JP3714418B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3714418B2 JP3714418B2 JP2002080645A JP2002080645A JP3714418B2 JP 3714418 B2 JP3714418 B2 JP 3714418B2 JP 2002080645 A JP2002080645 A JP 2002080645A JP 2002080645 A JP2002080645 A JP 2002080645A JP 3714418 B2 JP3714418 B2 JP 3714418B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bias
- output
- transformer
- bias current
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、ACアダプタなどに使用されるスイッチング電源装置に関し、特に待機時の消費電力を低減したスイッチング電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
出願人は特願2000−165719号明細書において、軽負荷時および待機時の消費電力を低減したスイッチング電源装置の発明を提案した。以下、この発明の概要を説明する。
【0003】
図4にスイッチング電源装置の構成を示す。図4において、TRは1次巻き線L1と2次巻き線L2とから構成されるトランスである。この2次巻き線L2に蓄積されたエネルギーは磁束検出回路10で検出される。
【0004】
磁束検出回路10は2次巻き線L2と抵抗R1によってトランスTRに蓄積されたエネルギーを電圧信号として検出する。この電圧信号はコンパレータTRCMPによって基準電圧Vtと比較され、その出力V6はフリップフロップFF1をセットする。
【0005】
20は二次側回路である。2次巻き線L2に蓄積されたエネルギーはダイオードDおよびコンデンサCで整流、平滑され、負荷Zに供給される。負荷Zに印可される電圧はフィードバック回路30で検出される。
【0006】
すなわち、負荷Zにかかる電圧と基準電圧Vrefの差電圧が誤差増幅器EAで検出され、電流指令値V4としてヒステリシス幅Vhysを有するコンパレータCSCMP*に入力される。
【0007】
40は電流ループ回路である。トランスTRの1次巻き線L1に流れる電流は抵抗Rsによって電圧信号V3に変換され、コンパレータCSCMP*に入力される。このコンパレータCSCMP*の出力V5はフリップフロップFF2をリセットすると共にゲートGに入力される。
【0008】
フリップフロップFF1の出力V7はゲートGに入力される。ゲートGの出力はフリップフロップFF2をセットする。このフリップフロップFF2の出力V2は1次巻き線L1に流れる電流を制御するスイッチング素子SWを制御すると共にフリップフロップFF1をリセットする。
【0009】
このような回路は図5に示した電源から電力および各種バイアス電流が供給される。図5において、LsはトランスTRに巻かれた補助巻き線である。この補助巻き線Lsに誘起される電圧をダイオードDsで整流し、コンデンサCsで平滑して電源Vccを作る。また、このVccをバイアス回路50に有力して各種バイアス電流を作成している。
【0010】
次に、図6を用いてこのスイッチング電源装置の動作を説明する。スイッチング素子SWがオンになると抵抗Rsに流れる電流が増加してV3が上昇する。V3=V4になるとV5は高レベルに変化し、FF2がリセットされてV2が低レベルになり、SWはオフになる。2次側巻き線L2に蓄積されたエネルギーが放電してI2が流れ、負荷Z両端の電圧は上昇して、V4は徐々に低下していく。
【0011】
トランスTRの磁束が全てなくなるとV6が低レベルになり、FF1はセットされてV7が高レベルになる。負荷Zにはエネルギーが供給されなくなるのでその両端電圧は徐々に低下し、それに応じてV4が上昇する。
【0012】
コンパレータCSCMP*はヒステリシスコンパレータであるためにV4とV3の差がヒステリシス幅Vhysに達するまでV5は高レベルを維持し、フリップフロップFF2をリセットし続ける。SWの寄生容量と1次巻き線L1の共振現象によってV6は振動するが、フリップフロップFF2がリセットされているので、SWはオフ状態を維持する。
【0013】
このように、SWが不必要なオン・オフをすることがなくなるので、軽負荷時または無負荷時の損失を低減することができる。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなスイッチング電源装置には次のような課題があった。
【0015】
図5に示した電源やバイアス回路はスイッチング電源装置が待機中であっても電力を消費する。これらのバイアスはスイッチング電源装置が通常動作時に必要とされる性能に基づいて設定されるので、待機中は過剰性能になり、必要以上に電力を消費してしまうという課題があった。近年、各種法規制が厳しくなり、従来許されていた電力消費も許容されなくなってきた。そのため、待機中の電力消費を低減する要求が強くなってきた。
【0016】
従って本発明が解決しようとする課題は、待機中の消費電力を低減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【0017】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決する本発明は次の通りである。
(1)トランスの1次側に流れる電流をスイッチング素子で制御し、このトランスの2次側に誘起する電圧と所定の基準電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子を制御する構成と、前記スイッチング素子を制御する制御回路の各部にバイアスを供給するバイアス回路と、を備えた、スイッチング電源装置において、前記バイアス回路は、前記トランスの磁束が第1の値以下になってから前記誤差増幅器の出力が第2の値になるまでの間、第1のバイアス電流を供給し、その他の期間に前記第1のバイアス電流よりも大きい第2のバイアス電流を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
(2)前記トランスの磁束が前記第1の値以下になったことを表す信号と、前記誤差増幅器の出力が前記第2の値以下であることを表す信号との論理積を演算するアンドゲートを備えることを特徴とする(1)記載のスイッチング電源装置。
(3)前記トランスの巻き線によって前記トランスに蓄積されたエネルギーを電圧信号として検出すると共に、この電圧信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、このコンパレータの出力によってセットされ前記スイッチング素子を制御する信号によってリセットされるフリップフロップとを有することを特徴とする(2)記載のスイッチング電源装置。
(4)前記誤差増幅器の出力と前記トランスの1次側に流れる電流に関連する信号とを比較するヒステリシスコンパレータを有することを特徴とする(2)または(3)記載のスイッチング電源装置。
(5)前記バイアス回路は、前記第1のバイアス電流を出力するときは前記第1のバイアス電流出力部のみを動作させ、前記第2のバイアス電流を出力するときは前記第1のバイアス電流出力部と第2のバイアス電流出力部とを同時に動作させて、これらのバイアス電流を加算し、外部信号によって制御される電流加算スイッチを具備すると共に、前記第1のバイアス電流出力部および前記第2のバイアス電流出力部はカレントミラー回路で構成されていることを特徴とする(1)ないし(4)記載のスイッチング電源装置。
(6)トランスの1次側に流れる電流を制御するスイッチング素子と、このトランスの2次側に誘起する電圧と所定の基準電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、前記制御回路の各部にバイアスを供給するバイアス回路とを備えるスイッチング電源装置において、前記バイアス回路は、前記トランスの磁束が第1の値以下になってから前記誤差増幅器の出力が第2の値になるまでの間、バイアス電流値を低減することを特徴とするスイッチング電源装置。
(7)前記トランスの巻き線によって前記トランスに蓄積されたエネルギーを電圧信号として検出すると共に、この電圧信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、このコンパレータの出力によってセットされ前記スイッチング素子を制御する信号によってリセットされるフリップフロップと、前記誤差増幅器の出力と前記トランスの1次側に流れる電流に関連する信号とを比較するヒステリシスコンパレータと、前記フリップフロップの出力と前記ヒステリシスコンパレータの出力とが入力されこれらの論理積を前記バイアス回路に出力するアンドゲートと
を備えることを特徴とする(6)記載のスイッチング電源装置。
また、本発明は、トランスTRの1次側L1に流れる電流をスイッチング素子SWで制御し、このトランスの2次側L2に誘起する電圧と所定の基準電圧Vrefとの差電圧を誤差増幅器で検出して、この誤差増幅器EAの出力電圧に基づいてスイッチング素子SWを制御する構成のスイッチング電源装置であって、2種類のバイアス値を選択して供給することができるバイアス回路2を有し、トランスTRの磁束が第1の値以下になってから誤差増幅器EAの出力が第2の値になるまでの間、バイアス回路2により低減された第1のバイアス電流を供給し、その他の期間に前記第1のバイアス電流よりも大きい第2のバイアス電流を供給するようにしたものである。消費電力を低減することができる。
【0018】
さらに、トランスTRの磁束が前記第1の値以下になったことを表す信号と、誤差増幅器EAの出力が前記第2の値以下であることを表す信号の論理積を演算し、この論理積の値によってバイアス回路2の出力バイアス電流値を選択するようにしたものである。
【0019】
また、トランスTRの2次側L2の電圧値と所定の基準電圧Vtを比較するコンパレータTRCMPと、このコンパレータTRCMPの出力によってセットされスイッチング素子SWを制御する信号によってリセットされるフリップフロップFF1とを有し、このフリップフロップFF1の出力をトランスTRの磁束が前記第1の値以下になったことを表す信号として用いるようにしたものである。
【0020】
また、誤差増幅器EAの出力とトランスTRの1次側L1に流れる電流に関連する信号を比較するヒステリシスコンパレータCSCMP*を有し、このヒステリシスコンパレータCSCMP*の出力を誤差増幅器EAの出力が前記第2の値以上になったことを表す信号として用いるようにしたものである。
【0021】
さらに、バイアス回路2は前記第1のバイアス電流を出力する第1のバイアス電流出力部3と、この第1のバイアス電流よりも大きいバイアス電流を出力する第2のバイアス電流出力部5とを具備し、前記第1のバイアス電流を出力するときは第1のバイアス電流出力部3のみを動作させ、前記第2のバイアス電流を出力するときは第1のバイアス電流出力部3と第2のバイアス電流出力部5を同時に動作させて、これらのバイアス電流出力部が出力するバイアス電流を加算して出力するようにしたものである。簡単に構成できる。
【0022】
また、第1のバイアス電流出力部3および第2のバイアス電流出力部5はカレントミラー回路で構成されていることを特徴としたものである。IC化が容易である。
【0023】
さらに、バイアス回路2は外部信号によって制御される電流加算スイッチ4を具備し、この電流加算スイッチ4によって第2のバイアス電流出力部5の動作を制御するようにしたものである。
【0024】
【発明の実施の形態】
以下に、図に基づいて本発明を詳細に説明する。
図1は本発明の一実施例を示す構成図である。なお、図4と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。図1において、1はアンドゲート、2は図5の50と同様に図1の回路、すなわちスイッチング電源装置の制御回路の各部にバイアスを供給するバイアス回路である。
【0025】
アンドゲート1にはフリップフロップFF1の出力V7とコンパレータCSCMP*の出力V5が入力され、これらの論理積V8をバイアス回路2に出力する。バイアス回路2には通常動作時のバイアスと待機時のバイアスを選択して供給する機能があり、アンドゲート1の出力V8によってこれらのバイアスを選択して、制御回路のしかるべき部分にバイアス電流を供給する。
【0026】
次に、図2を用いてこの実施例の動作を説明する。図2のV1〜V7,I1、I2は図6と同じなので、説明を省略する。アンドゲート1の出力V8はV5とV7の両方が高レベルの時に高レベルになる。
【0027】
V6はトランスTRの磁束がなくなったときに低レベルになり、フリップフロップFF1をセットする。また、このフリップフロップFF1はスイッチング素子SWをオンにする信号でリセットされるので、フリップフロップFF1の出力V7が高レベルであることはトランスTRに磁束がないことを示している。なお、トランスTRの磁束は小さい値なら必ずしもゼロでなくてもよい。
【0028】
また、V5は誤差増幅器EAの出力V4が所定の値になったとき、すなわち負荷Z両端の電圧がVrefより所定の値だけ下がったときに低レベルになる。なお、このときスイッチング素子SWはオフなので、V3=0である。CSCMP*はヒステリシスコンパレータなので、V3=V4になったときにV5は高レベルに戻る。従って、V5は誤差増幅器EAの出力V4が所定の値になるまでの間高レベルを維持していると言える。
【0029】
このV5とV7の論理積をアンドゲート1で演算しているので、アンドゲート1の出力V8はトランスTRの2次側磁束がなくなってから誤差増幅器の出力が所定の値以下になるまでの間(バースト期間)高レベルを維持することになる。
【0030】
すなわち、アンドゲート1はバースト期間を検出する検出器として動作する。このバースト期間の間バイアス回路2はバイアス電流値を低減して図1回路の所定の場所に供給する。また、バースト期間でない期間、すなわちV8が低レベルのときは通常のバイアス電流を供給するようにする。
【0031】
出力電流が少ない待機時においては、バースト期間とそうでない期間のデューティ比はほぼ100%である。従って、バイアス電流の値はほぼ低減された電流値になる。そのため、例えば図1に示すような制御回路の消費電流値が従来例では2.6mAであったものが、本実施例によると1.6mAになり、約62%に削減することができる。
【0032】
図3にバイアス回路2の構成の一例を示す。このバイアス回路は2つのカレントミラーと1つの電流加算スイッチで構成されている。図3において、3はバースト期間、すなわちバイアス電流を低減するときに用いる低減時用カレントミラーであり第1のバイアス電流出力部として動作する。5はバースト期間でない通常時に用いる通常動作用カレントミラーであり、第2のバイアス電流出力部として動作する。4は通常動作用カレントミラー5の動作を制御する電流加算スイッチである。なお、V8はアンドゲート1の出力を表している。
【0033】
V8が高レベル、すなわちバースト期間では電流加算スイッチ4は通常動作用カレントミラー5の動作を停止させる。そのため、低減時用カレントミラー3のみが動作し、低減されたバイアス電流が供給される。V8が低レベルになると電流加算スイッチ4は通常動作用カレントミラー5を動作させる。
【0034】
そのため、通常動作用カレントミラー5と低減時用カレントミラー3の両方が動作し、これらの出力電流の加算値がバイアス電流として供給される。そのため、制御回路には十分なバイアス電流が供給される。
【0035】
なお、この実施例ではフリップフロップFF1の出力V7とコンパレータCSCMP*の出力V5の論理積をアンドゲート1で求めてバースト期間を検出するようにしたが、これに限られるものではない。要は、トランス2次側の磁束が少なくなってから誤差増幅器EAの出力が所定の値になるまでの間のバースト期間を検出できる構成であればよい。
【0036】
また、バイアス回路1の構成は図3構成に限定されるものではない。少なくとも2種類のバイアス電流を供給できる回路であって、これらのバイアス電流を外部信号で選択できる構成であればよい。
【0037】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、次の効果が期待できる。本発明によれば、トランスTRの1次側L1に流れる電流をスイッチング素子SWで制御し、このトランスの2次側L2に誘起する電圧と所定の基準電圧Vrefとの差電圧を誤差増幅器で検出して、この誤差増幅器EAの出力電圧に基づいてスイッチング素子SWを制御する構成のスイッチング電源装置であって、2種類のバイアス値を選択して供給することができるバイアス回路2を有し、トランスTRの磁束が第1の値以下になってから誤差増幅器EAの出力が第2の値になるまでの間バイアス回路2により低減された第1のバイアス電流を供給し、その他の期間に前記第1のバイアス電流よりも大きい第2のバイアス電流を供給するようにした。
【0038】
バースト期間にはバイアス電流を少なくするので、消費電力を低減することができるという効果がある。特に、負荷に流れる電流がほとんどない待機時ではバースト期間の占める割合が非常に大きいので、消費電力の低減効果が大きい。また、簡単な構成でバースト期間のバイアス電流を低減できるので、コストアップの要因にならないという効果もある。
【0039】
また、トランスTRの磁束が前記第1の値以下になったことを表す信号と、誤差増幅器EAの出力が前記第2の値以下であることを表す信号の論理積を演算し、この論理積の値によってバイアス回路2の出力バイアス電流値を選択するようにした。アンドゲートだけでバースト期間を検出することができるので、構成が簡単になり、低コストで実現できるという効果がある。
【0040】
さらに、トランスTRの2次側L2の電圧値と所定の基準電圧Vtを比較するコンパレータTRCMPと、このコンパレータTRCMPの出力によってセットされスイッチング素子SWを制御する信号によってリセットされるフリップフロップFF1とを有し、このフリップフロップFF1の出力をトランスTRの磁束が前記第1の値以下になったことを表す信号として用いるようにした。
【0041】
従来のスイッチング電源の制御回路に内蔵されている回路をほとんどそのまま利用できるので、構成が簡単になり、かつコストアップにならないという効果がある。
【0042】
また、誤差増幅器EAの出力とトランスTRの1次側L1に流れる電流に関連する信号を比較するヒステリシスコンパレータCSCMP*を有し、このヒステリシスコンパレータCSCMP*の出力を誤差増幅器EAの出力が前記第2の値以下であることを表す信号として用いるようにした。
【0043】
従来のスイッチング電源の制御回路に内蔵されている回路をほとんどそのまま利用できるので、構成が簡単になり、かつコストアップにならないという効果がある。
【0044】
さらに、バイアス回路2は前記第1のバイアス電流を出力する第1のバイアス電流出力部3と、この第1のバイアス電流よりも大きいバイアス電流を出力する第2のバイアス電流出力部5とを具備し、前記第1のバイアス電流を出力するときは第1のバイアス電流出力部3のみを動作させ、前記第2のバイアス電流を出力するときは第1のバイアス電流出力部3と第2のバイアス電流出力部5を同時に動作させて、これらのバイアス電流出力部が出力するバイアス電流を加算して出力するようにした。
【0045】
第2のバイアス電流出力部の動作・不動作を行うだけでバイアス電流を変えることができるので、構成および制御が簡単になるという効果がある。
【0046】
また、第1のバイアス電流出力部3および第2のバイアス電流出力部5はカレントミラー回路で構成されていることを特徴とした。簡単な回路構成でバイアス電流出力部を構成でき、2つのバイアス電流出力部の連携およびIC化が容易になるという効果がある。
【0047】
さらに、バイアス回路2は外部信号によって制御される電流加算スイッチ4を具備し、この電流加算スイッチ4によって第2のバイアス電流出力部5の動作を制御するようにした。構成が簡単になり、かつ制御が容易になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図2】本発明の動作を示す特性図である。
【図3】バイアス回路の構成図である。
【図4】従来のスイッチング電源装置の構成図である。
【図5】制御回路の電源とバイアスを供給する回路の構成図である。
【図6】従来のスイッチング電源装置の動作を示す特性図である。
【符号の説明】
1 アンドゲート
2 バイアス回路
3 低減時用カレントミラー
4 電流加算スイッチ
5 通常動作用カレントミラー
10 磁束検出回路
EA 誤差増幅器
Z 負荷
CSCMP*、TRCMP コンパレータ
FF1 フリップフロップ
TR トランス
Claims (7)
- トランスの1次側に流れる電流をスイッチング素子で制御し、
このトランスの2次側に誘起する電圧と所定の基準電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子を制御する構成と、前記スイッチング素子を制御する制御回路の各部にバイアスを供給するバイアス回路と、を備えた、
スイッチング電源装置において、
前記バイアス回路は、前記トランスの磁束が第1の値以下になってから前記誤差増幅器の出力が第2の値になるまでの間、第1のバイアス電流を供給し、その他の期間に前記第1のバイアス電流よりも大きい第2のバイアス電流を供給する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記トランスの磁束が前記第1の値以下になったことを表す信号と、前記誤差増幅器の出力が前記第2の値以下であることを表す信号との論理積を演算するアンドゲートを備えることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記トランスの巻き線によって前記トランスに蓄積されたエネルギーを電圧信号として検出すると共に、
この電圧信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、
このコンパレータの出力によってセットされ前記スイッチング素子を制御する信号によってリセットされるフリップフロップと
を有することを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源装置。 - 前記誤差増幅器の出力と前記トランスの1次側に流れる電流に関連する信号とを比較するヒステリシスコンパレータを有することを特徴とする請求項2または請求項3記載のスイッチング電源装置。
- 前記バイアス回路は、前記第1のバイアス電流を出力するときは前記第1のバイアス電流出力部のみを動作させ、前記第2のバイアス電流を出力するときは前記第1のバイアス電流出力部と第2のバイアス電流出力部とを同時に動作させて、これらのバイアス電流を加算し、外部信号によって制御される電流加算スイッチを具備すると共に、
前記第1のバイアス電流出力部および前記第2のバイアス電流出力部はカレントミラー回路で構成されていることを特徴とする請求項1ないし請求項4記載のスイッチング電源装置。 - トランスの1次側に流れる電流を制御するスイッチング素子と、
このトランスの2次側に誘起する電圧と所定の基準電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
前記制御回路の各部にバイアスを供給するバイアス回路と
を備えるスイッチング電源装置において、
前記バイアス回路は、前記トランスの磁束が第1の値以下になってから前記誤差増幅器の出力が第2の値になるまでの間、バイアス電流値を低減することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記トランスの巻き線によって前記トランスに蓄積されたエネルギーを電圧信号として検出すると共に、この電圧信号と基準電圧とを比較するコンパレータと、
このコンパレータの出力によってセットされ前記スイッチング素子を制御する信号によってリセットされるフリップフロップと、
前記誤差増幅器の出力と前記トランスの1次側に流れる電流に関連する信号とを比較するヒステリシスコンパレータと、
前記フリップフロップの出力と前記ヒステリシスコンパレータの出力とが入力されこれらの論理積を前記バイアス回路に出力するアンドゲートと
を備えることを特徴とする請求項6記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002080645A JP3714418B2 (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002080645A JP3714418B2 (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | スイッチング電源装置 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003284337A JP2003284337A (ja) | 2003-10-03 |
JP2003284337A5 JP2003284337A5 (ja) | 2005-01-06 |
JP3714418B2 true JP3714418B2 (ja) | 2005-11-09 |
Family
ID=29229598
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002080645A Expired - Fee Related JP3714418B2 (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3714418B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5755397B2 (ja) * | 2008-09-25 | 2015-07-29 | 横河電機株式会社 | バイアス電流供給回路 |
JP7489300B2 (ja) | 2020-11-30 | 2024-05-23 | 日清紡マイクロデバイス株式会社 | 電源ic、及び、スイッチングレギュレータ |
-
2002
- 2002-03-22 JP JP2002080645A patent/JP3714418B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003284337A (ja) | 2003-10-03 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3365402B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
KR100379057B1 (ko) | 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이 | |
US7339359B2 (en) | Terminal for multiple functions in a power supply | |
US20060044845A1 (en) | Switching mode power supplies | |
US6956754B2 (en) | Switching power supply using controlled negative feedback in series with a switching device and responsive to the voltage and/or current to a load | |
JPH07123711A (ja) | スイッチング電源の過負荷・短絡保護回路 | |
JP3714418B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3494403B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP3709237B2 (ja) | スイッチモード電源の保護回路 | |
JPH10225126A (ja) | 電源装置 | |
JP7078897B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH08126313A (ja) | スイッチング電源 | |
JP3623934B2 (ja) | 昇降圧コンバータ | |
JP2004112992A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP4251259B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3807917B2 (ja) | 電子機器用電源回路 | |
JP2001275346A (ja) | 電源装置 | |
KR100301834B1 (ko) | 모니터의절전회로 | |
JP3544370B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3447975B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
JPH03253260A (ja) | 過電流垂下点制御方式 | |
JP2002291237A (ja) | 過電流制御回路 | |
JPH0744794B2 (ja) | 直流電源のバッテリーバックアップ装置 | |
JP2004357417A (ja) | スイッチング電源 | |
KR20000005535U (ko) | 모니터의 저전압 보호 회로 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040209 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040209 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041207 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041213 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050131 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050803 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050816 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080902 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090902 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100902 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |