JP3638585B2 - 変調システムにおいて信号振幅をクリッピングする方法 - Google Patents
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Description
【0001】
【技術分野】
本発明は、一般に、デジタル変調器からの出力信号の振幅をクリッピングする方法に係る。より詳細には、本発明は、直交平面に配置された信号ポイントを処理することに係る。
【0002】
【背景技術】
過去数年にわたり、コード分割多重アクセス(CDMA)システムが移動ワイヤレス通信の分野に広く関心をもたれるようになった。ワイドバンドコード分割多重アクセス(WCDMA)及びナローバンドコード分割多重アクセスCDMAシステムが提供されている。WCDMAは、ナローバンドシステムに比して広いチャンネルを使用し、これは、周波数ダイバーシティ効果を改善し、ひいては、フェージングの問題を低減する。
【0003】
CDMAシステムにおける変調方法は、直角振幅変調QAMである。この用語は、2つの振幅及び位相変調キャリアを直角状態で合成することを示すのに使用される。直角とは、2つのキャリア間に90°の位相差があることを指す。一方のキャリアは、同相キャリアとして知られており、そして他方は、直角位相キャリアとして知られている。一方のキャリアは、デジタル変調された正弦波であり、そして他方のキャリアは、同じ周波数のデジタル変調されたコサイン波である。従って、各QAM変調器のタスクは、[I(n)、Q(n)]の円形回転を実行することである。
【0004】
図1は、WCDMAシステムにおけるデジタル変調器を示す。拡散及びスクランブルされた複素数値の物理的チャンネルが、複素数加算を使用して加算器10において合成される。その結果は、複素数値のチップシーケンスであり、スプリッター11に送られる。スプリッターは、複素数値のチップシーケンスを2つの並列のブランチに分割する。上方ブランチ及び下方ブランチの信号は、実数値の信号である。通常、上方ブランチの信号は、I信号と示され、そして下方ブランチの信号は、Q信号と示される。
【0005】
変調は、QPSK(直角位相シフトキーイング)であり、この場合、I信号は乗算器14において周波数fLを有するコサイン信号で乗算され、そしてQ信号は乗算器15において同じ周波数fLを有するサイン信号で乗算される。それにより得られる信号は、加算要素16において加算され、和の信号が変調器の出力信号となる。通常、I信号及びQ信号の両方が、整形フィルタ(図示せず)において整形される。
【0006】
図2は、2次元平面上に表わされたI信号及びQ信号のコンステレーションポイントを示す。この平面は、同相及び直角位相平面、省略してI−Q平面と称する。図から明らかなように、原点からコンステレーションポイントまでの距離は、2つの成分、即ちQ成分及びI成分で形成されたベクトルの上端と考えることができる。I−Q平面におけるコンステレーションポイントの位置、即ちベクトルの長さ及び角度は、I及びQ値に依存し、一方、これらの値は、使用する変調方式に依存する。
【0007】
変調器の連続的な出力信号をs(t)で表わすときには、I信号がI(n)として表わされ、そしてQ信号がQ(n)として表わされ、出力信号は、次の式で表わすことができる。
s(t)=I(n)cos(ωt)+Q(n)sin(ωt) (1)
この出力信号s(t)の最大振幅は、次の通りである。
【数1】
注:これは、図2に示すベクトルの長さと同じである。
【0008】
デジタルドメインでは、デジタル変調された信号の振幅のポイントが、I−Q平面上にコンステレーションポイントを形成する。I−Q平面上の信号ポイントのコンステレーションは、信号対雑音(S/N)比及び送信エラー比に著しい影響を及ぼす。送信エラー比は、信号ポイント間の距離に依存する。距離が短過ぎる場合には、真の信号ポイント付近の信号ポイントが受信器において誤って抽出されることがある。他方、コンステレーションの形状は、層真意の動作に影響を及ぼす。この分野では、I−Q平面内の信号ポイントに基づく変調された信号の電力は、I−Q平面の原点と信号ポイントとの間の距離の平方に比例することが知られている。換言すれば、信号ポイントが原点から遠いほど、そのポイントに対応する変調信号の電力が高くなる。
【0009】
多数の理由で、真の変調器のコンステレーションポイントは、最適なものではなく、通常、幾つかの出力ベクトルが広範囲になり過ぎる。それ故、公知技術では、変調器の出力ベクトルを何らかの方法でクリップしなければならない。
その簡単な方法は、長過ぎる出力ベクトルを単に短くするだけである。このタスクは、2次元ベクトルの振幅をある値に制限しそしてそのオリジナルの方向を保持することである。一般的に、これは、ベクトルの振幅を最初に計算しなければならず、そしてそれが限界を越えた場合に、オリジナルベクトルをスケーリングすることを意味する。この手順は、乗算、平方根及び除算のような演算より成り、これらは、ASIC又はFPGA或いはデジタル信号プロセッサDSPのようなデジタルロジックを使用して効率的に実行することが非常に困難である。これは、近似方法を使用しなければならないことを意味する。しかしながら、これは、デジタルロジックの特徴により、オリジナルベクトルの方向を維持することが困難であるために、不正確さを招く。
【0010】
図3は、64レベル変調方式の信号ポイントの直交コンステレーションを示す。この例では、コンステレーションの各ポイントは、6ビットの独特の組み合わせより成る変調記号を表わす。水平軸に沿ったポイントは、単一のコサインキャリアの考えられる全ての変調を表わし、一方、垂直軸に沿ったポイントは、単一のサインキャリアの考えられる全ての変調を表わす。この種のコンステレーションは、各ベクトル成分x、yが独立して制限(クリッピング)されるいわゆる二乗クリッピングによって行うことができる。
【数2】
この式において、exは、Q軸の単位ベクトルであり、そしてeyは、I軸の単位ベクトルである。
【0011】
このクリッピングは、ハードウェアで実施するのは非常に容易であるが、そのクオリティは、あまりよくない。振幅エラーは、0≦G<20log√2dB≒3dBの範囲であり、そしてその角度エラーは、|Q|<45°に制限される。
しかしながら、直交コンステレーションは、角の信号ポイントが原点から遠くに存在するので、好ましい形態ではない。これらの信号ポイントは、図3における信号ポイント1のように、最大のエネルギーを有する。それ故、図3に点線で示された六角形を形成するようにコンステレーションを構成することが知られている。
コンステレーションの最適な形態は、記号当たりの平均エネルギーを最小にする円である。円形のコンステレーションの作用は、六角形に比して0.7dBであり、長方形に比してほぼ3dBである。不都合なことに、コンステレーションを円形に構成することは、慣習的に実施することが困難であり、その有効性を改善するには、変調器の複雑さが著しく高くなる。
【0012】
しかしながら、長方形又は六角形のコンステレーション形状を使用するときには、送信器の出力が、角における高電力変調信号のために飽和する傾向となる。このため、送信器の最大出力電力は、角のポイントに基づいて制限しなければならない。それ故、他のポイントの出力電力は、送信器が許すほど高くない。その結果、送信器の容量が最適に使用されない。それでも、長方形コンステレーションは、変調器の出力信号が付与される電力制御回路と共に広範囲に使用されている。これは、コンステレーションの形状により生じる欠点を低減する。
【0013】
公知方法の欠点は、送信器のピーク送信電力を制限することが困難なことである。長方形又は六角形コンステレーションを使用した制限は、試行錯誤方法に基づいて行わねばならないので、実際上非常に困難である。別の欠点は、ベクトルのオリジナル方向を維持することが困難なことである。既知の方法は、比較的複雑な実施を必要とする。
【0014】
【発明の開示】
本発明の目的は、デジタル変調器により発生される信号の振幅を所定の限界値より低くしながら、ベクトルのオリジナル方向を依然維持する方法を提供することである。
別の目的は、変調器におけるベクトルのクリッピングを簡単且つ正確に実施することのできる方法を提供することである。
これらの目的は、デジタル変調器の出力ベクトル又はその成分ベクトルを処理するのではなく、変調の前に、即ちサイン信号及びコサイン信号で各々乗算する前に、基本帯域I及びQ信号に処理を施すようにして達成される。
【0015】
I及びQ信号がクリッピング回路の入力に送られる。所定の限界値も、クリッピング回路の別の入力に送られる。クリッピング回路は、I−Q平面において、I及びQ信号の値、即ちコンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルを、限界値で終わるベクトルに向かって回転する。同時に、限界値で終わるベクトルは、コンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルに向かって回転される。回転は、CORDICアルゴリズムを使用することにより実行される。回転が完了した後に、コンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルは、限界値で終わるベクトルとその回転の前に整列され、そして限界値で終わるベクトルは、コンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルとその回転の前に整列される。
【0016】
ここで、回転されたI−Qベクトルの長さが限界ベクトルと比較される。回転されたI−Qベクトルが限界ベクトルより短い場合には、オリジナルI−Qベクトルが受け入れられ、そしてオリジナルI及びQ信号は、クリッピング回路からの出力信号となる。その結果、キャリアの変調が、オリジナルのI及びQ信号で行われる。
しかし、回転されたオリジナルのI−Qベクトルが限界ベクトルより長い場合には、オリジナルベクトルが拒絶され、回転された限界ベクトルであるベクトルに置き換えられる。従って、キャリアの変調は、回転された限界値が有しているI及びQ信号値で行われる。
本発明の中心的な考え方の1つは、限界値を適切に選択することである。即ち、限界値で終わるベクトルは、Q軸又はI軸のいずれかに整列されるように選択される。従って、ベクトルは、原点からスタートし、そして正のQ軸又は正のI軸のいずれかに沿って延びる。ベクトルは、クリッピング回路のクリッピング限界と同じ所定の長さを有する。
【0017】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。
図4は、変調器におけるクリッピング回路の位置を示す。明らかなように、クリッピング回路は、スプリッター回路11と、乗算器14及び15との間に配置される。ここで、スプリッター回路からのI及びQ信号は、クリッピング回路への入力信号である。クリッピング回路への他の入力信号は、2つの限界値である。クリッピング回路11からの出力信号は、I*及びQ*と示されている。信号I*は、乗算器14へ送られ、そして信号Q*は、乗算器15へ送られる。
【0018】
図5は、非常に大きな振幅を有する信号ポイントに対してクリッピング回路が何を行うか示している。I信号及びQ信号より成る各対は、I−Q平面におけるコンステレーションポイントと称する信号ポイントを形成する。幾つかの信号ポイントが図中に黒いドットとして示されている。原点からスタートして信号ポイント(I、Q)で終わるベクトルの長さSは、次の式で表わされる。
【数3】
以下、このようなベクトルをI−Qベクトルと称する。
【0019】
これも又クリッピング回路の入力に送られる上述の限界値は、ILIMIT及びQLIMITと示される。I−Q平面において、制限は、原点からスタートしてシグナリングポイントILIMIT及びQLIMITで終わる限界ベクトルと考えることができる。従って、限界ベクトルの長さSLIMITは、次のようになる。
【数4】
この長さSLIMITが固定されると、上記式を満足するILIMIT及びQLIMIT値の全対は、半径がSLIMITである円(図5を参照)に沿って配置される。以下、原点から始まって円で終わる全てのベクトルを限界ベクトルと称する。
【0020】
再び、図5を参照すれば、クリッピング回路は、終了ポイントが半径SLIMITの円の外部に配置されたI−Qベクトルを、その終了ポイント(I、Q)がベクトルに沿って円まで移動しそして新たなI及びQ値を得るような量だけ短縮するように機能する。例えば、値I、Qを有する信号ポイント1は、半径SLIMITの円上に配置されてI*及びQ*と示された値を有する新たな信号ポイントに置き換えられる。これは、次の制限条件に基づいて表わすことができる。
【数5】
【0021】
実際には、新たな信号ポイント値(I、Q)がスプリッター回路から受信されるたびに、新たな制限値を常に入力することは不可能である。というのは、クリッピング周期の始めに、信号ポイント値が未知であり、即ち各I−Qベクトルの長さ及び角度がベクトルごとに変化するからである。
それ故、限界値ILIMIT及びQLIMITは、一定となるように選択され、更に、ILIMIT又はQLIMITのいずれかがゼロとなるように選択される。従って、限界値は、ILIMIT、0又は0、QLIMITのいずれかである。これは、限界ベクトルがI−Q平面においてI軸又はQ軸のいずれかに沿って整列されることを意味する。この選択の効果は、以下で明らかとなろう。
【0022】
クリッピング回路は、CORDICアルゴリズムを適用して、I−Qベクトル及び限界ベクトルの円形回転を実行することにより、上記制限条件を遂行する。上記アルゴリズムは、参照文献、J.E.ボールダー著の「The CORDIC Trigonometric Computing Technique」、IRE Trans. On Electron. Comput.、第EC−8巻、第3号、第330−334ページ、1959年9月に開示されている。
CORDIC(座標回転デジタルコンピュータ)計算技術は、特に、リアルタイムデジタルコンピュータに使用するために開発されたもので、大部分の計算は、ナビゲーション方程式の三角法関係の不連続プログラム解答、及び座標変換の三角法関係の高い解答率を含む。このアルゴリズムでは、一連の条件付き加算及び減算が使用される。ベクトルの座標成分及び回転の角度が与えられ、そして所与の角度にわたって回転した後のオリジナルベクトルの座標成分が計算される。
【0023】
従って、本発明に使用される円形回転は、多数の基本的な関数を計算するための反復アルゴリズムであるCORDICアルゴリズムを使用して効率的に実施される。
ここで、CORDICアルゴリズムの原理を簡単に説明する。本発明のクリッピング方法の主たるタスクは、「I(n)、Q(n)」Tの円形回転を実行することである。
これは、図6に示されており、オリジナルベクトルの座標は、I、Qである。オリジナルベクトルは、ここでANGと示された角度だけ回転される。従って、ベクトルの座標は、I及びQから、I’及びQ’へ変更される。
これは、数学的に、次のように表わされる。
I’=I・cos(ANG)+Q・sin(ANG)
Q’=Q・cos(ANG)−I・sin(ANG) (7)
【0024】
上記式は、次のように再構成することができる。
I’=cos(ANG)・[I+Q・tan(ANG)]
Q’=cos(ANG)・[Q−I・tan(ANG)] (8)
任意の回転角度は、一連の次々の小さな基本的回転を行うことにより得ることができる。この回転角度は、tan(Angi)=±2-i(但し、i=0、1、2・・)となるように制限され、ここで、タンジェント項での乗算は、ここに実施する回路における2進シフト演算に変換される。
ここで、反復回転は、次の式(9)により表わすことができる。
Ii+1=Ki[Ii+Qidi2-i]
Qi+1=Ki[Qi−Iidi2-i] (9)
Ki=cos(tan-1(2-1))
但し、Kiは倍率係数であり、そして回転方向に基づいてdi=−1又は+1である。
【0025】
倍率係数がないと、両ベクトル成分は、急速にフルスケールに到達する。しかしながら、反復式(9)から倍率定数Kiを取り去ると、ベクトル回転のための簡単なシフト加算アルゴリズムが生じる。倍率定数の除去は、オリジナルベクトルを短縮(スケーリング)することにより、考慮に入れることができる。CORDIC回転アルゴリズムは、約g=1.674の利得を有し、それ故、オリジナルベクトルがいずれかの座標軸と整列されるならば、スケーリングは、この利得で最も便利に実行される。
倍率係数を除去すると、次の式(10)が生じる。
Ii+1=[Ii+Qidi2-i]
Qi+1=[Qi−Iidi2-i] (10)
但し、回転方向に基づいてdi=−1又は+1である。
式(10)は、ベクトルの回転を実行するのに使用される。
【0026】
図7は、図5に示す結果を得るために、スプリッターから受信された各I−Q信号対に対してクリッピング回路が実行する動作を示す。I−Q信号対は、基本帯域変調レート、例えば、16MHzで発生される。これらの信号対は、ベクトルとして処理され、受け取られた各ベクトルの長さ及び角度は、ベクトルごとに変化する。更に、明瞭化のために、図7の信号ポイント1は、図5の信号ポイント1に対応すると仮定する。
【0027】
図7に戻ると、オリジナルベクトル及びスケーリングされた限界ベクトルの位置が示されている。オリジナルベクトルは原点から始まりそして信号ポイント1で終わる。CORDIC回転で到達することのできる全回転角度は、約±90°に制限されるので、180°の初期回転が必要とされることに注意されたい。その結果、オリジナルベクトルの終了点がポイントAの場合には、信号ポイントAが信号ポイント1に変化するようにベクトルを最初に180°の角度で回転しなければならない。従って、別のオリジナルベクトルの終了点がポイントBである場合には、信号ポイントBが信号ポイントCに変化するようにベクトルを最初に180°の角度で回転しなければならない。初期化は容易である。というのは、オリジナルベクトル成分の符号を変化するだけで初期化が行われるからである。
【0028】
限界値ILIMIT、QLIMITも、ベクトルと考えられる。上述したように、対がILIMIT、0又は0、QLIMITとなるように値が選択される。図中、対は、0、QLIMITであり、ここで、限界ベクトルは、原点から始まり、Q軸に沿って整列され、そしてポイントQLIMITで終わる。次いで、限界ベクトルは、クリッピング限界ベクトルを利得g=1.647で除算することにより、CORDIC回転の利得でスケールダウンされる。ここで、スケーリングされた限界ベクトルのスタート位置は、原点から始まり、ポイントDで終わる。
【0029】
ここで、ベクトルのCORDIC回転が開始する。反復回転の目標は、オリジナルI−Qベクトルが信号ポイント1からQ軸に向かって回転されて、やがて、スケーリングされた限界ベクトルのオリジナル方向に到達するようにすることである。同時に、スケーリングされた限界ベクトルは、同じ量ではあるが逆方向に即ちオリジナルI−Qベクトルに向かって回転され、やがて、オリジナルベクトルの方向に到達する。回転方向は、図7に矢印で示されている。
【0030】
図8は、CORDIC回転ステップが実行された後のベクトルの位置を示す。従って、予め定められた回転ステップの後、オリジナルベクトルは、Q軸と平行になり、又はほぼ平行になる。しかし、CORDICアルゴリズムの特性である特徴により、ベクトルの長さは、回転中に利得gで成長し、ここで、回転されたオリジナルベクトルの上端がQ軸におけるポイントPUNSCALEDに当たる。それ故、回転されたオリジナルベクトルの真の振幅は、値PUNSCALEDをCORDIC回転の利得gで除算することにより得られる。その結果、回転されたオリジナルベクトルの真の上端は、Q軸におけるポイントPSCALEDにある。
【0031】
ここで、限界ベクトルがQ軸に沿って(又はI軸に沿って)延びるように限界ベクトルを選択する理由が明らかとなろう。このため、回転されたオリジナルベクトルの長さを計算する必要がなく、その長さは、単に、ポイントPSCALEDにおけるQ値である。
オリジナルI−Qベクトルが回転されるのと同時に、スケーリングされた限界ベクトルが、オリジナルI−Qベクトルに平行となるように回転される。回転中に、スケーリングされたベクトルの長さが増加する。回転が完了した後、ベクトルは、CORDIC回転の利得gにより増加される。しかし、限界ベクトルは、回転前に係数gによりスケーリングされているので、その結果、回転された限界ベクトルの長さは、理想的なケースでは、円の半径即ち限界値QLIMITと同じになる。回転された限界ベクトルの座標値は、図8にIL、QLと示されている。
【0032】
ここで、クリッピング回路は、判断を実行し、回路からの出力値I*及びQ*となる(図4を参照)。回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルは、限界ベクトルと比較される。これは、容易なタスクである。というのは、Q軸におけるポイントPSCALEDのQ値を値QLIMITと比較すれば充分だからである。オリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより長く、即ちQ軸におけるポイントPSCALEDのQ値が値QLIMITより大きい場合には、オリジナルベクトルの長さが限界値を越える。その結果、回転された限界ベクトルは、クリッピング回路の出力ベクトルとして使用され、即ち回転された限界ベクトルの座標値IL、QLは、クリッピング回路からの出力値I*、Q*として使用される。
【0033】
しかし、回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより短く、即ちQ軸におけるポイントPSCALEDのQ値が値QLIMITより小さい場合には、オリジナルI−QベクトルのI及びQ値が、クリッピング回路からの出力値I*、Q*として使用される。
図9は、クリッピング回路により実行される主たるステップを示す。この方法は、I及びQ信号を受信し(ステップ91)そして限界値を受信する(ステップ90)ことで始まる。次いで、限界値に対応する限界ベクトルが、CORDIC回転の利得によりスケーリングされ、回転後のベクトルの振幅が、回転前のベクトルの振幅を越えないようにする(ステップ92)。当然、限界ベクトルのスケーリングは、一度しか行うことができず、そしてその結果はメモリに記憶され、そこから読み出すことができる。
【0034】
次いで、ベクトルのCORDIC回転がスタートする(ステップ93)。反復回転の目標は、オリジナルI−Qベクトルを回転して、スケーリングされた限界ベクトルのオリジナル方向に到達させることである。同時に、スケーリングされた限界ベクトルは、同じ量だけ逆方向に、即ちオリジナルI−Qベクトルに向けて回転され、オリジナルI−Qベクトルのオリジナル方向に到達する。
【0035】
回転されたオリジナルベクトルの振幅は回転中に成長するので、それをCORDIC回転の利得gで除算しなければならない(ステップ94)。次いで、回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルは、限界ベクトルと比較される(ステップ95)。回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより長い場合には、回転された限界ベクトルの上端座標I*、Q*が、クリッピング回路の出力信号値として使用される(ステップ98)。しかし、回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより短い場合には、オリジナルI及びQ信号が、クリッピング回路の出力信号値として使用される(ステップ99)。
【0036】
本発明のCORDICベースのクリッピング回路は、相互接続された加算器/減算器のアレーで実施することができる。従って、既存のFPGAにおける基本的論理構造体で実現することができる。好ましくは、これは、Xilinx(登録商標)XC4000ファミリーのコンフィギュレーション可能なロジックブロック(CLB)、及び特にAltera’s(登録商標)FLEXデバイスのロジックエレメント(LE)に対応する論理構造を意味する。又、本発明の方法は、ASIC又はデジタル信号プロセッサ(DSP)で実施することもできる。
【0037】
限りない精度の計算が仮定される場合には、角度及び振幅精度は、CORDIC回転に使用される反復ステップの数により完全に決定される。角度エラーは、最後の回転ステップ角度|θ|<arctan2-N+1の値に制限される。例えば、8回の反復では、角度の精度は、±0.45°である。振幅エラーは、0dB≦G<−20log[cos(arctan2-N+1)]dBに制限される。この場合も、例えば、最大振幅エラーは、8回の反復が使用される場合には、0.0003DB未満である。又、全精度は、計算に使用される精度に大きく依存し、そしてほぼ全ての実際的な解決策において優勢であることが明確である。本発明の方法の顕著な効果は、反復ステップを追加するだけでいかなる必要な精度まで実施を拡張できることである。本発明の方法は、乗算及び除算演算を必要とするが、除数及び乗数は定数(CORDIC回転利得)であり、これらの演算を容易に実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 QAM変調器の回路図である。
【図2】 I−Q平面におけるI−Qベクトルを示す。
【図3】 長方形コンステレーションを示す。
【図4】 変調器におけるクリッピング回路の位置を示す図である。
【図5】 信号ポイントの再配置を示す図である。
【図6】 ベクトルの回転を示す図である。
【図7】 CORDIC回転の前のベクトルを示す図である。
【図8】 CORDIC回転の後のベクトルを示す図である。
【図9】 本発明の方法の簡単なブロック図である。
【技術分野】
本発明は、一般に、デジタル変調器からの出力信号の振幅をクリッピングする方法に係る。より詳細には、本発明は、直交平面に配置された信号ポイントを処理することに係る。
【0002】
【背景技術】
過去数年にわたり、コード分割多重アクセス(CDMA)システムが移動ワイヤレス通信の分野に広く関心をもたれるようになった。ワイドバンドコード分割多重アクセス(WCDMA)及びナローバンドコード分割多重アクセスCDMAシステムが提供されている。WCDMAは、ナローバンドシステムに比して広いチャンネルを使用し、これは、周波数ダイバーシティ効果を改善し、ひいては、フェージングの問題を低減する。
【0003】
CDMAシステムにおける変調方法は、直角振幅変調QAMである。この用語は、2つの振幅及び位相変調キャリアを直角状態で合成することを示すのに使用される。直角とは、2つのキャリア間に90°の位相差があることを指す。一方のキャリアは、同相キャリアとして知られており、そして他方は、直角位相キャリアとして知られている。一方のキャリアは、デジタル変調された正弦波であり、そして他方のキャリアは、同じ周波数のデジタル変調されたコサイン波である。従って、各QAM変調器のタスクは、[I(n)、Q(n)]の円形回転を実行することである。
【0004】
図1は、WCDMAシステムにおけるデジタル変調器を示す。拡散及びスクランブルされた複素数値の物理的チャンネルが、複素数加算を使用して加算器10において合成される。その結果は、複素数値のチップシーケンスであり、スプリッター11に送られる。スプリッターは、複素数値のチップシーケンスを2つの並列のブランチに分割する。上方ブランチ及び下方ブランチの信号は、実数値の信号である。通常、上方ブランチの信号は、I信号と示され、そして下方ブランチの信号は、Q信号と示される。
【0005】
変調は、QPSK(直角位相シフトキーイング)であり、この場合、I信号は乗算器14において周波数fLを有するコサイン信号で乗算され、そしてQ信号は乗算器15において同じ周波数fLを有するサイン信号で乗算される。それにより得られる信号は、加算要素16において加算され、和の信号が変調器の出力信号となる。通常、I信号及びQ信号の両方が、整形フィルタ(図示せず)において整形される。
【0006】
図2は、2次元平面上に表わされたI信号及びQ信号のコンステレーションポイントを示す。この平面は、同相及び直角位相平面、省略してI−Q平面と称する。図から明らかなように、原点からコンステレーションポイントまでの距離は、2つの成分、即ちQ成分及びI成分で形成されたベクトルの上端と考えることができる。I−Q平面におけるコンステレーションポイントの位置、即ちベクトルの長さ及び角度は、I及びQ値に依存し、一方、これらの値は、使用する変調方式に依存する。
【0007】
変調器の連続的な出力信号をs(t)で表わすときには、I信号がI(n)として表わされ、そしてQ信号がQ(n)として表わされ、出力信号は、次の式で表わすことができる。
s(t)=I(n)cos(ωt)+Q(n)sin(ωt) (1)
この出力信号s(t)の最大振幅は、次の通りである。
【数1】
注:これは、図2に示すベクトルの長さと同じである。
【0008】
デジタルドメインでは、デジタル変調された信号の振幅のポイントが、I−Q平面上にコンステレーションポイントを形成する。I−Q平面上の信号ポイントのコンステレーションは、信号対雑音(S/N)比及び送信エラー比に著しい影響を及ぼす。送信エラー比は、信号ポイント間の距離に依存する。距離が短過ぎる場合には、真の信号ポイント付近の信号ポイントが受信器において誤って抽出されることがある。他方、コンステレーションの形状は、層真意の動作に影響を及ぼす。この分野では、I−Q平面内の信号ポイントに基づく変調された信号の電力は、I−Q平面の原点と信号ポイントとの間の距離の平方に比例することが知られている。換言すれば、信号ポイントが原点から遠いほど、そのポイントに対応する変調信号の電力が高くなる。
【0009】
多数の理由で、真の変調器のコンステレーションポイントは、最適なものではなく、通常、幾つかの出力ベクトルが広範囲になり過ぎる。それ故、公知技術では、変調器の出力ベクトルを何らかの方法でクリップしなければならない。
その簡単な方法は、長過ぎる出力ベクトルを単に短くするだけである。このタスクは、2次元ベクトルの振幅をある値に制限しそしてそのオリジナルの方向を保持することである。一般的に、これは、ベクトルの振幅を最初に計算しなければならず、そしてそれが限界を越えた場合に、オリジナルベクトルをスケーリングすることを意味する。この手順は、乗算、平方根及び除算のような演算より成り、これらは、ASIC又はFPGA或いはデジタル信号プロセッサDSPのようなデジタルロジックを使用して効率的に実行することが非常に困難である。これは、近似方法を使用しなければならないことを意味する。しかしながら、これは、デジタルロジックの特徴により、オリジナルベクトルの方向を維持することが困難であるために、不正確さを招く。
【0010】
図3は、64レベル変調方式の信号ポイントの直交コンステレーションを示す。この例では、コンステレーションの各ポイントは、6ビットの独特の組み合わせより成る変調記号を表わす。水平軸に沿ったポイントは、単一のコサインキャリアの考えられる全ての変調を表わし、一方、垂直軸に沿ったポイントは、単一のサインキャリアの考えられる全ての変調を表わす。この種のコンステレーションは、各ベクトル成分x、yが独立して制限(クリッピング)されるいわゆる二乗クリッピングによって行うことができる。
【数2】
この式において、exは、Q軸の単位ベクトルであり、そしてeyは、I軸の単位ベクトルである。
【0011】
このクリッピングは、ハードウェアで実施するのは非常に容易であるが、そのクオリティは、あまりよくない。振幅エラーは、0≦G<20log√2dB≒3dBの範囲であり、そしてその角度エラーは、|Q|<45°に制限される。
しかしながら、直交コンステレーションは、角の信号ポイントが原点から遠くに存在するので、好ましい形態ではない。これらの信号ポイントは、図3における信号ポイント1のように、最大のエネルギーを有する。それ故、図3に点線で示された六角形を形成するようにコンステレーションを構成することが知られている。
コンステレーションの最適な形態は、記号当たりの平均エネルギーを最小にする円である。円形のコンステレーションの作用は、六角形に比して0.7dBであり、長方形に比してほぼ3dBである。不都合なことに、コンステレーションを円形に構成することは、慣習的に実施することが困難であり、その有効性を改善するには、変調器の複雑さが著しく高くなる。
【0012】
しかしながら、長方形又は六角形のコンステレーション形状を使用するときには、送信器の出力が、角における高電力変調信号のために飽和する傾向となる。このため、送信器の最大出力電力は、角のポイントに基づいて制限しなければならない。それ故、他のポイントの出力電力は、送信器が許すほど高くない。その結果、送信器の容量が最適に使用されない。それでも、長方形コンステレーションは、変調器の出力信号が付与される電力制御回路と共に広範囲に使用されている。これは、コンステレーションの形状により生じる欠点を低減する。
【0013】
公知方法の欠点は、送信器のピーク送信電力を制限することが困難なことである。長方形又は六角形コンステレーションを使用した制限は、試行錯誤方法に基づいて行わねばならないので、実際上非常に困難である。別の欠点は、ベクトルのオリジナル方向を維持することが困難なことである。既知の方法は、比較的複雑な実施を必要とする。
【0014】
【発明の開示】
本発明の目的は、デジタル変調器により発生される信号の振幅を所定の限界値より低くしながら、ベクトルのオリジナル方向を依然維持する方法を提供することである。
別の目的は、変調器におけるベクトルのクリッピングを簡単且つ正確に実施することのできる方法を提供することである。
これらの目的は、デジタル変調器の出力ベクトル又はその成分ベクトルを処理するのではなく、変調の前に、即ちサイン信号及びコサイン信号で各々乗算する前に、基本帯域I及びQ信号に処理を施すようにして達成される。
【0015】
I及びQ信号がクリッピング回路の入力に送られる。所定の限界値も、クリッピング回路の別の入力に送られる。クリッピング回路は、I−Q平面において、I及びQ信号の値、即ちコンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルを、限界値で終わるベクトルに向かって回転する。同時に、限界値で終わるベクトルは、コンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルに向かって回転される。回転は、CORDICアルゴリズムを使用することにより実行される。回転が完了した後に、コンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルは、限界値で終わるベクトルとその回転の前に整列され、そして限界値で終わるベクトルは、コンステレーションポイントI、Qで終わるベクトルとその回転の前に整列される。
【0016】
ここで、回転されたI−Qベクトルの長さが限界ベクトルと比較される。回転されたI−Qベクトルが限界ベクトルより短い場合には、オリジナルI−Qベクトルが受け入れられ、そしてオリジナルI及びQ信号は、クリッピング回路からの出力信号となる。その結果、キャリアの変調が、オリジナルのI及びQ信号で行われる。
しかし、回転されたオリジナルのI−Qベクトルが限界ベクトルより長い場合には、オリジナルベクトルが拒絶され、回転された限界ベクトルであるベクトルに置き換えられる。従って、キャリアの変調は、回転された限界値が有しているI及びQ信号値で行われる。
本発明の中心的な考え方の1つは、限界値を適切に選択することである。即ち、限界値で終わるベクトルは、Q軸又はI軸のいずれかに整列されるように選択される。従って、ベクトルは、原点からスタートし、そして正のQ軸又は正のI軸のいずれかに沿って延びる。ベクトルは、クリッピング回路のクリッピング限界と同じ所定の長さを有する。
【0017】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。
図4は、変調器におけるクリッピング回路の位置を示す。明らかなように、クリッピング回路は、スプリッター回路11と、乗算器14及び15との間に配置される。ここで、スプリッター回路からのI及びQ信号は、クリッピング回路への入力信号である。クリッピング回路への他の入力信号は、2つの限界値である。クリッピング回路11からの出力信号は、I*及びQ*と示されている。信号I*は、乗算器14へ送られ、そして信号Q*は、乗算器15へ送られる。
【0018】
図5は、非常に大きな振幅を有する信号ポイントに対してクリッピング回路が何を行うか示している。I信号及びQ信号より成る各対は、I−Q平面におけるコンステレーションポイントと称する信号ポイントを形成する。幾つかの信号ポイントが図中に黒いドットとして示されている。原点からスタートして信号ポイント(I、Q)で終わるベクトルの長さSは、次の式で表わされる。
【数3】
以下、このようなベクトルをI−Qベクトルと称する。
【0019】
これも又クリッピング回路の入力に送られる上述の限界値は、ILIMIT及びQLIMITと示される。I−Q平面において、制限は、原点からスタートしてシグナリングポイントILIMIT及びQLIMITで終わる限界ベクトルと考えることができる。従って、限界ベクトルの長さSLIMITは、次のようになる。
【数4】
この長さSLIMITが固定されると、上記式を満足するILIMIT及びQLIMIT値の全対は、半径がSLIMITである円(図5を参照)に沿って配置される。以下、原点から始まって円で終わる全てのベクトルを限界ベクトルと称する。
【0020】
再び、図5を参照すれば、クリッピング回路は、終了ポイントが半径SLIMITの円の外部に配置されたI−Qベクトルを、その終了ポイント(I、Q)がベクトルに沿って円まで移動しそして新たなI及びQ値を得るような量だけ短縮するように機能する。例えば、値I、Qを有する信号ポイント1は、半径SLIMITの円上に配置されてI*及びQ*と示された値を有する新たな信号ポイントに置き換えられる。これは、次の制限条件に基づいて表わすことができる。
【数5】
【0021】
実際には、新たな信号ポイント値(I、Q)がスプリッター回路から受信されるたびに、新たな制限値を常に入力することは不可能である。というのは、クリッピング周期の始めに、信号ポイント値が未知であり、即ち各I−Qベクトルの長さ及び角度がベクトルごとに変化するからである。
それ故、限界値ILIMIT及びQLIMITは、一定となるように選択され、更に、ILIMIT又はQLIMITのいずれかがゼロとなるように選択される。従って、限界値は、ILIMIT、0又は0、QLIMITのいずれかである。これは、限界ベクトルがI−Q平面においてI軸又はQ軸のいずれかに沿って整列されることを意味する。この選択の効果は、以下で明らかとなろう。
【0022】
クリッピング回路は、CORDICアルゴリズムを適用して、I−Qベクトル及び限界ベクトルの円形回転を実行することにより、上記制限条件を遂行する。上記アルゴリズムは、参照文献、J.E.ボールダー著の「The CORDIC Trigonometric Computing Technique」、IRE Trans. On Electron. Comput.、第EC−8巻、第3号、第330−334ページ、1959年9月に開示されている。
CORDIC(座標回転デジタルコンピュータ)計算技術は、特に、リアルタイムデジタルコンピュータに使用するために開発されたもので、大部分の計算は、ナビゲーション方程式の三角法関係の不連続プログラム解答、及び座標変換の三角法関係の高い解答率を含む。このアルゴリズムでは、一連の条件付き加算及び減算が使用される。ベクトルの座標成分及び回転の角度が与えられ、そして所与の角度にわたって回転した後のオリジナルベクトルの座標成分が計算される。
【0023】
従って、本発明に使用される円形回転は、多数の基本的な関数を計算するための反復アルゴリズムであるCORDICアルゴリズムを使用して効率的に実施される。
ここで、CORDICアルゴリズムの原理を簡単に説明する。本発明のクリッピング方法の主たるタスクは、「I(n)、Q(n)」Tの円形回転を実行することである。
これは、図6に示されており、オリジナルベクトルの座標は、I、Qである。オリジナルベクトルは、ここでANGと示された角度だけ回転される。従って、ベクトルの座標は、I及びQから、I’及びQ’へ変更される。
これは、数学的に、次のように表わされる。
I’=I・cos(ANG)+Q・sin(ANG)
Q’=Q・cos(ANG)−I・sin(ANG) (7)
【0024】
上記式は、次のように再構成することができる。
I’=cos(ANG)・[I+Q・tan(ANG)]
Q’=cos(ANG)・[Q−I・tan(ANG)] (8)
任意の回転角度は、一連の次々の小さな基本的回転を行うことにより得ることができる。この回転角度は、tan(Angi)=±2-i(但し、i=0、1、2・・)となるように制限され、ここで、タンジェント項での乗算は、ここに実施する回路における2進シフト演算に変換される。
ここで、反復回転は、次の式(9)により表わすことができる。
Ii+1=Ki[Ii+Qidi2-i]
Qi+1=Ki[Qi−Iidi2-i] (9)
Ki=cos(tan-1(2-1))
但し、Kiは倍率係数であり、そして回転方向に基づいてdi=−1又は+1である。
【0025】
倍率係数がないと、両ベクトル成分は、急速にフルスケールに到達する。しかしながら、反復式(9)から倍率定数Kiを取り去ると、ベクトル回転のための簡単なシフト加算アルゴリズムが生じる。倍率定数の除去は、オリジナルベクトルを短縮(スケーリング)することにより、考慮に入れることができる。CORDIC回転アルゴリズムは、約g=1.674の利得を有し、それ故、オリジナルベクトルがいずれかの座標軸と整列されるならば、スケーリングは、この利得で最も便利に実行される。
倍率係数を除去すると、次の式(10)が生じる。
Ii+1=[Ii+Qidi2-i]
Qi+1=[Qi−Iidi2-i] (10)
但し、回転方向に基づいてdi=−1又は+1である。
式(10)は、ベクトルの回転を実行するのに使用される。
【0026】
図7は、図5に示す結果を得るために、スプリッターから受信された各I−Q信号対に対してクリッピング回路が実行する動作を示す。I−Q信号対は、基本帯域変調レート、例えば、16MHzで発生される。これらの信号対は、ベクトルとして処理され、受け取られた各ベクトルの長さ及び角度は、ベクトルごとに変化する。更に、明瞭化のために、図7の信号ポイント1は、図5の信号ポイント1に対応すると仮定する。
【0027】
図7に戻ると、オリジナルベクトル及びスケーリングされた限界ベクトルの位置が示されている。オリジナルベクトルは原点から始まりそして信号ポイント1で終わる。CORDIC回転で到達することのできる全回転角度は、約±90°に制限されるので、180°の初期回転が必要とされることに注意されたい。その結果、オリジナルベクトルの終了点がポイントAの場合には、信号ポイントAが信号ポイント1に変化するようにベクトルを最初に180°の角度で回転しなければならない。従って、別のオリジナルベクトルの終了点がポイントBである場合には、信号ポイントBが信号ポイントCに変化するようにベクトルを最初に180°の角度で回転しなければならない。初期化は容易である。というのは、オリジナルベクトル成分の符号を変化するだけで初期化が行われるからである。
【0028】
限界値ILIMIT、QLIMITも、ベクトルと考えられる。上述したように、対がILIMIT、0又は0、QLIMITとなるように値が選択される。図中、対は、0、QLIMITであり、ここで、限界ベクトルは、原点から始まり、Q軸に沿って整列され、そしてポイントQLIMITで終わる。次いで、限界ベクトルは、クリッピング限界ベクトルを利得g=1.647で除算することにより、CORDIC回転の利得でスケールダウンされる。ここで、スケーリングされた限界ベクトルのスタート位置は、原点から始まり、ポイントDで終わる。
【0029】
ここで、ベクトルのCORDIC回転が開始する。反復回転の目標は、オリジナルI−Qベクトルが信号ポイント1からQ軸に向かって回転されて、やがて、スケーリングされた限界ベクトルのオリジナル方向に到達するようにすることである。同時に、スケーリングされた限界ベクトルは、同じ量ではあるが逆方向に即ちオリジナルI−Qベクトルに向かって回転され、やがて、オリジナルベクトルの方向に到達する。回転方向は、図7に矢印で示されている。
【0030】
図8は、CORDIC回転ステップが実行された後のベクトルの位置を示す。従って、予め定められた回転ステップの後、オリジナルベクトルは、Q軸と平行になり、又はほぼ平行になる。しかし、CORDICアルゴリズムの特性である特徴により、ベクトルの長さは、回転中に利得gで成長し、ここで、回転されたオリジナルベクトルの上端がQ軸におけるポイントPUNSCALEDに当たる。それ故、回転されたオリジナルベクトルの真の振幅は、値PUNSCALEDをCORDIC回転の利得gで除算することにより得られる。その結果、回転されたオリジナルベクトルの真の上端は、Q軸におけるポイントPSCALEDにある。
【0031】
ここで、限界ベクトルがQ軸に沿って(又はI軸に沿って)延びるように限界ベクトルを選択する理由が明らかとなろう。このため、回転されたオリジナルベクトルの長さを計算する必要がなく、その長さは、単に、ポイントPSCALEDにおけるQ値である。
オリジナルI−Qベクトルが回転されるのと同時に、スケーリングされた限界ベクトルが、オリジナルI−Qベクトルに平行となるように回転される。回転中に、スケーリングされたベクトルの長さが増加する。回転が完了した後、ベクトルは、CORDIC回転の利得gにより増加される。しかし、限界ベクトルは、回転前に係数gによりスケーリングされているので、その結果、回転された限界ベクトルの長さは、理想的なケースでは、円の半径即ち限界値QLIMITと同じになる。回転された限界ベクトルの座標値は、図8にIL、QLと示されている。
【0032】
ここで、クリッピング回路は、判断を実行し、回路からの出力値I*及びQ*となる(図4を参照)。回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルは、限界ベクトルと比較される。これは、容易なタスクである。というのは、Q軸におけるポイントPSCALEDのQ値を値QLIMITと比較すれば充分だからである。オリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより長く、即ちQ軸におけるポイントPSCALEDのQ値が値QLIMITより大きい場合には、オリジナルベクトルの長さが限界値を越える。その結果、回転された限界ベクトルは、クリッピング回路の出力ベクトルとして使用され、即ち回転された限界ベクトルの座標値IL、QLは、クリッピング回路からの出力値I*、Q*として使用される。
【0033】
しかし、回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより短く、即ちQ軸におけるポイントPSCALEDのQ値が値QLIMITより小さい場合には、オリジナルI−QベクトルのI及びQ値が、クリッピング回路からの出力値I*、Q*として使用される。
図9は、クリッピング回路により実行される主たるステップを示す。この方法は、I及びQ信号を受信し(ステップ91)そして限界値を受信する(ステップ90)ことで始まる。次いで、限界値に対応する限界ベクトルが、CORDIC回転の利得によりスケーリングされ、回転後のベクトルの振幅が、回転前のベクトルの振幅を越えないようにする(ステップ92)。当然、限界ベクトルのスケーリングは、一度しか行うことができず、そしてその結果はメモリに記憶され、そこから読み出すことができる。
【0034】
次いで、ベクトルのCORDIC回転がスタートする(ステップ93)。反復回転の目標は、オリジナルI−Qベクトルを回転して、スケーリングされた限界ベクトルのオリジナル方向に到達させることである。同時に、スケーリングされた限界ベクトルは、同じ量だけ逆方向に、即ちオリジナルI−Qベクトルに向けて回転され、オリジナルI−Qベクトルのオリジナル方向に到達する。
【0035】
回転されたオリジナルベクトルの振幅は回転中に成長するので、それをCORDIC回転の利得gで除算しなければならない(ステップ94)。次いで、回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルは、限界ベクトルと比較される(ステップ95)。回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより長い場合には、回転された限界ベクトルの上端座標I*、Q*が、クリッピング回路の出力信号値として使用される(ステップ98)。しかし、回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さが限界ベクトルより短い場合には、オリジナルI及びQ信号が、クリッピング回路の出力信号値として使用される(ステップ99)。
【0036】
本発明のCORDICベースのクリッピング回路は、相互接続された加算器/減算器のアレーで実施することができる。従って、既存のFPGAにおける基本的論理構造体で実現することができる。好ましくは、これは、Xilinx(登録商標)XC4000ファミリーのコンフィギュレーション可能なロジックブロック(CLB)、及び特にAltera’s(登録商標)FLEXデバイスのロジックエレメント(LE)に対応する論理構造を意味する。又、本発明の方法は、ASIC又はデジタル信号プロセッサ(DSP)で実施することもできる。
【0037】
限りない精度の計算が仮定される場合には、角度及び振幅精度は、CORDIC回転に使用される反復ステップの数により完全に決定される。角度エラーは、最後の回転ステップ角度|θ|<arctan2-N+1の値に制限される。例えば、8回の反復では、角度の精度は、±0.45°である。振幅エラーは、0dB≦G<−20log[cos(arctan2-N+1)]dBに制限される。この場合も、例えば、最大振幅エラーは、8回の反復が使用される場合には、0.0003DB未満である。又、全精度は、計算に使用される精度に大きく依存し、そしてほぼ全ての実際的な解決策において優勢であることが明確である。本発明の方法の顕著な効果は、反復ステップを追加するだけでいかなる必要な精度まで実施を拡張できることである。本発明の方法は、乗算及び除算演算を必要とするが、除数及び乗数は定数(CORDIC回転利得)であり、これらの演算を容易に実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 QAM変調器の回路図である。
【図2】 I−Q平面におけるI−Qベクトルを示す。
【図3】 長方形コンステレーションを示す。
【図4】 変調器におけるクリッピング回路の位置を示す図である。
【図5】 信号ポイントの再配置を示す図である。
【図6】 ベクトルの回転を示す図である。
【図7】 CORDIC回転の前のベクトルを示す図である。
【図8】 CORDIC回転の後のベクトルを示す図である。
【図9】 本発明の方法の簡単なブロック図である。
Claims (16)
- デジタル変調器に対して発生されるI及びQ信号を処理する方法であって、これら信号は、Q軸及びI軸を含む直交座標平面上のオリジナルI−Qベクトルの直交ベクトル成分として処理され、上記方法は、
原点で始まって限界値で終了する限界ベクトルを決定する2つの限界値を特定し、
上記限界ベクトルに向かって多数のステップでCORDIC回転アルゴリズムを段階的に使用することによりオリジナルI−Qベクトルを回転して、その回転されたオリジナルベクトルが限界ベクトルとほぼ整列するようにし、
上記オリジナルI−Qベクトルに向かって同じステップ数でCORDIC回転アルゴリズムを段階的に使用することにより限界ベクトルを回転し、
上記回転されたオリジナルI−Qベクトルの長さを限界ベクトルの長さと比較し、
上記回転されたオリジナルベクトルが限界ベクトルより短い場合にはオリジナルI及びQ信号をデジタル変調器に適用し、そして
上記回転されたオリジナルベクトルが限界ベクトルより長い場合には上記回転された限界ベクトルのI及びQ座標値をデジタル変調器に適用する、
という段階を備えた方法。 - いずれかの限界値をゼロにセットする段階を更に備え、上記限界ベクトルはQ軸又はI軸のいずれかに沿って延びる請求項1に記載の方法。
- 上記限界ベクトルの長さ及び上記回転されたオリジナルI−Qベクトルの長さに対し、限界ベクトルがQ軸に沿って延びるときに上記ベクトルのQ座標がセットされる請求項2に記載の方法。
- 上記限界ベクトルの長さ及び上記回転されたオリジナルI−Qベクトルの長さに対し、限界ベクトルがI軸に沿って延びるときに上記ベクトルのI座標がセットされる請求項2に記載の方法。
- 上記ベクトルをCORDIC回転アルゴリズムの利得で除算することにより回転の前に限界ベクトルをスケーリングする段階を更に備え、回転中に、そのスケーリングされた限界ベクトルの長さが限界ベクトルの長さへと成長する請求項1に記載の方法。
- 上記ベクトルの長さをCORDIC回転アルゴリズムの利得で除算することにより、回転されたオリジナルI−Qベクトルをスケーリングする段階を更に備え、その回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルの長さは、限界ベクトルの長さと比較される請求項1又は5のいずれかに記載の方法。
- 上記オリジナルI−Qベクトルの回転及び上記限界ベクトルの回転は、同時に実行される請求項1に記載の方法。
- 上記オリジナルベクトルが、CORDIC回転で到達する全回転角度の外側に存在するときに、オリジナルI−Qベクトル及び限界ベクトルは、ベクトル成分の符号を変更することにより最初に180°の角度で回転される請求項1に記載の方法。
- 上記回転ステップの量は、前もって固定される請求項1に記載の方法。
- オリジナルI及びQ入力信号を、デジタル変調器に与える前に処理するためのクリッピング回路であって、上記入力I及びQ信号は、Q軸及びI軸を含む直交座標平面上のオリジナルI−Qベクトルの直交ベクトル成分として処理され、上記回路は、
原点で始まって限界で終わる限界ベクトルを決定する限界値としての別の入力と、
上記限界ベクトルに向かって所定のステップ数でオリジナルI−Qベクトルを段階的に回転して、その回転されたオリジナルベクトルが限界ベクトルとほぼ整列されるようにする第1CORDIC回転手段と、
上記オリジナルI−Qベクトルに向かって所定のステップ数で限界ベクトルを段階的に回転し、その回転された限界ベクトルがオリジナルベクトルとほぼ整列されるようにする第2CORDIC回転手段と、
上記回転されたオリジナルI−Qベクトルの長さを限界ベクトルの長さと比較するための手段と、
上記回転されたオリジナルI−Qベクトルが限界ベクトルより短い場合にはオリジナルI及びQ信号をデジタル変調器に適用し、そして
上記回転されたオリジナルベクトルが限界ベクトルより長い場合には上記回転された限界ベクトルのI及びQ座標値をデジタル変調器に適用するための選択手段と、
を備えたクリッピング回路。 - 上記回路は、更に、上記ベクトルをCORDIC回転アルゴリズムの利得で除算することにより回転の前に限界ベクトルをスケーリングするためのスケーリング手段を備えた請求項10に記載のクリッピング回路。
- 上記ベクトルをCORDIC回転アルゴリズムの利得で除算することにより、回転後に、回転されたオリジナルI−Qベクトルをスケーリングするための別のスケーリング手段を備え、その回転されそしてスケーリングされたオリジナルベクトルは、限界ベクトルと比較される請求項11に記載のクリッピング回路。
- 上記第1CORDIC回転手段及び第2CORDIC回転手段は、ベクトルを同時に回転するように構成される請求項11に記載のクリッピング回路。
- 第1CORDIC回転手段の出力は、上記手段の入力に接続されて戻され、そして第2CORDIC回転手段の出力は、上記手段に入力にフィードバックされ、各回転段階は、同じ手段によって実行される請求項13に記載のクリッピング回路。
- 上記第1及び第2のCORDIC回転手段は、現場でプログラムできるゲートアレー(FPGA)を使用することにより実施される請求項11に記載のクリッピング回路。
- 上記第1及び第2のCORDIC回転手段は、デジタル信号プロセッサを使用することにより実施される請求項11に記載のクリッピング回路デジタル変調器。
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CN101483627B (zh) * | 2008-01-07 | 2011-05-11 | 中兴通讯股份有限公司 | 减小多载波信号峰均比的方法 |
JP2009281883A (ja) * | 2008-05-22 | 2009-12-03 | Toshiba Mach Co Ltd | 速度検出装置およびサーボモータ |
US8059697B2 (en) * | 2008-07-02 | 2011-11-15 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Reduced peak-to-RMS ratio multicode signal |
CN102439585B (zh) * | 2009-05-11 | 2015-04-22 | 雅基达布鲁公司 | 从任意信号对提取共同及唯一分量 |
US8774315B2 (en) * | 2009-08-25 | 2014-07-08 | The Aerospace Corporation | Phase-optimized constant envelope transmission (POCET) method, apparatus and system |
KR101704021B1 (ko) * | 2009-12-22 | 2017-02-07 | 에릭슨 엘지 주식회사 | 디지털 신호 클리핑 방법 및 그를 위한 장치 |
CN101917164A (zh) * | 2010-07-16 | 2010-12-15 | 航天恒星科技有限公司 | 一种基于cordic算法的信号处理方法 |
CN104954094B (zh) * | 2014-03-28 | 2018-01-23 | 华为技术有限公司 | 信号限幅方法和装置 |
DE102014113922B4 (de) | 2014-09-25 | 2021-10-14 | Apple Inc. | Digital-zu-Analog-Wandler-Schaltungen, Sender und Verfahren zum Erzeugen eines Hochfrequenz-Sendesignals und Verfahren einer Digital-zu-Analog-Umwandlung |
US9985811B2 (en) * | 2016-09-23 | 2018-05-29 | Intel IP Corporation | PAPR reduction for IQ RFDAC |
JP2020523833A (ja) | 2017-06-09 | 2020-08-06 | ナノセミ, インク.Nanosemi, Inc. | クレストファクタ低減 |
WO2019094713A1 (en) | 2017-11-13 | 2019-05-16 | Nanosemi, Inc. | Spectrum shaping crest factor reduction |
US10826739B1 (en) | 2019-08-01 | 2020-11-03 | Nanosemi, Inc. | Systems and methods for efficient clipping in crest factor reduction processes |
Family Cites Families (4)
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US6192089B1 (en) * | 1998-08-07 | 2001-02-20 | Motorola, Inc. | Electronic circuit and method for automatic frequency control |
SE514948C2 (sv) * | 1999-03-29 | 2001-05-21 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för att reducera överhörning |
DE19947019A1 (de) * | 1999-09-30 | 2001-06-07 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Erzeugen von spreizcodierten Signalen |
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