JP3717897B2 - 高速pll周波数シンセサイザー - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、ループフィルタを有した高速PLL(Phase−Locked Loop)周波数シンセサイザーに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一系統のPLL回路で、VCO(Voltage controlled oscillator)の送受信周波数制御ができるPLL周波数シンセサイザーの構成において、従来方式で用いたループフィルタは、「1種類の低域フィルタのみか、2種類の低域の継続接続されたものを使用する。」である。送信と受信の低域フィルタ特性を個々に設定できるようなものではない。(例えば、非特許文献1参照)
また、PLL周波数シンセサイザーの高速ロックアップの実現方法をLPF(ローパスフィルタ)の回路の工夫で実施しているものもある。(例えば、非特許文献2参照)
【0003】
【非特許文献1】
小川 伸郎著「新しいPLL技術」オーム出版、昭和62年6月20日、p.39−42
【非特許文献2】
萩原 将文、鈴木 裕一 編著「実用PLL周波数シンセサイザー」総合電子出版社、1995年3月10日、p.186−188
【0004】
従来、用いられているPLL周波数シンセサイザーの構成原理を表す例を、図3に示す。図3は、プログラムカウンタと、リファレンスカウンタと、位相比較器とを有したPLL−IC1、PLL−IC1出力の位相補正パルスから直流成分を得るループフィルタとしてのLPF2、所定の局部発振周波数を出力するVCO3、VCO3出力周波数をプリセット形分周するプリスケーラ、基準周波数発振器によって構成されている。
従来例では、送信時のPLL周波数シンセサイザーの特性と受信時のPLL周波数シンセサイザーの特性を異にしたい場合には、基準周波数発振器は共通とし、PLL−IC、LPF、VCO、プリスケーラのいずれかの回路は送信用、受信用それぞれに有する構成としていた。
また、PLL周波数シンセサイザーの高速ロック手段として、チャネル周波数切替え時などの周波数遷移時には時定数の小さなLPF側を選択してロック速度を速め、所定の周波数ロック後には、時定数の大きなLPFに切り替えてロック安定度を確保するような構成例もある(非特許文献2 参照)。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
移動体通信機器で用いられるPLL周波数シンセサイザーは、チャネル周波数間隔が狭い上、移動体の移動速度に追従させるため高速でチャネル周波数切替えをしなければならない。
また、送信側のVCOに直接FM変調及びFSK変調をかけてデータ変調するような無線機においては、音声帯域(0.3〜3kHz)に加えて、その下部帯域(約1〜300Hz)での信号伝送をも実現することが必要であるため、PLL周波数シンセサイザーでは、時定数の大きいループフィルタが必要となり、その結果、PLL周波数シンセサイザーのロック時間は長くなる。受信側においても同じループフィルタの構成をとるのでロック時間は長くなる。このような理由から、従来は、複雑な構成を有したPLL周波数シンセサイザーでないと、高速ロックの実現は困難であるとされていた。
【0006】
本発明は、前記課題を解決して、簡易な構成により、高速ロックされる高速PLL周波数シンセサイザーを提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明の高速PLL周波数シンセサイザーは、 PLL用ICと、ループフィルタと、VCOとを一系統に形成されたPLL周波数シンセサイザーであって、
前記ループフィルタの構成素子である複数の抵抗と複数のコンデンサは、それぞれSWを用いて送信と受信とに切り替えて該送信と受信それぞれのループフィルタ特性に対応させるように設定する手段と、
前記PLL用ICの出力と前記コンデンサとの間に、電流増幅用バッファーアンプとして演算増幅器が接続され、送受チャンネル周波数切り替え時の所定のタイミング時間に前記コンデンサの電荷の充放電を前記演算増幅器によって行う手段と、
さらに、受信から送信への切替え時に前記コンデンサの動作電位の変化量を少なくさせるために受信時は未使用となる側の前記コンデンサを前記VCOの制御電圧の中点電位に充電しておく手段とが備えられ前記送信と受信との切替え時の時定数の収斂が高速化されたことを特徴とすることにより上記課題を解決したものである。
【0008】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の実施例を示す回路図であり、集積回路PLLであるPLL−IC1、ループフィルタ2、演算増幅器4、中点電位電源部5、インバータ6、VCO3等を有するPLL周波数シンセサイザーの要部である。
ループフィルタ2は、抵抗器とコンデンサの複数の素子によるLPFの基本構成を有しているものである。このループフィルタ2の入出力間に接続され、時定数を構成する抵抗器R1と、このR1の出力側とGND間に並列接続され、時定数を構成する抵抗器R2、抵抗器R3とがあり、このR3に直列接続された送受切り替え制御が行えるスイッチSW1があり、SW1が送信時オンして、R2とR3による並列抵抗値が構成され送信時の時定数を与える抵抗値となる。なお受信時はR2のみとなる。
更に、時定数を構成するコンデンサC1、コンデンサC2があり、このC2に直列接続された送受切り替え制御が行えるスイッチSW2があり、SW2が送信時オンして、C1とC2の並列容量値が構成され送信時の時定数を与える容量値となる。なお受信時はC1のみとなる。 SW1とSW2は、それぞれTX/RX制御信号によって制御される(例えば、送信時“H”レベル:オン、受信時“L”レベル:オフ)。
以上の操作により、受信時のループフィルタは、R1、R2、C1で構成されるラグリード・フィルタ型として時定数が設定され、送信時のループフィルタは、R1、R2とR3の並列抵抗値、C1とC2の並列容量値で構成されるラグリード・フィルタ型として時定数が設定されてPLL周波数シンセサイザーに用いられる。
このように送信と受信のそれぞれに対して、所望の抵抗値分、所望の容量値分の素子を切替え選択して、時定数が切り替えられて送信と受信のループフィルタ特性を別々に設定可能とすることにより、PLL周波数シンセサイザーの送信時、受信時それぞれのチャネル周波数に応じたループフィルタとしてのLPFを送受一系統の回路構成で構成されるものである。
特に、送信時にあっては変調周波数特性をDC成分近傍から音声周波数の高域範囲までの周波数帯域をもったデータ変調特性に対応したループフィルタの時定数に設定することが可能となる。
【0009】
次に、PLL―IC1とC1の間に接続され、電流増幅用バッファーアンプとして作用する演算増幅器4と、この回路のループ制御を行うスイッチSW3を有して、チャネル周波数切り替え時のC1、C2電荷の充放電をコンデンサに対して直接に行えるようにする回路なので、ループフィルタ所望のRC時定数を経た充放電を待たずに、C1、C2の充放電を直接に行えることで高速ロック時間を実現でき、PLL周波数シンセサイザー全体(送信,受信)の高速化を図ることができる高速制御回路である。
SW3は、Loop sel信号(マイクロコンピュータによりソフト的に制御された信号)により制御されるものであり、マイクロコンピュータから出されるLE(ロードイネーブル)信号の立ち上がりパルスと同期させ数msecの間のLoop sel信号として、この回路に入力され、例えば、Loop sel信号“H”レベルで、SW3オンとし演算増幅器4の出力をC1に接続し、送信時にあってはC2にも接続させることになり、受信時はC1,送信時はC1とC2の充放電を上記タイミング間において直接に行い高速となる。
なお、当然ながら、周波数チャネル切替え時以外のタイミングでのPLLロックループは、ループフィルタ所望の時定数でループ制御が行われる回路である。
【0010】
更に、送信時の時定数として接続されるコンデンサC2は、接続された送受切り替え制御として用いられるスイッチSW4を介して所定のDC電圧を有する中点電位電源部5に接続される。受信時には、時定数として未使用となるC2であるので、SW4がオン状態となって、C2の電荷をVCO3の制御電圧の中点電位に中点電位電源部5の電圧で充電される。受信殻送信へのチャネル周波数切替え時の送信側時定数としてのC2の電位の変化量を少なくすることで高速ロック時間を実現する高速制御回路である。
SW4は TX /RX の反転信号により制御される。例えば中点電位電源部5出力を2.5Vに設定することで、受信⇒送信のチャネル周波数切替え時のPLLロックループの時定数を決める送信側のコンデンサC2のスタート電位は常に2.5Vとなる。Loチャネル周波数の制御電圧は1Vであり、Hiチャネル周波数の制御電圧は4Vであるような送信VCO制御の場合、チャネル周波数切替り時の最大電圧変化が、チャージアップ時のC2制御電圧は、2.5V→4Vの電圧変化量であり、チャージダウン時のC2制御電圧は、2.5V→1Vの電圧変化量となり、両電圧変化量とも1.5Vとなり、本回路を有しない従来回路の電圧変化量の1/2以下に抑えられる(従来の電圧変化量は、チャージアップ時、0V→4Vで4Vとなり、チャージダウン時、4V→1Vで3Vとなる。)。
このようにPLLロックループの時定数用コンデンサの充放電の負担を減らすことで、PLL周波数シンセサイザー全体(送信,受信)の高速化を図ることができる。
【0011】
制御信号のタイム・チャート例を図2に示す。図2-(A)は、送信⇒受信のチャネル周波数切替えタイム・チャートを示す。マイクロコンピュータから出力されるLE信号の指令に従い、先ずLoop sel信号を約4ミリ秒間、例えば“H”レベルとし、SW3がオン状態となる。そのオンタイミングの間、チャネル周波数切替えのためのC1、C2の充放電制御が行わる。更に、TX/RX信号が例えば“L”レベルでRXモードに切替えられ、SW1とSW2はオフ状態となり、R1,R2、C1での受信用時定数の回路構成となる。SW4はオン状態となりC2と中点電位電源部5が接続され充電状態となる。
図2-(B)は、受信⇒送信のチャネル周波数切替えタイム・チャートを示す。マイクロコンピュータから出力されるLE信号の指令に従い、先ずLoop sel信号を約7ミリ秒間、例えば“H”レベルとし、SW3がオン状態となる。そのオンタイミングの間チャネル周波数切替えのためのC1、C2の充放電制御が行われ、更に、TX/RX信号が例えば“H”レベルでTXモードに切替えられ、SW1はオン状態となり、R2とR3が並列接続となり、SW2もオン状態となり、C1とC2が並列接続となる。R1,R2、R3、C1、C2での送信用時定数の回路構成となる。SW4はオフ状態となりC2と中点電位電源部5が切り離される。
【0012】
【発明の効果】
以上詳細に述べたように、本発明は、移動体通信機器で用いられるPLL周波数シンセサイザーとして、その要求を満たすべく次の効果を奏する。
(1)ループフィルタの時定数は、送受毎に一部回路素子の切替えですむので、PLL周波数シンセサイザーとしては、1系統のループフィルタ構成で済むので回路構成の省力化となる。
(2)ループフィルタの時定数は、送受毎に、その特性値を設定するので、送受毎に精度の高いPLLループ特性を得ることができる。
(3)チャネル周波数切替え時の限定されたタイミングで、ループフィルタの時定数用コンデンサの充放電を強制的に行えるので、送受信とも高速度のPLLループ特性を得ることができる。
(4)受信体タイミング時に、送信用コンデンサに、VCO中点電位を与えておくので、送信時において、高速度のPLLループ特性を得ることができる。
(5)VCOに直接変調を掛けてデータ伝送するような装置の高速のPLL周波数シンセサイザーに適する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示す回路図である。
【図2】本発明の制御信号タイム・チャートである。
【図3】従来のPLL周波数シンセサイザーの基本構成例である。
【符号の説明】
1 PLL−IC
2 ループフィルタ(LPF)
3 VCO
4 演算増幅器
5 中点電位電源部(DC)
6 インバータ
Claims (1)
- PLL用ICと、ループフィルタと、VCOとを一系統に形成されたPLL周波数シンセサイザーであって、
前記ループフィルタの構成素子である複数の抵抗と複数のコンデンサは、それぞれSWを用いて送信と受信とに切り替えて該送信と受信それぞれのループフィルタ特性に対応させるように設定する手段と、
前記PLL用ICの出力と前記コンデンサとの間に、電流増幅用バッファーアンプとして演算増幅器が接続され、送受チャンネル周波数切り替え時の所定のタイミング時間に前記コンデンサの電荷の充放電を前記演算増幅器によって行う手段と、
さらに、受信から送信への切替え時に前記コンデンサの動作電位の変化量を少なくさせるために受信時は未使用となる側の前記コンデンサを前記VCOの制御電圧の中点電位に充電しておく手段とが備えられ前記送信と受信との切替え時の時定数の収斂が高速化されたことを特徴とする高速PLL周波数シンセサイザー。
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