JP3711360B2 - ダイオード不良検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばインバータ式抵抗溶接機に使用される直流負荷供給装置のダイオード不良検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来のインバータ式抵抗溶接機の制御装置の一例を示す構成図である。
【０００３】
直流電源１に、例えばＩＧＢＴからなるスイッチング素子２，３，４，５をブリッジ接続したインバータ回路を並列に接続し、これにより直流から交流に変換し、これを変圧器７の一次側に供給するようにしている。
【０００４】
そして、変圧器７の二次側を複数のダイオード８、９をセンタータップ方式で接続した整流回路により整流した直流を負荷抵抗１１に供給するようになっている。
【０００５】
変圧器７の一次側電流は電流センサ６で検出し電流検出回路１５で直流に変換して検出する。また電流センサ６の出力から過電流検出回路１６によりインバータの出力過電流を検出する。
【０００６】
一方、変圧器７の二次側からダイオード８，９により直流に変換し、配線インダクタンス１０を介して負荷抵抗１１に電流を供給するように構成したものである。配線インダクタンス１０は、特に設けたものではなく、配線に存在するインダクタンス分を表わしたものである。
【０００７】
電流基準器(電流基準回路)１２から出力される電流基準値は、起動スイッチ１３がオンになると増幅器１４に入力され電流検出回路１５の出力と比較され、その偏差が増幅器１４により増幅され、この増幅された偏差と三角波発生器１７の三角波周波数出力と比較してＰＷＭ回路１８に入力し、ここで両者を比較することによりＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号は、三角波周波数出力により極性切換回路１９を介して、インバータ出力の極性を切換るべくスイッチング素子２〜５のゲートに与えられる。
【０００８】
このようにしてダイオード８，９が正常な場合は変圧器７の一次電流のピーク値が電流基準と一致するような電流制御が行われる。
【０００９】
図９は図８のダイオード８のみが短絡事故の場合の動作を説明するための波形図である。時刻ｔ1 にて、図９（ａ）に示す起動スイッチ１３がオンしてパルス幅ｔ1 〜ｔ2 の電圧が変圧器７の一次側に、図９（ｂ）に示すような極性のインバータ出力電圧Ｖ1 が印加されると、次のようになる。
【００１０】
すなわち、変圧器７の二次側ではダイオード８（短絡）→配線インダクタンス１０→負荷抵抗１１の回路で、図９（ｃ）に示すように変圧器一次電流Ｉ1 が上昇し、図９（ｂ）の時刻ｔ2 でインバータ出力電圧Ｖ1がなくなると、変圧器一次電流Ｉ1 はゼロとなる。
【００１１】
次に、時刻ｔ3 でインバータ出力電圧Ｖ1 が逆転すると、変圧器二次側はダイオード９→ダイオード８（短絡）の回路で短絡されているので、変圧器一次電流Ｉ1 は急速に上昇し、過電流検出回路１６の検出レベルに達する時刻ｔ4 で、過電流検出回路１６は図９（ｄ）で示す過電流を検出しインバータが停止する。
【００１２】
この場合インバータ出力電圧のパルス幅がｔ3 〜ｔ4 より狭い場合は過電流レベルに達しないで運転する場合もある。
【００１３】
このような条件は電流基準の大きさや増幅器１４の応答（一般にはＰＩ制御が用いられている）速度で影響を受ける。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来のインバータ式抵抗溶接機の制御装置ではダイオード８、９の短絡事故の場合、条件によっては過電流検出回路１６が過電流を検出できる場合と、過電流検出レベルに達しない場合が発生し検出が不安定であると同時に、過電流検出レベルよりやや低い電流でしばらく運転することがあり、このためインバータを構成するスイッチング素子２〜５にストレスが加わり、信頼性を低下させる心配がある。
【００１５】
本発明は、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができるダイオード不良検出装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、請求項１に対応する発明は、直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記変圧器の一次側から見た二次側のインピーダンス変化を検出し、これに基づき前記ダイオード不良を判別し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置である。
【００１７】
前記目的を達成するため、請求項２に対応する発明は、請求項１記載の判別手段として、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を、前記検出電流のピーク値で除算して得られる負荷インピーダンスが設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００１８】
前記目的を達成するため、請求項３に対応する発明は、請求項１記載の判別手段として、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を、電流基準で除算して得られる負荷インピーダンスが設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００１９】
請求項１〜請求項３のいずれかに対応する発明によれば、負荷インピーダンス変化例えば異常に低下することに基づいて変圧器の二次側ダイオードの不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【００２０】
前記目的を達成するため、請求項４に対応する発明は、請求項１記載の前記判別手段として、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率が、設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００２１】
請求項４に対応する発明によれば、変圧器二次側のダイオードが短絡すると負荷のインピーダンスが急低下し、パルス幅又は変調率が非常に低くなることを検出する。
【００２２】
前記目的を達成するため、請求項５に対応する発明は、直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率が、前記インバータ出力特性によりアンバランスとなることに基づき前記ダイオード不良を判別し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置である。
【００２３】
請求項５に対応する発明によれば、パルス幅や変調率が、インバータ出力特性によりアンバランスとなることに基づきダイオード不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【００２４】
前記目的を達成するため、請求項６に対応する発明は、請求項５記載の判別手段として、前記インバータ起動後の数サイクル間のパルス幅又は変調率のアンバランスを検出するようにしたダイオード不良検出装置である。
【００２５】
請求項６に対応する発明によれば、起動後数サイクル間はダイオード１個故障により変圧器が完全には飽和しないのでパルス幅のアンバランスが大きく検出誤差が小さい。
【００２６】
前記目的を達成するため、請求項７に対応する発明は、前記判別手段には前記インバータの停止直前のパルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を使用する請求項２、３、４、５のいずれかに記載のダイオード不良検出装置である。
【００２７】
請求項７に対応する発明によれば、停止直前の過渡現象の無くなったデータを使用することにより検出の信頼性が向上する。
【００２８】
前記目的を達成するため、請求項８に対応する発明は、請求項５記載の判別手段として、前記パルス幅又は変調率を検出電流のピーク値で除算した値が前記インバータの出力極性によりアンバランスとなったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００２９】
前記目的を達成するため、請求項９に対応する発明は、直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御する瞬時制御手段と、前記変圧器の一次電流が前記インバータの出力極性でアンバランスしたことに基づきダイオード不良を検出する判別手段とを備えたダイオード不良検出装置である。
【００３０】
前記目的を達成するため、請求項１０に対応する発明は、請求項９記載の判別手段として、記変圧器の一次電流の変化率を検出し、この電流変化率が前記インバータの出力極性でアンバランスしたこと又は前記電流変化率が設定値以上になったことに基づき前記ダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００３１】
請求項９又は請求項１０記載の発明によれば、インバータの出力極性でアンバランスしたこと又は電流変化率が設定値以上になったことに基づきダイオード不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【００３２】
前記目的を達成するため、請求項１１に対応する発明は、前記ダイオード不良検出１回目で警報を出力し、かつ複数回の連続検出にて前記負荷を停止することを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のダイオード不良検出装置である。
【００３３】
請求項１１に対応する発明によれば、警報のみの場合は過渡現象で誤検出かも知れないが連続検出の場合は運転を停止させることにより検出の信頼性を高める。
【００３４】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明の第１の実施形態を示す概略構成図であり、図８と同一部分には同一符号を符し、その説明は簡略し、ここでは主として異なる点を説明する。
【００３５】
直流電源１の直流電圧を、スイッチング素子２〜５からなるインバータブリッジのＰＷＭ制御により交流電圧に変換し、該変換された交流電圧は、変圧器７の一次側に供給し、変圧器７の二次側にダイオード8、９からなるセンタータップ式の整流回路で整流して負荷抵抗 １１に供給する装置が本発明の検出対象であることは、従来と同一である。
【００３６】
変圧器７の一次側電流Ｉ1の瞬時値を検出する手段は、変流器からなる電流センサ６と、 電流センサ６により検出された交流電流検出値を直流に変換する電流検出回路１５からなっている。
【００３７】
電流基準器１２からの電流基準と、電流検出回路１５の出力である直流電流検出値を比較し、直流電流検出値が電流基準より大きいときに、リセット信号を出力する比較器20と、発振器２２からのクロック信号を入力すると共に、セット信号を入力してインバータのＰＷＭパルス、具体的には図2、図3、図４に示す正側パルスＰＦと負側パルスＰＲを出力するフリップフロップ２１を備えている。
【００３８】
また、フリップフロップ２１からのＰＷＭパルスのパルス幅を検出するパルス幅検出回路２５を備えている。さらに、電流検出回路１５からの電流検出値に、基づきダイオード不良を検出する判別手段、例えば判別回路２７を備えている。
具体的には、判別回路２７には電流基準器１２からの電流基準と、起動検出回路２４からの起動信号と、パルス幅検出回路２５からのＰＷＭのパルス幅ＰＦ、ＰＲと、ピーク値検出回路２６からの電流検出値のピーク値と、方向検出回路２３からのインバータの出力極性が入力され、これに基づいてダイオード８，９の故障を検出するものである。
【００３９】
さらに、判別回路２７の出力側には、判別回路２７がダイオード８，９の故障を検出したとき、警報を発生したり又は運転を停止するように構成した故障検出回路２８を備えている。
【００４０】
起動信号手段を構成し、インバータを起動する際に閉操作し、電流基準器１２により電流基準を入力する起動スイッチ１３を、比較器２０の入力側に備え、さらに起動スイッチ１３を閉操作したとき起動信号を出力する起動検出回路２４を備えている。
【００４１】
また、発振器２２からの出力信号によりフリップフロップ２１からのＰＷＭパルスの極性を切換えてスイッチング素子２〜５のＩＧＢＴのゲートに与える極性切換回路１９を備えている。
【００４２】
電流基準と電流検出回路１５で検出した変圧器７の一次側電流Ｉ1とを比較器２０で比較 し電流基準より電流検出値が多くなるとフリップフロップ２１がリセットされるよう入力される。
【００４３】
発振器２２により発生したクロック周波数によりフリップフロップ２１がセットされインバータブリッジのスイッチング素子２〜５をオンさせ電流を流すように作用させ、前記リセット信号によりスイッチング素子２〜５がオフすることにより電流を制御している。
【００４４】
そして、発振器２２の出力からインバータ出力の極性を検出する方向検出回路２３を備えている。さらに、電流検出回路１５の出力、すなわち直流電流検出値を入力し、直流電流検出値のピーク値を検出するピーク検出回路２６を備えている。
【００４５】
以上のように構成された図１の実施形態の動作について、図２、図３、図４を参照して説明する。図２はダイオード８が短絡した場合の動作を説明するための図であり、（ａ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｂ）は起動スイッチ１３の動作を説明するための図、（ｃ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｄ）はインバータ出力電圧Ｖ1の波形図、（ｅ）は正側パルスＰＦの波形図、（ｆ）は負側パルスＰＲの波形図である。
【００４６】
抵抗溶接機の場合ダイオード８，９は平形の圧接構造を使用するためダイオードの故障は短絡故障が原理的に考えられる。
【００４７】
時刻ｔ1 において、起動スイッチ１３がオンして電流基準（破線の大きさ）が入力されると、インバータが始動し変圧器７には、インバータ出力電圧Ｖ1 に示すような高周波電圧（一般には数ｋＨｚ以下）が印加され、変圧器一次電流Ｉ1が電流基準に達するまで、インバ ータのスイッチング素子２〜５をオンさせる。
【００４８】
時刻ｔ1 〜ｔ2 の期間変圧器二次側には黒マークの方向に電圧が発生し電流は、配線インダクタンス１０→負荷抵抗１１の回路で電流が流れる。
【００４９】
時刻ｔ2 において、インバータ出力電圧Ｖ1 が反転すると、変圧器二次側は黒マークが負の方向に電圧が発生するので、ダイオード９を介して変圧器７が短絡されている。
【００５０】
変圧器一次電流Ｉ1 は急速に立上り電流基準迄立上った時刻ｔ3 で、フリップフロップ２１がリセットされ、スイッチング素子はオフする。正側パルスＰＦと負側パルスＰＲは、このようにしてＰＦが広くＰＲが狭くなるので、変圧器７は偏磁し次第に飽和して来る。
【００５１】
このため、変圧器一次電流Ｉ1 の正側も立上りが次第に早くなって溶接の終了直前には、正側パルスＰＦの時刻ｔ7 〜ｔ8 と、負側パルスＰＲの時刻ｔ5 〜ｔ6 は両方共狭くなっているが、ｔ7 〜ｔ8 ＞ｔ5 〜ｔ6 の関係は、負荷インピーダンスが非対称なため保たれたままとなる。
【００５２】
図３は以上述べたダイオード８，９の故障とは異なる他の故障モードを説明するための図である。図３（ｅ）〜（ｈ）は、ダイオード８，９が２個共正常な場合であって、（ｅ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｆ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｇ）は 正側パルスＰＦの波形図、（ｈ）は負側パルスＰＲの波形図である。
【００５３】
図３（ｇ）、（ｈ）から明らかなように、ダイオード８，９が２個共正常な場合には、ＰＦ，ＰＲは等しくしかもパルス幅は広い。
【００５４】
図３（ａ）〜（ｄ）は、ダイオード８，９が２個共短絡している場合であって、（ａ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｂ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｃ）は 正側パルスＰＦの波形図、（ｄ）は負側パルスＰＲの波形図である。
【００５５】
図３（ｃ）、（ｄ）から明らかなように、ダイオード８，９が２個共短絡している場合では、ＰＦ，ＰＲは等しいが同じ電流Ｉ1 に対しパルス幅は非常に狭くなっている。
【００５６】
図３（ｉ）〜（ｎ）は、ダイオード８の１個がオープンの場合の動作を説明するための図であり、（ｉ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｊ）は起動スイッチ１３の動作を説明するための図、（ｋ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｌ）はインバータ出力電 圧Ｖ1の波形図、（ｍ）は正側パルスＰＦの波形図、（ｆ）は負側パルスＰＲの波形図であ る。
【００５７】
図３（ｉ）はダイオード８の１個がオープンの場合でＶ1 が正の場合、ダイオード９が阻止方向なので、変圧器二次側には電流が流れない。次に、Ｖ1 が負の場合はダイオード９→配線インダクタンス１０→負荷抵抗１１の回路に電流が流れる。
【００５８】
次に、時刻ｔ3 でＶ1 が正に切換わると、変圧器二次側には黒マークの極性に電圧が発生し、配線インダクタンス１０に流れている電流を減少させる方向に電流Ｉ1 は増加し、時刻ｔ6 で配線インダクタンス１０に流れていた電流が零になるとダイオード９が阻止状態となり、電流Ｉ1 は流れなくなる。このような区間ではＩ1 の電流が正負アンバランスとなる。
【００５９】
時刻ｔ6 で電流基準が上ると時刻ｔ7 でＩ1 が電流基準に達して負側パルスＰＲは狭くなるが、正側パルスＰＦ側は電流が流れずパルス幅は広くなり、次第に変圧器７が飽和し飽和電流が流れＰＦは狭くなる。
【００６０】
変圧器７の二次側の負荷が非対称であるので、ＰＦとＰＲは同じとならず、パルス幅のアンバランスを検出することで、ダイオード故障を検出することが可能である。
【００６１】
よって、図３の場合は次のようなことが言える。
【００６２】
（１）ＰＦとＰＲを比較し、両者の差が設定値以上になることを検出することにより、ダイオード８、９の短絡検出が可能である。
【００６３】
一方、インバータのスイッチング周波数を変える場合は、図４に示す変調率Ｍ（ａ／Ａ＝現在のパルス幅寸法ａに対する最大パルス幅寸法Ａの比）を使用すると、インバータ直流電圧をＶｄとするとインバータ出力電圧はＭＶｄで表わされるので便利である。
【００６４】
また、パルス幅の比較でなく、図４に示す正側パルス変調率ＭＦ（＝ＰＦ／Ａ）と、負側パルス変調率ＭＲ（＝ＰＲ／Ａ）の比較でも同じ効果がある。
【００６５】
（２）図２からわかるように、起動直後は変圧器７が飽和していないので、ＰＦとＰＲのパルス幅に大きな差があり、検出感度が高くなり有利である反面、電流の過渡応答（パルス幅の過渡応答）に左右されない判別が必要である。パルス幅の過渡変化は、パルス幅が大から小への一方向であるのでこの点を考えると、図７のようになる。
【００６６】
図７に示すように、ＰＦ，ＰＲの一方向への変化は正常であるが、両方向に変化する場合は故障と判別することにより、例えば起動後１．５パルスで検出が可能である。
【００６７】
（３）起動信号がオフされる直前のパルスＰＦ，ＰＲは過渡現象が完了して安定しているので判定に便利である。
【００６８】
変圧器二次側が非対称なため、変圧器７に加わる電圧も非対称となり、その直流分で変圧器７が飽和する。このためＰＦ，ＰＲの比較で比率が設定値以上を検出することでダイオード故障を検出できる。
【００６９】
また、負荷インピーダンスを、例えば１式〜６式により求め、その結果が設定値以下では、異常と判別することでダイオード故障を検出できる。
【００７０】
（ＰＦ＋ＰＲ）÷（Ｉ1 ） 式１
（ＭＦ＋ＭＲ）÷（Ｉ1 ） 式２
ＰＦ／Ｉ1 式３
ＰＲ／Ｉ1 式４
ＭＦ／Ｉ1 式５
ＭＲ／Ｉ1 式６
図３（ａ）〜（ｄ）ではＰＦ≒ＰＲであるが、これを負荷インピーダンスを、例えば次の式７〜式１２により求め、設定値以下の場合は異常と判別することでダイオード故障が検出できる。
【００７１】
（ＰＦ＋ＰＲ）÷（Ｉ1 ） 式７
（ＭＦ＋ＭＲ）÷（Ｉ1 ） 式８
ＰＦ／Ｉ1 式９
ＰＲ／Ｉ1 式１０
ＭＦ／Ｉ1 式１１
ＭＲ／Ｉ1 式１２
なお、上記変圧器一次電流Ｉ1 は電流基準とほぼ一致するよう制御するのでＩ1 →電流基準に置替えても作用はほぼ同じである。
【００７２】
図３（ｉ）〜（ｎ）では、変圧器一次電流Ｉ1 の正、逆がアンバランスになることを検出することや、ＰＦ／Ｉ1 、ＰＲ／Ｉ1 から負荷インピーダンスの非対称を検出するかで検出できる。
【００７３】
さらに、ある条件ではＰＦ，ＰＲのアンバランスでも検出可能である。
【００７４】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態について、図５および図６を参照して説明する。
【００７５】
図５はその概略構成を示す図であり、図１と異なる点は、図１の判別回路２７と電流検出部を図５のように変形した点である。すなわち、変圧器一次電流Ｉ1 から微分回路３０により、電流変化率ｄＩ1 ／ｄｔを求め、正側パルスＰＦの立下りでデータをラッチするラッチ回路３１により出力波形ＶＦを求める。
【００７６】
一方、電流変化率ｄＩ1 ／ｄｔから負側パルスＰＲの立下りでデータをラッチするラッチ回路３２により出力波形ＶＲを求め、これらを比較回路３３により入力し、出力波形ＶＦとＶＲを比較し、両者の出力波形の差が設定レベル以上になると故障検出回路２８を動作させるように構成したものである。
【００７７】
なお、ラッチ回路３１、３２の出力波形ＰＦとＰＲの信号はパルス幅検出回路２５を方向検出回路２３の信号により分けて作ってある。
【００７８】
このように構成された第２の実施形態の動作について、図６を参照して説明する。（ａ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｂ）は正側パルスＰＦの波形図、（ｃ）は負側パルスＰ Ｒの波形図、（ｄ）は微分回路３０の出力波形図、（ｅ）はラッチ回路３１の出力波形図、（ｃ）はラッチ回路３２の出力波形図である。
【００７９】
図２の条件の場合、変圧器一次電流Ｉ1 が図６（ａ）のように変化し、ｄＩ1 ／ｄｔは図６（ｄ）のように変化するので、ＰＦ，ＰＲの立下り即ち電流しゃ断の直前のｄＩ1 ／ｄｔをラッチしてＶＦ，ＶＲを求めこの比較をして故障を検出するものである。
【００８０】
ダイオード短絡や変圧器が飽和すると、ｄＩ1 ／ｄｔが高くなると同時に正側と負側とで大きさが異なるので、これを判別することによりダイオード故障を見つけることができる。
【００８１】
なお、図５ではラッチ回路３１、３２の出力波形ＶＦとＶＲを比較する構成となっているが、ＶＦとＶＲの大きさを設定値と比較してこの大きさが異常になったことから、ダイオード故障を見つけることが可能である。
【００８２】
＜変形例＞
前述の実施形態では、変圧器７の二次側に設けてあるダイオード接続はセンタータップ方式について説明したが、これをフルブリッジ接続のダイオードでも動作は全く同様である。
【００８３】
前述の実施形態でダイオードの短絡について説明したが、これには変圧器のレアショートも含まれることは言うまでもない。
【００８４】
【発明の効果】
本発明のダイオード不良検出装置によれば、インバータ出力電流を瞬時値制御するよう構成し、インバータ出力極性によって、ＰＷＭパルス幅や電流変化率がアンバランスすることや、変調率を電流値で除算した負荷インピーダンスが異常に低下することに基づいて変圧器の二次側ダイオードの不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるダイオード不良検出装置の第１の実施形態を示す概略構成図。
【図２】図１の動作を説明するための図。
【図３】図１の動作を説明するための図。
【図４】図１の動作を説明するための図。
【図５】本発明によるダイオード不良検出装置の第２の実施形態を示す概略構成図。
【図６】図５の動作を説明するための図。
【図７】図１の動作を説明するための図。
【図８】従来のインバータ式抵抗溶接機の制御装置の概略構成図。
【図９】図８の動作を説明するための図。
【符号の説明】
１…直流電源、２〜５…スイッチング素子、６…電流センサ、７…変圧器、８，９…ダイオード、１０…配線インダクタンス、１１…負荷抵抗、１２…電流基準器、１３…起動スイッチ、１４…増幅器、１５…電流検出回路、１６…過電流検出回路、１７…三角波発生器、１８…ＰＷＭ回路、１９…極性切換回路、２０…比較器、２１…フリップフロップ、２２…発振器、２３…方向検出回路、２４…起動検出回路、２５…パルス幅検出回路、２６…判別回路、２７…故障検出回路、３０…微分回路、３１，３２…ラッチ回路、３３…比較回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばインバータ式抵抗溶接機に使用される直流負荷供給装置のダイオード不良検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来のインバータ式抵抗溶接機の制御装置の一例を示す構成図である。
【０００３】
直流電源１に、例えばＩＧＢＴからなるスイッチング素子２，３，４，５をブリッジ接続したインバータ回路を並列に接続し、これにより直流から交流に変換し、これを変圧器７の一次側に供給するようにしている。
【０００４】
そして、変圧器７の二次側を複数のダイオード８、９をセンタータップ方式で接続した整流回路により整流した直流を負荷抵抗１１に供給するようになっている。
【０００５】
変圧器７の一次側電流は電流センサ６で検出し電流検出回路１５で直流に変換して検出する。また電流センサ６の出力から過電流検出回路１６によりインバータの出力過電流を検出する。
【０００６】
一方、変圧器７の二次側からダイオード８，９により直流に変換し、配線インダクタンス１０を介して負荷抵抗１１に電流を供給するように構成したものである。配線インダクタンス１０は、特に設けたものではなく、配線に存在するインダクタンス分を表わしたものである。
【０００７】
電流基準器(電流基準回路)１２から出力される電流基準値は、起動スイッチ１３がオンになると増幅器１４に入力され電流検出回路１５の出力と比較され、その偏差が増幅器１４により増幅され、この増幅された偏差と三角波発生器１７の三角波周波数出力と比較してＰＷＭ回路１８に入力し、ここで両者を比較することによりＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号は、三角波周波数出力により極性切換回路１９を介して、インバータ出力の極性を切換るべくスイッチング素子２〜５のゲートに与えられる。
【０００８】
このようにしてダイオード８，９が正常な場合は変圧器７の一次電流のピーク値が電流基準と一致するような電流制御が行われる。
【０００９】
図９は図８のダイオード８のみが短絡事故の場合の動作を説明するための波形図である。時刻ｔ1 にて、図９（ａ）に示す起動スイッチ１３がオンしてパルス幅ｔ1 〜ｔ2 の電圧が変圧器７の一次側に、図９（ｂ）に示すような極性のインバータ出力電圧Ｖ1 が印加されると、次のようになる。
【００１０】
すなわち、変圧器７の二次側ではダイオード８（短絡）→配線インダクタンス１０→負荷抵抗１１の回路で、図９（ｃ）に示すように変圧器一次電流Ｉ1 が上昇し、図９（ｂ）の時刻ｔ2 でインバータ出力電圧Ｖ1がなくなると、変圧器一次電流Ｉ1 はゼロとなる。
【００１１】
次に、時刻ｔ3 でインバータ出力電圧Ｖ1 が逆転すると、変圧器二次側はダイオード９→ダイオード８（短絡）の回路で短絡されているので、変圧器一次電流Ｉ1 は急速に上昇し、過電流検出回路１６の検出レベルに達する時刻ｔ4 で、過電流検出回路１６は図９（ｄ）で示す過電流を検出しインバータが停止する。
【００１２】
この場合インバータ出力電圧のパルス幅がｔ3 〜ｔ4 より狭い場合は過電流レベルに達しないで運転する場合もある。
【００１３】
このような条件は電流基準の大きさや増幅器１４の応答（一般にはＰＩ制御が用いられている）速度で影響を受ける。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来のインバータ式抵抗溶接機の制御装置ではダイオード８、９の短絡事故の場合、条件によっては過電流検出回路１６が過電流を検出できる場合と、過電流検出レベルに達しない場合が発生し検出が不安定であると同時に、過電流検出レベルよりやや低い電流でしばらく運転することがあり、このためインバータを構成するスイッチング素子２〜５にストレスが加わり、信頼性を低下させる心配がある。
【００１５】
本発明は、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができるダイオード不良検出装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、請求項１に対応する発明は、直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記変圧器の一次側から見た二次側のインピーダンス変化を検出し、これに基づき前記ダイオード不良を判別し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置である。
【００１７】
前記目的を達成するため、請求項２に対応する発明は、請求項１記載の判別手段として、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を、前記検出電流のピーク値で除算して得られる負荷インピーダンスが設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００１８】
前記目的を達成するため、請求項３に対応する発明は、請求項１記載の判別手段として、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を、電流基準で除算して得られる負荷インピーダンスが設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００１９】
請求項１〜請求項３のいずれかに対応する発明によれば、負荷インピーダンス変化例えば異常に低下することに基づいて変圧器の二次側ダイオードの不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【００２０】
前記目的を達成するため、請求項４に対応する発明は、請求項１記載の前記判別手段として、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率が、設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００２１】
請求項４に対応する発明によれば、変圧器二次側のダイオードが短絡すると負荷のインピーダンスが急低下し、パルス幅又は変調率が非常に低くなることを検出する。
【００２２】
前記目的を達成するため、請求項５に対応する発明は、直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率が、前記インバータ出力特性によりアンバランスとなることに基づき前記ダイオード不良を判別し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置である。
【００２３】
請求項５に対応する発明によれば、パルス幅や変調率が、インバータ出力特性によりアンバランスとなることに基づきダイオード不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【００２４】
前記目的を達成するため、請求項６に対応する発明は、請求項５記載の判別手段として、前記インバータ起動後の数サイクル間のパルス幅又は変調率のアンバランスを検出するようにしたダイオード不良検出装置である。
【００２５】
請求項６に対応する発明によれば、起動後数サイクル間はダイオード１個故障により変圧器が完全には飽和しないのでパルス幅のアンバランスが大きく検出誤差が小さい。
【００２６】
前記目的を達成するため、請求項７に対応する発明は、前記判別手段には前記インバータの停止直前のパルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を使用する請求項２、３、４、５のいずれかに記載のダイオード不良検出装置である。
【００２７】
請求項７に対応する発明によれば、停止直前の過渡現象の無くなったデータを使用することにより検出の信頼性が向上する。
【００２８】
前記目的を達成するため、請求項８に対応する発明は、請求項５記載の判別手段として、前記パルス幅又は変調率を検出電流のピーク値で除算した値が前記インバータの出力極性によりアンバランスとなったことに基づきダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００２９】
前記目的を達成するため、請求項９に対応する発明は、直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御する瞬時制御手段と、前記変圧器の一次電流が前記インバータの出力極性でアンバランスしたことに基づきダイオード不良を検出する判別手段とを備えたダイオード不良検出装置である。
【００３０】
前記目的を達成するため、請求項１０に対応する発明は、請求項９記載の判別手段として、記変圧器の一次電流の変化率を検出し、この電流変化率が前記インバータの出力極性でアンバランスしたこと又は前記電流変化率が設定値以上になったことに基づき前記ダイオード不良を検出するダイオード不良検出装置である。
【００３１】
請求項９又は請求項１０記載の発明によれば、インバータの出力極性でアンバランスしたこと又は電流変化率が設定値以上になったことに基づきダイオード不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【００３２】
前記目的を達成するため、請求項１１に対応する発明は、前記ダイオード不良検出１回目で警報を出力し、かつ複数回の連続検出にて前記負荷を停止することを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のダイオード不良検出装置である。
【００３３】
請求項１１に対応する発明によれば、警報のみの場合は過渡現象で誤検出かも知れないが連続検出の場合は運転を停止させることにより検出の信頼性を高める。
【００３４】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明の第１の実施形態を示す概略構成図であり、図８と同一部分には同一符号を符し、その説明は簡略し、ここでは主として異なる点を説明する。
【００３５】
直流電源１の直流電圧を、スイッチング素子２〜５からなるインバータブリッジのＰＷＭ制御により交流電圧に変換し、該変換された交流電圧は、変圧器７の一次側に供給し、変圧器７の二次側にダイオード8、９からなるセンタータップ式の整流回路で整流して負荷抵抗 １１に供給する装置が本発明の検出対象であることは、従来と同一である。
【００３６】
変圧器７の一次側電流Ｉ1の瞬時値を検出する手段は、変流器からなる電流センサ６と、 電流センサ６により検出された交流電流検出値を直流に変換する電流検出回路１５からなっている。
【００３７】
電流基準器１２からの電流基準と、電流検出回路１５の出力である直流電流検出値を比較し、直流電流検出値が電流基準より大きいときに、リセット信号を出力する比較器20と、発振器２２からのクロック信号を入力すると共に、セット信号を入力してインバータのＰＷＭパルス、具体的には図2、図3、図４に示す正側パルスＰＦと負側パルスＰＲを出力するフリップフロップ２１を備えている。
【００３８】
また、フリップフロップ２１からのＰＷＭパルスのパルス幅を検出するパルス幅検出回路２５を備えている。さらに、電流検出回路１５からの電流検出値に、基づきダイオード不良を検出する判別手段、例えば判別回路２７を備えている。
具体的には、判別回路２７には電流基準器１２からの電流基準と、起動検出回路２４からの起動信号と、パルス幅検出回路２５からのＰＷＭのパルス幅ＰＦ、ＰＲと、ピーク値検出回路２６からの電流検出値のピーク値と、方向検出回路２３からのインバータの出力極性が入力され、これに基づいてダイオード８，９の故障を検出するものである。
【００３９】
さらに、判別回路２７の出力側には、判別回路２７がダイオード８，９の故障を検出したとき、警報を発生したり又は運転を停止するように構成した故障検出回路２８を備えている。
【００４０】
起動信号手段を構成し、インバータを起動する際に閉操作し、電流基準器１２により電流基準を入力する起動スイッチ１３を、比較器２０の入力側に備え、さらに起動スイッチ１３を閉操作したとき起動信号を出力する起動検出回路２４を備えている。
【００４１】
また、発振器２２からの出力信号によりフリップフロップ２１からのＰＷＭパルスの極性を切換えてスイッチング素子２〜５のＩＧＢＴのゲートに与える極性切換回路１９を備えている。
【００４２】
電流基準と電流検出回路１５で検出した変圧器７の一次側電流Ｉ1とを比較器２０で比較 し電流基準より電流検出値が多くなるとフリップフロップ２１がリセットされるよう入力される。
【００４３】
発振器２２により発生したクロック周波数によりフリップフロップ２１がセットされインバータブリッジのスイッチング素子２〜５をオンさせ電流を流すように作用させ、前記リセット信号によりスイッチング素子２〜５がオフすることにより電流を制御している。
【００４４】
そして、発振器２２の出力からインバータ出力の極性を検出する方向検出回路２３を備えている。さらに、電流検出回路１５の出力、すなわち直流電流検出値を入力し、直流電流検出値のピーク値を検出するピーク検出回路２６を備えている。
【００４５】
以上のように構成された図１の実施形態の動作について、図２、図３、図４を参照して説明する。図２はダイオード８が短絡した場合の動作を説明するための図であり、（ａ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｂ）は起動スイッチ１３の動作を説明するための図、（ｃ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｄ）はインバータ出力電圧Ｖ1の波形図、（ｅ）は正側パルスＰＦの波形図、（ｆ）は負側パルスＰＲの波形図である。
【００４６】
抵抗溶接機の場合ダイオード８，９は平形の圧接構造を使用するためダイオードの故障は短絡故障が原理的に考えられる。
【００４７】
時刻ｔ1 において、起動スイッチ１３がオンして電流基準（破線の大きさ）が入力されると、インバータが始動し変圧器７には、インバータ出力電圧Ｖ1 に示すような高周波電圧（一般には数ｋＨｚ以下）が印加され、変圧器一次電流Ｉ1が電流基準に達するまで、インバ ータのスイッチング素子２〜５をオンさせる。
【００４８】
時刻ｔ1 〜ｔ2 の期間変圧器二次側には黒マークの方向に電圧が発生し電流は、配線インダクタンス１０→負荷抵抗１１の回路で電流が流れる。
【００４９】
時刻ｔ2 において、インバータ出力電圧Ｖ1 が反転すると、変圧器二次側は黒マークが負の方向に電圧が発生するので、ダイオード９を介して変圧器７が短絡されている。
【００５０】
変圧器一次電流Ｉ1 は急速に立上り電流基準迄立上った時刻ｔ3 で、フリップフロップ２１がリセットされ、スイッチング素子はオフする。正側パルスＰＦと負側パルスＰＲは、このようにしてＰＦが広くＰＲが狭くなるので、変圧器７は偏磁し次第に飽和して来る。
【００５１】
このため、変圧器一次電流Ｉ1 の正側も立上りが次第に早くなって溶接の終了直前には、正側パルスＰＦの時刻ｔ7 〜ｔ8 と、負側パルスＰＲの時刻ｔ5 〜ｔ6 は両方共狭くなっているが、ｔ7 〜ｔ8 ＞ｔ5 〜ｔ6 の関係は、負荷インピーダンスが非対称なため保たれたままとなる。
【００５２】
図３は以上述べたダイオード８，９の故障とは異なる他の故障モードを説明するための図である。図３（ｅ）〜（ｈ）は、ダイオード８，９が２個共正常な場合であって、（ｅ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｆ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｇ）は 正側パルスＰＦの波形図、（ｈ）は負側パルスＰＲの波形図である。
【００５３】
図３（ｇ）、（ｈ）から明らかなように、ダイオード８，９が２個共正常な場合には、ＰＦ，ＰＲは等しくしかもパルス幅は広い。
【００５４】
図３（ａ）〜（ｄ）は、ダイオード８，９が２個共短絡している場合であって、（ａ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｂ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｃ）は 正側パルスＰＦの波形図、（ｄ）は負側パルスＰＲの波形図である。
【００５５】
図３（ｃ）、（ｄ）から明らかなように、ダイオード８，９が２個共短絡している場合では、ＰＦ，ＰＲは等しいが同じ電流Ｉ1 に対しパルス幅は非常に狭くなっている。
【００５６】
図３（ｉ）〜（ｎ）は、ダイオード８の１個がオープンの場合の動作を説明するための図であり、（ｉ）は変圧器７と負荷抵抗１１の回路を示す図、（ｊ）は起動スイッチ１３の動作を説明するための図、（ｋ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｌ）はインバータ出力電 圧Ｖ1の波形図、（ｍ）は正側パルスＰＦの波形図、（ｆ）は負側パルスＰＲの波形図であ る。
【００５７】
図３（ｉ）はダイオード８の１個がオープンの場合でＶ1 が正の場合、ダイオード９が阻止方向なので、変圧器二次側には電流が流れない。次に、Ｖ1 が負の場合はダイオード９→配線インダクタンス１０→負荷抵抗１１の回路に電流が流れる。
【００５８】
次に、時刻ｔ3 でＶ1 が正に切換わると、変圧器二次側には黒マークの極性に電圧が発生し、配線インダクタンス１０に流れている電流を減少させる方向に電流Ｉ1 は増加し、時刻ｔ6 で配線インダクタンス１０に流れていた電流が零になるとダイオード９が阻止状態となり、電流Ｉ1 は流れなくなる。このような区間ではＩ1 の電流が正負アンバランスとなる。
【００５９】
時刻ｔ6 で電流基準が上ると時刻ｔ7 でＩ1 が電流基準に達して負側パルスＰＲは狭くなるが、正側パルスＰＦ側は電流が流れずパルス幅は広くなり、次第に変圧器７が飽和し飽和電流が流れＰＦは狭くなる。
【００６０】
変圧器７の二次側の負荷が非対称であるので、ＰＦとＰＲは同じとならず、パルス幅のアンバランスを検出することで、ダイオード故障を検出することが可能である。
【００６１】
よって、図３の場合は次のようなことが言える。
【００６２】
（１）ＰＦとＰＲを比較し、両者の差が設定値以上になることを検出することにより、ダイオード８、９の短絡検出が可能である。
【００６３】
一方、インバータのスイッチング周波数を変える場合は、図４に示す変調率Ｍ（ａ／Ａ＝現在のパルス幅寸法ａに対する最大パルス幅寸法Ａの比）を使用すると、インバータ直流電圧をＶｄとするとインバータ出力電圧はＭＶｄで表わされるので便利である。
【００６４】
また、パルス幅の比較でなく、図４に示す正側パルス変調率ＭＦ（＝ＰＦ／Ａ）と、負側パルス変調率ＭＲ（＝ＰＲ／Ａ）の比較でも同じ効果がある。
【００６５】
（２）図２からわかるように、起動直後は変圧器７が飽和していないので、ＰＦとＰＲのパルス幅に大きな差があり、検出感度が高くなり有利である反面、電流の過渡応答（パルス幅の過渡応答）に左右されない判別が必要である。パルス幅の過渡変化は、パルス幅が大から小への一方向であるのでこの点を考えると、図７のようになる。
【００６６】
図７に示すように、ＰＦ，ＰＲの一方向への変化は正常であるが、両方向に変化する場合は故障と判別することにより、例えば起動後１．５パルスで検出が可能である。
【００６７】
（３）起動信号がオフされる直前のパルスＰＦ，ＰＲは過渡現象が完了して安定しているので判定に便利である。
【００６８】
変圧器二次側が非対称なため、変圧器７に加わる電圧も非対称となり、その直流分で変圧器７が飽和する。このためＰＦ，ＰＲの比較で比率が設定値以上を検出することでダイオード故障を検出できる。
【００６９】
また、負荷インピーダンスを、例えば１式〜６式により求め、その結果が設定値以下では、異常と判別することでダイオード故障を検出できる。
【００７０】
（ＰＦ＋ＰＲ）÷（Ｉ1 ） 式１
（ＭＦ＋ＭＲ）÷（Ｉ1 ） 式２
ＰＦ／Ｉ1 式３
ＰＲ／Ｉ1 式４
ＭＦ／Ｉ1 式５
ＭＲ／Ｉ1 式６
図３（ａ）〜（ｄ）ではＰＦ≒ＰＲであるが、これを負荷インピーダンスを、例えば次の式７〜式１２により求め、設定値以下の場合は異常と判別することでダイオード故障が検出できる。
【００７１】
（ＰＦ＋ＰＲ）÷（Ｉ1 ） 式７
（ＭＦ＋ＭＲ）÷（Ｉ1 ） 式８
ＰＦ／Ｉ1 式９
ＰＲ／Ｉ1 式１０
ＭＦ／Ｉ1 式１１
ＭＲ／Ｉ1 式１２
なお、上記変圧器一次電流Ｉ1 は電流基準とほぼ一致するよう制御するのでＩ1 →電流基準に置替えても作用はほぼ同じである。
【００７２】
図３（ｉ）〜（ｎ）では、変圧器一次電流Ｉ1 の正、逆がアンバランスになることを検出することや、ＰＦ／Ｉ1 、ＰＲ／Ｉ1 から負荷インピーダンスの非対称を検出するかで検出できる。
【００７３】
さらに、ある条件ではＰＦ，ＰＲのアンバランスでも検出可能である。
【００７４】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態について、図５および図６を参照して説明する。
【００７５】
図５はその概略構成を示す図であり、図１と異なる点は、図１の判別回路２７と電流検出部を図５のように変形した点である。すなわち、変圧器一次電流Ｉ1 から微分回路３０により、電流変化率ｄＩ1 ／ｄｔを求め、正側パルスＰＦの立下りでデータをラッチするラッチ回路３１により出力波形ＶＦを求める。
【００７６】
一方、電流変化率ｄＩ1 ／ｄｔから負側パルスＰＲの立下りでデータをラッチするラッチ回路３２により出力波形ＶＲを求め、これらを比較回路３３により入力し、出力波形ＶＦとＶＲを比較し、両者の出力波形の差が設定レベル以上になると故障検出回路２８を動作させるように構成したものである。
【００７７】
なお、ラッチ回路３１、３２の出力波形ＰＦとＰＲの信号はパルス幅検出回路２５を方向検出回路２３の信号により分けて作ってある。
【００７８】
このように構成された第２の実施形態の動作について、図６を参照して説明する。（ａ）は変圧器一次電流Ｉ1の波形図、（ｂ）は正側パルスＰＦの波形図、（ｃ）は負側パルスＰ Ｒの波形図、（ｄ）は微分回路３０の出力波形図、（ｅ）はラッチ回路３１の出力波形図、（ｃ）はラッチ回路３２の出力波形図である。
【００７９】
図２の条件の場合、変圧器一次電流Ｉ1 が図６（ａ）のように変化し、ｄＩ1 ／ｄｔは図６（ｄ）のように変化するので、ＰＦ，ＰＲの立下り即ち電流しゃ断の直前のｄＩ1 ／ｄｔをラッチしてＶＦ，ＶＲを求めこの比較をして故障を検出するものである。
【００８０】
ダイオード短絡や変圧器が飽和すると、ｄＩ1 ／ｄｔが高くなると同時に正側と負側とで大きさが異なるので、これを判別することによりダイオード故障を見つけることができる。
【００８１】
なお、図５ではラッチ回路３１、３２の出力波形ＶＦとＶＲを比較する構成となっているが、ＶＦとＶＲの大きさを設定値と比較してこの大きさが異常になったことから、ダイオード故障を見つけることが可能である。
【００８２】
＜変形例＞
前述の実施形態では、変圧器７の二次側に設けてあるダイオード接続はセンタータップ方式について説明したが、これをフルブリッジ接続のダイオードでも動作は全く同様である。
【００８３】
前述の実施形態でダイオードの短絡について説明したが、これには変圧器のレアショートも含まれることは言うまでもない。
【００８４】
【発明の効果】
本発明のダイオード不良検出装置によれば、インバータ出力電流を瞬時値制御するよう構成し、インバータ出力極性によって、ＰＷＭパルス幅や電流変化率がアンバランスすることや、変調率を電流値で除算した負荷インピーダンスが異常に低下することに基づいて変圧器の二次側ダイオードの不良を検出するようにしたので、インバータのスイッチング素子はストレスを受けず信頼性良く、ダイオードの不良を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるダイオード不良検出装置の第１の実施形態を示す概略構成図。
【図２】図１の動作を説明するための図。
【図３】図１の動作を説明するための図。
【図４】図１の動作を説明するための図。
【図５】本発明によるダイオード不良検出装置の第２の実施形態を示す概略構成図。
【図６】図５の動作を説明するための図。
【図７】図１の動作を説明するための図。
【図８】従来のインバータ式抵抗溶接機の制御装置の概略構成図。
【図９】図８の動作を説明するための図。
【符号の説明】
１…直流電源、２〜５…スイッチング素子、６…電流センサ、７…変圧器、８，９…ダイオード、１０…配線インダクタンス、１１…負荷抵抗、１２…電流基準器、１３…起動スイッチ、１４…増幅器、１５…電流検出回路、１６…過電流検出回路、１７…三角波発生器、１８…ＰＷＭ回路、１９…極性切換回路、２０…比較器、２１…フリップフロップ、２２…発振器、２３…方向検出回路、２４…起動検出回路、２５…パルス幅検出回路、２６…判別回路、２７…故障検出回路、３０…微分回路、３１，３２…ラッチ回路、３３…比較回路。
Claims (11)
- 直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記変圧器の一次側から見た二次側のインピーダンス変化を検出し、これに基づき前記ダイオード不良を判別し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段は、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を、前記検出電流のピーク値で除算して得られる負荷インピーダンスが設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出することを特徴とする請求項１記載のダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段は、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を、電流基準で除算して得られる負荷インピーダンスが設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出することを特徴とする請求項１記載のダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段は、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率が、設定値以下になったことに基づきダイオード不良を検出することを特徴とする請求項１記載のダイオード不良検出装置。
- 直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記パルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率が、前記インバータ出力特性によりアンバランスとなることに基づき前記ダイオード不良を判別し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段は、前記インバータ起動後の数サイクル間のパルス幅又は変調率のアンバランスを検出するようにしたことを特徴とする請求項５記載のダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段には前記インバータの停止直前のパルス幅又は該パルス幅の最大値と現在のパルス幅から求められる変調率を使用することを特徴とする請求項２、３、４、５のいずれかに記載のダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段は、前記パルス幅又は変調率を検出電流のピーク値で除算した値が前記インバータの出力極性によりアンバランスとなったことに基づきダイオード不良を検出することを特徴とする請求項５記載のダイオード不良検出装置。
- 直流をインバータにより交流に変換し、該交流を変圧器の一次側に供給し、該変圧器の二次側を複数のダイオードを接続した整流回路により整流した直流を負荷に供給する装置において、前記変圧器の一次電流を検出し、該検出電流と電流基準を比較した結果により前記インバータを構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ方式のパルス幅を瞬時制御するものであって、前記検出電流と前記電流基準が一致したとき前記インバータの駆動パルスを瞬時にオフする瞬時制御手段と、前記変圧器の一次電流が前記インバータの出力極性でアンバランスしたことに基づきダイオード不良を検出し、前記変圧器の一次側の制御を停止する判別手段と、を備えたことを特徴とするダイオード不良検出装置。
- 前記判別手段は、記変圧器の一次電流の変化率を検出し、この電流変化率が前記インバータの出力極性でアンバランスしたこと又は前記電流変化率が設定値以上になったことに基づき前記ダイオード不良を検出することを特徴とする請求項９記載のダイオード不良検出装置。
- 前記ダイオード不良検出１回目で警報を出力し、かつ複数回の連続検出にて前記負荷を停止することを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のダイオード不良検出装置。
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