点灯維持できる周波数ｆ3 の設定用である。
【００１５】
上述のように構成されているから、電源投入からタイマ回路１２で設定されている一定時間ＴａはトランジスタＱ1 がオンになり放電灯２i が予熱される。その後、トランジスタＱ2 がオンになって定格点灯状態になる。ところで、上述のように放電灯２i は複数本設けられており、いずれかの放電灯２i が寿命末期になると、その放電灯２i の両端電圧が上昇することによってコンパレータＣＰの出力がＨレベルになる。したがって、トランジスタＱ3 が一定時間Ｔｂだけオンになり、放電灯２i の両端電圧が低下して放電灯２i は立ち消えすることになる。その後、トランジスタＱ4 がオンになると、両端電圧が上昇し正常な放電灯２i が始動する周波数ｆ5 より低く、かつ寿命末期の放電灯２i が再始動する周波数ｆ3 ′よりも高い周波数ｆ3 になる。つまり、寿命末期の放電灯２i を点灯させることなく正常な放電灯２i のみを点灯させることになる。しかも、この周波数ｆ3 では放電灯２i をちらつきなく点灯維持させることができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１８に示した回路をフィラメントの抵抗成分Ｒｆ1 ，Ｒｆ2 および放電灯２の抵抗成分Ｒｄを含む等価回路で示すと図２２のようになる。図２２（ａ）は放電灯２の点灯時の等価回路であるが、放電灯２が点灯していなければ図２２（ｂ）のように抵抗成分Ｒｄを含まない等価回路になる。図２３はインバータ１１の出力周波数と放電灯２の両端電圧との関係を示しており、図２３の▲１▼は放電灯２の非点灯時、▲２▼は放電灯２の点灯時を示している。周波数ｆ0 はインダクタＬｒとコンデンサＣｒとによる直列共振回路の共振周波数である。
【００１７】
インバータ１１の出力周波数は周波数ｆ0 よりも高い領域に設定されており、放電灯２が点灯していないときには同周波数でも点灯時よりランプ電圧（つまり、抵抗Ｒｆ1 ，Ｒｆ2 とコンデンサＣｒとの直列回路に印加される電圧）が高くなる。また、図２２（ａ）（ｂ）を比較すればわかるように放電灯２が点灯していなければ点灯時よりもフィラメントに流れる電流が大きくなる。その結果、放電灯２が寿命末期になり点灯しない状態で電力を供給し続けると、フィラメントに流れる電流が定常点灯時よりも大幅に増加してフィラメントによる電力損失が増加するという問題が生じる。また、フィラメントの近傍で放電灯２の管壁温度が異常上昇するから、部品の耐熱温度を高くするなどの配慮が必要になり、コスト増につながるという問題が生じる。
【００１８】
要するに、複数本の放電灯２i を１台のインバータ１１で点灯させている場合に、いずれかの放電灯２i の寿命末期を検出して消灯させ、残りの正常な放電灯２i を点灯させ続けると、寿命末期になって消灯した放電灯２i のフィラメントによる無駄な電力消費が生じるとともに、フィラメント付近が非常に高温になるという問題が生じるのである。
【００１９】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、並列的に接続した複数の放電灯を１台のインバータで点灯させる場合において、いずれかの放電灯が寿命末期になったときのフィラメントでの電力損失の増加を抑制し、かつ放電灯の管壁温度の上昇を抑制した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、並列的に接続された複数の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、各放電灯の両端電圧のうちもっとも高い電圧の平均電圧を出力するランプ寿命検出手段と、ランプ寿命検出手段の出力電圧が基準電圧を超えるといずれかの放電灯がエミレス状態であることを検出し放電灯の両端電圧が比較的低い第１の電圧と比較的高い第２の電圧とを交互に周期的に繰り返す状態に移行させる出力制御手段とを備え、第１の電圧をエミレス状態の放電灯が消灯するように設定し、第２の電圧をエミレス状態の放電灯は再点灯しないが正常な放電灯は点灯維持するように設定したものである。この構成によれば、放電灯がエミレス状態になったときに放電灯の両端電圧の平均値を従来構成よりも引き下げることができるから、従来構成に比較して放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を低減することができ、正常な放電灯は点灯させて照明を確保しながらもエミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントの管壁温度の異常上昇を抑制することができる。
【００２１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、直流電源から高周波電力を生成して放電灯に供給するインバータを備え、出力制御手段がインバータの動作周波数を変化させることにより放電灯の両端電圧を第１の電圧と第２の電圧とに設定するものである。この構成は望ましい実施態様である。
請求項３の発明は、請求項２の発明において、調光点灯時に定常点灯時の周波数よりも高い周波数とする放電灯点灯装置であって、出力制御手段はインバータの動作周波数を、調光点灯の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返すように変化させるものである。この構成によれば、エミレス状態になったときには放電灯に印加される電圧が平均的には調光点灯時以下になるから、エミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントに流れる電流を大幅に低減することができ、結果的にエミレス状態の放電灯の管壁温度の異常上昇を抑制することができる。
【００２２】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、出力制御手段が第１の電圧と第２の電圧との間の移行期間に電圧を連続的に変化させるものである。この構成によれば、放電灯への供給電力が急激に変化しないから、電圧の急激な変化によるノイズの発生を低減することができる。
【００２３】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、出力制御手段が第１の電圧と第２の電圧との繰り返し周期を商用電源の周期に同期させるものである。この構成は望ましい実施態様である。
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、出力制御手段が第１の電圧の期間を第２の電圧の期間よりも長く設定しているものである。この構成によれば、正常な放電灯を点灯させることが可能であるにもかかわらず、エミレス状態の放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を大幅に低減することができる。
【００２４】
請求項７の発明は、請求項１の発明において、交流電源から直流電源を得るとともに出力電圧が可変である直流電源部を備え、出力制御手段が直流電源部の出力電圧を周期的に変化させることにより第１の電圧と第２の電圧とを放電灯に交互に印加するものである。この構成は望ましい実施態様である。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
点灯装置１は、図１に示すように、商用電源である交流電源ＡＣから直流電源を得る直流電源部１ａと、直流電源部１ａの出力を高周波電力に変換する高周波電源部１ｂとからなる。高周波電源部１ｂの出力は、直流カット用のコンデンサＣ0i（ｉ＝１，２，……）と共振用のインダクタＬｒi とを介して放電灯２i の両フィラメントの一端間に与えられる。また、放電灯２i の両フィラメントの他端間には共振用（予熱用）のコンデンサＣｒi が接続される。放電灯２i は複数本設けられ、各放電灯２i ごとにコンデンサＣ0i，Ｃｒi とインダクタＬｒi とが設けられている。つまり、１つの点灯装置１を並列的に接続した複数本の放電灯２i で共用している。各放電灯２i には両端電圧を検出することにより放電灯２i の寿命末期を検出するランプ寿命検出部（ランプ寿命検出手段）３が設けられている。ランプ寿命検出部３は、各放電灯２i のうちのいずれかの放電灯２i が寿命末期になると、寿命末期を示す信号を発生する。ただし、ランプ寿命検出部３から出力される信号は、どの放電灯２i が寿命末期であるかは示さない。ランプ寿命検出部３の出力は切換信号生成部４に入力され、いずれかの放電灯２i の寿命末期が検出されると、切換信号生成部４では寿命末期に対応した切換信号を出力する。この切換信号は、高周波電源部１ｂの出力を制御する制御部５に入力され、高周波電源部１ｂから寿命末期に対応した出力を得るようになっている。すなわち、切換信号生成部４および制御部５により出力制御手段が構成される。以下、各部を具体的に説明する。なお、以下の説明では、必要なとき以外、添字ｉを省略する。
【００２６】
直流電源部１ａは、図２に示すように、全波整流回路としてのダイオードブリッジＤＢを備え、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を抵抗ＲｄとツェナーダイオードＺＤｄとコンデンサＣｄとにより定電圧化して制御回路用の電源Ｖｃｃを得ている。また、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端間にインダクタＬｃとスイッチング素子Ｓｃと抵抗Ｒ11との直列回路を接続するとともに、スイッチング素子Ｓｃと抵抗Ｒ11との直列回路に、ダイオードＤｃとコンデンサＣｃとの直列回路を並列接続してある。スイッチング素子ＳｃとしてはここではＭＯＳＦＥＴを用いている。インダクタＬｃとスイッチング素子ＳｃとダイオードＤｃとコンデンサＣｃとは昇圧チョッパ回路を構成し、入力直流電圧を昇圧した直流電圧を出力する。
【００２７】
このような昇圧チョッパ回路は周知のものであるが、簡単に動作を説明する。スイッチング素子Ｓｃは制御回路（たとえば、モトローラ社製の集積回路ＭＣ３３２６２を用いる）ＣＮｃにより高周波でオンオフされる。そして、スイッチング素子Ｓｃのオン期間にインダクタＬｃに蓄積したエネルギをスイッチング素子Ｓｃのオフ期間にダイオードＤｃを通してコンデンサＣｃに放出することによって、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧にインダクタＬｃの両端電圧を加算した電圧をコンデンサＣｃに印加することができるのである。このようにスイッチング素子Ｓｃを高周波でオンオフすることにより、入力電流を高周波的に流すことができ、ダイオードブリッジＤＢの入力側に簡単な高周波阻止フィルタを設けるだけで、交流電源ＡＣからの入力電流波形を滑らかにして入力電流歪を低減することが可能になる。
【００２８】
ところで、図示する直流電源部１ａでは、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を検出するための検出抵抗Ｒ12，Ｒ13と、コンデンサＣｃの両端電圧を検出するための検出抵抗Ｒ14，Ｒ15と、インダクタＬｃの２次巻線の誘起電圧を検出する検出抵抗Ｒ16とを備える。制御回路ＣＮｃは、抵抗Ｒ11の両端電圧とともに、これらの検出抵抗Ｒ12〜Ｒ16で得た電圧を用いて、スイッチング素子Ｓｃのオンオフのタイミングを制御するのであって、入力力率を改善し、スイッチング素子Ｓｃの電流ストレスを低減し（つまり、スイッチング損失を低減し）、かつコンデンサＣｃの両端電圧をほぼ一定に保つように制御する。
【００２９】
さらに具体的に説明すると、抵抗Ｒ12，Ｒ13によりダイオードブリッジＤＢの出力電圧を分圧し、抵抗Ｒ13に並列接続されたコンデンサＣ13により平滑化する。したがって、抵抗Ｒ13の両端電圧によりダイオードブリッジＤＢの出力電圧に比例した電圧を検出することができる。また、抵抗Ｒ14，Ｒ15によりコンデンサＣｃの両端電圧を分圧しており、この電圧を基準電圧から減算した誤差電圧が検出される。さらに、抵抗Ｒ11の両端電圧に基づいてスイッチング素子Ｓｃのドレイン電流を知ることができる。しかして、抵抗Ｒ13の両端電圧および上記誤差電圧と抵抗Ｒ11の両端電圧とを比較してスイッチング素子Ｓｃのオン期間を決める。すなわち、抵抗Ｒ13の両端電圧が高いほどスイッチング素子Ｓｃのオフを遅らせることにより入力電圧の増減にほぼ対応するように入力電流を増減させて力率を向上させることができる。また、上記誤差電圧が大きいほどスイッチング素子Ｓｃのオフを遅らせることにより誤差電圧の増大に応じてインダクタＬｃの蓄積エネルギを増加させてコンデンサＣｃの両端電圧を上昇させるとともに、ドレイン電流が大きいほどスイッチング素子Ｓｃのオフを早めることによりコンデンサＣｃの両端電圧の上昇を抑制することによって、コンデンサＣｃの両端電圧をほぼ一定に保つのである。
【００３０】
一方、抵抗Ｒ16の両端電圧によってインダクタＬｃに流れる電流を検出することができるから、インダクタＬｃに電流がほぼ流れなくなった時点でスイッチング素子Ｓｃをオンにすれば、スイッチング素子Ｓｃを電流がほぼゼロの状態でオンにすることができ、スイッチング素子Ｓｃの電流ストレスを低減することができる。
【００３１】
以上説明したように、スイッチング素子Ｓｃのオンオフのタイミングを制御回路ＣＮｃで制御することにより、入力力率を向上させ、出力電圧を安定化し、さらにはスイッチング素子Ｓｃの電流ストレスを抑制することができる。
高周波電源部１ｂは、図３に示すように、一対のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を有し、この直列回路は直流電源部１ａのコンデンサＣｃの両端間に接続される。スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 はＭＯＳＦＥＴよりなり、従来構成におけるインバータ１１として示したダイオードＤ1 ，Ｄ2 は寄生ダイオードとしてスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に含まれている。両スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は制御部５からドライブ回路（たとえば、ＩＲ社製の集積回路ＩＲ２１１１を用いる）ＤＲを通して与えられる制御信号により交互にオンオフされる。制御部５については後述する。
【００３２】
ランプ寿命検出部３は、図４に示すように、従来構成とほぼ同様の構成であって、放電灯２の両端電圧を検出し各放電灯２ごとに検出した両端電圧をダイオードＤ3i（ｉ＝１，２，……）を介してまとめた後、平均化した出力を得る。つまり、各放電灯２i の両端間にコンデンサＣ3iと抵抗Ｒ2i，Ｒ3iとの直列回路を接続し、抵抗Ｒ2i，Ｒ3iの直列回路にダイオードＤ2iを並列接続してある。したがって、コンデンサＣ3iはダイオードＤ2iを介して充電され、抵抗Ｒ2i，Ｒ3iを介して放電される。抵抗Ｒ2i，Ｒ3iの接続点にはダイオードＤ3iのアノードが接続され、各ダイオードＤ3iのカソードは共通に接続される。さらに、ダイオードＤ3iのカソード電圧は抵抗Ｒ3 とコンデンサＣ3 とにより平滑化される。コンデンサＣ3 の両端電圧は、各放電灯２i のうちランプ電圧がもっとも高いものに対応した平均電圧になる。
【００３３】
切換信号生成部４は、図５に示すように、抵抗Ｒ41，Ｒ42により設定した基準電圧とランプ寿命検出部３の出力電圧とを比較するコンパレータＣＰ1 を備え、ランプ寿命検出部３の出力電圧が基準電圧を超えるとコンパレータＣＰ1 の出力をＨレベルにし、トランジスタＱ41，Ｑ42をオンにする。また、トランジスタＱ42がオンになると、抵抗Ｒ43を通してコンデンサＣ41を充電する。このコンデンサＣ41の両端電圧は、２つのコンパレータＣＰ2 ，ＣＰ3 によってそれぞれ異なる基準電圧と比較される。また、コンデンサＣ41の両端間にはトランジスタＱ43のコレクタ−エミッタが並列接続され、一方のコンパレータＣＰ2 の出力がＨレベルになるとトランジスタＱ43がオンになってコンデンサＣ41の電荷が放電されるようになっている。コンパレータＣＰ2 ，ＣＰ3 の基準電圧は、抵抗Ｒ44〜Ｒ46により設定されるのであって、コンパレータＣＰ2 に対する基準電圧Ｖ2 はコンパレータＣＰ3 に対する基準電圧Ｖ3 よりも高く設定されている。この構成において、コンパレータＣＰ3 の出力が切換信号生成部４の出力になる。
【００３４】
しかして、切換信号生成部４の出力電圧は、すべての放電灯２が正常であれば、図６（ａ）の左端部に示すように、比較的低い電圧に保たれるが、いずれかの放電灯２が寿命末期になると右端部のように上昇する。ここでは、寿命末期のエミレス状態を検出するから、ランプ電圧は階段状に変化することになる。コンパレータＣＰ1 の基準電圧は、ランプ寿命検出部３の出力電圧の正常時と寿命末期時との電圧値の間に設定されており、コンパレータＣＰ1 の出力は図６（ｂ）のように変化することになる。このようにして、寿命末期時にはトランジスタＱ41，Ｑ42がオンになる。
【００３５】
トランジスタＱ42のオンに伴ってコンデンサＣ41が抵抗Ｒ43を介して充電され、図６（ｃ）のようにコンデンサＣ41の両端電圧がコンパレータＣＰ3 の基準電圧Ｖ3 を超えると、図６（ｄ）のようにコンパレータＣＰ3 の出力がＨレベルになる。その後、コンデンサＣ41がさらに充電されコンデンサＣ41の両端電圧がコンパレータＣＰ2 の基準電圧Ｖ2 に達すると、トランジスタＱ43がオンになりコンデンサＣ41が放電されるから、コンパレータＣＰ3 の出力は再びＬレベルになる。このようにして切換信号生成部４の出力はＨレベルとＬレベルとを繰り返すことになる。
【００３６】
上述の回路構成では、切換信号生成部４の出力のＨレベルとＬレベルとの繰り返し周期は抵抗Ｒ43およびコンデンサＣ41と基準電圧Ｖ2 とにより決定される。また、オンデューティ（Ｈレベルの期間の割合）は２つの基準電圧Ｖ2 ，Ｖ3 の差が大きいほど長くなり、オフデューティ（Ｌレベルの期間の割合）は基準電圧Ｖ3 が高いほど長くなる。
【００３７】
制御部５は、図７に示すように、ＰＷＭ制御用集積回路（ＮＥＣ社製μＰＣ４９４等）ＩＣ1 を主構成とするものであり、この集積回路ＩＣ1 は端子ＣＴに接続されるコンデンサＣ50と端子ＲＴの出力電流とにより出力端子ＯＵＴから出力される信号の周波数を決定する。コンデンサＣ50を変更しなければ端子ＲＴの出力電流が大きいほど出力周波数が高くなる。また、図７における信号tim1は、後述する電源投入検出回路６から出力される信号であって、電源投入から一定時間だけＨレベルになる。この信号tim1がＨレベルであると、トランジスタＱ51，Ｑ52がオンになるから、コンデンサＣ51がすぐに充電される。このとき、トランジスタＱ53はオンであるからトランジスタＱ54，Ｑ55はオフになる。また、トランジスタＱ56はオンになる。さらに、トランジスタＱ57は切換信号生成部４の出力によりオンオフされるものであり、放電灯２が寿命末期でなければ切換信号生成部４の出力はＬレベルであってトランジスタＱ57はオフになっている。したがって、電源投入から一定時間は抵抗Ｒ52と抵抗Ｒ53とにより出力端子ＯＵＴからの信号の出力周波数が決定される。出力端子ＯＵＴからの信号は上述したドライブ回路ＤＲに入力され、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を制御する。
【００３８】
電源投入検出回路６は、図８に示すように、抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ6 との直列回路を備え、この直列回路にはダイオードブリッジＤＢの出力端に接続されたツェナーダイオードＺＤｄの両端電圧Ｖｃｃがに印加される。したがって、コンデンサＣ6 の両端電圧は電源投入から徐々に上昇することになる。このコンデンサＣ6 の両端電圧は、抵抗Ｒ61，Ｒ62により設定された基準電圧とコンパレータＣＰ6 により比較され、コンデンサＣ6 の両端電圧が基準電圧を超えるとコンパレータＣＰ6 の出力がＬレベルになる。コンパレータＣＰ6 にはヒステリシスを付与するための抵抗Ｒ63，Ｒ64も接続されている。このような構成であるから、電源投入から抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ6 とにより決まる一定時間はコンパレータＣＰ6 の出力である信号tim1がＨレベルになるのである。
【００３９】
電源投入から一定時間が経過すると、コンパレータＣＰ6 の出力がＬレベルになるから、トランジスタＱ51，Ｑ52，Ｑ53，Ｑ56がオフになり、コンデンサＣ51の電荷が抵抗Ｒ51およびトランジスタＱ54を通して放電される。トランジスタＱ54はトランジスタＱ55とともにカレントミラー回路を構成しているから、トランジスタＱ55に流れる電流と抵抗Ｒ52とにより決まる周波数でスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンオフさせることになる。また、コンデンサＣ51と抵抗Ｒ51とにより決まる時間が経過した後にはトランジスタＱ55には電流が流れなくなり、抵抗Ｒ52のみにより決まる周波数でスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンオフさせることになる。この状態が定常点灯状態であって、その周波数は放電灯２を点灯維持するが、寿命末期の放電灯２を一旦消灯させた後には再点灯しない程度（ｆ3 ′とｆ3 との間）に設定される。
【００４０】
次に、いずれかの放電灯２が寿命末期になったとすると、ランプ寿命検出部３からの信号によってトランジスタＱ５７はオンオフを交互に繰り返す。したがって、抵抗Ｒ ５２ により決まる定常点灯時と同じ周波数の信号と、これに抵抗Ｒ５４に流れる電流を加えることにより決まる周波数の信号とが交互に出力されることになる。抵抗Ｒ５４に流れる電流を加えたときの出力周波数は定常点灯時よりも高周波になるのであって、この周波数は寿命末期の放電灯２を立ち消えさせるように（つまりｆ２ とｆ４ との間）設定される。
【００４１】
要するに、図９に示すように、電源投入から一定時間が経過した時刻ｔ1 においてコンデンサＣ51の放電が開始されて出力周波数が低下し、時刻ｔ2 において定常点灯になる。その後、寿命末期が時刻ｔx で検出されると、定常点灯状態の周波数と寿命末期の放電灯２を消灯させる周波数とを交互に周期的に繰り返す状態になる。つまり、図１０に示すように、放電灯２への印加電圧が正常な放電灯２を点灯維持できる電圧Ｖａになる期間と、その電圧よりも低い電圧Ｖｂになる期間とを交互に繰り返すように制御されるのである。ここに、定常点灯時よりも低い電圧Ｖｂ（つまり、定常点灯時よりも高い周波数）は、寿命末期の放電灯２の管壁温度を異常上昇させない程度に設定される。このような制御により、寿命末期の放電灯２は立ち消えするが、正常な放電灯２は短時間で点灯・消灯を繰り返し、照明を確保することができる。しかも、寿命末期の放電灯２の管壁温度の上昇も抑制することができる。
【００４２】
（実施形態２）
本実施形態は、実施形態１の構成において、切換信号生成部４を図１１の構成に変更し、かつ制御部５を図１２の構成に変更したものである。
すなわち、切換信号生成部４は、ランプ寿命検出部３の出力電圧を基準電圧と比較する実施形態１と同様のコンパレータＣＰ1 と、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を抵抗Ｒ47，Ｒ48により分圧した電圧を基準電圧と比較するコンパレータＣＰ4 とを備える。コンパレータＣＰ4 の基準電圧は抵抗Ｒ44′〜Ｒ46′の直列回路における抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の接続点より得られ、抵抗Ｒ45′，Ｒ46′の接続点にはコンパレータＣＰ1 の出力端が接続される。
【００４３】
放電灯２が正常であれば図１３（ａ）の左端部のようにコンパレータＣＰ1 の非反転入力端への入力電圧は低く、コンパレータＣＰ1 の出力は図１３（ｂ）のようにＬレベルであって、抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の直列回路の両端の電位差は比較的大きくなっている。このときの抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の接続点の電位は、コンパレータＣＰ4 の非反転入力端に印加される電圧のピーク値よりも高く設定される（図１３（ｃ）参照）。
いずれかの放電灯２が寿命末期になるとコンパレータＣＰ1 の非反転入力端への入力電圧が上昇して、図１３（ｂ）のようにコンパレータＣＰ1 の出力がＨレベルになる。ここで、コンパレータＣＰ1 の出力のＨレベルはツェナーダイオードＺＤ1 により得られる定電圧よりも低く設定してあり、抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の接続点にはコンパレータＣＰ4 の非反転入力端に印加される電圧のピーク値よりも低いが０Ｖではない所定電圧が得られるようにしてある。したがって、図１３（ｄ）に示すように、コンパレータＣＰ4 の出力は交流電源ＡＣの２倍の周波数であって、コンパレータＣＰ4 への入力電圧の関係によってデューティの決まる矩形波状になる。
【００４４】
一方、制御部５は、実施形態１で用いた制御部５に対して、基本的には抵抗Ｒ55とトランジスタＱ58とを追加したものである。抵抗Ｒ55はトランジスタＱ58のコレクタ−エミッタに直列接続され、この直列回路は抵抗Ｒ54に直列接続されている。したがって、トランジスタＱ57のオフ時にトランジスタＱ58がオンになれば集積回路ＩＣ1 の端子ＲＴには抵抗Ｒ54と抵抗Ｒ55との直列回路が接続されることになる。このときの出力端子ＯＵＴからの出力周波数は定常点灯時の周波数よりも高くなり、したがって、放電灯２の光出力は定常点灯時よりも低減されることになる。つまり、定常点灯状態に対する調光点灯状態になる。このような構成であるから、トランジスタＱ58に対してＨレベルになる調光信号を入力すれば、定常点灯時よりも光量を低減させるように制御することが可能である。
【００４５】
一方、トランジスタＱ58はコンパレータＣＰ1 の出力を受けることによってもオンオフされる。つまり、放電灯２の寿命末期が検出されると調光点灯状態か否かにはかかわらずトランジスタＱ58がオンになる。トランジスタＱ57は実施形態１と同様に寿命末期時にはオンオフを繰り返すから、集積回路ＩＣ1 の端子ＲＴには抵抗Ｒ54のみが接続される状態と、抵抗Ｒ54と抵抗Ｒ55との直列回路が接続される状態とが交互に繰り返されることになる。その結果、寿命末期時には抵抗Ｒ54，Ｒ55の直列回路が接続された調光点灯状態と、抵抗Ｒ54のみが接続されたさらに光量を低減する状態とを繰り返すことになる。ここで、抵抗Ｒ54のみが接続された状態での周波数を寿命末期の放電灯２を消灯させる範囲で設定しておけば、寿命末期の放電灯２は消灯し、かつ正常な放電灯２のみが点灯することになる。しかも、調光点灯状態とそれ以下の状態とを繰り返すから、調光点灯状態よりも放電灯２のフィラメントに流れる電流を低減することができ、結果的に寿命末期の放電灯２のフィラメントの近傍の管壁温度の異常上昇を抑制することができる。
【００４６】
上述のような構成により、図１４に示すように、電源投入から一定時間後の時刻ｔ1 でコンデンサＣ51が放電を開始し、時刻ｔ2 でコンデンサＣ51の放電が終了して定常点灯になり、その後、時刻ｔx で寿命末期が検出されると、定常点灯状態（調光点灯）の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返して出力されるのである。
【００４７】
ところで、図１２に破線で示しているように、トランジスタＱ57のベース−エミッタ間にコンデンサＣ52を接続してもよい。このようなコンデンサＣ52を追加すれば、寿命末期が検出されてトランジスタＱ57がオンオフを繰り返す際に、オンオフ間の移行が緩やかになり、周波数が連続的に変化することになる。要するに、トランジスタＱ57は徐々にオン方向に移行し、また徐々にオフ方向に移行することになる。このような制御を行なえば、過渡応答の影響が緩和され、とくにノイズの低減に効果がある。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４８】
（実施形態３）
本実施形態では、制御部５として図１５に示すように、図７に示した実施形態１の制御部５から抵抗Ｒ54およびトランジスタＱ57を省略した構成を採用している。一方、直流電源部１ａのコンデンサＣｃの両端電圧を検出するための抵抗Ｒ14，Ｒ15に代えて、図１６に示す回路を用いている。
【００４９】
すなわち、実施形態１における抵抗Ｒ14，Ｒ15はコンデンサＣｃの両端電圧を所定電圧に保つように出力電圧が設定されているから、この出力電圧よりも高い電圧を発生させればコンデンサＣｃの両端電圧が上昇したとみなされてコンデンサＣｃの両端電圧が引き下げられることになる。コンデンサＣｃの両端電圧が低下すれば、高周波電源部への入力電圧が低下するから、結果的に放電灯２への供給電力も低減されることになる。このような知見に基づいて、本実施形態では直流電源部１ａの出力電圧を制御する。
【００５０】
図１６に示す回路では、コンデンサＣｃの両端電圧を分圧する３個の抵抗Ｒ71〜Ｒ73を設け、抵抗Ｒ73にはトランジスタＱ71のコレクタ−エミッタを接続し、さらに、トランジスタＱ71のベース−エミッタ間にトランジスタＱ72のコレクタ−エミッタを接続してある。トランジスタＱ71のベースには抵抗Ｒ74，Ｒ75によりバイアスが与えられる。また、トランジスタＱ72は切換信号生成部４の出力により制御される。つまり、切換信号生成部４の出力をトランジスタＱ72のベースに与えることにより、正常時にはトランジスタＱ72はオフになっている。このとき、トランジスタＱ71はオンであり抵抗Ｒ71，Ｒ72により分圧された比較的低い電圧が制御回路ＣＮｃに与えられる。
【００５１】
一方、ランプ寿命検出部３が寿命末期を検出するとトランジスタＱ72がオンオフを繰り返すようになり、トランジスタＱ71もオンオフを繰り返す。その結果、トランジスタＱ71のオン期間には抵抗Ｒ72と抵抗Ｒ73との直列回路と抵抗Ｒ71との接続点の電圧が制御回路ＣＮｃに入力される。つまり、制御回路ＣＮｃには正常時よりも高い電圧が印加されるから、コンデンサＣｃの両端電圧を下げる方向にスイッチング素子Ｓｃのオンデューティが制御されるのである。このようにして、コンデンサＣｃの両端電圧はトランジスタＱ72のオンオフに対応して周期的に低下するから、高周波電源部の出力も周期的に低下することになる。つまり、本実施形態においては、直流電源部１ａの出力電圧を制御することにより、寿命末期の放電灯２のフィラメントに流れる電流を低減することができ、管壁温度の上昇を抑制することができる。しかも、正常な放電灯２は点灯維持することが可能である。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、並列的に接続された複数の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、各放電灯の両端電圧のうちもっとも高い電圧の平均電圧を出力するランプ寿命検出手段と、ランプ寿命検出手段の出力電圧が基準電圧を超えるといずれかの放電灯がエミレス状態であることを検出し放電灯の両端電圧が比較的低い第１の電圧と比較的高い第２の電圧とを交互に周期的に繰り返す状態に移行させる出力制御手段とを備え、第１の電圧をエミレス状態の放電灯が消灯するように設定し、第２の電圧をエミレス状態の放電灯は再点灯しないが正常な放電灯は点灯維持するように設定したものであり、放電灯がエミレス状態になったときに放電灯の両端電圧の平均値を従来構成よりも引き下げることができるから、従来構成に比較して放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を低減することができ、正常な放電灯は点灯させて照明を確保しながらもエミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントの管壁温度の異常上昇を抑制することができるという利点がある。
【００５３】
請求項３の発明のように、調光点灯時に定常点灯時の周波数よりも高い周波数とする放電灯点灯装置であって、出力制御手段はインバータの動作周波数を、調光点灯の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返すように変化させるものでは、エミレス状態になったときには放電灯に印加される電圧が平均的には調光点灯時以下になるから、エミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントに流れる電流を大幅に低減することができ、結果的にエミレス状態の放電灯の管壁温度の異常上昇を抑制することができるという利点がある。
請求項４の発明のように、出力制御手段が第１の電圧と第２の電圧との間の移行期間に電圧を連続的に変化させるものでは、放電灯への供給電力が急激に変化しないから、電圧の急激な変化によるノイズの発生を低減することができるという利点がある。
【００５４】
請求項６の発明のように、出力制御手段が第１の電圧の期間を第２の電圧の期間よりも長く設定しているものでは、正常な放電灯を点灯させることが可能であるにもかかわらず、エミレス状態の放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を大幅に低減することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示すブロック図である。
【図２】同上に用いる直流電源部を示す回路図である。
【図３】同上に用いる高周波電源部を示す回路図である。
【図４】同上に用いるランプ寿命検出部を示す回路図である。
【図５】同上に用いる切換信号生成部を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上に用いる制御部を示す回路図である。
【図８】同上に用いる電源投入検出回路を示す回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】実施形態２に用いる切換信号生成部を示す回路図である。
【図１２】同上に用いる制御部を示す回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】実施形態３に用いる切換信号生成部を示す回路図である。
【図１６】同上の要部回路図である。
【図１７】従来例を示すブロック図である。
【図１８】同上の要部ブロック図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】同上の具体回路図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】同上の動作説明図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 点灯装置
１ａ 直流電源部
１ｂ 高周波電源部
２ 放電灯
３ ランプ寿命検出部
４ 切換信号生成部
５ 制御部
１１ インバータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の放電灯を高周波電力により点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、熱陰極を有する放電灯では寿命末期時にフィラメントの電子放出物質の消耗によって半波放電状態（一方のフィラメントから電子が放出され、他方のフィラメントは電子を放出しなくなる状態）、いわゆるエミレス状態になる（以下において寿命末期はエミレス状態を意味する）。高周波電力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置は、高周波電力を出力するためにスイッチング素子を用いているが、上述のような半波点灯状態になるとスイッチング素子に直流的に電流が流れ、スイッチング素子に大きな電流ストレスがかかることになる。その結果、放電灯点灯装置の出力を放電灯の寿命末期時にも定常点灯時と同様にしていると、スイッチング素子の異常発熱などにより放電灯点灯装置が破損することがある。このような事故を回避するために、従来より、放電灯の寿命末期を検出し、放電灯点灯装置の出力を低減したり出力を停止させたりする技術が提案されている（特開平６−１１１９７７号公報、特開平４−２９６４９５号公報等参照）。
【０００３】
しかしながら、並列的に接続した複数本の放電灯を１つの点灯装置で点灯させている場合に、１本の放電灯の寿命末期が検出されてすべての放電灯を消灯したとすると、すべての放電灯が突然消灯することになって照明としては不都合である。また、１本の放電灯の寿命末期が検出されたときに、全体の光出力を抑制することにより寿命末期の放電灯を消灯させることが考えられているが、正常な放電灯も消灯してしまうことがある。
【０００４】
これらの問題を解決するために、特願平１−６９３５号では、寿命末期と判断された後に放電灯点灯装置の出力を一旦低減し、一定時間が経過した後に出力を所定値に復帰させることによって、寿命末期か正常かを正確に判定することが提案されている。すなわち、特願平１−６９３５号には、図１７に示すように、商用電源のような交流電源ＡＣから高周波電力を得る点灯装置１に、放電灯２1 ，２2 の寿命末期を検出するためのランプ寿命検出部３と、ランプ寿命検出部３の検出結果に応じて点灯装置主回路１の出力を調節する出力調整部７とを設けた構成が記載されている。また、放電灯２は２本設けられ、各放電灯２には共振用（予熱用）のコンデンサＣｒが並列接続されている。
【０００５】
図１７に示す点灯装置１は、実際には図１８に示すようにインバータ１１を備え、直流カット（カプリング）用のコンデンサＣ0 と共振用のインダクタＬｒとの直列回路を介してインバータ１１の出力を放電灯２（２1 ，２2 ））の両フィラメントの一端間に与え、両フィラメントの他端間にコンデンサＣｒを接続してある。コンデンサＣ0 はコンデンサＣｒよりも十分に大きく設定されている。
【０００６】
ここで、出力調整部７によってインバータ１１の出力周波数を制御するものとする。いま、周波数ｆ0 をインダクタＬｒとコンデンサＣｒとからなる直列共振回路の共振周波数とすると、インバータ１１の出力周波数を変化させることにより、放電灯２への印加電圧を図１９のように変化させることができる。図１９においてｆ1 は正常な放電灯２を定格点灯させる周波数であり、ｆ2 は寿命末期の放電灯２が立ち消えする周波数である。また、ｆ3 ′は寿命末期の放電灯２が再点灯する周波数、ｆ3 は放電灯２をちらつきなく点灯維持させることができる周波数、ｆ4 は制御範囲の上限周波数、ｆ5 は正常な放電灯２を始動させるのに要する周波数である。なお、図１９において定格点灯時の周波数ｆ1 が始動時の周波数ｆ5 よりも低く、一見すると定格点灯時のほうが放電灯２に印加される電圧が高いように見えるが、放電灯２の点灯時には放電灯２を通る電流経路が形成されるから、共振回路の共振周波数が変化し、実際には放電灯２への印加電圧は始動時よりも低くなる。
【０００７】
この回路構成においては、ランプ寿命検出部３が寿命末期を検出すると、出力調整部７によりインバータ１１の出力周波数ｆが、ｆ2 ＜ｆ＜ｆ4 となるように設定して放電灯２を消灯させ、次に、一定時間が経過した後に、寿命末期の放電灯２が再点灯はしないが点灯していればその維持が可能な周波数ｆ、すなわちｆ3 ′＜ｆ＜ｆ3 に設定する。この周波数ｆは正常な放電灯２の始動に必要な周波数ｆ5 よりも低く、放電灯２には始動電圧よりも高い電圧を印加することができるから、正常な放電灯２であれば再点灯することになる。このように、正常な放電灯２の光出力の低下やちらつきを生じさせることなく、点灯維持することができる。
【０００８】
上述の放電灯点灯装置を、さらに具体的に示すと、図２０のようになる。インバータ１１は交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流し平滑コンデンサＣＨにより平滑して得た直流を交流波電力に変換する。すなわち、点灯装置１は、ダイオードブリッジＤＢおよび平滑コンデンサＣＨよりなる直流電源部１ａとインバータ１１よりなる高周波電源部１ｂとを備える。図示するインバータ１１はトランジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のコレクタ−エミッタを直列接続し、かつ各スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のコレクタ−エミッタ間に逆並列になるようにダイオードＤ1 ，Ｄ2 を接続し、両スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を高周波で交互にオンオフさせるように構成されている。両スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は出力調整部７により制御される。
【０００９】
放電灯２i （ｉ＝１，２，……）は複数本設けられ、各放電灯２i ごとにインダクタＬｒi およびコンデンサＣｒi が設けられ、インバータ１１およびコンデンサＣ0 は複数本の放電灯２i で共用されている。ランプ寿命検出部３i は各放電灯２i の両端電圧の平均値に略比例した電圧を出力し、カソードを共通に接続したダイオードＤ3iを通してコンパレータＣＰに入力される。したがって、ランプ寿命検出部３i の出力電圧のうちもっとも高い電圧が、コンパレータＣＰによって基準電圧と比較されることになる。つまり、いずれかの放電灯２i が寿命末期になるとランプ電圧が上昇するから、コンパレータＣＰへの入力電圧が基準電圧を超えることによってコンパレータＣＰの出力がＨレベルになる。
【００１０】
出力調整部７は、タイマ用集積回路（５５５として市販されているものなど）を用いて構成されたタイマ回路１２およびワンショットマルチバイブレータ１３と、ＰＷＭ制御用集積回路（ＮＥＣ社製μＰＣ４９４等）を用いたＰＷＭ制御回路１４とを備え、さらに、アンドゲートＡ1 〜Ａ3 、ノット回路Ｉ1 ，Ｉ2 、ノア回路Ｎ1 、トランジスタＱ1 〜Ｑ4 などを備える。タイマ回路１２は、電源が投入されると外付されたコンデンサＣａと抵抗Ｒａとにより決まる一定時間Ｔａだけ図２１（ａ）のように出力をＨレベルにする。また、ワンショットマルチバイブレータ１３は、図２１（ｃ）に示すコンパレータＣＰの出力の立ち上がりによってトリガされ、図２１（ｂ）のようにコンデンサＣｂと抵抗Ｒｂとにより幅Ｔｂの決まるパルスを出力する。ここに、Ｔｂ＞Ｔａに設定されている。
【００１１】
コンパレータＣＰとタイマ回路１２とワンショットマルチバイブレータ１３との出力は、アンド回路Ａ1 〜Ａ3 とノット回路Ｉ1 ，Ｉ2 とノア回路Ｎ1 とからなる論理回路によって組み合わされ、図２１（ｄ）〜（ｆ）のような信号が生成される。
タイマ回路１２の出力はノット回路Ｉ2 により反転され、コンパレータＣＰの出力をノット回路Ｉ1 により反転した信号とともにアンド回路Ａ2 に入力される。したがって、電源投入からタイマ回路１２により時限された一定時間Ｔａが経過した後に、コンパレータＣＰの出力が立ち上がるまではアンド回路Ａ2 の出力が図２１（ｄ）のようにＨレベルになる。
【００１２】
また、ワンショットマルチバイブレータ１３の出力は、タイマ回路１２の出力を反転したノット回路Ｉ2 の出力とともにアンド回路Ａ1 に入力される。したがって、電源投入から一定時間Ｔａが経過した後に、コンパレータＣＰの出力がＨレベルになると、その時点からワンショットマルチバイブレータ１３に設定された一定時間Ｔｂは図２１（ｅ）のようにアンド回路Ａ1 の出力がＨレベルになる。
【００１３】
両アンド回路Ａ1 ，Ａ2 の出力はノア回路Ｎ1 を介してアンド回路Ａ3 の一方の入力端に与えられる。アンド回路Ａ3 の他方の入力端には、タイマ回路１２の出力を反転させるノット回路Ｉ2 の出力が与えられる。したがって、電源投入から一定時間Ｔａの経過後であって、コンパレータＣＰの出力がＨレベルになり、さらにワンショットマルチバイブレータ１３により設定される一定時間Ｔｂが経過した後に図２１（ｆ）のようにアンド回路Ａ3 の出力がＨレベルになる。図２１におけるＡ〜Ｆは、図２０のＡ〜Ｆで示す部位に対応する信号である。
【００１４】
各トランジスタＱ1 〜Ｑ4 は、タイマ回路１２の出力がＨレベルの期間、アンド回路Ａ2 の出力がＨレベルの期間、アンド回路Ａ1 の出力がＨレベルの期間、アンド回路Ａ3 の出力がＨレベルの期間にそれぞれオンになる。トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のコレクタ−エミッタにはそれぞれ抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 が直列接続され、これらの直列回路はコンデンサＣｔに並列接続されている。また、コンデンサＣｔには抵抗Ｒｔが直列接続されている。したがって、どのトランジスタＱ1 〜Ｑ4 がオンになるかに応じて抵抗Ｒｔに対して抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 が選択的に直列接続されることになる。抵抗Ｒｔおよび抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 はＰＷＭ制御回路１４の出力周波数を決定するものであって、抵抗Ｒ1 は予熱用、抵抗Ｒ2 は定格点灯用、抵抗Ｒ3 は寿命末期の放電灯２i が立ち消えする周波数ｆ（ｆ2 ＜ｆ＜ｆ4 ）の設定用、抵抗Ｒ4 は立ち消えした放電灯２i は再点灯せず正常な放電灯２i は点灯維持できる周波数ｆ3 の設定用である。
【００１５】
上述のように構成されているから、電源投入からタイマ回路１２で設定されている一定時間ＴａはトランジスタＱ1 がオンになり放電灯２i が予熱される。その後、トランジスタＱ2 がオンになって定格点灯状態になる。ところで、上述のように放電灯２i は複数本設けられており、いずれかの放電灯２i が寿命末期になると、その放電灯２i の両端電圧が上昇することによってコンパレータＣＰの出力がＨレベルになる。したがって、トランジスタＱ3 が一定時間Ｔｂだけオンになり、放電灯２i の両端電圧が低下して放電灯２i は立ち消えすることになる。その後、トランジスタＱ4 がオンになると、両端電圧が上昇し正常な放電灯２i が始動する周波数ｆ5 より低く、かつ寿命末期の放電灯２i が再始動する周波数ｆ3 ′よりも高い周波数ｆ3 になる。つまり、寿命末期の放電灯２i を点灯させることなく正常な放電灯２i のみを点灯させることになる。しかも、この周波数ｆ3 では放電灯２i をちらつきなく点灯維持させることができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１８に示した回路をフィラメントの抵抗成分Ｒｆ1 ，Ｒｆ2 および放電灯２の抵抗成分Ｒｄを含む等価回路で示すと図２２のようになる。図２２（ａ）は放電灯２の点灯時の等価回路であるが、放電灯２が点灯していなければ図２２（ｂ）のように抵抗成分Ｒｄを含まない等価回路になる。図２３はインバータ１１の出力周波数と放電灯２の両端電圧との関係を示しており、図２３の▲１▼は放電灯２の非点灯時、▲２▼は放電灯２の点灯時を示している。周波数ｆ0 はインダクタＬｒとコンデンサＣｒとによる直列共振回路の共振周波数である。
【００１７】
インバータ１１の出力周波数は周波数ｆ0 よりも高い領域に設定されており、放電灯２が点灯していないときには同周波数でも点灯時よりランプ電圧（つまり、抵抗Ｒｆ1 ，Ｒｆ2 とコンデンサＣｒとの直列回路に印加される電圧）が高くなる。また、図２２（ａ）（ｂ）を比較すればわかるように放電灯２が点灯していなければ点灯時よりもフィラメントに流れる電流が大きくなる。その結果、放電灯２が寿命末期になり点灯しない状態で電力を供給し続けると、フィラメントに流れる電流が定常点灯時よりも大幅に増加してフィラメントによる電力損失が増加するという問題が生じる。また、フィラメントの近傍で放電灯２の管壁温度が異常上昇するから、部品の耐熱温度を高くするなどの配慮が必要になり、コスト増につながるという問題が生じる。
【００１８】
要するに、複数本の放電灯２i を１台のインバータ１１で点灯させている場合に、いずれかの放電灯２i の寿命末期を検出して消灯させ、残りの正常な放電灯２i を点灯させ続けると、寿命末期になって消灯した放電灯２i のフィラメントによる無駄な電力消費が生じるとともに、フィラメント付近が非常に高温になるという問題が生じるのである。
【００１９】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、並列的に接続した複数の放電灯を１台のインバータで点灯させる場合において、いずれかの放電灯が寿命末期になったときのフィラメントでの電力損失の増加を抑制し、かつ放電灯の管壁温度の上昇を抑制した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、並列的に接続された複数の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、各放電灯の両端電圧のうちもっとも高い電圧の平均電圧を出力するランプ寿命検出手段と、ランプ寿命検出手段の出力電圧が基準電圧を超えるといずれかの放電灯がエミレス状態であることを検出し放電灯の両端電圧が比較的低い第１の電圧と比較的高い第２の電圧とを交互に周期的に繰り返す状態に移行させる出力制御手段とを備え、第１の電圧をエミレス状態の放電灯が消灯するように設定し、第２の電圧をエミレス状態の放電灯は再点灯しないが正常な放電灯は点灯維持するように設定したものである。この構成によれば、放電灯がエミレス状態になったときに放電灯の両端電圧の平均値を従来構成よりも引き下げることができるから、従来構成に比較して放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を低減することができ、正常な放電灯は点灯させて照明を確保しながらもエミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントの管壁温度の異常上昇を抑制することができる。
【００２１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、直流電源から高周波電力を生成して放電灯に供給するインバータを備え、出力制御手段がインバータの動作周波数を変化させることにより放電灯の両端電圧を第１の電圧と第２の電圧とに設定するものである。この構成は望ましい実施態様である。
請求項３の発明は、請求項２の発明において、調光点灯時に定常点灯時の周波数よりも高い周波数とする放電灯点灯装置であって、出力制御手段はインバータの動作周波数を、調光点灯の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返すように変化させるものである。この構成によれば、エミレス状態になったときには放電灯に印加される電圧が平均的には調光点灯時以下になるから、エミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントに流れる電流を大幅に低減することができ、結果的にエミレス状態の放電灯の管壁温度の異常上昇を抑制することができる。
【００２２】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、出力制御手段が第１の電圧と第２の電圧との間の移行期間に電圧を連続的に変化させるものである。この構成によれば、放電灯への供給電力が急激に変化しないから、電圧の急激な変化によるノイズの発生を低減することができる。
【００２３】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、出力制御手段が第１の電圧と第２の電圧との繰り返し周期を商用電源の周期に同期させるものである。この構成は望ましい実施態様である。
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、出力制御手段が第１の電圧の期間を第２の電圧の期間よりも長く設定しているものである。この構成によれば、正常な放電灯を点灯させることが可能であるにもかかわらず、エミレス状態の放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を大幅に低減することができる。
【００２４】
請求項７の発明は、請求項１の発明において、交流電源から直流電源を得るとともに出力電圧が可変である直流電源部を備え、出力制御手段が直流電源部の出力電圧を周期的に変化させることにより第１の電圧と第２の電圧とを放電灯に交互に印加するものである。この構成は望ましい実施態様である。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
点灯装置１は、図１に示すように、商用電源である交流電源ＡＣから直流電源を得る直流電源部１ａと、直流電源部１ａの出力を高周波電力に変換する高周波電源部１ｂとからなる。高周波電源部１ｂの出力は、直流カット用のコンデンサＣ0i（ｉ＝１，２，……）と共振用のインダクタＬｒi とを介して放電灯２i の両フィラメントの一端間に与えられる。また、放電灯２i の両フィラメントの他端間には共振用（予熱用）のコンデンサＣｒi が接続される。放電灯２i は複数本設けられ、各放電灯２i ごとにコンデンサＣ0i，Ｃｒi とインダクタＬｒi とが設けられている。つまり、１つの点灯装置１を並列的に接続した複数本の放電灯２i で共用している。各放電灯２i には両端電圧を検出することにより放電灯２i の寿命末期を検出するランプ寿命検出部（ランプ寿命検出手段）３が設けられている。ランプ寿命検出部３は、各放電灯２i のうちのいずれかの放電灯２i が寿命末期になると、寿命末期を示す信号を発生する。ただし、ランプ寿命検出部３から出力される信号は、どの放電灯２i が寿命末期であるかは示さない。ランプ寿命検出部３の出力は切換信号生成部４に入力され、いずれかの放電灯２i の寿命末期が検出されると、切換信号生成部４では寿命末期に対応した切換信号を出力する。この切換信号は、高周波電源部１ｂの出力を制御する制御部５に入力され、高周波電源部１ｂから寿命末期に対応した出力を得るようになっている。すなわち、切換信号生成部４および制御部５により出力制御手段が構成される。以下、各部を具体的に説明する。なお、以下の説明では、必要なとき以外、添字ｉを省略する。
【００２６】
直流電源部１ａは、図２に示すように、全波整流回路としてのダイオードブリッジＤＢを備え、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を抵抗ＲｄとツェナーダイオードＺＤｄとコンデンサＣｄとにより定電圧化して制御回路用の電源Ｖｃｃを得ている。また、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端間にインダクタＬｃとスイッチング素子Ｓｃと抵抗Ｒ11との直列回路を接続するとともに、スイッチング素子Ｓｃと抵抗Ｒ11との直列回路に、ダイオードＤｃとコンデンサＣｃとの直列回路を並列接続してある。スイッチング素子ＳｃとしてはここではＭＯＳＦＥＴを用いている。インダクタＬｃとスイッチング素子ＳｃとダイオードＤｃとコンデンサＣｃとは昇圧チョッパ回路を構成し、入力直流電圧を昇圧した直流電圧を出力する。
【００２７】
このような昇圧チョッパ回路は周知のものであるが、簡単に動作を説明する。スイッチング素子Ｓｃは制御回路（たとえば、モトローラ社製の集積回路ＭＣ３３２６２を用いる）ＣＮｃにより高周波でオンオフされる。そして、スイッチング素子Ｓｃのオン期間にインダクタＬｃに蓄積したエネルギをスイッチング素子Ｓｃのオフ期間にダイオードＤｃを通してコンデンサＣｃに放出することによって、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧にインダクタＬｃの両端電圧を加算した電圧をコンデンサＣｃに印加することができるのである。このようにスイッチング素子Ｓｃを高周波でオンオフすることにより、入力電流を高周波的に流すことができ、ダイオードブリッジＤＢの入力側に簡単な高周波阻止フィルタを設けるだけで、交流電源ＡＣからの入力電流波形を滑らかにして入力電流歪を低減することが可能になる。
【００２８】
ところで、図示する直流電源部１ａでは、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を検出するための検出抵抗Ｒ12，Ｒ13と、コンデンサＣｃの両端電圧を検出するための検出抵抗Ｒ14，Ｒ15と、インダクタＬｃの２次巻線の誘起電圧を検出する検出抵抗Ｒ16とを備える。制御回路ＣＮｃは、抵抗Ｒ11の両端電圧とともに、これらの検出抵抗Ｒ12〜Ｒ16で得た電圧を用いて、スイッチング素子Ｓｃのオンオフのタイミングを制御するのであって、入力力率を改善し、スイッチング素子Ｓｃの電流ストレスを低減し（つまり、スイッチング損失を低減し）、かつコンデンサＣｃの両端電圧をほぼ一定に保つように制御する。
【００２９】
さらに具体的に説明すると、抵抗Ｒ12，Ｒ13によりダイオードブリッジＤＢの出力電圧を分圧し、抵抗Ｒ13に並列接続されたコンデンサＣ13により平滑化する。したがって、抵抗Ｒ13の両端電圧によりダイオードブリッジＤＢの出力電圧に比例した電圧を検出することができる。また、抵抗Ｒ14，Ｒ15によりコンデンサＣｃの両端電圧を分圧しており、この電圧を基準電圧から減算した誤差電圧が検出される。さらに、抵抗Ｒ11の両端電圧に基づいてスイッチング素子Ｓｃのドレイン電流を知ることができる。しかして、抵抗Ｒ13の両端電圧および上記誤差電圧と抵抗Ｒ11の両端電圧とを比較してスイッチング素子Ｓｃのオン期間を決める。すなわち、抵抗Ｒ13の両端電圧が高いほどスイッチング素子Ｓｃのオフを遅らせることにより入力電圧の増減にほぼ対応するように入力電流を増減させて力率を向上させることができる。また、上記誤差電圧が大きいほどスイッチング素子Ｓｃのオフを遅らせることにより誤差電圧の増大に応じてインダクタＬｃの蓄積エネルギを増加させてコンデンサＣｃの両端電圧を上昇させるとともに、ドレイン電流が大きいほどスイッチング素子Ｓｃのオフを早めることによりコンデンサＣｃの両端電圧の上昇を抑制することによって、コンデンサＣｃの両端電圧をほぼ一定に保つのである。
【００３０】
一方、抵抗Ｒ16の両端電圧によってインダクタＬｃに流れる電流を検出することができるから、インダクタＬｃに電流がほぼ流れなくなった時点でスイッチング素子Ｓｃをオンにすれば、スイッチング素子Ｓｃを電流がほぼゼロの状態でオンにすることができ、スイッチング素子Ｓｃの電流ストレスを低減することができる。
【００３１】
以上説明したように、スイッチング素子Ｓｃのオンオフのタイミングを制御回路ＣＮｃで制御することにより、入力力率を向上させ、出力電圧を安定化し、さらにはスイッチング素子Ｓｃの電流ストレスを抑制することができる。
高周波電源部１ｂは、図３に示すように、一対のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を有し、この直列回路は直流電源部１ａのコンデンサＣｃの両端間に接続される。スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 はＭＯＳＦＥＴよりなり、従来構成におけるインバータ１１として示したダイオードＤ1 ，Ｄ2 は寄生ダイオードとしてスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に含まれている。両スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は制御部５からドライブ回路（たとえば、ＩＲ社製の集積回路ＩＲ２１１１を用いる）ＤＲを通して与えられる制御信号により交互にオンオフされる。制御部５については後述する。
【００３２】
ランプ寿命検出部３は、図４に示すように、従来構成とほぼ同様の構成であって、放電灯２の両端電圧を検出し各放電灯２ごとに検出した両端電圧をダイオードＤ3i（ｉ＝１，２，……）を介してまとめた後、平均化した出力を得る。つまり、各放電灯２i の両端間にコンデンサＣ3iと抵抗Ｒ2i，Ｒ3iとの直列回路を接続し、抵抗Ｒ2i，Ｒ3iの直列回路にダイオードＤ2iを並列接続してある。したがって、コンデンサＣ3iはダイオードＤ2iを介して充電され、抵抗Ｒ2i，Ｒ3iを介して放電される。抵抗Ｒ2i，Ｒ3iの接続点にはダイオードＤ3iのアノードが接続され、各ダイオードＤ3iのカソードは共通に接続される。さらに、ダイオードＤ3iのカソード電圧は抵抗Ｒ3 とコンデンサＣ3 とにより平滑化される。コンデンサＣ3 の両端電圧は、各放電灯２i のうちランプ電圧がもっとも高いものに対応した平均電圧になる。
【００３３】
切換信号生成部４は、図５に示すように、抵抗Ｒ41，Ｒ42により設定した基準電圧とランプ寿命検出部３の出力電圧とを比較するコンパレータＣＰ1 を備え、ランプ寿命検出部３の出力電圧が基準電圧を超えるとコンパレータＣＰ1 の出力をＨレベルにし、トランジスタＱ41，Ｑ42をオンにする。また、トランジスタＱ42がオンになると、抵抗Ｒ43を通してコンデンサＣ41を充電する。このコンデンサＣ41の両端電圧は、２つのコンパレータＣＰ2 ，ＣＰ3 によってそれぞれ異なる基準電圧と比較される。また、コンデンサＣ41の両端間にはトランジスタＱ43のコレクタ−エミッタが並列接続され、一方のコンパレータＣＰ2 の出力がＨレベルになるとトランジスタＱ43がオンになってコンデンサＣ41の電荷が放電されるようになっている。コンパレータＣＰ2 ，ＣＰ3 の基準電圧は、抵抗Ｒ44〜Ｒ46により設定されるのであって、コンパレータＣＰ2 に対する基準電圧Ｖ2 はコンパレータＣＰ3 に対する基準電圧Ｖ3 よりも高く設定されている。この構成において、コンパレータＣＰ3 の出力が切換信号生成部４の出力になる。
【００３４】
しかして、切換信号生成部４の出力電圧は、すべての放電灯２が正常であれば、図６（ａ）の左端部に示すように、比較的低い電圧に保たれるが、いずれかの放電灯２が寿命末期になると右端部のように上昇する。ここでは、寿命末期のエミレス状態を検出するから、ランプ電圧は階段状に変化することになる。コンパレータＣＰ1 の基準電圧は、ランプ寿命検出部３の出力電圧の正常時と寿命末期時との電圧値の間に設定されており、コンパレータＣＰ1 の出力は図６（ｂ）のように変化することになる。このようにして、寿命末期時にはトランジスタＱ41，Ｑ42がオンになる。
【００３５】
トランジスタＱ42のオンに伴ってコンデンサＣ41が抵抗Ｒ43を介して充電され、図６（ｃ）のようにコンデンサＣ41の両端電圧がコンパレータＣＰ3 の基準電圧Ｖ3 を超えると、図６（ｄ）のようにコンパレータＣＰ3 の出力がＨレベルになる。その後、コンデンサＣ41がさらに充電されコンデンサＣ41の両端電圧がコンパレータＣＰ2 の基準電圧Ｖ2 に達すると、トランジスタＱ43がオンになりコンデンサＣ41が放電されるから、コンパレータＣＰ3 の出力は再びＬレベルになる。このようにして切換信号生成部４の出力はＨレベルとＬレベルとを繰り返すことになる。
【００３６】
上述の回路構成では、切換信号生成部４の出力のＨレベルとＬレベルとの繰り返し周期は抵抗Ｒ43およびコンデンサＣ41と基準電圧Ｖ2 とにより決定される。また、オンデューティ（Ｈレベルの期間の割合）は２つの基準電圧Ｖ2 ，Ｖ3 の差が大きいほど長くなり、オフデューティ（Ｌレベルの期間の割合）は基準電圧Ｖ3 が高いほど長くなる。
【００３７】
制御部５は、図７に示すように、ＰＷＭ制御用集積回路（ＮＥＣ社製μＰＣ４９４等）ＩＣ1 を主構成とするものであり、この集積回路ＩＣ1 は端子ＣＴに接続されるコンデンサＣ50と端子ＲＴの出力電流とにより出力端子ＯＵＴから出力される信号の周波数を決定する。コンデンサＣ50を変更しなければ端子ＲＴの出力電流が大きいほど出力周波数が高くなる。また、図７における信号tim1は、後述する電源投入検出回路６から出力される信号であって、電源投入から一定時間だけＨレベルになる。この信号tim1がＨレベルであると、トランジスタＱ51，Ｑ52がオンになるから、コンデンサＣ51がすぐに充電される。このとき、トランジスタＱ53はオンであるからトランジスタＱ54，Ｑ55はオフになる。また、トランジスタＱ56はオンになる。さらに、トランジスタＱ57は切換信号生成部４の出力によりオンオフされるものであり、放電灯２が寿命末期でなければ切換信号生成部４の出力はＬレベルであってトランジスタＱ57はオフになっている。したがって、電源投入から一定時間は抵抗Ｒ52と抵抗Ｒ53とにより出力端子ＯＵＴからの信号の出力周波数が決定される。出力端子ＯＵＴからの信号は上述したドライブ回路ＤＲに入力され、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を制御する。
【００３８】
電源投入検出回路６は、図８に示すように、抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ6 との直列回路を備え、この直列回路にはダイオードブリッジＤＢの出力端に接続されたツェナーダイオードＺＤｄの両端電圧Ｖｃｃがに印加される。したがって、コンデンサＣ6 の両端電圧は電源投入から徐々に上昇することになる。このコンデンサＣ6 の両端電圧は、抵抗Ｒ61，Ｒ62により設定された基準電圧とコンパレータＣＰ6 により比較され、コンデンサＣ6 の両端電圧が基準電圧を超えるとコンパレータＣＰ6 の出力がＬレベルになる。コンパレータＣＰ6 にはヒステリシスを付与するための抵抗Ｒ63，Ｒ64も接続されている。このような構成であるから、電源投入から抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ6 とにより決まる一定時間はコンパレータＣＰ6 の出力である信号tim1がＨレベルになるのである。
【００３９】
電源投入から一定時間が経過すると、コンパレータＣＰ6 の出力がＬレベルになるから、トランジスタＱ51，Ｑ52，Ｑ53，Ｑ56がオフになり、コンデンサＣ51の電荷が抵抗Ｒ51およびトランジスタＱ54を通して放電される。トランジスタＱ54はトランジスタＱ55とともにカレントミラー回路を構成しているから、トランジスタＱ55に流れる電流と抵抗Ｒ52とにより決まる周波数でスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンオフさせることになる。また、コンデンサＣ51と抵抗Ｒ51とにより決まる時間が経過した後にはトランジスタＱ55には電流が流れなくなり、抵抗Ｒ52のみにより決まる周波数でスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 をオンオフさせることになる。この状態が定常点灯状態であって、その周波数は放電灯２を点灯維持するが、寿命末期の放電灯２を一旦消灯させた後には再点灯しない程度（ｆ3 ′とｆ3 との間）に設定される。
【００４０】
次に、いずれかの放電灯２が寿命末期になったとすると、ランプ寿命検出部３からの信号によってトランジスタＱ５７はオンオフを交互に繰り返す。したがって、抵抗Ｒ ５２ により決まる定常点灯時と同じ周波数の信号と、これに抵抗Ｒ５４に流れる電流を加えることにより決まる周波数の信号とが交互に出力されることになる。抵抗Ｒ５４に流れる電流を加えたときの出力周波数は定常点灯時よりも高周波になるのであって、この周波数は寿命末期の放電灯２を立ち消えさせるように（つまりｆ２ とｆ４ との間）設定される。
【００４１】
要するに、図９に示すように、電源投入から一定時間が経過した時刻ｔ1 においてコンデンサＣ51の放電が開始されて出力周波数が低下し、時刻ｔ2 において定常点灯になる。その後、寿命末期が時刻ｔx で検出されると、定常点灯状態の周波数と寿命末期の放電灯２を消灯させる周波数とを交互に周期的に繰り返す状態になる。つまり、図１０に示すように、放電灯２への印加電圧が正常な放電灯２を点灯維持できる電圧Ｖａになる期間と、その電圧よりも低い電圧Ｖｂになる期間とを交互に繰り返すように制御されるのである。ここに、定常点灯時よりも低い電圧Ｖｂ（つまり、定常点灯時よりも高い周波数）は、寿命末期の放電灯２の管壁温度を異常上昇させない程度に設定される。このような制御により、寿命末期の放電灯２は立ち消えするが、正常な放電灯２は短時間で点灯・消灯を繰り返し、照明を確保することができる。しかも、寿命末期の放電灯２の管壁温度の上昇も抑制することができる。
【００４２】
（実施形態２）
本実施形態は、実施形態１の構成において、切換信号生成部４を図１１の構成に変更し、かつ制御部５を図１２の構成に変更したものである。
すなわち、切換信号生成部４は、ランプ寿命検出部３の出力電圧を基準電圧と比較する実施形態１と同様のコンパレータＣＰ1 と、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を抵抗Ｒ47，Ｒ48により分圧した電圧を基準電圧と比較するコンパレータＣＰ4 とを備える。コンパレータＣＰ4 の基準電圧は抵抗Ｒ44′〜Ｒ46′の直列回路における抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の接続点より得られ、抵抗Ｒ45′，Ｒ46′の接続点にはコンパレータＣＰ1 の出力端が接続される。
【００４３】
放電灯２が正常であれば図１３（ａ）の左端部のようにコンパレータＣＰ1 の非反転入力端への入力電圧は低く、コンパレータＣＰ1 の出力は図１３（ｂ）のようにＬレベルであって、抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の直列回路の両端の電位差は比較的大きくなっている。このときの抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の接続点の電位は、コンパレータＣＰ4 の非反転入力端に印加される電圧のピーク値よりも高く設定される（図１３（ｃ）参照）。
いずれかの放電灯２が寿命末期になるとコンパレータＣＰ1 の非反転入力端への入力電圧が上昇して、図１３（ｂ）のようにコンパレータＣＰ1 の出力がＨレベルになる。ここで、コンパレータＣＰ1 の出力のＨレベルはツェナーダイオードＺＤ1 により得られる定電圧よりも低く設定してあり、抵抗Ｒ44′，Ｒ45′の接続点にはコンパレータＣＰ4 の非反転入力端に印加される電圧のピーク値よりも低いが０Ｖではない所定電圧が得られるようにしてある。したがって、図１３（ｄ）に示すように、コンパレータＣＰ4 の出力は交流電源ＡＣの２倍の周波数であって、コンパレータＣＰ4 への入力電圧の関係によってデューティの決まる矩形波状になる。
【００４４】
一方、制御部５は、実施形態１で用いた制御部５に対して、基本的には抵抗Ｒ55とトランジスタＱ58とを追加したものである。抵抗Ｒ55はトランジスタＱ58のコレクタ−エミッタに直列接続され、この直列回路は抵抗Ｒ54に直列接続されている。したがって、トランジスタＱ57のオフ時にトランジスタＱ58がオンになれば集積回路ＩＣ1 の端子ＲＴには抵抗Ｒ54と抵抗Ｒ55との直列回路が接続されることになる。このときの出力端子ＯＵＴからの出力周波数は定常点灯時の周波数よりも高くなり、したがって、放電灯２の光出力は定常点灯時よりも低減されることになる。つまり、定常点灯状態に対する調光点灯状態になる。このような構成であるから、トランジスタＱ58に対してＨレベルになる調光信号を入力すれば、定常点灯時よりも光量を低減させるように制御することが可能である。
【００４５】
一方、トランジスタＱ58はコンパレータＣＰ1 の出力を受けることによってもオンオフされる。つまり、放電灯２の寿命末期が検出されると調光点灯状態か否かにはかかわらずトランジスタＱ58がオンになる。トランジスタＱ57は実施形態１と同様に寿命末期時にはオンオフを繰り返すから、集積回路ＩＣ1 の端子ＲＴには抵抗Ｒ54のみが接続される状態と、抵抗Ｒ54と抵抗Ｒ55との直列回路が接続される状態とが交互に繰り返されることになる。その結果、寿命末期時には抵抗Ｒ54，Ｒ55の直列回路が接続された調光点灯状態と、抵抗Ｒ54のみが接続されたさらに光量を低減する状態とを繰り返すことになる。ここで、抵抗Ｒ54のみが接続された状態での周波数を寿命末期の放電灯２を消灯させる範囲で設定しておけば、寿命末期の放電灯２は消灯し、かつ正常な放電灯２のみが点灯することになる。しかも、調光点灯状態とそれ以下の状態とを繰り返すから、調光点灯状態よりも放電灯２のフィラメントに流れる電流を低減することができ、結果的に寿命末期の放電灯２のフィラメントの近傍の管壁温度の異常上昇を抑制することができる。
【００４６】
上述のような構成により、図１４に示すように、電源投入から一定時間後の時刻ｔ1 でコンデンサＣ51が放電を開始し、時刻ｔ2 でコンデンサＣ51の放電が終了して定常点灯になり、その後、時刻ｔx で寿命末期が検出されると、定常点灯状態（調光点灯）の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返して出力されるのである。
【００４７】
ところで、図１２に破線で示しているように、トランジスタＱ57のベース−エミッタ間にコンデンサＣ52を接続してもよい。このようなコンデンサＣ52を追加すれば、寿命末期が検出されてトランジスタＱ57がオンオフを繰り返す際に、オンオフ間の移行が緩やかになり、周波数が連続的に変化することになる。要するに、トランジスタＱ57は徐々にオン方向に移行し、また徐々にオフ方向に移行することになる。このような制御を行なえば、過渡応答の影響が緩和され、とくにノイズの低減に効果がある。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４８】
（実施形態３）
本実施形態では、制御部５として図１５に示すように、図７に示した実施形態１の制御部５から抵抗Ｒ54およびトランジスタＱ57を省略した構成を採用している。一方、直流電源部１ａのコンデンサＣｃの両端電圧を検出するための抵抗Ｒ14，Ｒ15に代えて、図１６に示す回路を用いている。
【００４９】
すなわち、実施形態１における抵抗Ｒ14，Ｒ15はコンデンサＣｃの両端電圧を所定電圧に保つように出力電圧が設定されているから、この出力電圧よりも高い電圧を発生させればコンデンサＣｃの両端電圧が上昇したとみなされてコンデンサＣｃの両端電圧が引き下げられることになる。コンデンサＣｃの両端電圧が低下すれば、高周波電源部への入力電圧が低下するから、結果的に放電灯２への供給電力も低減されることになる。このような知見に基づいて、本実施形態では直流電源部１ａの出力電圧を制御する。
【００５０】
図１６に示す回路では、コンデンサＣｃの両端電圧を分圧する３個の抵抗Ｒ71〜Ｒ73を設け、抵抗Ｒ73にはトランジスタＱ71のコレクタ−エミッタを接続し、さらに、トランジスタＱ71のベース−エミッタ間にトランジスタＱ72のコレクタ−エミッタを接続してある。トランジスタＱ71のベースには抵抗Ｒ74，Ｒ75によりバイアスが与えられる。また、トランジスタＱ72は切換信号生成部４の出力により制御される。つまり、切換信号生成部４の出力をトランジスタＱ72のベースに与えることにより、正常時にはトランジスタＱ72はオフになっている。このとき、トランジスタＱ71はオンであり抵抗Ｒ71，Ｒ72により分圧された比較的低い電圧が制御回路ＣＮｃに与えられる。
【００５１】
一方、ランプ寿命検出部３が寿命末期を検出するとトランジスタＱ72がオンオフを繰り返すようになり、トランジスタＱ71もオンオフを繰り返す。その結果、トランジスタＱ71のオン期間には抵抗Ｒ72と抵抗Ｒ73との直列回路と抵抗Ｒ71との接続点の電圧が制御回路ＣＮｃに入力される。つまり、制御回路ＣＮｃには正常時よりも高い電圧が印加されるから、コンデンサＣｃの両端電圧を下げる方向にスイッチング素子Ｓｃのオンデューティが制御されるのである。このようにして、コンデンサＣｃの両端電圧はトランジスタＱ72のオンオフに対応して周期的に低下するから、高周波電源部の出力も周期的に低下することになる。つまり、本実施形態においては、直流電源部１ａの出力電圧を制御することにより、寿命末期の放電灯２のフィラメントに流れる電流を低減することができ、管壁温度の上昇を抑制することができる。しかも、正常な放電灯２は点灯維持することが可能である。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、並列的に接続された複数の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、各放電灯の両端電圧のうちもっとも高い電圧の平均電圧を出力するランプ寿命検出手段と、ランプ寿命検出手段の出力電圧が基準電圧を超えるといずれかの放電灯がエミレス状態であることを検出し放電灯の両端電圧が比較的低い第１の電圧と比較的高い第２の電圧とを交互に周期的に繰り返す状態に移行させる出力制御手段とを備え、第１の電圧をエミレス状態の放電灯が消灯するように設定し、第２の電圧をエミレス状態の放電灯は再点灯しないが正常な放電灯は点灯維持するように設定したものであり、放電灯がエミレス状態になったときに放電灯の両端電圧の平均値を従来構成よりも引き下げることができるから、従来構成に比較して放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を低減することができ、正常な放電灯は点灯させて照明を確保しながらもエミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントの管壁温度の異常上昇を抑制することができるという利点がある。
【００５３】
請求項３の発明のように、調光点灯時に定常点灯時の周波数よりも高い周波数とする放電灯点灯装置であって、出力制御手段はインバータの動作周波数を、調光点灯の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返すように変化させるものでは、エミレス状態になったときには放電灯に印加される電圧が平均的には調光点灯時以下になるから、エミレス状態で消灯している放電灯のフィラメントに流れる電流を大幅に低減することができ、結果的にエミレス状態の放電灯の管壁温度の異常上昇を抑制することができるという利点がある。
請求項４の発明のように、出力制御手段が第１の電圧と第２の電圧との間の移行期間に電圧を連続的に変化させるものでは、放電灯への供給電力が急激に変化しないから、電圧の急激な変化によるノイズの発生を低減することができるという利点がある。
【００５４】
請求項６の発明のように、出力制御手段が第１の電圧の期間を第２の電圧の期間よりも長く設定しているものでは、正常な放電灯を点灯させることが可能であるにもかかわらず、エミレス状態の放電灯のフィラメントに流れる電流の平均値を大幅に低減することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示すブロック図である。
【図２】同上に用いる直流電源部を示す回路図である。
【図３】同上に用いる高周波電源部を示す回路図である。
【図４】同上に用いるランプ寿命検出部を示す回路図である。
【図５】同上に用いる切換信号生成部を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上に用いる制御部を示す回路図である。
【図８】同上に用いる電源投入検出回路を示す回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】実施形態２に用いる切換信号生成部を示す回路図である。
【図１２】同上に用いる制御部を示す回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】実施形態３に用いる切換信号生成部を示す回路図である。
【図１６】同上の要部回路図である。
【図１７】従来例を示すブロック図である。
【図１８】同上の要部ブロック図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】同上の具体回路図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】同上の動作説明図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 点灯装置
１ａ 直流電源部
１ｂ 高周波電源部
２ 放電灯
３ ランプ寿命検出部
４ 切換信号生成部
５ 制御部
１１ インバータ
Claims (7)
- 並列的に接続された複数の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、各放電灯の両端電圧のうちもっとも高い電圧の平均電圧を出力するランプ寿命検出手段と、ランプ寿命検出手段の出力電圧が基準電圧を超えるといずれかの放電灯がエミレス状態であることを検出し放電灯の両端電圧が比較的低い第１の電圧と比較的高い第２の電圧とを交互に周期的に繰り返す状態に移行させる出力制御手段とを備え、第１の電圧をエミレス状態の放電灯が消灯するように設定し、第２の電圧をエミレス状態の放電灯は再点灯しないが正常な放電灯は点灯維持するように設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 直流電源から高周波電力を生成して放電灯に供給するインバータを備え、出力制御手段はインバータの動作周波数を変化させることにより放電灯の両端電圧を第１の電圧と第２の電圧とに設定することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 調光点灯時に定常点灯時の周波数よりも高い周波数とする放電灯点灯装置であって、出力制御手段はインバータの動作周波数を、調光点灯の周波数と、それよりも高い周波数とが交互に繰り返すように変化させることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 出力制御手段は第１の電圧と第２の電圧との間の移行期間に電圧を連続的に変化させることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
- 出力制御手段は第１の電圧と第２の電圧との繰り返し周期を商用電源の周期に同期させることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
- 出力制御手段は第１の電圧の期間を第２の電圧の期間よりも長く設定していることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
- 交流電源から直流電源を得るとともに出力電圧が可変である直流電源部を備え、出力制御手段は直流電源部の出力電圧を周期的に変化させることにより第１の電圧と第２の電圧とを放電灯に交互に印加することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3077097A JP3767064B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-02-14 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3077097A JP3767064B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-02-14 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10228986A JPH10228986A (ja) | 1998-08-25 |
| JP3767064B2 true JP3767064B2 (ja) | 2006-04-19 |
Family
ID=12312927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3077097A Expired - Fee Related JP3767064B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-02-14 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3767064B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4514554B2 (ja) * | 2004-08-19 | 2010-07-28 | 新電元工業株式会社 | 放電灯点灯装置 |
-
1997
- 1997-02-14 JP JP3077097A patent/JP3767064B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10228986A (ja) | 1998-08-25 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040820 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040907 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041108 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090210 Year of fee payment: 3 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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