JP3642907B2 - 電子管用パルス電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は，Ｘ線管等の高電圧電子管にパルス電圧を供給する電子管用パルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
近年，Ｘ線用高電圧電源装置は高周波化され，１ｍｓ以下の高速立ち上がり，低リプルを目指している。高速立ち上がりにより，１ｍｓ以下の撮影も原理的に可能になった。このような高速撮影はＸ線管電流が数１００ｍＡの大電流時には実現するが，数１０ｍＡの小電流時には管電圧波形の立ち下がり時間が長くなり，設定時間に対して実際の撮影時間が延びる問題が生じる。その原因は，高電圧フィルタコンデンサと高電圧ケーブルの静電容量の放電時間が小電流時には長くなるためである。
【０００３】
図９は，撮影設定時間Ｔｘが一定における大電流時の管電圧波形と小電流時の管電圧波形の変化を示す図である。有効撮影電圧を管電圧の７５％とすると，実際の撮影時間と設定時間との誤差は，大電流時には小さい（Ｔｅ）が，小電流時には立ち下がり時間が長くなって，非常に大きくなり（Ｔｅ´），正確な撮影時間の設定が困難になる。撮影時間の誤差は，撮影者が意図しているレントゲン写真と異なる写真をつくり，正確な医療診断業務を妨げる要因となる。また，立ち下がり波尾の低い電圧により発生するＸ線は軟Ｘ線と呼ばれ，人体にとって有害であるといわれている。さらに，Ｘ線透視においても近年パルス透視が行われるようになり，透視時の高速立ち下げも重要な課題である。
【０００４】
Ｘ線電源装置の高周波化により高電圧フィルタコンデンサが小容量化し，このような問題は徐々に少なくなってきているが，高電圧ケーブルをなくすことはできないので完全な解決とはならない。また，高電圧ケーブルを着脱するとき，作業者が残留電荷で感電する事故もあり，静電容量の放電対策が望まれている。
【０００５】
この問題の解決手段として，本発明者は図１０に示す回路を提案した。同図において，１はＸ線装置を作動させるための高電圧オン信号による設定時間の間，高周波電圧を発生する高周波インバータ，２は内部が絶縁油で充填されている接地された金属製の高電圧タンク，３は高周波インバータ１の出力に接続される高電圧トランス，４は高電圧トランス３の２次巻線に接続される高電圧整流器，５，６は高電圧整流器４の出力に接続される高電圧フィルタコンデンサ，７，８は，正負各極の出力端子９，１０とＸ線管１１とを接続する高電圧ケーブルの静電容量であり，普通，ケーブル１ｍあたり約２５０ｐＦである。
【０００６】
この例では，高電圧フィルタコンデンサ５，６と高電圧ケーブルの静電容量７，８に蓄積された電荷を速やかに放電する高電圧スイッチ１２と電流制限インピーダンス，例えば電流制限抵抗１３の直列回路が，正極出力端子９と負極出力端子１０間に接続される。１４は高電圧スイッチ１２の駆動回路である。この駆動回路１４は，高周波インバータ１をオンさせて正負各極出力端子９，１０間に高電圧を出力させる高電圧オン信号とは逆の位相の逆対応信号を利用しており，高周波インバータ１のオフ時に高電圧スイッチ１２のオン命令を出力する。この駆動回路１４は，駆動信号回路と負極出力電圧との絶縁手段を兼ねたパルストランス等の信号絶縁手段を含んでいる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は，さらに一歩進め，高電圧スイッチのオンオフ信号の特別な信号絶縁伝達手段を設けることなく，Ｘ線管電圧の終了タイミングで高電圧スイッチをオンして残留電荷を放電することのできる電子管用パルス電源装置を提案する。
【０００８】
Ｘ線装置では，通常，待機時にはフィラメント加熱を停止する方法，又は撮影時のフィラメント加熱時間を短縮するために，フィラメント加熱電圧レベルを低い予備レベルに維持する予備加熱方法が採用されている。そしてＸ線撮影時又は透視時には，Ｘ線撮影又は透視の数秒ないし直前にフィラメントを設定管電流に対応した比較的高いフィラメント加熱電圧レベルに予備加熱し，Ｘ線撮影又は透視中はフィラメントはその比較的高いフィラメント加熱電圧レベルに維持して設定管電流を流し，Ｘ線撮影又は透視終了でフィラメント加熱を停止又は予備レベルに戻すのが一般的である。
【０００９】
本発明では，このようなＸ線装置の運転パターンに着目し，Ｘ線撮影時又は透視時とＸ線オフ時のフィラメント加熱電圧又は電流の有無若しくはフィラメント加熱電圧又は電流のレベル差を利用して高電圧スイッチをオンオフするものであり，特別な信号絶縁伝送手段を不必要にしたものである。
【００１０】
請求項１に記載の発明は，上記課題を解決するために，高電圧オン信号により動作する高周波インバータの出力高周波電圧を昇圧，整流し，電子管のアノード・カソード間に供給する高電圧発生手段と，電子管のフィラメントをフィラメントトランスを介して加熱するフィラメント駆動用インバータを備えた電子管用パルス電源装置において，上記電子管のアノード・カソード間に高電圧スイッチを接続すると共に，上記フィラメントトランスよりフィラメント加熱電圧又は電流の有無を検出し，フィラメント加熱電圧又は電流を検出しなくなったときに上記高電圧スイッチをオンさせることを特徴とする電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１１】
請求項２に記載の発明は，上記課題を解決するために，高電圧オン信号により動作する高周波インバータの出力高周波電圧を昇圧，整流し，電子管のアノード・カソード間に供給する高電圧発生手段と，電子管のフィラメントをフィラメントトランスを介して加熱するフィラメント駆動用インバータを備えた電子管用パルス電源装置において，上記電子管のアノード・カソード間に高電圧スイッチを接続すると共に，上記フィラメントトランスよりフィラメント加熱電圧又は電流を検出し，該フィラメント加熱電圧又は電流のレベルが設定値より低いときに上記高電圧スイッチをオンさせることを特徴とする電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１２】
請求項３に記載の発明は，上記課題を解決するために，上記高電圧スイッチが，複数個のスイッチング素子の縦続回路で構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１３】
請求項４に記載の発明は，上記課題を解決するために，上記高電圧スイッチが，正極側高電圧スイッチと負極側高電圧スイッチとに分割され，それぞれが異なる信号により制御されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１４】
請求項５に記載の発明は，上記高電圧オン信号の終了前に，フィラメント加熱信号が終了することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は，本発明の第１の実施の形態を説明するための図であり，図１０で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。同図において，１５は，Ｘ線管１１の大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳの２個のフィラメントに，端子Ｍを共通にして，高周波電圧を供給するフィラメント駆動用インバータである。フィラメント駆動用インバータ１５の大焦点フィラメントＬ駆動用，小焦点フィラメントＳ駆動用のそれぞれの出力は，大焦点フィラメントＬ用のフィラメントトランス１６，小焦点フィラメントＳ用のフィラメントトランス１７で絶縁されながら，端子１８，１９を介して，Ｘ線管１１の大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳの２個のフィラメントに供給される。
【００１６】
この実施の形態では，高電圧フィルタコンデンサ５，６と高電圧ケーブルの静電容量７，８に蓄積された電荷を速やかに放電する高電圧スイッチ１２としてスイッチング素子の縦続回路，例えばＦＥＴの縦続回路が，正極出力端子９と負極出力端子１０間に接続される。高電圧スイッチ１２は，端子９，１０間に縦続接続された複数個のＦＥＴＱ１〜Ｑｎと，オフ時の電圧分担のバランスを図るための電圧分担バランス用抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと，ターンオン，ターンオフの過渡電圧のアンバランスを小さくするための過渡特性改善用の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，コンデンサＣ１〜Ｃｎと，ＦＥＴＱ１〜Ｑｎのゲート・ソース間の過電圧保護用のツェナダイオードＤＺ１〜ＤＺｎとで構成される。高電圧スイッチ１２を構成するＦＥＴの縦続個数はＦＥＴ１個あたりの耐電圧で定まる。例えば，最高電圧１５０ｋＶの装置に耐電圧が１５００ＶのＦＥＴを使用する場合には，この装置の耐電圧試験が１８０ｋＶで行われるので，ＦＥＴが１２０個以上必要となる。
【００１７】
初段のＦＥＴＱ１のソースには電流帰還用抵抗Ｒｆが直列接続される。フィラメントトランス１６，１７の２次巻線は，それぞれダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデンサＣｓ及び抵抗Ｒｓに接続されており，コンデンサＣｓに充電された電圧により，抵抗Ｒｓを介してＦＥＴＱ１を制御する補助スイッチング素子Ｑｓのベース電流が供給される。抵抗ＲｓはコンデンサＣｓの放電抵抗と補助スイッチング素子Ｑｓのベース抵抗を兼ねている。後述するように，コンデンサＣｓ，抵抗Ｒｓの値は，フィラメント駆動用インバータ１５の変換周波数により，適正に選定される。
【００１８】
２０はＸ線制御回路で，高周波インバータ１，フィラメント駆動用インバータ１５に，それぞれ適切なタイミングで高電圧オン信号Ｓ１，フィラメント加熱信号Ｓ２を与えると共に，フィラメント駆動用インバータ１５に大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳのいずれのフィラメントを加熱するかの選択信号Ｓ３を与える。
【００１９】
先ず，高電圧スイッチ１２の基本動作を説明する。高電圧スイッチ１２を構成するＦＥＴの縦続回路において，初段のＦＥＴＱ１には抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎが順バイアス抵抗として機能する。ＦＥＴの縦続回路のゲート電圧源を出力端子９，１０間の電圧からとるので，ＦＥＴの縦続回路がオンして出力端子９，１０間の電圧が低下するとＦＥＴのゲートに負帰還がかかり，ＦＥＴのゲート閾値電圧とドレイン電圧が釣り合うところまで飽和電圧が下がる。ゲート閾値電圧を４Ｖ，ＦＥＴの直列数を１６０個とすると飽和電圧が６４０Ｖとなり，実用上は問題とならない。補助スイッチング素子Ｑｓがオフしていれば，ＦＥＴＱ１は抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎでオンバイアスされる。また補助スイッチング素子Ｑｓがオンすれば，ＦＥＴＱ１はゲート・ソース間が短絡され，オフする。初段ＦＥＴＱ１がオン，オフすると，全ＦＥＴＱ１〜Ｑｎが抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの作用によりオン，オフする。
【００２０】
図２は高電圧オン信号Ｓ１，フィラメント加熱信号Ｓ２，フィラメント加熱電圧Ｖｆ，コンデンサＣｓの電圧Ｖcs，高電圧スイッチ１２のオンオフ状態，管電圧ＨＶを示す図であり，この図を用いて，期間毎に動作を説明する。尚，フィラメント加熱電圧Ｖｆ，コンデンサＣｓの電圧Ｖcsの状態が理解しやすいように，フィラメント駆動用インバ−タ１５の動作周期を拡大している。
【００２１】
（１）期間ｔ１
高電圧オン信号Ｓ１とフィラメント加熱信号Ｓ２がない待機状態である。Ｘ線制御回路２０は，高周波インバータ１とフィラメント駆動用インバータ１５に信号Ｓ１，Ｓ２を送らない。この結果，フィラメント駆動用インバータ１５は大焦点フィラメントＬ駆動用，小焦点フィラメントＳ駆動用共に出力せず，大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳの両者共に加熱されない。フィラメントトランス１６，１７の２次電圧がないので，ダイオードＤ１，Ｄ２はオンせず，コンデンサＣｓは充電されない。この結果，補助スイッチング素子Ｑｓはオフし，初段ＦＥＴＱ１のゲート・ソース間は解放され，ＦＥＴの縦続回路で構成される高電圧スイッチ１２は，正極出力端子９と負極出力端子１０間に高電圧が印加されればオンする状態にある。
【００２２】
（２）期間ｔ２
次に，例えば大焦点撮影準備のため，Ｘ線制御回路２０は，高周波インバータ１に高電圧オン信号Ｓ１を送らないまま，フィラメント駆動用インバータ１５にフィラメント加熱信号Ｓ２と大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳのいずれのフィラメントを加熱するかの選択信号，この場合は，大焦点フィラメント選択信号Ｓ３を送る。信号Ｓ２，Ｓ３を受けて，フィラメント駆動用インバータ１５は，フィラメントトランス１６を駆動するように動作し，フィラメントトランス１６は，大焦点フィラメントＬを先加熱する。このときのフィラメント加熱電圧Ｖｆは大容量のＸ線管で５〜１５Ｖであり，ダイオードＤ１が半波整流してコンデンサＣｓをピーク値に充電する。このコンデンサＣｓの電圧Ｖcsにより，補助スイッチング素子Ｑｓはオンし，初段ＦＥＴＱ１のゲートを短絡し，高電圧スイッチ１２をオフ状態に待機させる。
【００２３】
ここで，抵抗Ｒｓは，コンデンサＣｓとの時定数がフィラメント駆動用インバータ１５の半波周期に対し，半波周期中補助スイッチング素子Ｑｓをオン状態に維持できる値とする。但し，後述する理由で，この放電時定数は高速立ち下げ時間の遅れ時間となるので，高速立ち下げ時間に対しては充分に小さい値としなければならない。例えば，フィラメント駆動用インバータ１５の周波数を２０ｋＨｚとすると，半波周期は５０μｓであり，コンデンサＣｓを１０００ｐＦ，抵抗Ｒｓを１００ｋΩとすると，放電時定数は１００μｓとなる。
【００２４】
（３）期間ｔ３
次に，大焦点撮影のため，Ｘ線制御回路２０は，フィラメント駆動用インバータ１５にフィラメント加熱信号Ｓ２と大焦点フィラメント選択信号Ｓ３を送りながら，高周波インバータ１に高電圧オン信号Ｓ１を送る。この結果，高周波インバータ１の出力に接続される高電圧トランス３，高電圧整流器４の動作で，高電圧が正極出力端子９と負極出力端子１０間に発生するが，高電圧スイッチ１２がオフ状態にあるので，Ｘ線管１１に電圧が印加され，加熱レベルに応じた管電流が流れ，所定時間ｔ３の撮影を行う。
【００２５】
（４）期間ｔ４
次に，大焦点撮影終了のため，Ｘ線制御回路２０は，高周波インバータ１への高電圧オン信号Ｓ１と，フィラメント駆動用インバータ１５へのフィラメント加熱信号Ｓ２の送付を同時に停止する。高周波インバータ１への高電圧オン信号Ｓ１の送付を停止した結果，高周波インバータ１が停止し，高電圧の発生は終了するが，高電圧フィルタコンデンサ５，６，高電圧ケーブルの静電容量７，８に蓄積された電荷が残る。従来は，この電荷はＸ線管１１を介して緩やかに放電し，上述したように，不要なＸ線を発生した。しかし，ここでは，高周波インバータ１への高電圧オン信号Ｓ１の送付と，フィラメント駆動用インバータ１５へのフィラメント加熱信号Ｓ２の送付を同時に停止するので，高周波インバータ１と同時にフィラメント駆動用インバータ１５も停止し，大焦点フィラメントＬの加熱が停止する。大焦点フィラメントＬの加熱が停止することにより，コンデンサＣｓの充電電源が無くなり，コンデンサＣｓは抵抗Ｒｓを介して放電する。コンデンサＣｓの充電電圧が補助スイッチング素子Ｑｓのベース電圧Ｖｂ，通常０．６Ｖ以下になると，補助スイッチング素子Ｑｓがオフし，ＦＥＴＱ１がオンし，縦続してＦＥＴＱ２〜Ｑｎがオンする。このようにして，高電圧スイッチ１２がオンして静電容量の残留電荷が放電し，高速立ち下げが行われる。この高速立ち下げの高電圧オン信号Ｓ１の終了に対する時間遅れＴｄは，コンデンサＣｓ（１０００ｐＦ）と抵抗Ｒｓ（１００ｋΩ）との時定数１００μｓにより決定される。
【００２６】
尚，フィラメント加熱信号Ｓ２が終了しても，Ｘ線管１１のフィラメントの熱容量で数１００μｓは管電流が流れるので，フィラメント加熱信号Ｓ２の終了タイミングを高電圧オン信号Ｓ１の終了より遅れ時間Ｔｄだけ早くして，遅れ時間を相殺することも可能である。また，放電時間Ｔｃは，高電圧フィルタコンデンサ５，６と，高電圧ケーブルの静電容量７，８との総合静電容量値ＣとＦＥＴの制限電流値Ｉｓにより決定される。
【００２７】
次に，電流制限について述べる。放電電流値はＦＥＴの電流容量，オン抵抗，ゲート電圧，ソース抵抗等で決定される。ＦＥＴ縦続回路はゲート電圧源をドレイン電圧より得ているため定格オン抵抗値まで完全にオンすることはなく，電流は制限されるが，全オン期間中制限することはできない。確実な方法として次の方法がある。
【００２８】
（１）少なくとも初段のＦＥＴＱ１のゲート・ソース間のツエナーダイオードＤＺ１の電圧を数Ｖに設定し，ＦＥＴの定電流特性を利用する。ＦＥＴはゲート電圧に応じて，ドレイン電圧が変化しても定電流となる特性がある。初段のＦＥＴＱ１のオン電圧は他のＦＥＴのオン電圧と等しくなるので，初段のみでよいが，全ＦＥＴＱ１〜Ｑｎのゲート・ソース間にツエナーダイオードＤＺ１〜ＤＺｎを設けてもよい。
【００２９】
（２）ソース抵抗Ｒｆを適当に選定する。ソース抵抗Ｒｆを接続すると，電流負帰還がかかり，電流制限される。即ち，ＦＥＴのソース電流が増加すると，ソース電圧も上昇し，ゲート・ソース間電圧は減少し，ある電流以上流せない。尚，必要に応じて，ＦＥＴ縦続回路に直列抵抗を接続して電流制限することも可能である。例えば制限電流値Ｉｓを３Ａとすれば，高電圧ケーブル各１０ｍで正負極間は２５００ｐＦの１／２，高電圧フィルタコンデンサも１０００ｐＦの１／２で計１７５０ｐＦのとき，下式より１００μｓ以下で立ち下がる。
【００３０】
図３は，本発明の第２の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，駆動回路が図１で説明した実施の形態とは異なり，補助スイッチング素子Ｑｓとしてバイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを用いたものである。ＦＥＴはバイポーラトランジスタに比較して閾値が高いのでコンデンサＣｓの電圧Ｖcsを上げる必要がある。このため，フィラメント加熱電圧をダイオードＤ３，Ｄ４，コンデンサＣｂ１，或いは，ダイオードＤ５，Ｄ６，コンデンサＣｂ２で構成される倍電圧整流回路で昇圧整流し，例えばコンデンサＣｓの電圧Ｖcsを１０Ｖ以上にするようにしたものである。
【００３１】
図４は，本発明の第３の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これも，第２の実施の形態と同様に，補助スイッチング素子Ｑｓとしてバイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを用いたものであるが，駆動回路が図３で説明した実施の形態とは異なる。フィラメントトランス１６，１７に，大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳに電力を供給する第１の２次巻線１６１，１７１より巻数の多い，より高い電圧を発生する第２の２次巻線１６２，１７２を設け，ブリッジ整流器２１，２２により全波整流した電圧でコンデンサＣｓを充電するようにしたものである。全波整流電圧なので，２０ｋＨｚのとき充電サイクルが２５μｓと速く，抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく選定して遅れ時間を小さくすることができる。
【００３２】
図５は，本発明の第４の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，補助スイッチング素子Ｑｓのゲート電圧源として，フィラメント加熱電流を変流器で検出してものであり，大焦点フィラメントＬ側に変流器ＣＴ１，小焦点フィラメントＳ側に変流器ＣＴ２が挿入され，抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２に発生した２次電圧をダイオードＤ３，Ｄ５でＯＲ接続して補助スイッチング素子Ｑｓのゲート電圧としたものである。
【００３３】
図６は，本発明の第５の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，高電圧スイッチとしてＳＣＲの縦続回路を採用したものであり，図７はその動作説明図である。高電圧スイッチ１２は，端子９，１０間に縦続接続された複数個のＳＣＲＱ１〜Ｑｎと，オフ時の電圧分担のバランスを図るための電圧分担バランス用抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと，ターンオン，ターンオフの過渡電圧のアンバランスを小さくし，且つ縦続トリガエネルギ源となる過渡特性改善用の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，コンデンサＣ１〜Ｃｎとで構成される。
【００３４】
駆動回路の電源はフィラメント加熱電圧ＶｆをダイオードＤ１，Ｄ２により半波整流して得る。この電源は先加熱で高電圧発生（期間ｔ３）前の期間ｔ２で立ち上がる。フィラメント加熱電圧がダイオード順電圧と補助スイッチング素子Ｑｓのベース電圧の和，約１．２Ｖ以上になると，補助スイッチング素子Ｑｓがオンし，コレクタがＨからＬとなり，フィラメント加熱電圧の負の半波期間に補助スイッチング素子ＱｓがオフしてＬからＨとなる。２３はこのＬ→Ｈの変化でトリガされる単安定マルチバイブレータで，フィラメント周期５０μｓ以上，例えば６０μｓのＬパルスを発生する。図７でのコレクタ電圧Ｖｋの矢印はトリガポイントを示す。フィラメント加熱電圧がある間は，６０μｓのＬパルスが無くなる前に単安定マルチバイブレータ２３が次のフィラメント半波電圧で再度トリガされるので，出力ＶｍはＬのまま連続する。フィラメント加熱電圧Ｖｆがなくなると，トリガがなくなり，最終トリガから６０μｓで出力電圧ＶｍはＨとなる。このＨレベルをトランジスタＱｍで増幅して初段のＳＣＲＱ１をトリガする。この結果，全ＳＣＲが縦続トリガされ，高電圧出力を短絡する。高電圧出力短絡はフィラメント加熱電圧Ｖｆの消失より最大６０μｓ遅れるが，この程度の遅れは実用上は問題ない。またＳＣＲのトリガエネルギ源はフィラメント加熱電圧Ｖｆのあるときに充電されるコンデンサＣｓであり，充分な静電容量が必要である。このコンデンサＣｓの電圧Ｖcsはフィラメント加熱電圧がなければ，自然に低下し，次のフィラメント加熱電圧サイクルで再度充電される。ＳＣＲの場合，電流制限機能がないので，ピーク電流値がＳＣＲ定格を超える場合，直列インピーダンス，例えば抵抗が必要である。
【００３５】
図８は，本発明の第６の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，高電圧スイッチ１２を正極側高電圧スイッチ１２１と負極側高電圧スイッチ１２２とに分割したものであり，負極側高電圧スイッチ１２２は第１の実施の形態と同様にフィラメント加熱信号Ｓ２によりフィラメント駆動用インバータ１５を介して制御するが，正極側高電圧スイッチ１２１は初段のＦＥＴが接地レベルなので，Ｘ線制御回路２０からの信号で直接制御する。即ち，正極側高電圧スイッチ１２１は，高電圧オン信号Ｓ１の逆対応信号S'１により直接制御され，高電圧オン時にオフする。
【００３６】
このように，高電圧スイッチ１２を正極側高電圧スイッチ１２１と負極側高電圧スイッチ１２２とに分割することにより，それぞれの高電圧スイッチを構成する縦続回路の段数が少なくなるので，制御が容易になると共に，配置の自由度が大きくなる。
【００３７】
以上説明した本発明の実施の形態では，フィラメント加熱電圧又は電流の有無で高電圧スイッチを制御したが，フィラメント加熱電圧又は電流のレベルを下げて常時予備加熱するＸ線システムでは，加熱レベル検出の閾値を上げるか，Ｘ線オフ直後に予備加熱を放電に充分な時間，例えば１ｍｓ休止すればよい。尚，本発明の高電圧スイッチ１２はＩＧＢＴ，バイポーラトランジスタ等の縦続回路を用いてもよい。又，本発明の実施の形態では，中性点接地の高電圧発生回路にて説明したが，電子管のアノードを接地し，負極性高電圧をカソードに加えるアノード接地方式にも適用することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上述べたように，本発明は，Ｘ線装置の運転パターンに着目し，Ｘ線撮影時又は透視時とＸ線オフ時のフィラメント加熱電圧又は電流の有無若しくはフィラメント加熱電圧又は電流のレベル差を利用して，高電圧スイッチを制御し，高電圧回路の残留電荷を放電し，管電圧の波尾を高速化するものであって，特別な信号絶縁手段が不要な構成で，高電圧スイッチを制御でき，管電圧波形の立ち下がり時間を，大電流，小電流にかかわらず短くでき，撮影時間の設定誤差を小さくできる等の効果がある。また，静電容量が必ず放電されるので，高電圧ケーブルを着脱する場合に，残留電荷で感電する事故がなくなり，安全である。特に，管電圧の波尾で発生する人体に有害な軟Ｘ線を除去できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を説明するための図である。
【図２】図１の動作を説明するための図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を説明するための図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態を説明するための図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態を説明するための図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態を説明するための図である。
【図７】図６の動作を説明するための図である。
【図８】本発明の第６の実施の形態を説明するための図である。
【図９】従来のＸ線電源装置の管電圧波形を説明するための図である。
【図１０】従来のＸ線電源装置を説明するための図である。
【符号の説明】
１…高周波インバータ ２…高電圧タンク
３…高電圧トランス ４…高電圧整流器
５，６…高電圧フィルタコンデンサ ７，８…高電圧ケーブルの静電容量
９…正極出力端子 １０…負極出力端子
１１…Ｘ線管 １２…高電圧スイッチ
１３…抵抗 １４…駆動回路
１５…フィラメント駆動用インバータ １６，１７…フィラメントトランス
１８，１９…端子 ２０…Ｘ線制御回路
２１，２２…ブリッジ整流器 ２３…単安定マルチバイブレータ
Ｑ１〜Ｑｎ…ＦＥＴ又はＳＣＲ Ｑｓ…補助スイッチング素子
Ｑｍ…トランジスタ ＤＺ１〜ＤＺｎ…ツェナダイオード
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード Ｃ１〜Ｃｎ，Ｃｓ…コンデンサ
Ｒａ１〜Ｒａｎ，Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｆ，Ｒｓ…抵抗
Ｒｆ１，Ｒｆ２…抵抗 ＣＴ１，ＣＴ２…変流器
【産業上の利用分野】
本発明は，Ｘ線管等の高電圧電子管にパルス電圧を供給する電子管用パルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
近年，Ｘ線用高電圧電源装置は高周波化され，１ｍｓ以下の高速立ち上がり，低リプルを目指している。高速立ち上がりにより，１ｍｓ以下の撮影も原理的に可能になった。このような高速撮影はＸ線管電流が数１００ｍＡの大電流時には実現するが，数１０ｍＡの小電流時には管電圧波形の立ち下がり時間が長くなり，設定時間に対して実際の撮影時間が延びる問題が生じる。その原因は，高電圧フィルタコンデンサと高電圧ケーブルの静電容量の放電時間が小電流時には長くなるためである。
【０００３】
図９は，撮影設定時間Ｔｘが一定における大電流時の管電圧波形と小電流時の管電圧波形の変化を示す図である。有効撮影電圧を管電圧の７５％とすると，実際の撮影時間と設定時間との誤差は，大電流時には小さい（Ｔｅ）が，小電流時には立ち下がり時間が長くなって，非常に大きくなり（Ｔｅ´），正確な撮影時間の設定が困難になる。撮影時間の誤差は，撮影者が意図しているレントゲン写真と異なる写真をつくり，正確な医療診断業務を妨げる要因となる。また，立ち下がり波尾の低い電圧により発生するＸ線は軟Ｘ線と呼ばれ，人体にとって有害であるといわれている。さらに，Ｘ線透視においても近年パルス透視が行われるようになり，透視時の高速立ち下げも重要な課題である。
【０００４】
Ｘ線電源装置の高周波化により高電圧フィルタコンデンサが小容量化し，このような問題は徐々に少なくなってきているが，高電圧ケーブルをなくすことはできないので完全な解決とはならない。また，高電圧ケーブルを着脱するとき，作業者が残留電荷で感電する事故もあり，静電容量の放電対策が望まれている。
【０００５】
この問題の解決手段として，本発明者は図１０に示す回路を提案した。同図において，１はＸ線装置を作動させるための高電圧オン信号による設定時間の間，高周波電圧を発生する高周波インバータ，２は内部が絶縁油で充填されている接地された金属製の高電圧タンク，３は高周波インバータ１の出力に接続される高電圧トランス，４は高電圧トランス３の２次巻線に接続される高電圧整流器，５，６は高電圧整流器４の出力に接続される高電圧フィルタコンデンサ，７，８は，正負各極の出力端子９，１０とＸ線管１１とを接続する高電圧ケーブルの静電容量であり，普通，ケーブル１ｍあたり約２５０ｐＦである。
【０００６】
この例では，高電圧フィルタコンデンサ５，６と高電圧ケーブルの静電容量７，８に蓄積された電荷を速やかに放電する高電圧スイッチ１２と電流制限インピーダンス，例えば電流制限抵抗１３の直列回路が，正極出力端子９と負極出力端子１０間に接続される。１４は高電圧スイッチ１２の駆動回路である。この駆動回路１４は，高周波インバータ１をオンさせて正負各極出力端子９，１０間に高電圧を出力させる高電圧オン信号とは逆の位相の逆対応信号を利用しており，高周波インバータ１のオフ時に高電圧スイッチ１２のオン命令を出力する。この駆動回路１４は，駆動信号回路と負極出力電圧との絶縁手段を兼ねたパルストランス等の信号絶縁手段を含んでいる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は，さらに一歩進め，高電圧スイッチのオンオフ信号の特別な信号絶縁伝達手段を設けることなく，Ｘ線管電圧の終了タイミングで高電圧スイッチをオンして残留電荷を放電することのできる電子管用パルス電源装置を提案する。
【０００８】
Ｘ線装置では，通常，待機時にはフィラメント加熱を停止する方法，又は撮影時のフィラメント加熱時間を短縮するために，フィラメント加熱電圧レベルを低い予備レベルに維持する予備加熱方法が採用されている。そしてＸ線撮影時又は透視時には，Ｘ線撮影又は透視の数秒ないし直前にフィラメントを設定管電流に対応した比較的高いフィラメント加熱電圧レベルに予備加熱し，Ｘ線撮影又は透視中はフィラメントはその比較的高いフィラメント加熱電圧レベルに維持して設定管電流を流し，Ｘ線撮影又は透視終了でフィラメント加熱を停止又は予備レベルに戻すのが一般的である。
【０００９】
本発明では，このようなＸ線装置の運転パターンに着目し，Ｘ線撮影時又は透視時とＸ線オフ時のフィラメント加熱電圧又は電流の有無若しくはフィラメント加熱電圧又は電流のレベル差を利用して高電圧スイッチをオンオフするものであり，特別な信号絶縁伝送手段を不必要にしたものである。
【００１０】
請求項１に記載の発明は，上記課題を解決するために，高電圧オン信号により動作する高周波インバータの出力高周波電圧を昇圧，整流し，電子管のアノード・カソード間に供給する高電圧発生手段と，電子管のフィラメントをフィラメントトランスを介して加熱するフィラメント駆動用インバータを備えた電子管用パルス電源装置において，上記電子管のアノード・カソード間に高電圧スイッチを接続すると共に，上記フィラメントトランスよりフィラメント加熱電圧又は電流の有無を検出し，フィラメント加熱電圧又は電流を検出しなくなったときに上記高電圧スイッチをオンさせることを特徴とする電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１１】
請求項２に記載の発明は，上記課題を解決するために，高電圧オン信号により動作する高周波インバータの出力高周波電圧を昇圧，整流し，電子管のアノード・カソード間に供給する高電圧発生手段と，電子管のフィラメントをフィラメントトランスを介して加熱するフィラメント駆動用インバータを備えた電子管用パルス電源装置において，上記電子管のアノード・カソード間に高電圧スイッチを接続すると共に，上記フィラメントトランスよりフィラメント加熱電圧又は電流を検出し，該フィラメント加熱電圧又は電流のレベルが設定値より低いときに上記高電圧スイッチをオンさせることを特徴とする電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１２】
請求項３に記載の発明は，上記課題を解決するために，上記高電圧スイッチが，複数個のスイッチング素子の縦続回路で構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１３】
請求項４に記載の発明は，上記課題を解決するために，上記高電圧スイッチが，正極側高電圧スイッチと負極側高電圧スイッチとに分割され，それぞれが異なる信号により制御されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１４】
請求項５に記載の発明は，上記高電圧オン信号の終了前に，フィラメント加熱信号が終了することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電子管用パルス電源装置を提供するものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は，本発明の第１の実施の形態を説明するための図であり，図１０で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。同図において，１５は，Ｘ線管１１の大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳの２個のフィラメントに，端子Ｍを共通にして，高周波電圧を供給するフィラメント駆動用インバータである。フィラメント駆動用インバータ１５の大焦点フィラメントＬ駆動用，小焦点フィラメントＳ駆動用のそれぞれの出力は，大焦点フィラメントＬ用のフィラメントトランス１６，小焦点フィラメントＳ用のフィラメントトランス１７で絶縁されながら，端子１８，１９を介して，Ｘ線管１１の大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳの２個のフィラメントに供給される。
【００１６】
この実施の形態では，高電圧フィルタコンデンサ５，６と高電圧ケーブルの静電容量７，８に蓄積された電荷を速やかに放電する高電圧スイッチ１２としてスイッチング素子の縦続回路，例えばＦＥＴの縦続回路が，正極出力端子９と負極出力端子１０間に接続される。高電圧スイッチ１２は，端子９，１０間に縦続接続された複数個のＦＥＴＱ１〜Ｑｎと，オフ時の電圧分担のバランスを図るための電圧分担バランス用抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと，ターンオン，ターンオフの過渡電圧のアンバランスを小さくするための過渡特性改善用の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，コンデンサＣ１〜Ｃｎと，ＦＥＴＱ１〜Ｑｎのゲート・ソース間の過電圧保護用のツェナダイオードＤＺ１〜ＤＺｎとで構成される。高電圧スイッチ１２を構成するＦＥＴの縦続個数はＦＥＴ１個あたりの耐電圧で定まる。例えば，最高電圧１５０ｋＶの装置に耐電圧が１５００ＶのＦＥＴを使用する場合には，この装置の耐電圧試験が１８０ｋＶで行われるので，ＦＥＴが１２０個以上必要となる。
【００１７】
初段のＦＥＴＱ１のソースには電流帰還用抵抗Ｒｆが直列接続される。フィラメントトランス１６，１７の２次巻線は，それぞれダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデンサＣｓ及び抵抗Ｒｓに接続されており，コンデンサＣｓに充電された電圧により，抵抗Ｒｓを介してＦＥＴＱ１を制御する補助スイッチング素子Ｑｓのベース電流が供給される。抵抗ＲｓはコンデンサＣｓの放電抵抗と補助スイッチング素子Ｑｓのベース抵抗を兼ねている。後述するように，コンデンサＣｓ，抵抗Ｒｓの値は，フィラメント駆動用インバータ１５の変換周波数により，適正に選定される。
【００１８】
２０はＸ線制御回路で，高周波インバータ１，フィラメント駆動用インバータ１５に，それぞれ適切なタイミングで高電圧オン信号Ｓ１，フィラメント加熱信号Ｓ２を与えると共に，フィラメント駆動用インバータ１５に大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳのいずれのフィラメントを加熱するかの選択信号Ｓ３を与える。
【００１９】
先ず，高電圧スイッチ１２の基本動作を説明する。高電圧スイッチ１２を構成するＦＥＴの縦続回路において，初段のＦＥＴＱ１には抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎが順バイアス抵抗として機能する。ＦＥＴの縦続回路のゲート電圧源を出力端子９，１０間の電圧からとるので，ＦＥＴの縦続回路がオンして出力端子９，１０間の電圧が低下するとＦＥＴのゲートに負帰還がかかり，ＦＥＴのゲート閾値電圧とドレイン電圧が釣り合うところまで飽和電圧が下がる。ゲート閾値電圧を４Ｖ，ＦＥＴの直列数を１６０個とすると飽和電圧が６４０Ｖとなり，実用上は問題とならない。補助スイッチング素子Ｑｓがオフしていれば，ＦＥＴＱ１は抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎでオンバイアスされる。また補助スイッチング素子Ｑｓがオンすれば，ＦＥＴＱ１はゲート・ソース間が短絡され，オフする。初段ＦＥＴＱ１がオン，オフすると，全ＦＥＴＱ１〜Ｑｎが抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの作用によりオン，オフする。
【００２０】
図２は高電圧オン信号Ｓ１，フィラメント加熱信号Ｓ２，フィラメント加熱電圧Ｖｆ，コンデンサＣｓの電圧Ｖcs，高電圧スイッチ１２のオンオフ状態，管電圧ＨＶを示す図であり，この図を用いて，期間毎に動作を説明する。尚，フィラメント加熱電圧Ｖｆ，コンデンサＣｓの電圧Ｖcsの状態が理解しやすいように，フィラメント駆動用インバ−タ１５の動作周期を拡大している。
【００２１】
（１）期間ｔ１
高電圧オン信号Ｓ１とフィラメント加熱信号Ｓ２がない待機状態である。Ｘ線制御回路２０は，高周波インバータ１とフィラメント駆動用インバータ１５に信号Ｓ１，Ｓ２を送らない。この結果，フィラメント駆動用インバータ１５は大焦点フィラメントＬ駆動用，小焦点フィラメントＳ駆動用共に出力せず，大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳの両者共に加熱されない。フィラメントトランス１６，１７の２次電圧がないので，ダイオードＤ１，Ｄ２はオンせず，コンデンサＣｓは充電されない。この結果，補助スイッチング素子Ｑｓはオフし，初段ＦＥＴＱ１のゲート・ソース間は解放され，ＦＥＴの縦続回路で構成される高電圧スイッチ１２は，正極出力端子９と負極出力端子１０間に高電圧が印加されればオンする状態にある。
【００２２】
（２）期間ｔ２
次に，例えば大焦点撮影準備のため，Ｘ線制御回路２０は，高周波インバータ１に高電圧オン信号Ｓ１を送らないまま，フィラメント駆動用インバータ１５にフィラメント加熱信号Ｓ２と大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳのいずれのフィラメントを加熱するかの選択信号，この場合は，大焦点フィラメント選択信号Ｓ３を送る。信号Ｓ２，Ｓ３を受けて，フィラメント駆動用インバータ１５は，フィラメントトランス１６を駆動するように動作し，フィラメントトランス１６は，大焦点フィラメントＬを先加熱する。このときのフィラメント加熱電圧Ｖｆは大容量のＸ線管で５〜１５Ｖであり，ダイオードＤ１が半波整流してコンデンサＣｓをピーク値に充電する。このコンデンサＣｓの電圧Ｖcsにより，補助スイッチング素子Ｑｓはオンし，初段ＦＥＴＱ１のゲートを短絡し，高電圧スイッチ１２をオフ状態に待機させる。
【００２３】
ここで，抵抗Ｒｓは，コンデンサＣｓとの時定数がフィラメント駆動用インバータ１５の半波周期に対し，半波周期中補助スイッチング素子Ｑｓをオン状態に維持できる値とする。但し，後述する理由で，この放電時定数は高速立ち下げ時間の遅れ時間となるので，高速立ち下げ時間に対しては充分に小さい値としなければならない。例えば，フィラメント駆動用インバータ１５の周波数を２０ｋＨｚとすると，半波周期は５０μｓであり，コンデンサＣｓを１０００ｐＦ，抵抗Ｒｓを１００ｋΩとすると，放電時定数は１００μｓとなる。
【００２４】
（３）期間ｔ３
次に，大焦点撮影のため，Ｘ線制御回路２０は，フィラメント駆動用インバータ１５にフィラメント加熱信号Ｓ２と大焦点フィラメント選択信号Ｓ３を送りながら，高周波インバータ１に高電圧オン信号Ｓ１を送る。この結果，高周波インバータ１の出力に接続される高電圧トランス３，高電圧整流器４の動作で，高電圧が正極出力端子９と負極出力端子１０間に発生するが，高電圧スイッチ１２がオフ状態にあるので，Ｘ線管１１に電圧が印加され，加熱レベルに応じた管電流が流れ，所定時間ｔ３の撮影を行う。
【００２５】
（４）期間ｔ４
次に，大焦点撮影終了のため，Ｘ線制御回路２０は，高周波インバータ１への高電圧オン信号Ｓ１と，フィラメント駆動用インバータ１５へのフィラメント加熱信号Ｓ２の送付を同時に停止する。高周波インバータ１への高電圧オン信号Ｓ１の送付を停止した結果，高周波インバータ１が停止し，高電圧の発生は終了するが，高電圧フィルタコンデンサ５，６，高電圧ケーブルの静電容量７，８に蓄積された電荷が残る。従来は，この電荷はＸ線管１１を介して緩やかに放電し，上述したように，不要なＸ線を発生した。しかし，ここでは，高周波インバータ１への高電圧オン信号Ｓ１の送付と，フィラメント駆動用インバータ１５へのフィラメント加熱信号Ｓ２の送付を同時に停止するので，高周波インバータ１と同時にフィラメント駆動用インバータ１５も停止し，大焦点フィラメントＬの加熱が停止する。大焦点フィラメントＬの加熱が停止することにより，コンデンサＣｓの充電電源が無くなり，コンデンサＣｓは抵抗Ｒｓを介して放電する。コンデンサＣｓの充電電圧が補助スイッチング素子Ｑｓのベース電圧Ｖｂ，通常０．６Ｖ以下になると，補助スイッチング素子Ｑｓがオフし，ＦＥＴＱ１がオンし，縦続してＦＥＴＱ２〜Ｑｎがオンする。このようにして，高電圧スイッチ１２がオンして静電容量の残留電荷が放電し，高速立ち下げが行われる。この高速立ち下げの高電圧オン信号Ｓ１の終了に対する時間遅れＴｄは，コンデンサＣｓ（１０００ｐＦ）と抵抗Ｒｓ（１００ｋΩ）との時定数１００μｓにより決定される。
【００２６】
尚，フィラメント加熱信号Ｓ２が終了しても，Ｘ線管１１のフィラメントの熱容量で数１００μｓは管電流が流れるので，フィラメント加熱信号Ｓ２の終了タイミングを高電圧オン信号Ｓ１の終了より遅れ時間Ｔｄだけ早くして，遅れ時間を相殺することも可能である。また，放電時間Ｔｃは，高電圧フィルタコンデンサ５，６と，高電圧ケーブルの静電容量７，８との総合静電容量値ＣとＦＥＴの制限電流値Ｉｓにより決定される。
【００２７】
次に，電流制限について述べる。放電電流値はＦＥＴの電流容量，オン抵抗，ゲート電圧，ソース抵抗等で決定される。ＦＥＴ縦続回路はゲート電圧源をドレイン電圧より得ているため定格オン抵抗値まで完全にオンすることはなく，電流は制限されるが，全オン期間中制限することはできない。確実な方法として次の方法がある。
【００２８】
（１）少なくとも初段のＦＥＴＱ１のゲート・ソース間のツエナーダイオードＤＺ１の電圧を数Ｖに設定し，ＦＥＴの定電流特性を利用する。ＦＥＴはゲート電圧に応じて，ドレイン電圧が変化しても定電流となる特性がある。初段のＦＥＴＱ１のオン電圧は他のＦＥＴのオン電圧と等しくなるので，初段のみでよいが，全ＦＥＴＱ１〜Ｑｎのゲート・ソース間にツエナーダイオードＤＺ１〜ＤＺｎを設けてもよい。
【００２９】
（２）ソース抵抗Ｒｆを適当に選定する。ソース抵抗Ｒｆを接続すると，電流負帰還がかかり，電流制限される。即ち，ＦＥＴのソース電流が増加すると，ソース電圧も上昇し，ゲート・ソース間電圧は減少し，ある電流以上流せない。尚，必要に応じて，ＦＥＴ縦続回路に直列抵抗を接続して電流制限することも可能である。例えば制限電流値Ｉｓを３Ａとすれば，高電圧ケーブル各１０ｍで正負極間は２５００ｐＦの１／２，高電圧フィルタコンデンサも１０００ｐＦの１／２で計１７５０ｐＦのとき，下式より１００μｓ以下で立ち下がる。
図３は，本発明の第２の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，駆動回路が図１で説明した実施の形態とは異なり，補助スイッチング素子Ｑｓとしてバイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを用いたものである。ＦＥＴはバイポーラトランジスタに比較して閾値が高いのでコンデンサＣｓの電圧Ｖcsを上げる必要がある。このため，フィラメント加熱電圧をダイオードＤ３，Ｄ４，コンデンサＣｂ１，或いは，ダイオードＤ５，Ｄ６，コンデンサＣｂ２で構成される倍電圧整流回路で昇圧整流し，例えばコンデンサＣｓの電圧Ｖcsを１０Ｖ以上にするようにしたものである。
【００３１】
図４は，本発明の第３の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これも，第２の実施の形態と同様に，補助スイッチング素子Ｑｓとしてバイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを用いたものであるが，駆動回路が図３で説明した実施の形態とは異なる。フィラメントトランス１６，１７に，大焦点フィラメントＬ，小焦点フィラメントＳに電力を供給する第１の２次巻線１６１，１７１より巻数の多い，より高い電圧を発生する第２の２次巻線１６２，１７２を設け，ブリッジ整流器２１，２２により全波整流した電圧でコンデンサＣｓを充電するようにしたものである。全波整流電圧なので，２０ｋＨｚのとき充電サイクルが２５μｓと速く，抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく選定して遅れ時間を小さくすることができる。
【００３２】
図５は，本発明の第４の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，補助スイッチング素子Ｑｓのゲート電圧源として，フィラメント加熱電流を変流器で検出してものであり，大焦点フィラメントＬ側に変流器ＣＴ１，小焦点フィラメントＳ側に変流器ＣＴ２が挿入され，抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２に発生した２次電圧をダイオードＤ３，Ｄ５でＯＲ接続して補助スイッチング素子Ｑｓのゲート電圧としたものである。
【００３３】
図６は，本発明の第５の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，高電圧スイッチとしてＳＣＲの縦続回路を採用したものであり，図７はその動作説明図である。高電圧スイッチ１２は，端子９，１０間に縦続接続された複数個のＳＣＲＱ１〜Ｑｎと，オフ時の電圧分担のバランスを図るための電圧分担バランス用抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと，ターンオン，ターンオフの過渡電圧のアンバランスを小さくし，且つ縦続トリガエネルギ源となる過渡特性改善用の抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，コンデンサＣ１〜Ｃｎとで構成される。
【００３４】
駆動回路の電源はフィラメント加熱電圧ＶｆをダイオードＤ１，Ｄ２により半波整流して得る。この電源は先加熱で高電圧発生（期間ｔ３）前の期間ｔ２で立ち上がる。フィラメント加熱電圧がダイオード順電圧と補助スイッチング素子Ｑｓのベース電圧の和，約１．２Ｖ以上になると，補助スイッチング素子Ｑｓがオンし，コレクタがＨからＬとなり，フィラメント加熱電圧の負の半波期間に補助スイッチング素子ＱｓがオフしてＬからＨとなる。２３はこのＬ→Ｈの変化でトリガされる単安定マルチバイブレータで，フィラメント周期５０μｓ以上，例えば６０μｓのＬパルスを発生する。図７でのコレクタ電圧Ｖｋの矢印はトリガポイントを示す。フィラメント加熱電圧がある間は，６０μｓのＬパルスが無くなる前に単安定マルチバイブレータ２３が次のフィラメント半波電圧で再度トリガされるので，出力ＶｍはＬのまま連続する。フィラメント加熱電圧Ｖｆがなくなると，トリガがなくなり，最終トリガから６０μｓで出力電圧ＶｍはＨとなる。このＨレベルをトランジスタＱｍで増幅して初段のＳＣＲＱ１をトリガする。この結果，全ＳＣＲが縦続トリガされ，高電圧出力を短絡する。高電圧出力短絡はフィラメント加熱電圧Ｖｆの消失より最大６０μｓ遅れるが，この程度の遅れは実用上は問題ない。またＳＣＲのトリガエネルギ源はフィラメント加熱電圧Ｖｆのあるときに充電されるコンデンサＣｓであり，充分な静電容量が必要である。このコンデンサＣｓの電圧Ｖcsはフィラメント加熱電圧がなければ，自然に低下し，次のフィラメント加熱電圧サイクルで再度充電される。ＳＣＲの場合，電流制限機能がないので，ピーク電流値がＳＣＲ定格を超える場合，直列インピーダンス，例えば抵抗が必要である。
【００３５】
図８は，本発明の第６の実施の形態を説明するための図であり，図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。これは，高電圧スイッチ１２を正極側高電圧スイッチ１２１と負極側高電圧スイッチ１２２とに分割したものであり，負極側高電圧スイッチ１２２は第１の実施の形態と同様にフィラメント加熱信号Ｓ２によりフィラメント駆動用インバータ１５を介して制御するが，正極側高電圧スイッチ１２１は初段のＦＥＴが接地レベルなので，Ｘ線制御回路２０からの信号で直接制御する。即ち，正極側高電圧スイッチ１２１は，高電圧オン信号Ｓ１の逆対応信号S'１により直接制御され，高電圧オン時にオフする。
【００３６】
このように，高電圧スイッチ１２を正極側高電圧スイッチ１２１と負極側高電圧スイッチ１２２とに分割することにより，それぞれの高電圧スイッチを構成する縦続回路の段数が少なくなるので，制御が容易になると共に，配置の自由度が大きくなる。
【００３７】
以上説明した本発明の実施の形態では，フィラメント加熱電圧又は電流の有無で高電圧スイッチを制御したが，フィラメント加熱電圧又は電流のレベルを下げて常時予備加熱するＸ線システムでは，加熱レベル検出の閾値を上げるか，Ｘ線オフ直後に予備加熱を放電に充分な時間，例えば１ｍｓ休止すればよい。尚，本発明の高電圧スイッチ１２はＩＧＢＴ，バイポーラトランジスタ等の縦続回路を用いてもよい。又，本発明の実施の形態では，中性点接地の高電圧発生回路にて説明したが，電子管のアノードを接地し，負極性高電圧をカソードに加えるアノード接地方式にも適用することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上述べたように，本発明は，Ｘ線装置の運転パターンに着目し，Ｘ線撮影時又は透視時とＸ線オフ時のフィラメント加熱電圧又は電流の有無若しくはフィラメント加熱電圧又は電流のレベル差を利用して，高電圧スイッチを制御し，高電圧回路の残留電荷を放電し，管電圧の波尾を高速化するものであって，特別な信号絶縁手段が不要な構成で，高電圧スイッチを制御でき，管電圧波形の立ち下がり時間を，大電流，小電流にかかわらず短くでき，撮影時間の設定誤差を小さくできる等の効果がある。また，静電容量が必ず放電されるので，高電圧ケーブルを着脱する場合に，残留電荷で感電する事故がなくなり，安全である。特に，管電圧の波尾で発生する人体に有害な軟Ｘ線を除去できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を説明するための図である。
【図２】図１の動作を説明するための図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を説明するための図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態を説明するための図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態を説明するための図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態を説明するための図である。
【図７】図６の動作を説明するための図である。
【図８】本発明の第６の実施の形態を説明するための図である。
【図９】従来のＸ線電源装置の管電圧波形を説明するための図である。
【図１０】従来のＸ線電源装置を説明するための図である。
【符号の説明】
１…高周波インバータ ２…高電圧タンク
３…高電圧トランス ４…高電圧整流器
５，６…高電圧フィルタコンデンサ ７，８…高電圧ケーブルの静電容量
９…正極出力端子 １０…負極出力端子
１１…Ｘ線管 １２…高電圧スイッチ
１３…抵抗 １４…駆動回路
１５…フィラメント駆動用インバータ １６，１７…フィラメントトランス
１８，１９…端子 ２０…Ｘ線制御回路
２１，２２…ブリッジ整流器 ２３…単安定マルチバイブレータ
Ｑ１〜Ｑｎ…ＦＥＴ又はＳＣＲ Ｑｓ…補助スイッチング素子
Ｑｍ…トランジスタ ＤＺ１〜ＤＺｎ…ツェナダイオード
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード Ｃ１〜Ｃｎ，Ｃｓ…コンデンサ
Ｒａ１〜Ｒａｎ，Ｒｂ１〜Ｒｂｎ，Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｆ，Ｒｓ…抵抗
Ｒｆ１，Ｒｆ２…抵抗 ＣＴ１，ＣＴ２…変流器
Claims (5)
- 高電圧オン信号により動作する高周波インバータの出力高周波電圧を昇圧，整流し，電子管のアノード・カソード間に供給する高電圧発生手段と，電子管のフィラメントをフィラメントトランスを介して加熱するフィラメント駆動用インバータを備えた電子管用パルス電源装置において，
上記電子管のアノード・カソード間に高電圧スイッチを接続すると共に，上記フィラメントトランスよりフィラメント加熱電圧又は電流の有無を検出し，フィラメント加熱電圧又は電流を検出しなくなったときに上記高電圧スイッチをオンさせることを特徴とする電子管用パルス電源装置。 - 高電圧オン信号により動作する高周波インバータの出力高周波電圧を昇圧，整流し，電子管のアノード・カソード間に供給する高電圧発生手段と，電子管のフィラメントをフィラメントトランスを介して加熱するフィラメント駆動用インバータを備えた電子管用パルス電源装置において，
上記電子管のアノード・カソード間に高電圧スイッチを接続すると共に，上記フィラメントトランスよりフィラメント加熱電圧又は電流を検出し，該フィラメント加熱電圧又は電流のレベルが設定値より低いときに上記高電圧スイッチをオンさせることを特徴とする電子管用パルス電源装置。 - 上記高電圧スイッチが，複数個のスイッチング素子の縦続回路で構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電子管用パルス電源装置。
- 上記高電圧スイッチが，正極側高電圧スイッチと負極側高電圧スイッチとに分割され，それぞれが異なる信号により制御されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電子管用パルス電源装置。
- 上記高電圧オン信号の終了前に，フィラメント加熱信号が終了することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電子管用パルス電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35607396A JP3642907B2 (ja) | 1996-12-25 | 1996-12-25 | 電子管用パルス電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35607396A JP3642907B2 (ja) | 1996-12-25 | 1996-12-25 | 電子管用パルス電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10189286A JPH10189286A (ja) | 1998-07-21 |
| JP3642907B2 true JP3642907B2 (ja) | 2005-04-27 |
Family
ID=18447194
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35607396A Expired - Fee Related JP3642907B2 (ja) | 1996-12-25 | 1996-12-25 | 電子管用パルス電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3642907B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4497640B2 (ja) * | 2000-03-29 | 2010-07-07 | 株式会社日立メディコ | 高電圧スイッチ回路及びこれを用いたｘ線装置 |
| KR100385613B1 (ko) * | 2000-07-25 | 2003-05-27 | 삼성전기주식회사 | 인버터의 속충전 연기동 회로 |
| JP4959065B2 (ja) * | 2001-06-26 | 2012-06-20 | 株式会社日立メディコ | Ｘ線高電圧装置 |
| EP2018650B1 (en) * | 2006-05-11 | 2011-09-21 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Emitter design including emergency operation mode in case of emitter-damage for medical x-ray application |
| JP4858701B2 (ja) * | 2006-10-23 | 2012-01-18 | 株式会社島津製作所 | Ｘ線高電圧装置およびｘ線高電圧装置を含むｘ線診断装置 |
| JP5216270B2 (ja) * | 2007-08-03 | 2013-06-19 | 株式会社日立メディコ | 高電圧スイッチ制御回路とそれを用いたｘ線装置 |
| JP2012521625A (ja) | 2009-03-25 | 2012-09-13 | ソシエダー エスパニョーラ デ エレクトロメディシーナ イ カリダー， ソシエダー アノニマ | Ｘ線管の高圧ケーブル用放電モジュール |
| JP5774302B2 (ja) * | 2010-12-20 | 2015-09-09 | ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー | Ｘ線ｃｔ装置 |
| US10165663B2 (en) | 2016-04-05 | 2018-12-25 | General Electric Company | X-ray systems having individually measurable emitters |
| WO2018002977A1 (ja) * | 2016-06-27 | 2018-01-04 | 株式会社島津製作所 | Ｘ線発生装置及びそれを備える分析装置 |
| US11664184B2 (en) * | 2019-07-09 | 2023-05-30 | Varex Imaging Corporation | Electron gun driver |
-
1996
- 1996-12-25 JP JP35607396A patent/JP3642907B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10189286A (ja) | 1998-07-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050125 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050126 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090204 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110204 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110204 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120204 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120204 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130204 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
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