JP3663388B2 - パワーコンバータにおける損失及びノイズ低減 - Google Patents
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Description
【技術分野】
本発明は、パワーコンバータにおけるエネルギー損失及びノイズの低減に関する。
【0002】
【従来の技術】
図1及び2に示すように、不連続モードにて動作する、典型的なPWM非アイソレーションDC−DCシャントブーストコンバータ20は、例えば、連続して生ずるパワー変換サイクル10において、パワーすなわち電力が処理される。スイッチ22が開状態であって各パワー変換サイクル10の電力転送帰還12において、単極性入力電圧源26からの入力電圧Vinにおいて受信した電力は、ダイオード24を介して入力インダクタ21から単極性負荷(図示せず)に流れる電流として電圧Voutに転送される。Voutは入力電圧、Vinよりも高い。
【0003】
図2(A)及び2(B)は、寄生容量や寄生インダクタンスの無いかつダイオード24の逆リカバリ時間がゼロである理想的なコンバータの波形を示している。電力転送期間12の間、インダクタの電流は、リニアに減少して時刻tcrossにおいてゼロ値に達する。時刻tcrossにおいて、理想的ダイオードは、直ちにスイッチオフして、負荷から入力源に向けて電流が戻ることを禁止する。そして、インダクタの電流は、スイッチ22が時刻ts1offのおいて再び閉成するまでゼロに維持される。よって、時刻tcrossからts1onまでの間においてはエネルギーの蓄積は無い。
【0004】
前記サイクルの各々におけるシャント期間14において、スイッチ22は閉成し、ダイオードの左側(ノード23)は接地され、ダイオードの中には電流が流れない。代わりに、シャント電流(Is)が閉成したスイッチ22を介して電源26からインダクタ21に流入する。理想的な部品の組み合わせを用いた回路においては、スイッチ22がターンオフして新たな電力転送期間12が始まると、インダクタを流れる電流がゼロから流れ始めて時刻tsloffまでリニアに増大する。
【0005】
寄生回路容量が存在したりダイオードが非理想的(例えば、バイポーラダイオードにおいては逆リカバリ時間が存在しショットキーダイオードにおいてはダイオード容量が存在する)であるような非理想的コンバータにおいては、振動的リンギングが時刻tcrossの後に生ずる。
一つの例においては、図1において示された種類の非理想的コンバータについての波形が図2(C)及び2(D)において示されている。ダイオードの逆リカバリ特性の故に当該ダイオードは時刻tcrossにおける逆電流を阻止しない。代わりに、ダイオード24を通って逆方向に電流が流れ期間18の間インダクタ21にこの電流が流れ込む。時刻tdoffにおいて、ダイオードは完全にオフしてダイオード内の逆電流はゼロになる。
【0006】
ダイオード逆リカバリ期間における逆電流の故に、時刻tdoffにおいて、エネルギーがインダクタに蓄積される(リカバリエネルギー)。加えて、図示はしていないが、スイッチ22、ダイオード24及びインダクタ24の寄生容量などの寄生回路容量も時刻tdoffにおいてエネルギーを蓄積する。(例えば、スイッチ22の寄生容量がVoutに略等しい電圧にまで充電される。
【0007】
時刻tdoffの後、エネルギーが回路内における寄生容量とインダクタとの間でやり取りされる。図2(C)及び2(D)において示したように、該エネルギーのやり取りは、回路における振動的リンギングノイズの原因となる。更に、かかる振動的電流の存在が、時刻tslonにおいてスイッチが閉成して、次のシャント期間のスタートにおける回路内のエネルギーの無駄な消費の原因となる。該エネルギー損失は1つのサイクルにおいて処理される全エネルギーのスーパーセントに達し得る。
【0008】
【発明の概要】
本発明の1つの特徴は、(a)次々と表われるパワー変換サイクルの間に入力源から負荷へ単方向導電素子を介してエネルギーを転送する誘導性素子と、該パワー変換サイクルの1部の間において該誘導性素子と共振して寄生発振を生ずる回路容量と、を含むスイッチングパワー変換回路、及び(b)該誘導性素子のエネルギーをトラップして該寄生発振を抑制するクランプ回路を含む装置にある。
【0009】
本発明の実施例としては次のいくつかを含んでいる。すなわち、パワー変換回路は、シャントスイッチを含む単極性非アイソレーションブーストコンバータからなる。該パワー変換回路は不連続モードによって動作せしめられる。該クランプ回路は該インダクタにおけるエネルギーを非消費的にトラップするようになっている。該クランプ回路は制御された期間において該インダクタを短絡することによって該エネルギーをトラップするようになっている。該誘導性素子は、チョークもしくはトランスからなっている。該素子はインダクタに並列に接続された第2スイッチを含んでいる。該第2スイッチは、該インダクタに直接的に並列接続されているか又は該インダクタに並列に誘導的に結合している。該第2スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トランジスタからなっている。
【0010】
本発明によるパワー変換回路は、シャントスイッチを含み、単極性かつ非アイソレーションブーストコンバータとスイッチコントローラとからなり、該スイッチコントローラは、該シャントスイッチが開放されている電力転送期間と該シャントスイッチが閉成されているシャント期間とのタイミングを制御するようになっている。
【0011】
該シャントスイッチは、パワー変換が不連続モードにおいて生ずるように制御される。該第2スイッチは、該シャントスイッチが閉成する前の期間において開放せしめられて装置内の寄生容量を放電する。該パワー変換回路は、少なくとも1つの単極性アイソレーションシングルエンディッドフォワードコンバータ、バック(buck)コンバータ、フライバックコンバータ、ゼロ電流スイッチングコンバータ、PWMコンバータ、双極性非アイソレーションブーストコンバータ、双極性非アイソレーションバックコンバータ、双極性アイソレーションブーストコンバータ及び双極性アイソレーションバックコンバータの少なくとも1つからなる。
本発明の他の特徴は、パワー変換サイクルの一部において誘導性素子内のエネルギーをトラップすることによって寄生発振を抑制する方法である。
【0012】
本発明の実施例は該インダクタから非電力消費形態にてエネルギーを解放するステップを含んでいる。該エネルギーは、制御された期間において該誘導性素子を短絡することによってトラップされる。該短絡は、該誘導性素子に並列に有効接続された第2スイッチによってなされる。該第2スイッチは、パワー変換サイクルの1部において解放せしめられて寄生容量を放電せしめる。本発明は、コンバータ内の誘導性素子及び容量性素子の間におけるエネルギーの振動的転送によって該コンバータ内の生成される望ましくないリンギングノイズを減少させることであり、かつこのエネルギーをリサイクルして、コンバータ内のスイッチング素子のターンオンに伴うエネルギーの消費的損失を減少させることである。
【0013】
他の利点もしくは特徴は以下の説明および特許請求の範囲の記載から明らかとなる。
【0014】
【実施の形態】
図1、2(C)及び2(D)に示したように、時刻tdoffにおいて、スイッチ22の両端の寄生容量がVinより大なる電圧(ほぼVoutに等しい)に充電されて、ダイオード24内の逆リカバリによってL1内を電流が流れる。
時刻tdoffの後、スイッチ22が開放状態であってダイオードが非導通であるとき、回路寄生容量とインダクタL1によって形成される共振回路内に蓄積されるエネルギーがIin及びVsにおける振動的リンギングを生ずる。この振動(ここでは「寄生振動」又は単に「ノイズ」と称される)は電力変換プロセスには無関係であり、コンバータにノイズフィルタリング部品(図示せず)を追加することを必要とする。更に、時刻tdoffの後に、スイッチ22が閉じると、このエネルギーの部分もしくは全ての無駄な損失が生ずる(スイッチングロス)。
【0015】
この回路電圧をクランプするメカニズムを加えることによって、当該ノイズを抑制することができ、蓄えられたエネルギーをインダクタにトラップする事が出来、ほぼ損失なしに回路に戻すことが出来る。このエネルギーの捕捉及びその後の解放は制御された時間内においてインダクタの両端を短絡しかつ非短絡とすることによって達成する事が出来る。
【0016】
図3に示した実施例においては、単極性非アイソレーション不連続ブーストコンバータ回路28がリカバリスイッチRs30及びダイオード32からなる直列回路を含み、この直列回路はインダクタ34の両端に接続され、制御回路36がリカバリスイッチ30及びシャントスイッチ38のオンオフ期間を制御する。
リカバリスイッチ30は次のようなサイクルでターンオン・オフせしめられる。このスイッチは、インダクタの両端電圧VB(図3)が負であるパワー転送期間12の間のいずれかにおいてターンオンせしめられる。なんとなればこれはダイオード32が逆バイアスされることになるからである。逆リカバリ期間において、ダイオード32はダイオード38からリカバリスイッチ30に電流が流れ込むのを禁止する。かわりに逆リカバリエネルギーがインダクタに蓄積される。
【0017】
ダイオードがオフとなった後、回路寄生容量内に蓄積されたエネルギーがインダクタとの間でやり取りされ、シャントスイッチ22の両端電圧Vsがリングダウンする。電圧Vsが入力電圧Vinにまでリングダウンしたとき、電圧VBはゼロに等しく、リカバリダイオード32が導通し、リカバリスイッチ30及びダイオード32がインダクタ34の両端を短絡する。この状態において、インダクタ34は他のどの回路部品ともエネルギーのやり取りをする事ができない。よってエネルギーはインダクタ内に“トラップ(trap)”され、主回路におけるリンギングがほぼ取り除かれる。
【0018】
その後、シャントスイッチが閉成されてシャント期間が始まる前に、リカバリスイッチが開放せしめられる。インダクタにトラップされた電流が入力源に向かって逆に流れるので、リカバリスイッチ30の開放によって寄生回路容量のロスのない充放電およびシャントスイッチ両端の電圧Vsの低減が得られる。シャントスイッチ電圧Vsの減少によって、寄生容量の放電に伴うシャントスイッチにおけるロス(ターンオンロス)が抑制され、あるいは場合によってはほぼ取り除かれる。
【0019】
図4に示すように、リカバリスイッチ30の開放とシャントスイッチ22の閉成との間の遅延時間は調整されて、シャントスイッチの閉成がリカバリスイッチの開放に続く時刻trsoffに続く電圧Vsの最初の極小値の生ずるタイミングにほぼ等しいタイミングにおいて生ずる。図4における破線は、シャントスイッチ22がその時点においてターンオンされなかった場合に電圧Vsが、時刻tslonの後に振動をどのように続けるかを示している。すなわち図示していないが、該電圧がゼロに向かってリングダウンする場合は、シャントスイッチにおけるターンオンロスがほぼ取り除かれる。容量エネルギーは電圧の二乗に比例する故、いかなる電圧低減も重要である。
【0020】
図5に示したように、インダクタの両端に直接リカバリスイッチ及びダイオードの回路を設ける代わりに、リカバリスイッチ50及びダイオード52がインダクタに変圧器結合した二次巻線54に直列に接続されている。この直列回路はスイッチの制御の容易さの為に回路の接地側に接続されている。この制御スイッチはダイオードに直列なMOSFETとして実現できる。ターンオンロスがスイッチ50の本体キャパシタの結果として生ずるが、スイッチダイが比較的小さいので、該容量も比較的小さい。
【0021】
図6の実施例においては、双極性入力電源Vacによって動作する双極性不連続ブーストコンバータ60において、図4に示されたトランス結合スイッチング技術が用いられている。しかしながら、この場合、巻線66の両端に2つのリカバリスイッチ62、64が接続されている。これらのリカバリスイッチのうちの一方は、入力電源Vacの1つの極性の為に常にオンとなっており、残りのリカバリスイッチは図4に示したと同じ技術を用いてターンオン及びターンオフせしめられる。入力電源の極性が逆になるとシナリオは逆となる。
【0022】
このシャントスイッチとリカバリスイッチとは同時にオンとされると電源を短絡してしまうので、そうならないように注意すべきである。
上記したエネルギートラップ技術は誘導性および容量性回路素子においてエネルギーが蓄積されてコンバータ内の寄生振動を生ずるようなアイソレーションもしくは非アイソレーション、PWM、もしくは共振型のどのようなパワーコンバータにも適用され得る。
【0023】
図7は、例えば、PWM単極性アイソレーションバックコンバータ70を示しており、このコンバータはクランプ回路76を含んでいる。かかるコンバータにおいて、入力電源72から供給される電圧Vinは負荷81に供給される直流出力電圧Voutよりも高電圧である。コンバータ動作サイクルの最初の1部において、スイッチ74が閉成せしめられ、エネルギーが出力インダクタ82を介して入力電源72から負荷に向けて転送される。コンバータ動作サイクルの第2の部分において、該スイッチが開放せしめられ、インダクタ82内に蓄積されたエネルギーが出力電流Ioとしてダイオード75を介して負荷に供給される。負荷の値がある下限値よりも大きい限り、出力電流Ioが出力インダクタLo82内を連続して流れる。しかしながら、該下限値を下回ると、出力インダクタ82を流れる電流の瞬時値がゼロに低下し、逆に流れようとする。このような状態において、もしクランプ回路76が存在しないならば、ダイオードがブロックして、インダクタ82と回路寄生容量との間をエネルギーが行き来して振動が生ずる。この回路寄生容量は、図示していないが、例えばスイッチ74、ダイオード75、インダクタ82及びクランプ回路76に伴う寄生容量である。クランプ回路を伴う図7のコンバータにおける波形が図8(A)及び8(B)に示されている。
【0024】
図8(A)及び8(B)において、時刻t=0において、スイッチ74がオンとなり、電圧VDがVinにほぼ等しく、電流IoがLoの両端に印加される電圧の極性の故に増大する。時刻tsoffにおいて、スイッチ74がターンオフし電圧VDが、ダイオード75の寄生容量が放電せしめられて、ダイオードが導通するのでほぼゼロに低下する。クランプスイッチ78は電圧VDがVout以下に低下した後のタイミングにおいてターンオンせしめられ得る。
【0025】
時刻tcrossにおいて、電流Ioがゼロに低下して逆に流れようとする。ダイオード75が導通を停止した後、電圧VDがDoutにほぼ等しいとき時刻tcにおいてクランプダイオード80が導通を始めるまでリングアップする。時刻tc及びtcoffの間において、該クランプ回路はインダクタをクランプして寄生振動を禁止する。時刻tcoffにおいて、クランプスイッチが開放せしめられ、電圧VDがVinに向けてリングアップする。時刻tsonにおいて、スイッチ74が閉成し、次のコンバータ動作サイクルが始まる。スイッチングコントローラ77は2つのスイッチ74、78の相対的タイミングを制御する。図4に関連して検討されたタイミングについて、クランプスイッチ78の開放とスイッチ74の間の遅延が、調整されて、スイッチ74の閉成がクランプスイッチ78の開放に続く電圧Vsの第1の極大値の生ずる時点にほぼ対応する。これはスイッチ74の閉成に伴うスイッチングロスを最小にするかもしくは取り除く。
【0026】
回路5のトランス結合クランプ回路は図7のコンバータにおいても用いられ得る。
他の実施例は特許請求の範囲の範囲内にある。たとえば、上記した技術は、クランプされない誘導性及び容量性エネルギー蓄積素子の間を行き来するエネルギーの結果として生ずる好ましくない振動が生ずる時間があるどのようなスイッチングパワーコンバータにも適用され得る。
【0027】
例えば、図9(A)乃至9(D)は、本発明によるクランプ回路76を含むアイソレーションシングルエンディッドコンバータを示している。図9(A)は単極性シングルエンディッドフォワードPWMコンバータを示し、図9(B)は単極性シングルエンディッドゼロ電流スイッチングフォワードコンバータ(この明細書に組み込まれる米国特許第4,415,959号に記載されている)を示している。図9(C)は、フライバックトランスの1次巻線105に接続されたクランプ回路76を含む単極性シングルエンディッド フライバックコンバータを示している。図9(D)はフライバックトランス の二次巻線104に接続されたクランプ回路を含む単極性シングルエンディッドフライバックコンバータを示している。
【0028】
クランプ回路は図5において示した如き磁気的結合のものに変形する事が出来る。また、この技術にさらに適用され得る技術は共振、擬似共振非アイソレーションブーストバック及びバックブーストコンバータである。図6の双極性クランプ回路及びこれに等価な回路を用いることによって本発明による技術が単極性PWM共振及び擬似共振非アイソレーションブーストバック及びバックブーストコンバータの双極性均等物に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 パワー変換回路を示す回路図。
【図2】 タイミングダイヤグラム。
【図3】 リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示す回路図。
【図4】 タイミングダイヤグラム。
【図5】 リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示す回路図。
【図6】 リカバリスイッチを伴うパワー変換回路を示す回路図。
【図7】 クランプ回路を含むパワー変換回路を示す回路図。
【図8】 タイミングダイヤグラム。
【図9】 クランプ回路を含むパワー変換回路の例を示す回路図。
【符号の説明】
22 シャントスイッチ
30 リカバリスイッチ
32 リカバリダイオード
34 インダクタ
50 リカバリスイッチ
52 ダイオード
54 二次巻線
62,64 2つのリカバリスイッチ
Claims (29)
- 引き続いて生ずるパワー変換サイクルの間に負荷に向けて入力電源からのエネルギーを単方向導通素子を介して転送すべく接続された誘導性素子を含んで前記負荷に前記入力電源からの電力を変換するスイッチングパワー変換装置と、
前記パワー変換サイクルの一部において、前記誘導性素子と共振してパワー変換プロセスには無関係な寄生発振を生ずる回路容量と、
前記誘導性素子の両端間に断続的に電流路を形成して前記誘導性素子におけるエネルギーをトラップして前記寄生発振を禁止するスイッチを含むクランプ回路と、を含む装置。 - 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置は、シャントスイッチを含む単極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項2記載の装置であって、前記シャントスイッチが不連続モードにおいて生ずるパワー変換を生ずるべく制御されることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記クランプ回路は前記インダクタ内のエネルギーをほぼ非消費的にトラップするようになされていることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記クランプ回路は制御された期間において前記インダクタを短絡することによってエネルギーをトラップするようになされた素子を含むことを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記誘導性素子はチョークであることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記誘導性素子はトランスであることを特徴とする装置。
- 請求項5記載の装置であって、前記素子は前記インダクタに並列に有効接続された第2スイッチを含むことを特徴とする装置。
- 請求項8記載の装置であって、前記第2スイッチは前記インダクタに直接的に並列に接続されていることを特徴とする装置。
- 請求項8記載の装置であって、前記第2スイッチは前記インダクタに並列に誘導的に結合していることを特徴とする装置。
- 請求項8記載の装置であって、前記第2スイッチはダイオードに直列接続された電界効果トランジスタを含むことを特徴とする装置。
- 請求項8記載の装置であって、前記パワー変換装置はシャントスイッチ及びスイッチコントローラを含む単極性非アイソレーションブーストコンバータであって、前記スイッチコントローラは前記シャントスイッチが開放している電力転送期間を前記シャントスイッチが閉成しているシャント期間とのタイミングを制御することを特徴とする装置。
- 請求項12記載の装置であって、前記シャントスイッチが非連続モードにおいてパワー変換を生ずるように制御されることを特徴とする装置。
- 請求項12記載の装置であって、前記第2スイッチは装置における寄生容量を放電すべく前記シャントスイッチが閉成される前にある期間だけ前記第2スイッチが開放せしめられることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置が単極性非アイソレーションシングルエンディッドフォワードコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項15記載の装置であって、前記パワー変換装置はバックコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項15記載の装置であって、前記パワー変換装置がフライバックコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項15記載の装置であって、前記シングルエンディッドフォワードコンバータは、ゼロ電流スイッチングコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項15記載の装置であって、前記シングルエンディッドフォワードコンバータは、PWMコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションブーストコンバータであることを特徴とする装置。
- 請求項1記載の装置であって、前記パワー変換装置は双極性非アイソレーションバックコンバータであることを特徴とする装置。
- 引き続いて生ずるパワー変換サイクルにおいて入力電源からのパワーを変換して負荷に転送し、かつ前記入力電源から前記負荷に単方向導通素子を介してパワーを転送すべく接続された誘導性素子及び前記パワー変換サイクルの一部において前記誘導性素子と共振してパワー変換プロセスとは無関係な寄生発振を生ずる回路容量を含むパワーコンバータにおける前記寄生発振の禁止方法であって、
前記誘電素子の両端間に断続的に電流路を形成して前記パワー変換サイクルの一部において前記誘導素子内のエネルギーをトラップするスイッチを含むクランプ回路を設けるステップからなることを特徴とする方法。 - 請求項25記載の方法であって、前記インダクタからエネルギーを非消費的に解放するステップを更に有することを特徴とする方法。
- 請求項25記載の方法であって、該エネルギーのトラップは制御された期間において前記誘導性素子を短絡することによってなされることを特徴とする方法。
- 請求項27記載の方法であって、該短絡は前記誘導性素子に並列に有効接続された第2スイッチによってなされることを特徴とする方法。
- 請求項28記載の方法であって、前記パワー変換サイクルの一部において前記第2スイッチを開放して寄生容量を放電するステップを更に含むことを特徴とする方法。
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