JP3577262B2 - フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置 - Google Patents
フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3577262B2 JP3577262B2 JP2000206319A JP2000206319A JP3577262B2 JP 3577262 B2 JP3577262 B2 JP 3577262B2 JP 2000206319 A JP2000206319 A JP 2000206319A JP 2000206319 A JP2000206319 A JP 2000206319A JP 3577262 B2 JP3577262 B2 JP 3577262B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- lines
- filter
- filter circuit
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
- H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
- H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
- H01P1/20381—Special shape resonators
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/2013—Coplanar line filters
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
- H01P1/2053—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities the coaxial cavity resonators being disposed parall to each other
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置に関し、特に、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
フィルタ回路は、低い周波数帯では、コイルやキャパシタなどの個別部品を結線して作られることが多い。しかし、マイクロ波やミリ波帯のような高周波帯では、分布定数型の回路で作られるのが一般的である。
【０００３】
図１８は、代表的な分布定数フィルタであるエッジカップルドフィルタの構成を示す斜視図である。このフィルタは、分布定数線路として最も一般的なマイクロストリップ線路に設けられるものである。図１８において、このフィルタは、アルミナセラミックなどの絶縁体で形成された基板１５０を含む。基板１５０の裏面全面にはグランド層１５１が形成されている。線路１５２，１５３は高周波伝送線路であるマイクロストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。線路１５４，１５５は、いわゆるλ／２開放線路共振器を構成している。ここでいうλとは、フィルタ回路の中心周波数の近傍の周波数において、線路を伝搬する電気信号の波長のことである。マイクロストリップ線路１５２，１５３およびλ／２開放線路共振器１５４，１５５は、通常は、絶縁体基板１５０の表面に印刷やフォトリソグラフィなどの手段によって一括して精度よくパターニングされる。そのため、図１８のような構造の平面回路フィルタは、一般的に低コストで生産性に優れたフィルタ回路として知られている。
【０００４】
以下、本明細書では、図１８で示したマイクロストリップ線路で構成された分布定数型フィルタ回路を中心に説明を行なう。しかし、本発明の趣旨は、このようなフィルタに限定されるものではない。コプレナ線路によるフィルタ回路や、一部の回路素子を集中定数個別部品で置換えた半集中定数型フィルタ回路などにも、容易に適用することが可能である。また、以下、本明細書では、分布定数フィルタの構造を示す図として、簡略化のため、基板を真上から見た平面図のみを示す。
【０００５】
図１８の構造の等価回路を図１９（ａ）（ｂ）に示す。以下、本明細書では、理解を容易にするために、等価回路を２段階に分けて示す。まず、図１９（ａ）は、図１８の構造と１対１で対応がとりやすいように、分布定数線路を多用して表現した等価回路である。しかし、図１９（ａ）のような分布定数線路を含む等価回路は、後にシミュレーションを行なう際にやや不便である。市販の高周波回路シミュレータを使って計算するとして、どのメーカのどの製品を使うかによって若干ながら計算結果が異なったり、パラメータの定義方法がまちまちであったりしてわかりにくい。そこで本明細書では、図１９（ｂ）の集中定数のみによる等価回路も併記し、シミュレーションは主に集中定数のみによる等価回路を用いて行なっている。図１９（ａ）（ｂ）の２つの形式の等価回路は、フィルタの共振周波数の近傍においては全く等価である。これは、λ／２開放線路共振器は、その共振周波数の近傍では、一端が接地されたＬＣ並列共振回路と等価になるためである。
【０００６】
図１９において、一端が接地されたコイル１５４ａおよびキャパシタ１５４ｂを含むＬＣ並列共振回路１５４と一旦が接地されたコイル１５５ａおよびキャパシタ１５５ｂを含むＬＣ並列共振回路１５５は、それぞれ図１８のλ／２開放線路共振器１５４，１５５と対応している。コイル１５４ａ，１５５ａの各々は所定のインダクタンスＬ１を有し、キャパシタ１５４ｂ，１５５ｂの各々は所定のキャパシタンスＣ１を有する。共振周波数においては、λ／２開放線路共振器の中央部は等価的に接地され、両端の開放端ではインピーダンスが無限大に近くなるためである。図１９のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタ１５６，１５７は、図１８の電磁界結合部１５６，１５７と対応している。電磁界結合部１５６，１５７では、マイクロストリップ線路１５２，１５３とλ／２開放線路共振器１５４，１５５が、互いの開放端の位置をλ／４以下程度の距離だけ離して接近して配置されている。このような場合、容量結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。図１９のキャパシタンスＣ３を有するキャパシタ１５８は、図１８の電子界結合部１５８と対応している。電磁界結合部１５８では、線路１５４，１５５の開放端同士が接近して配置されている。このような場合、容量結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。
【０００７】
本発明は、特に、ミリ波帯のような超高周波帯で使用するフィルタ回路を目的としている。そこで、図１９（ｂ）の等価回路を６０ＧＨｚ帯で最適設計した一例を示す。図２０（ａ）（ｂ）は、そのフィルタの周波数特性図である。通過帯域は、本明細書では一貫して、５８〜６１ＧＨｚとして設計している。Ｃ１＝０．３６６１ｐＦ、Ｃ２＝０．０５２７ｐＦ、Ｃ３＝０．０２８８４ｐＦ、Ｌ１＝０．０１６９９ｎＨとした。図２０において、横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸はＳパラメータの絶対値のｄＢ表示である。図２０には、通過特性を表わすＳ２１と、反射特性を表わすＳ１１を同時にプロットしてある。また、図２０（ａ）は広帯域の特性を示し、図２０（ｂ）は通過帯域近傍の特性を示している。この図２０からわかるように、図１８の構造のフィルタは、バンドパスフィルタとして機能する。
【０００８】
以降、フィルタ特性を表わすときには、図２０で示す形式の図を用いる。また、本明細書においては、図１８〜図２０のように、まず構造を示し、次にその等価回路を示し、最後に等価回路のフィルタ特性の計算結果を示すことによって、フィルタの動作原理の説明を進める。ただし、本発明の実施の形態２においては、単なる計算結果ではなく、実際に試作したフィルタの測定結果を示すことによって、本発明の有効性を実証している。
【０００９】
フィルタ回路の中で最も需要が高いのは、急峻度の高いバンドパスフィルタである。特に、ミリ波帯のような超高周波帯のローカルフィルタやイメージフィルタの場合、通過帯域と減衰帯域がすぐ接近していることが多いために、急峻度の高いフィルタが不可欠である。これに対して、たとえば図１８のフィルタでは、特に工夫をしない限りは図２０で示したように、急峻度が悪いなだらかなフィルタ特性になってしまう。そこで、このようなバンドパスフィルタの急峻度を高めるため、通過帯域のすぐ上下の周波数に減衰極を作る設計方法が研究されている。
【００１０】
そのような通過帯域の上下の周波数に減衰極を持つフィルタの具体的な構造としては、既にいくつかが学会で発表されている。その中でも、ミリ波帯のような超高周波帯でも実績があり、特に構造が簡単で設計しやすい回路としては、たとえば図２１に示す回路が知られている（“Ｌｏｗ Ｌｏｓｓ Ｍｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｅｄ Ｆｉｌｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ”Ｐｉｅｒｒｅ Ｂｌｏｎｄｙ ｅｔ ａｌ．、１９９８ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ、ｐｐ． １１８１−１１８４）。
【００１１】
図２１において、このフィルタはアルミナセラミックなどからなる絶縁体基板１６１と、その表面に形成されたマイクロストリップ線路１６２，１６３およびλ／２開放線路共振器１６４，１６５を含む。点線で囲った部分１６７〜１７０は線路１６２〜１６５同士が接近して電磁界的な結合を起している部分である。なお、上記文献（ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ）を見る際には、以下の２点で注意が必要である。第１に、上記文献では、マイクロマシン技術によって低ロス化を実現したことが特徴とされているが、これはフィルタの動作原理の上では本質的ではなく、動作原理自体は図２１のフィルタと同じである。第２に、上記文献では、λ／２開放線路共振器の数が２個の場合のフィルタ（２−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）と、４個の場合のフィルタ（４−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）の両方が載っている。発明の効果を議論する際には、同じ条件のフィルタ同士で比較しないと意味がない。本明細書では、一貫して、簡単化のため、λ／２開放線路共振器の数が２個の場合のフィルタ（２−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）を中心に議論を進める。
【００１２】
図２２は、図２１のフィルタの等価回路を示す回路図である。図２２（ａ）は分布定数線路を多用した等価回路であり、図２２（ｂ）は集中定数のみで表わした等価回路である。図２２において、一端が設置されたコイル１６４ａおよびキャパシタ１６４ｂを含むＬＣ並列共振回路１６４と一端が接地されたコイル１６５ａおよびキャパシタ１６５ｂを含むＬＣ並列共振回路１６５とは、それぞれ図２１のλ／２開放線路共振器１６４，１６５と対応している。コイル１６４ａ，１６５ａの各々は所定のインダクタンスＬ１を有し、キャパシタ１６４ｂ，１６５ｂの各々は所定のキャパシタンスＣ１を有する。図２２のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタ１６８，１６９は、それぞれ図２１の電磁界結合部１６８，１６９と対応し、図２２のキャパシタンスＣ３を有するキャパシタ１６７は図２１の電磁界結合部１６７と対応している。図２２の相互誘導結合係数Ｋは、図２１の電磁界結合部１７０と対応している。電磁界結合部１７０では、２つのλ／２開放線路共振器１６４，１６５の中央部、すなわち電流最大となる部分同士が、ほぼ平行に接近して並ぶようにして配置されている。このような場合、相互誘導磁界結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。
【００１３】
図２２（ｂ）の等価回路を６０ＧＨｚ帯で最適設計した一例を示す。図２３（ａ）（ｂ）は、そのフィルタの周波数特性を示す図である。Ｃ１＝０．３５４６ｐＦ、Ｃ２＝０．０５９８１ｐＦ、Ｃ３＝０．００６８７ｐＦ、Ｌ１＝０．０１８４６ｎＨ、Ｋ＝０．０９１４とした。図２３（ａ）を見ると、図２０（ａ）と比べて次の変化があることがわかる。通過帯域の上下の周波数に減衰極が形成されており、これらの減衰極の近傍ではフィルタの急峻度が高まっている。低域側の減衰極（４８ＧＨｚ）では、図２０（ａ）のＳ２１が−３０ｄＢであるのに対して、図２３（ａ）のＳ２１は−５０ｄＢ以下である。広域側の減衰極（６９ＧＨｚ）では、図２０（ａ）のＳ２１が−１７ｄＢであるのに対して、図２３（ａ）のＳ２１は−５０ｄＢ以下である。すなわち、たとえば中心周波数が６０ＧＨｚに対して、たまたまローカル周波数が４８ＧＨｚに位置するような無線通信機の場合、図２３のフィルタ特性の方が、図２０のフィルタ特性よりも減衰量が多く取れるため有利である。
【００１４】
図２２の等価回路のフィルタは、一般的に広く知られている回路構成であり、多くの文献に記載されている。たとえば、高周波フィルタ技術の教科書として著名な「通信用フィルタ回路の設計とその応用」（小西良弘監著、総合電子出版）の２章に記載されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のフィルタには、特にミリ波帯のような超高周波帯の無線通信機に使った場合、フィルタの急峻度がまだまだ不十分であるという問題があった。通過帯域の周波数（たとえば５９〜６２ＧＨｚ）に対して、２つの減衰極の周波数を接近させればさせるほどフィルタ特性の急峻度は高くなる。ところが、図１９のフィルタの場合、一般的な回路シミュレーションを行なってみれば容易に確認できることであるが、図２３のグラフの急峻度がほぼ限界に近い。比帯域幅や減衰量などの細かな条件設定によって具体的な数字は変わるが、たとえば図２３のフィルタ特性の場合、減衰極の周波数は、中心周波数で規格化して表現すると、１５％以上遠く離れた周波数にしか設定できていない。これ以上無理に減衰極を近づけようとすると、フィルタ特性の波形が崩れて歪んでしまう。
【００１６】
たとえばローカル信号を減衰させるためフィルタを使おうとして、中心周波数６０ＧＨｚに対して、もしローカル周波数が４８ＧＨｚに位置していれば、図２３の特性を有する従来のフィルタでも十分である。しかし、実際の多くのミリ波帯の無線通信機では、中心周波数６０ＧＨｚに対して、ローカル周波数はもっと接近した周波数、たとえば５７ＧＨｚや５８ＧＨｚに位置していることが多い。その場合は従来のフィルタでは、急峻度が不十分であり、減衰量が確保できない。
【００１７】
なお、この問題に関して議論する際には、フィルタの急峻度というものは、比帯域幅や減衰量などの細かな条件設定によって変わることに注意する必要がある。たとえば、上記文献（ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ）に記載された同じ条件のフィルタ（２−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）の特性（Ｆｉｇ．３）を見ると、減衰極の周波数は、中心周波数で規格化して表現すると８％強まで接近させることに成功している。しかし、その主な理由は、単に、上記文献で想定しているフィルタが、本明細書で想定しているフィルタよりもかなり狭帯域（比帯域幅＝３．５％）であるためである。フィルタの急峻度は、やや広帯域のフィルタで議論した方が効果がわかりやすい。そのため、本明細書にグラフを載せたフィルタは、すべて比帯域幅５％強で統一してある。また、このようにフィルタの性能を比較する際には、各種の条件が一致していないと正しい比較にならない難しさがある。そのような理由から、本明細書では条件を統一させる目的で、等価回路のシミュレーション結果を中心に、フィルタの優劣を議論している。また、等価回路の回路定数を決定する際には、人手による設計では正確な比較は難しいため、一般的な市販回路シミュレーションプログラムの最適設計機能を用いた。
【００１８】
本発明は、上述の問題点を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、フィルタ特性の急峻度が高いフィルタ回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るフィルタ回路は、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つのキャパシタと、少なくとも３つのキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とを備えたものである。ここで、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。
【００２０】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。第１および第２の端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。電磁界結合回路は、入力端子と第１の線路の一方端部との間に接続された第３の線路と、出力端子と第２の線路の一方端部との間に接続された第４の線路とを含む。第３および第４の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第５の線路を含む。第１の線路の他方端部と１つの第５の線路、第２の線路の他方端部ともう１つの第５の線路、および２つの第５の線路は、それぞれ互いに容量結合されて前記少なくとも３つのキャパシタを構成している。
また好ましくは、第３および第４の線路は、第１および第２の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。
【００２１】
また、この発明に係る他のフィルタ回路は、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、入力端子および出力端子間に接続された第１のキャパシタと、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つの第２のキャパシタと、少なくとも３つの第２のキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とを備えたものである。ここで、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。
【００２２】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。入力端子および出力端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。第１および第２の端子は、それぞれ第３および第４の線路を含む。電磁界結合回路は、第１の線路と第３の線路の一方端部との間に接続された第５の線路と、第２の線路と第４の線路の一方端部との間に接続された第６の線路とを含む。第５および第６の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第７の線路を含む。第１および第２の線路は、互いに容量結合されて第１のキャパシタを構成する。第３の線路の他方端部と１つの第７の線路、第４の線路の他方端部ともう１つの第７の線路、および２つの第７の線路は、それぞれ互いに容量結合されて少なくとも３つの第２のキャパシタを構成している。
【００２３】
好ましくは、第５および第６の線路は、第３および第４の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。
【００２４】
また好ましくは、少なくとも２つの共振器の各々は、４分の１波長短絡線路共振器または２分の１波長開放線路共振器である。
【００２５】
この発明に係るフィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部としても使用することができる。
【００２６】
また、この発明に係る高周波通信回路装置は、上記のフィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波フィルタとして使用したものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による分布定数フィルタの構成を示す図である。図１において、この分布定数フィルタは、アルミナセラミックのような絶縁体で形成された絶縁体基板１と、絶縁体基板１上に形成された線路パターンとを備える。絶縁体基板１の裏面全体には、グランド層すなわち接地された電極が形成されている。
【００２８】
線路パターンは、線路２〜９を含む。線路２，３は、所定の間隔を空けて一直線上に配置されている。線路２，３は、マイクロストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。マイクロストリップ線路には、波長λの電気信号が伝達される。
【００２９】
線路４，５は、互いに近接して平行に配置され、各々一方端部はそれぞれ線路２，３の端部に接続される。線路４，５は、それぞれ線路２，３と直交させて配置される。線路４，５は、電磁界結合部１０を構成する。線路６，７は、ともにＬ字状に形成され、各々の一方端部はそれぞれ線路４，５の他方端部に接続される。線路６，７の一辺はそれぞれ線路２，３と平行に配置され、各々の他辺はそれぞれ線路２，３と直交する方向に配置される。線路６，７の開放端から電磁界結合部１０までの距離はλ／４になるように設定されている。
【００３０】
線路８，９は、ともにＵ字状に形成され、各々の一辺はそれぞれ線路６，７の他辺とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置され、各々の他辺はλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。線路６の他辺と線路８の一辺は電磁界結合部１１を構成し、線路７の他辺と線路９の一辺は電磁界結合部１２を構成し、線路８，９の他辺は電磁界結合部１３を構成する。線路８，９の各々は、λ／２開放線路共振器を構成する。
【００３１】
図２（ａ）（ｂ）は、フィルタの等価回路を示す回路図である。図２（ａ）は分布定数線路を多用した回路図、図２（ｂ）は集中定数のみによる回路図である。
【００３２】
図２において、線路８で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル８ａおよびキャパシタ８ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。コイル８ａは、所定のインダクタンスＬ１を有し、その一方電極が接地されている。キャパシタ８ｂは、所定のキャパシタンスＣ１を有し、その一方電極が接地されている。これは、共振周波数においては、線路８の中央部は等価的に接地され、その両端部のインピーダンスが無限大になるからである。線路９で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル９ａおよびキャパシタ９ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。コイル９ａは、所定のインダクタンスＬ１を有し、その一方電極は接地されている。キャパシタ９ｂは、所定のキャパシタンスＣ１を有し、その一方電極は接地されている。
【００３３】
電磁界結合部１１は、所定のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタと等価になる。これは、線路６と８の開放端同士がλ／４以下程度の距離を空けて接近して配置されており、このような場合には容量結合を主体とした電磁界結合が生じるからである。同様に、電磁界結合部１２は、所定のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタと等価になる。電磁界結合部１３は、所定のキャパシタンスＣ３を有するキャパシタと等価になる。
【００３４】
電磁界結合部１０では、線路４，５は、所定のインダクタンスＬ２を有し、互いに相互誘導係数Ｋで結合された２つのコイルと等価になる。これは、２本の線路４，５の開放端でない部分を近接させて平行に配置すると、相互誘導磁界結合を主体として電磁界結合が生じるからである。このフィルタでは、線路６，７の開放端から電磁界結合部１０までの距離がλ／４になるように設計されているので、電磁界結合部１０の位置が電流最大点となり、相互誘導磁界結合が容易に生じる。このため、狭いスペース内で効率よく相互誘導結合が生じる。
【００３５】
以上より、このフィルタの等価回路では、ＬＣ並列共振回路８のコイル８ａおよびキャパシタ８ｂの一方電極が接地され、コイル８ａおよびキャパシタ８ｂの他方電極はキャパシタ１１およびコイル４を介して入力端子２に接続される。ＬＣ並列共振回路９のコイル９ａおよびキャパシタ９ｂの一方電極は接地され、コイル９ａおよびキャパシタ９ｂの他方電極はキャパシタ１２およびコイル５を介して出力端子３に接続される。コイル８ａおよびキャパシタ８ｂの他方電極とコイル９ａおよびキャパシタ９ｂの他方電極とは、キャパシタ１３を介して接続される。コイル４と５は、相互誘導磁界結合される。
【００３６】
図３（ａ）（ｂ）は、図２に示した等価回路の周波数特性を示す図である。ここでは、Ｃ１＝０．８２０１ｐＦ、Ｃ２＝０．００５４４５ｐＦ、Ｃ３＝０．０６１５３ｐＦ、Ｌ１＝０．００７８６ｎＨ、Ｌ２＝１．２５７ｎＨ、Ｋ＝０．０３１９、中心周波数６０ＧＨｚとした。
【００３７】
従来のフィルタの特性図２０，２３と比較すると、急峻度が著しく高まっていることがわかる。すなわち、通過帯域の上下の２つの減衰極を通過帯域のぎりぎり近傍まで接近させても、フィルタ波形が歪まず、理想的な矩形に近いバンドパス特性が得られている。図３では、減衰極の周波数は、中心手段端数で規格化して表現すると８％未満しか離れていない。この値は、たとえば図２３のフィルタ特性と比べれば約半分である。
【００３８】
［実施の形態２］
図３を見ると、確かにフィルタ特性の急峻度は著しく高まっているが、まだ次の点に改良の余地がある。すなわち、通過帯域のすぐ近傍の減衰域（たとえば５３〜５６ＧＨｚ）のＳ２１は−２０ｄＢ弱であるが、この減衰量をまだまだ大きくしたい。図３において減衰量を大きくできない理由は、この帯域における減衰極が１個しかないためである。１個の減衰極だけでは、狭い周波数範囲しか減衰量を増やすことができない。そこで、本発明の実施の形態２として、図４のフィルタを考案した。
【００３９】
図４を参照して、このフィルタが図１のフィルタと異なる点は、線路２，３がそれぞれ線路１４，１５と置換されている点である。線路１４，１５は、マイクロ線ストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。線路１４，１５は一直線上に配置されている。線路１４の端部と線路１５の端部はλ／４以下程度の距離だけ離して近接して配置されており、電磁界結合部１６を構成する。
【００４０】
図５（ａ）（ｂ）は、図４に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図５（ａ）は分布定数線路を多用した回路図、図５（ｂ）は集中定数のみによる回路図である。
【００４１】
図５（ａ）（ｂ）において、電磁界結合部１６は、所定のキャパシタンスＣ４を有するキャパシタと等価になる。これは、線路１４，１５の開放端同士がλ／４以下程度の距離を空けて接近して配置されており、このような結合は容量結合を主体とした電磁界結合が生じるからである。したがって、この等価回路では、入力端子１４と出力端子１５の間にキャパシタ１６が接続される。他の構成は、図１および図２で示したフィルタと同じであるので、その説明は繰返さない。
【００４２】
図６（ａ）（ｂ）は、図５（ｂ）に示した等価回路の周波数特性を示す図である。ここでは、Ｃ１＝０．８８１１ｐＦ、Ｃ２＝０．００５５１３ｐＦ、Ｃ３＝０．０５９５ｐＦ、Ｃ４＝０．００２６１８ｐＦ、Ｌ１＝０．００７５０６ｎＨ、Ｌ２＝１．２５５ｎＨ、Ｋ＝０．０２９１３、中心周波数６０ＧＨｚとした。
【００４３】
図３（ａ）（ｂ）と比較すると、キャパシタ１６の効果によって、減衰極の数が合計４つに増えていることがわかる。このため、たとえば５３〜５６ＧＨｚにおける減衰量が大幅に増加している。
【００４４】
図４の構造のフィルタを実際に試作し測定した結果を図７（ａ）（ｂ）に示す。この試作フィルタは、通過帯域が５８〜６１ＧＨｚでローカル周波数が５７ＧＨｚである無線通信回路のＲＦフィルタとして使用し、特にイメージ周波数を抑圧するために設計した。そのため、確かに通過帯域の上下の周波数に２つの減衰極ができているが、そのうち特に低周波側の減衰極を強調して設計している。
【００４５】
図７（ａ）は広帯域のフィルタ特性を示し、図７（ｂ）は通過帯域近傍のフィルタ特性を拡大した図である。図７（ａ）からわかるように、通過帯域のすぐ上下の周波数に計４個の減衰極が形成され、それによって特に低周波側の急峻度が大幅に高められている。測定結果では、通過帯域の挿入損失は−４．０〜−２．６ｄＢであり、通過帯域のリターンロスは最小でも１７ｄＢであり、５３〜５６ＧＨｚのイメージ周波数帯の減衰量は最小でも２０．０ｄＢであり、実用的な性能が得られている。
【００４６】
この試作フィルタは、厚みが０．１５ｍｍのアルミナセラミック基板の上に、主に銅材料によってパターニングして形成した。微細パターンの設計ルールとしては、いわゆるラインアンドスペースが５０μｍである。フィルタ以外の部分のマイクロストリップ線路の線幅は１５０μｍであり、フィルタの部分については、λ／２開放線路共振器８，９をはじめ、すべての線路の線幅は５０μｍにした。λ／２開放線路共振器８，９の各々の長さは約７１０μｍである。給電線路において、線幅１５０μｍのマイクロストリップ線路から分岐して線路６，７の開放端に至るまでの総距離は約６５０μｍである。給電線路６，７とλ／２開放線路共振器８，９との間のギャップ距離は５０μｍであり、２本のλ／２開放線路共振器８，９同士のギャップ距離は９０μｍである。
【００４７】
なお、ここで示した具体的な寸法の数字は、たとえば、基板厚みや基板材料の誘電率εや微細パターニングのラインアンドスペースの設計ルールが変われば容易に変化し得るものであり、絶対的なものではない。測定には、ミリ波対応のネットワークアナライザとウェハプローブを用いた。これらの測定計は、それらのメーカが製作したＬＲＭ校正基板とＬＲＭ校正プログラムを用いて校正した。ウェハプローブはウェハプローブステーションに固定して用い、測定中に位置ずれなどの接触状態の変化が起こらないように注意して測定した。
【００４８】
［実施の形態３］
本発明においては、λ／２開放線路共振器の数は２個に制限されているわけではない。広帯域のフィルタを設計するためには、通過帯域内の共振の極の数を増やす必要があり、したがってλ／２開放線路共振器の数を増やす必要があるが、本発明はそのような場合でも適用可能である。
【００４９】
図８は、この発明の実施の形態３による分布定数フィルタの構成を示す図である。図８を参照して、このフィルタが図１のフィルタと異なる点は、線路８，９が線路２１〜２３で置換されている点である。
【００５０】
線路２１，２２は、ともにＬ字状に形成され、各々の一辺はそれぞれ線路２，３と直交する方向に配置され、各々の他辺はそれぞれ線路２，３と平行に配置される。線路２１，２２の一辺端部は、それぞれ線路６，７の他辺端部とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。
【００５１】
線路２３は、Ｕ字状に形成され、線路２１，２２の間に配置される。線路２３の一辺端部は、線路２１の一辺端部とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。線路２３の他辺端部は、線路２２の一辺端部とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。
【００５２】
線路２１の一辺端部と線路６の他辺端部は、電磁界結合部２４を構成する。線路２２の一辺端部と線路７の他辺端部は、電磁界結合部２５を構成する。線路２３の一辺端部と線路２１の他辺端部は、電磁界結合部２６を構成する。線路２３の他辺端部と線路２２の他辺端部は、電磁界結合部２７を構成する。線路２１〜２３の各々は、λ／２開放線路共振器を構成する。
【００５３】
このように、本発明では、λ／２開放線路共振器は、Ｕ字状とは限らない。また本発明では、λ／２開放線路共振器の開放端は、必ずしもすべてが電磁界結合に関与している必要はなく、電磁界結合を起こさずに孤立していてもよい。
【００５４】
図９（ａ）（ｂ）は、図８に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図９（ａ）は分布定数線路を多用した回路図、図９（ｂ）は集中定数のみによる回路図である。
【００５５】
図９において、線路２１で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル２１ａおよびキャパシタ２１ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。線路２２で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル２２ａおよびキャパシタ２２ｂを含むＬＣ並列共振器と等価になる。線路２３で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル２３ａおよびキャパシタ２３ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。
【００５６】
コイル２１ａ〜２３ａは、それぞれ所定のインダクタンスＬ５〜Ｌ７を有し、各々の一方電極はともに接地されている。キャパシタ２１ｂ〜２３ｂは、それぞれ所定のキャパシタンスＣ５〜Ｃ７を有し、各々の一方電極はともに接地されている。電磁界結合部２４〜２７は、それぞれ所定のキャパシタンスＣ２，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ３を有するキャパシタと等価になる。
【００５７】
以上より，このフィルタの等価回路では、ＬＣ並列共振回路２１のコイル２１ａおよびキャパシタ２１ｂの一方電極が接地され、コイル２１ａおよびキャパシタ２１ｂの他方電極はキャパシタ２４およびコイル４を介して入力端子２に接続される。ＬＣ共振回路２２のコイル２２ａおよびキャパシタ２２ｂの一方電極は接地され、コイル２２ａおよびキャパシタ２２ｂの他方電極はキャパシタ２５およびコイル５を介して出力端子３の接続される。
【００５８】
ＬＣ並列共振回路２３のコイル２３ａおよびキャパシタ２３ｂの一方電極が接地され、コイル２３ａおよびキャパシタ２３ｂの他方電極がキャパシタ２６を介してキャパシタ２４およびＬＣ並列共振回路２１の間のノードに接続されるとともに、キャパシタ２７を介してキャパシタ２５およびＬＣ並列共振回路２２の間のノードに接続される。コイル４と５は、相互誘導磁界結合される。
【００５９】
この実施の形態３では、３つのλ／２開放線路共振器２１〜２３を設けたので、実施の形態１，２よりも広帯域のフィルタを作成することができる。
【００６０】
［実施の形態４］
図１０は、この発明の実施の形態４によるフィルタの構成を示す図である。このフィルタは、絶縁体基板３０とその両面に形成された線路パターンとを備える。図１０（ａ）は全体の透視図、図１０（ｂ）は基板表面のパターンを示す図、図１０（ｃ）は基板裏面のパターンを示す図である。このフィルタは、マイクロストリップ線路に設けられるフィルタではなく、コプレナ線路に設けられるフィルタである。
【００６１】
図１０（ｂ）において、基板３０の表面には図２の線路２，４，６に相当する線路３１と、Ｌ字状の線路３２と、線路３１，３２を囲むように形成されたグランド層３３とが設けられている。線路３１の先端部と線路３２の一方端部は、近接して平行に配置されている。線路３２の他方端部は、グランド層３３に接続されている。
【００６２】
図１０（ｃ）において、基板３０の裏面には図２の線路３，５，７に相当する線路３４と、Ｌ字状の線路３５と、線路３４，３５を囲むように形成されたグランド層３６とが設けられている。線路３４の先端部と線路３５の一方端部は、近接して平行に配置されている。線路３５の他方端部は、グランド層３６に接続されている。
【００６３】
図１０（ａ）において、線路３１，３４における図１の線路４，５に相当する部分は、上下に重ねて配置され、電磁界結合部３７を構成する。線路３１，３４の先端部と線路３２，３５の一方端部とはそれぞれ電磁界結合部３８，３９を構成する。線路３２の一方端部と線路３５の一方端部とは、電磁界結合部４０を構成する。線路３８，３９の各々は、λ／４短絡線路共振器を構成する。
【００６４】
このフィルタの等価回路は、図２の等価回路と同じである。λ／４短絡線路共振器３２，３５は、それぞれＬＣ並列共振回路８，９を構成する。電磁界結合部３８，３９，４０は、それぞれキャパシタ１１，１２，１３を構成する。電磁界結合部３７は、相互誘導磁界結合されたコイル４，５を構成する。
【００６５】
この実施の形態４では、強い相互誘導磁界結合を得るために、単層基板３０の表裏のパターン間の結合を用いた。強い相互誘導磁界結合を得るためには、このような方法以外にも、２層以上の多層基板において異なる層の上下のパターンの層間結合を用いてもよい。
【００６６】
［実施の形態５］
図１１は、この発明の実施の形態５によるフィルタの構成を示す図である。このフィルタは、図２の回路図を準マイクロ波帯に適した形態で実現したものである。図１１（ａ）はフィルタの斜視図、図１１（ｂ）はフィルタを上方から見た平面図である。
【００６７】
図１１を参照して、このフィルタは、絶縁体基板４１と、複数の個別部品で構成されている。基板４１の裏面全体にグランド電極４２が形成され、基板４１の表面には電極４３〜４９が形成される。電極４３は、複数のビアホール５０を介してグランド電極４２に接続される。
【００６８】
このフィルタでは、図２のＬＣ並列共振回路８，９は、いわゆる誘電体共振器５１，５２によって実現されている。誘電体共振器５１，５２は、準マイクロ波帯で既に多用されている公知技術であり、外導体と中心導体の間にアルミナセラミックのような絶縁体が挟まれた同軸構造をしている。誘電体共振器５１，５２の長さはフィルタの中心周波数近辺において波長λに対してλ／４の長さに設計されており、各々の一方端５１ａ，５１ｂは外導体と中心導体が短絡されて電極４３に接続され、各々の他方端５１ｂ，５２ｂは開放端となっている。開放端５１ｂ，５２ｂ側では、共振器５１，５２の中心導体と基板４１上の電極４４，４５とは、それぞれリードピン５１ｃ，５２ｃで接続されている。
【００６９】
図２におけるキャパシタ１１〜１３は、この実施の形態５では、それぞれチップコンデンサ５３〜５５によって実現されている。チップコンデンサ５３〜５５は、それぞれ電極４４と４６，４５と４７，４４と４５の間に接続されている。また、図２における電磁界結合部１０は、このフィルタでは、個別部品のトランス５６によって実現されている。トランス５６は、図１２に示すように、端子５６ｃ〜５６ｆと、端子５６ｃ，５６ｄ間に接続されたコイル５６ａと、端子５６ｅ，５６ｆ間に接続されたコイル５６ｂとを含む。コイル５６ａと５６ｂは、相互誘導磁界結合されている。端子５６ｃ〜５６ｆは、それぞれ、電極４８，４６，４９，４７に接続される。電極４８，４９は、入力端子２および出力端子３を構成する。
【００７０】
このように、本発明は、ミリ波帯の分布定数回路に限定されるものではなく、個別部品を用いたあまり周波数が高くない回路でも実現することができる。
【００７１】
なお、本発明は、１個の２端子フィルタ回路としてだけではなく、３端子のデュプレクサ型フィルタ回路や、３端子以上のマルチプレクサ型フィルタ回路にも容易に適用できる。
【００７２】
［実施の形態６］
この実施の形態６では、実施の形態１〜５のフィルタの応用例について説明する。この実施の形態６では、屋内の無線伝送波として６０ＧＨｚ帯のミリ波が用いられる。６０ＧＨｚ帯のミリ波は、現在の衛星ＴＶ放送波に比較して、著しく周波数が高く、送受信機の無線帯域幅が広くとれるため、地上放送および衛星放送をまとめて一度に無線伝送することが可能である。加えて、この周波数帯では、酸素および水分による吸収が大きいため、隣接した家との間での遮蔽が容易である。さらにこの周波数では、１／２波長が、空気中で２．５ｍｍであり、ＩＣのチップサイズの大きさと同程度であり、アンテナを含めてＩＣと一体化できる。このため、機器が小さくなるという特徴があり、軽量で小型の無線モジュールが電子機器に組込めることから、家庭内での屋内無線伝送に適した周波数帯である。
【００７３】
図１３および図１４は、この発明の実施の形態６による高周波無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１３および図１４において、この高周波無線通信装置は、ミリ波送信装置６０、ミリ波受信装置７６および電子機器８９を備える。ミリ波送信装置６０は、ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２、ＣＳ用アンテナ６３、コネクタ６４、コネクタ６５、放送波入力部６６、周波数配列部６７、アップコンバータ６８、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６８ａ、送信部６９、電源供給部７０、電源供給部７１、受信部７２、電源制御部７３、利用機器記憶部７４、およびミリ波送信アンテナ７５を備える。また、ミリ波受信装置７６は、ミリ波受信アンテナ７７、増幅部７８、バンドパスフィルタ７８ａ、ダウンコンバータ７９、周波数逆配列部８０、混合／切換部８１、電源制御部８２、受電部８３、制御信号受信部８４、送信部８５、アンテナ端子８６、アンテナ端子８７、およびコネクタ８８を備える。また、電子機器８９は、アンテナ端子９０、放送信号受信部９１、制御信号送信部９２、電源供給部９３、およびメモリ部９４を備える。
【００７４】
電子機器８９がたとえばＴＶ受信機である場合は、図１４には示していないが、上記の構成内容以外に表示部などが設けられる。
【００７５】
まず、ミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６での基本的なミリ波伝送に関連する部分について説明する。
【００７６】
地上放送や衛星放送からの電波は、ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２やＣＳ用アンテナ６３を介してコネクタ６４，６５に入力される。コネクタ６４，６５はここでは２つとしているが、これに限るものではなく、接続状況に応じた数だけ設ければよい。また、ここではアンテナを接続したが、ＣＡＴＶなどの共同受信システムからの一括した放送波の供給端子に接続してもよい。コネクタ６４，６５から入力された放送波は放送波入力部６６に供給される。放送波入力部６６は通常、周波数帯域や変調方式などに応じて適切にゲイン設定された増幅器で構成されており、増幅された放送波は周波数配列部６７に供給される。
【００７７】
周波数配列部６７は、図１５に示すように、増幅器１１１，１１２、フィルタ１１３，１１４、周波数ミキサ１１５および局部発振器１１６を含む。増幅器１１１は、ＢＳおよびＣＳ放送信号を増幅する。フィルタ１１３は、増幅器１１１の出力信号から不要な周波数成分を除去する。増幅器１１２は、地上波放送信号を増幅する。周波数ミキサ１１５および局部発振器１１６は、増幅器１１２の出力信号の周波数を変換する。フィルタ１１４は、周波数変換された信号から不要な周波数成分を除去する。
【００７８】
周波数配列部６７に入力された信号におけるＣＳおよびＢＳの中間周波数は、共同受信の場合、コネクタ６５とＣＳ用アンテナ６３との間に設けられたブロックコンバータ（図示せず）により、図１７（ａ）に示すように、中間周波数１０３５ＭＨｚ〜１８９５ＭＨｚの周波数軸上に配列されている。このような入力信号を周波数配設部６７において、地上波放送信号のみを周波数ミキサ１１５および局部発振器１１６によって周波数変換し、図１７（ｂ）に示すように、周波数軸上のＣＳ放送信号よりも高周波側に配列させる。これは、地上波放送の周波数が低いので、６０ＧＨｚ帯へアップコンバートされた信号は、局部発振波の近傍にくるが、本来、この局部発振波は、アンテナから放射されることなく除去されなければならない不要波であるため、地上波放送は、そのままアップコンバータとすると局部発振波とともに除去されてしまう。そのため、地上放送波は、一旦、中間周波数段階で他の周波数帯（たとえば２ＧＨｚ帯）へ周波数配列部６７で周波数変換される。
【００７９】
このように周波数軸上に配列された放送波は、ミリ波送信装置６０内のアップコンバータ６８で６０ＧＨｚ帯にアップコンバートされるとともにバンドパスフィルタ６８ａによって不要波を除去され、図１７（ｃ）に示すような無線周波数となり、送信部６９で電力増幅などを行なって、ミリ波送信装置６０のミリ波送信アンテナ７５からミリ波無線信号として出力される。
【００８０】
一方、ミリ波受信装置７６のミリ波受信アンテナ７７で受信されたミリ波無線信号は、増幅部７８で増幅され、バンドパスフィルタ７８ａでイメージ信号を除去された後にダウンコンバータ７９でダウンコンバートされて周波数逆配列部８０へ入力される。バンドパスフィルタ６８ａ，７８ａは、実施の形態１〜５で説明したフィルタで構成される。
【００８１】
周波数逆配列部８０は、図１６に示すように、増幅器１２１，１２２、フィルタ１２３，１２４、周波数ミキサ１２５および局部発振器１２６を含む。増幅器１２１は、再生されたＢＳおよびＣＳ放送信号を増幅する。フィルタ１２３は、増幅器１２１の出力信号から不要な周波数成分を除去する。増幅器１２４は、再生された地上波放送信号を増幅する。フィルタ１２４は、増幅器１２２の出力信号から不要な周波数成分を除去する。周波数ミキサ１２５および局部発振器１２６は、フィルタ１２４を通過した信号の周波数を変換する。
【００８２】
周波数逆配列部８０は、図１７（ｄ）に示すように、周波数配列部６７とは逆のプロセスで周波数ミキサ１２５と局部発振器１２６により、周波数軸上に並んだ中間周波数から本来の地上波周波数へ周波数変換する機能を有している。このようにして得られた放送波を電子機器８９に入力し、電子機器８９がＴＶ受信機の場合はＴＶ受信が可能となる。
【００８３】
以上がミリ波送信装置６０、ミリ波受信装置７６を介してＴＶ受信機などの電子機器８９へ放送波をまとめてミリ波伝送するための基本的な構成である。
【００８４】
次に、電子機器８９からミリ波受信装置７６およびミリ波送信装置６０を制御するための構成を説明する。
【００８５】
ＴＶ受信機などの電子機器８９では放送信号受信部９１によってアンテナ端子９０から供給される放送波を選択して受信する。ミリ波受信装置７６を使用しない従来の受信システムの場合は、アンテナ端子９０に直接、ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２やＣＳ用のアンテナ６３を接続しているが、ミリ波受信装置７６を使用する場合は、アンテナ端子９０をコネクタ８８に接続する。
【００８６】
ミリ波受信装置７６には混合／切換部８１およびアンテナ端子８６，８７が設けられており、ミリ波受信装置７６を電子機器８９に取付けた場合でも、アンテナ８６，８７に直接ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２やＣＳ用アンテナ６３を接続して、ここからの放送波を混合／切換部８１を介して使用することも可能にしている。ミリ波受信装置７６を使用するときは、通常、アンテナ端子８６，８７の接続は必要としないが、ミリ波送信装置６０からの伝送がたとえばＶＨＦ、ＵＨＦおよびＢＳ放送のみとしていて、ＣＳ放送は別系統で同軸ケーブルで配線したい場合や、ミリ波送信装置６０やミリ波受信装置７６の動作を止めておきたい場合などにミリ波受信装置７６を電子機器８９に取付けたまま、その取付状態を変更することなくＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２、ＣＳ用アンテナ６３などを接続できるようになっている。
【００８７】
電子機器８９においてユーザが受信を希望するチャネルを放送信号受信部９１によって選択するとき、ユーザは予め、その受信チャネルがＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２、ＣＳ用アンテナ６３などから直接入力されるものか、あるいはミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６を介して入力されるものを受信チャネルと関連付けてメモリ部９４に記憶させておく。メモリ部９４に記憶された情報に基づき、選択された受信チャネルがミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６を使用するチャネルの場合は、電源供給部９３によってアンテナ端子９５を介してミリ波受信装置７６の動作に必要な電源を供給する。電源の供給は放送波と重畳して行なわれる。
【００８８】
あるいは電子機器８９がオン状態となったときに電源供給部９３によって電源供給しておき、制御信号送信部９２からの制御信号を重畳して電源制御部８２の電源制御を必要に応じて行なってもよい。このときは、コネクタ８８を通過した電源と制御信号は受電部８３と制御信号受信部８４によってそれぞれ放送波と分離して電源制御部８２に供給される。通常は電子機器８９が受信動作を必要とするときに電源供給部９３から電源供給するのが消費電力を削減するのに適している。電源制御部８２からは増幅部７８、ダウンコンバータ７９、周波数逆配列部８０への電源供給が制御されているが、これ以外の電源制御の必要なブロックを含めて制御してもよい。ここではコネクタ８８を通して電子機器８９から電源供給できる構成としているが、電子機器８９が必ずしもミリ波受信装置７６への電源供給の対応を行なったものばかりではないので、電子機器８９とは別にミリ波受信装置７６用の電源アダプタを用いてもよいし、あるいはミリ波受信装置７６自身に中にＡＣ電源からの電源を受ける電源回路を内蔵しておいてもよい。
【００８９】
また、電子機器８９がＣＳ放送を受信可能なＣＳチューナやＴＶ受信機の場合、制御信号送信部９２は電源の制御以外に、ＣＳ用アンテナ６３へ受信チャネルによって垂直偏波を使用するか水平偏波を使用するかを指定する情報を伝送できる。また、ＢＳ放送受信の場合は、ＢＳ用アンテナ６２への電源を供給するかどうかの情報を伝送する。垂直偏波か水平偏波か、あるいはＢＳ受信かなどの情報は制御信号受信部９２によって生成され、アンテナ端子９０、コネクタ８８を介して伝送され、制御信号受信部８４によって分離される。分離されたこれらの情報は、送信部８５によってミリ波送信装置６０に向かって送信される。通常、送信部８５から受信部７２への信号伝送は赤外線を用いて送信するが、赤外線に限らず、無線、有線、音声、電力線搬送などを利用してもよい。
【００９０】
特に、ＵＨＦ帯の電波を用いれば、赤外線での通信とは異なり、襖、壁などの遮蔽物を透過できるため、ミリ波送信装置、ミリ波受信装置は仕切られた部屋と部屋間でも使うことができる。さらに、ＰＨＳなどのコードレス電話を組込むことにより、水平、垂直偏波制御などのための信号だけでなく、データ伝送も可能となり、双方向の通信が可能となるメリットがある。
【００９１】
また、電子機器８９がオフとなっていて受信を必要としないときに、上述のようにミリ波受信装置７６の中の増幅部７８、ダウンコンバータ７９、周波数逆配列部８０など、動作不要な回路ブロックへの電源供給を遮断するとともに、ミリ波送信装置６０側の放送波入力部６６、周波数配列部６７、アップコンバータ６８、送信部６９などの動作不要な回路ブロックへの電源供給を制御する必要がある。このときは、１台のミリ波送信装置６０からの送信出力を複数のミリ波受信装置７６と電子機器８９の組合せで受信している場合、たとえば電子機器８９が大型の据え置きＴＶ受信機と移動可能な液晶ＴＶ受信機であって、それぞれにミリ波受信装置７６が取付けられている場合などが想定される。したがって、この場合は、大型の据え置きＴＶ受信機である電子機器８９および移動可能な液晶ＴＶ受信機である電子機器８９のそれぞれが制御信号送信部９２によって機器の識別情報とその機器が現在受信を必要としていることを示す情報、たとえばオンであることを示す情報をそれぞれに接続されているミリ波受信装置７６へ伝送する。伝送された情報は制御信号受信部８４によって分離され、送信部８５によって１台のミリ波送信装置６０へ向かって送信される。
【００９２】
ミリ波送信装置６０では、この情報を受信部７２によって受信し、利用機器記憶部７４に伝送する。利用機器記憶部７４はユーザによって予めこのミリ波送信装置６０の放送波を利用する機器を記憶させており、これらの記憶された機器群からの、機器の識別情報とその機器が現在受信必要としていることを示す情報を受信部７２から得て、利用機器記憶部７４に記憶された機器群のすべてがオフなどになっており、放送波を必要としない状態になれば、電源制御部７３によって放送波入力部６６、周波数配列部６７、アップコンバータ６８、送信部６９などへの電源供給を遮断し、また、電源供給部７０，７１によってＣＳ用アンテナ６３、ＢＳ用アンテナ６２などへの電源を遮断する。このようにしてミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６が不要なときの消費電力の削減が実行できる。
【００９３】
以上のように、本発明によれば、ミリ波帯のような高い周波数帯においても、急峻度に優れたフィルタを低コストの平面印刷回路で実現できる。しかも、単に狭帯域なフィルタであるから急峻度が高いというわけではなく、たとえば比帯域幅で５％以上確保しつつ同時に急峻度を高めることができる。
【００９４】
また、ミリ波帯のような超高周波通信回路の場合、本発明のフィルタをＲＦフィルタとして用いてローカル信号やイメージ信号の除去に用いることによって、装置全体を小型化、簡略化、低コスト化できるメリットがある。
【００９５】
ミリ波帯のような超高周波通信回路の場合、従来は急峻で低ロスのフィルタが平面回路では実現困難であったために、フィルタ回路としては、導波管型フィルタや充電体共振器を金属ケースに封止した構造のフィルタが使われていた。あるいは、ミキサ回路にフィルタ機能を持たせるために、バランス型のＭＭＩＣミキサなどが使われていた。しかし、これらの技術はすべてサイズやコストに問題があった。しかし、本発明によれば、ミリ波帯のような超高周波帯でも単純な平面回路フィルタが実現できるために、装置全体についても筐体構造などを小型化、簡略化、低コスト化することができる。
【００９６】
ミリ波帯の周波数が無線通信において注目されている理由の１つは、数百ＭＨｚから数ＧＨｚもの帯域幅を使うような超広帯域伝送が可能なためである。たとえば特願平１１−３２７８０９号では、数百チャネルものテレビ映像信号のミリ波伝送システムが提案されているが、このようなシステムでは、１〜３ＧＨｚもの帯域幅が必要になる。ところが、フィルタ設計においては、一般的に、帯域幅と急峻度は矛盾する要求である。しかし、本発明のフィルタ回路においては、図７で示したとおり、３ＧＨｚ以上の帯域幅と急峻度とが同時に実現できている。また、図８で示したようにλ／２開放線路共振器の数を増やせば、さらに帯域幅と急峻度が両立しやすくなる。このような特徴から、本発明のフィルタ回路は、特にミリ波帯の広帯域の無線システムに使われた場合、効果が大きい。また、特願平１１−３２７８０９号で開示されているようなミリ波帯の広帯域システムの特に低コスト化および小型化を実現するためには、本発明のフィルタ回路を採用することが非常に有効である。
【００９７】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００９８】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係るフィルタ回路では、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つのキャパシタと、少なくとも３つのキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とが設けられ、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。したがって、フィルタ特性の波形を劣化させることなく減衰極の周波数を中心周波数に近づけることができ、フィルタ特性の急峻度を高めることができる。
【００９９】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。第１および第２の端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。電磁界結合回路は、入力端子と第１の線路の一方端部との間に接続された第３の線路と、出力端子と第２の線路の一方端部との間に接続された第４の線路とを含む。第３および第４の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第５の線路を含む。第１の線路の他方端部と１つの第５の線路、第２の線路の他方端部ともう１つの第５の線路、および２つの第５の線路は、それぞれ互いに容量結合されて少なくとも３つのキャパシタを構成している。この場合は、フィルタ回路を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。
また好ましくは、第３および第４の線路は、第１および第２の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。この場合は、第３および第４の線路で電流値が最大になるので、第３および第４の線路間の相互誘導磁界結合を狭いスペースで効率良く起こすことができる。
【０１００】
また、この発明に係る他のフィルタ回路では、入力端子および出力端子間に接続された第１のキャパシタと、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つの第２のキャパシタと、少なくとも３つの第２のキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とが設けられ、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。したがって、フィルタ特性の波形を劣化させることなく減衰極の周波数を中心周波数に近づけることができ、フィルタ特性の急峻度を高めることができる。また、第１のキャパシタを設けたので、減衰極の数を増やすことができ、遮断帯域の減衰量を大きくとることができる。
【０１０１】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。入力端子および出力端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。第１および第２の端子は、それぞれ第３および第４の線路を含む。電磁界結合回路は、第１の線路と第３の線路の一方端部との間に接続された第５の線路と、第２の線路と第４の線路の一方端部との間に接続された第６の線路とを含む。第５および第６の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第７の線路を含む。第１および第２の線路は、互いに容量結合されて第１のキャパシタを構成する。第３の線路の他方端部と１つの第７の線路、第４の線路の他方端部ともう１つの第７の線路、および２つの第７の線路は、それぞれ互いに容量結合されて少なくとも３つの第２のキャパシタを構成している。この場合は、フィルタ回路を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。
【０１０２】
好ましくは、第５および第６の線路は、第３および第４の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。この場合は、第５および第６の線路で電流値が最大になるので、第５および第６の線路間の相互誘導磁界結合を狭いスペースで効率よく起こすことができる。
【０１０３】
また好ましくは、少なくとも２つの共振器の各々は、４分の１波長短絡線路共振器または２分の１波長開放線路共振器である。この場合は、共振器を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。
【０１０４】
また、この発明に係るフィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部としても使用できる。この場合は、マルチプレクサ回路の高性能化、低コスト化および小型化を図ることができる。
【０１０５】
また、この発明に係る高周波通信回路装置では、上記フィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波回路として使用する。この場合は、高周波通信回路装置の高性能化、低コスト化および小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図２】図１に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図３】図２に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図５】図４に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図６】図５に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【図７】図４に示したフィルタの試作品のフィルタ特性を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態３による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図９】図８に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による分布定数フィルタの構成を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態５によるフィルタの構成を示す図である。
【図１２】図１１に示したトランスの構成を示す回路図である。
【図１３】この発明の実施の形態６による高周波無線通信装置に含まれるミリ波送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３で説明した高周波無線通信装置に含まれるミリ波受信装置および電子機器の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１３に示した周波数配列部の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１４に示した周波数逆配列部の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１３〜図１６で示した高周波通信装置の動作を説明するための図である。
【図１８】従来の分布定数フィルタの構成を示す斜視図である。
【図１９】図１８に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図２０】図１９に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【図２１】従来の他の分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図２２】図２１に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図２３】図２２に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【符号の説明】
１，３０，４１，１５０，１６１ 絶縁体基板、２〜７，１４〜１６，３１，３４，１５２，１５３，１６２，１６３ 線路、８，９，２１〜２３，１５４，１５５，１６４，１６５ 線路（λ／２開放線路共振器）、１０〜１３，１６，２４〜２７，３７〜４０，１５６〜１５８，１６７〜１７０ 電磁界結合部、３２，３５ 線路（λ／４短絡線路共振器）、３３，３６，１５１ グランド層、４２〜４９ 電極、５０ ビアホール、５１，５２ 誘電体共振器、５３〜５５チップコンデンサ、５６ トランス、６０ ミリ波送信装置、６１ ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ、６２ ＢＳ用アンテナ、６３ ＣＳ用アンテナ、６４，６５コネクタ、６６ 放送波入力部、６７ 周波数配列部、６８ アップコンバータ、６８ａ，７８ａ バンドパスフィルタ、６９ 送信部、７０，７１ 電源供給部、７２ 受信部、７３ 電源制御部、７４ 利用機器記憶部、７５ ミリ波送信アンテナ、７６ ミリ波受信装置、７７ ミリ波受信アンテナ、７８ 増幅部、７９ ダウンコンバータ、８０ 周波数逆配列部、８１ 混合／切換部、８２ 電源制御部、８３ 受電部、８４ 制御信号受信部、８５ 送信部、８６，８７ アンテナ端子、８８ コネクタ、８９ 電子機器、９０ アンテナ端子、９１ 放送信号受信部、９２ 制御信号送信部、９３ 電源供給部、９４ メモリ部、１１１，１２１，１２２ 増幅器、１１３，１１４，１２３，１２４ フィルタ、１１５，１２５ 周波数ミキサ、１１６，１２６ 局部発振器。
【発明の属する技術分野】
この発明はフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置に関し、特に、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
フィルタ回路は、低い周波数帯では、コイルやキャパシタなどの個別部品を結線して作られることが多い。しかし、マイクロ波やミリ波帯のような高周波帯では、分布定数型の回路で作られるのが一般的である。
【０００３】
図１８は、代表的な分布定数フィルタであるエッジカップルドフィルタの構成を示す斜視図である。このフィルタは、分布定数線路として最も一般的なマイクロストリップ線路に設けられるものである。図１８において、このフィルタは、アルミナセラミックなどの絶縁体で形成された基板１５０を含む。基板１５０の裏面全面にはグランド層１５１が形成されている。線路１５２，１５３は高周波伝送線路であるマイクロストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。線路１５４，１５５は、いわゆるλ／２開放線路共振器を構成している。ここでいうλとは、フィルタ回路の中心周波数の近傍の周波数において、線路を伝搬する電気信号の波長のことである。マイクロストリップ線路１５２，１５３およびλ／２開放線路共振器１５４，１５５は、通常は、絶縁体基板１５０の表面に印刷やフォトリソグラフィなどの手段によって一括して精度よくパターニングされる。そのため、図１８のような構造の平面回路フィルタは、一般的に低コストで生産性に優れたフィルタ回路として知られている。
【０００４】
以下、本明細書では、図１８で示したマイクロストリップ線路で構成された分布定数型フィルタ回路を中心に説明を行なう。しかし、本発明の趣旨は、このようなフィルタに限定されるものではない。コプレナ線路によるフィルタ回路や、一部の回路素子を集中定数個別部品で置換えた半集中定数型フィルタ回路などにも、容易に適用することが可能である。また、以下、本明細書では、分布定数フィルタの構造を示す図として、簡略化のため、基板を真上から見た平面図のみを示す。
【０００５】
図１８の構造の等価回路を図１９（ａ）（ｂ）に示す。以下、本明細書では、理解を容易にするために、等価回路を２段階に分けて示す。まず、図１９（ａ）は、図１８の構造と１対１で対応がとりやすいように、分布定数線路を多用して表現した等価回路である。しかし、図１９（ａ）のような分布定数線路を含む等価回路は、後にシミュレーションを行なう際にやや不便である。市販の高周波回路シミュレータを使って計算するとして、どのメーカのどの製品を使うかによって若干ながら計算結果が異なったり、パラメータの定義方法がまちまちであったりしてわかりにくい。そこで本明細書では、図１９（ｂ）の集中定数のみによる等価回路も併記し、シミュレーションは主に集中定数のみによる等価回路を用いて行なっている。図１９（ａ）（ｂ）の２つの形式の等価回路は、フィルタの共振周波数の近傍においては全く等価である。これは、λ／２開放線路共振器は、その共振周波数の近傍では、一端が接地されたＬＣ並列共振回路と等価になるためである。
【０００６】
図１９において、一端が接地されたコイル１５４ａおよびキャパシタ１５４ｂを含むＬＣ並列共振回路１５４と一旦が接地されたコイル１５５ａおよびキャパシタ１５５ｂを含むＬＣ並列共振回路１５５は、それぞれ図１８のλ／２開放線路共振器１５４，１５５と対応している。コイル１５４ａ，１５５ａの各々は所定のインダクタンスＬ１を有し、キャパシタ１５４ｂ，１５５ｂの各々は所定のキャパシタンスＣ１を有する。共振周波数においては、λ／２開放線路共振器の中央部は等価的に接地され、両端の開放端ではインピーダンスが無限大に近くなるためである。図１９のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタ１５６，１５７は、図１８の電磁界結合部１５６，１５７と対応している。電磁界結合部１５６，１５７では、マイクロストリップ線路１５２，１５３とλ／２開放線路共振器１５４，１５５が、互いの開放端の位置をλ／４以下程度の距離だけ離して接近して配置されている。このような場合、容量結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。図１９のキャパシタンスＣ３を有するキャパシタ１５８は、図１８の電子界結合部１５８と対応している。電磁界結合部１５８では、線路１５４，１５５の開放端同士が接近して配置されている。このような場合、容量結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。
【０００７】
本発明は、特に、ミリ波帯のような超高周波帯で使用するフィルタ回路を目的としている。そこで、図１９（ｂ）の等価回路を６０ＧＨｚ帯で最適設計した一例を示す。図２０（ａ）（ｂ）は、そのフィルタの周波数特性図である。通過帯域は、本明細書では一貫して、５８〜６１ＧＨｚとして設計している。Ｃ１＝０．３６６１ｐＦ、Ｃ２＝０．０５２７ｐＦ、Ｃ３＝０．０２８８４ｐＦ、Ｌ１＝０．０１６９９ｎＨとした。図２０において、横軸は周波数［ＧＨｚ］であり、縦軸はＳパラメータの絶対値のｄＢ表示である。図２０には、通過特性を表わすＳ２１と、反射特性を表わすＳ１１を同時にプロットしてある。また、図２０（ａ）は広帯域の特性を示し、図２０（ｂ）は通過帯域近傍の特性を示している。この図２０からわかるように、図１８の構造のフィルタは、バンドパスフィルタとして機能する。
【０００８】
以降、フィルタ特性を表わすときには、図２０で示す形式の図を用いる。また、本明細書においては、図１８〜図２０のように、まず構造を示し、次にその等価回路を示し、最後に等価回路のフィルタ特性の計算結果を示すことによって、フィルタの動作原理の説明を進める。ただし、本発明の実施の形態２においては、単なる計算結果ではなく、実際に試作したフィルタの測定結果を示すことによって、本発明の有効性を実証している。
【０００９】
フィルタ回路の中で最も需要が高いのは、急峻度の高いバンドパスフィルタである。特に、ミリ波帯のような超高周波帯のローカルフィルタやイメージフィルタの場合、通過帯域と減衰帯域がすぐ接近していることが多いために、急峻度の高いフィルタが不可欠である。これに対して、たとえば図１８のフィルタでは、特に工夫をしない限りは図２０で示したように、急峻度が悪いなだらかなフィルタ特性になってしまう。そこで、このようなバンドパスフィルタの急峻度を高めるため、通過帯域のすぐ上下の周波数に減衰極を作る設計方法が研究されている。
【００１０】
そのような通過帯域の上下の周波数に減衰極を持つフィルタの具体的な構造としては、既にいくつかが学会で発表されている。その中でも、ミリ波帯のような超高周波帯でも実績があり、特に構造が簡単で設計しやすい回路としては、たとえば図２１に示す回路が知られている（“Ｌｏｗ Ｌｏｓｓ Ｍｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｅｄ Ｆｉｌｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ”Ｐｉｅｒｒｅ Ｂｌｏｎｄｙ ｅｔ ａｌ．、１９９８ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ、ｐｐ． １１８１−１１８４）。
【００１１】
図２１において、このフィルタはアルミナセラミックなどからなる絶縁体基板１６１と、その表面に形成されたマイクロストリップ線路１６２，１６３およびλ／２開放線路共振器１６４，１６５を含む。点線で囲った部分１６７〜１７０は線路１６２〜１６５同士が接近して電磁界的な結合を起している部分である。なお、上記文献（ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ）を見る際には、以下の２点で注意が必要である。第１に、上記文献では、マイクロマシン技術によって低ロス化を実現したことが特徴とされているが、これはフィルタの動作原理の上では本質的ではなく、動作原理自体は図２１のフィルタと同じである。第２に、上記文献では、λ／２開放線路共振器の数が２個の場合のフィルタ（２−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）と、４個の場合のフィルタ（４−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）の両方が載っている。発明の効果を議論する際には、同じ条件のフィルタ同士で比較しないと意味がない。本明細書では、一貫して、簡単化のため、λ／２開放線路共振器の数が２個の場合のフィルタ（２−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）を中心に議論を進める。
【００１２】
図２２は、図２１のフィルタの等価回路を示す回路図である。図２２（ａ）は分布定数線路を多用した等価回路であり、図２２（ｂ）は集中定数のみで表わした等価回路である。図２２において、一端が設置されたコイル１６４ａおよびキャパシタ１６４ｂを含むＬＣ並列共振回路１６４と一端が接地されたコイル１６５ａおよびキャパシタ１６５ｂを含むＬＣ並列共振回路１６５とは、それぞれ図２１のλ／２開放線路共振器１６４，１６５と対応している。コイル１６４ａ，１６５ａの各々は所定のインダクタンスＬ１を有し、キャパシタ１６４ｂ，１６５ｂの各々は所定のキャパシタンスＣ１を有する。図２２のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタ１６８，１６９は、それぞれ図２１の電磁界結合部１６８，１６９と対応し、図２２のキャパシタンスＣ３を有するキャパシタ１６７は図２１の電磁界結合部１６７と対応している。図２２の相互誘導結合係数Ｋは、図２１の電磁界結合部１７０と対応している。電磁界結合部１７０では、２つのλ／２開放線路共振器１６４，１６５の中央部、すなわち電流最大となる部分同士が、ほぼ平行に接近して並ぶようにして配置されている。このような場合、相互誘導磁界結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。
【００１３】
図２２（ｂ）の等価回路を６０ＧＨｚ帯で最適設計した一例を示す。図２３（ａ）（ｂ）は、そのフィルタの周波数特性を示す図である。Ｃ１＝０．３５４６ｐＦ、Ｃ２＝０．０５９８１ｐＦ、Ｃ３＝０．００６８７ｐＦ、Ｌ１＝０．０１８４６ｎＨ、Ｋ＝０．０９１４とした。図２３（ａ）を見ると、図２０（ａ）と比べて次の変化があることがわかる。通過帯域の上下の周波数に減衰極が形成されており、これらの減衰極の近傍ではフィルタの急峻度が高まっている。低域側の減衰極（４８ＧＨｚ）では、図２０（ａ）のＳ２１が−３０ｄＢであるのに対して、図２３（ａ）のＳ２１は−５０ｄＢ以下である。広域側の減衰極（６９ＧＨｚ）では、図２０（ａ）のＳ２１が−１７ｄＢであるのに対して、図２３（ａ）のＳ２１は−５０ｄＢ以下である。すなわち、たとえば中心周波数が６０ＧＨｚに対して、たまたまローカル周波数が４８ＧＨｚに位置するような無線通信機の場合、図２３のフィルタ特性の方が、図２０のフィルタ特性よりも減衰量が多く取れるため有利である。
【００１４】
図２２の等価回路のフィルタは、一般的に広く知られている回路構成であり、多くの文献に記載されている。たとえば、高周波フィルタ技術の教科書として著名な「通信用フィルタ回路の設計とその応用」（小西良弘監著、総合電子出版）の２章に記載されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のフィルタには、特にミリ波帯のような超高周波帯の無線通信機に使った場合、フィルタの急峻度がまだまだ不十分であるという問題があった。通過帯域の周波数（たとえば５９〜６２ＧＨｚ）に対して、２つの減衰極の周波数を接近させればさせるほどフィルタ特性の急峻度は高くなる。ところが、図１９のフィルタの場合、一般的な回路シミュレーションを行なってみれば容易に確認できることであるが、図２３のグラフの急峻度がほぼ限界に近い。比帯域幅や減衰量などの細かな条件設定によって具体的な数字は変わるが、たとえば図２３のフィルタ特性の場合、減衰極の周波数は、中心周波数で規格化して表現すると、１５％以上遠く離れた周波数にしか設定できていない。これ以上無理に減衰極を近づけようとすると、フィルタ特性の波形が崩れて歪んでしまう。
【００１６】
たとえばローカル信号を減衰させるためフィルタを使おうとして、中心周波数６０ＧＨｚに対して、もしローカル周波数が４８ＧＨｚに位置していれば、図２３の特性を有する従来のフィルタでも十分である。しかし、実際の多くのミリ波帯の無線通信機では、中心周波数６０ＧＨｚに対して、ローカル周波数はもっと接近した周波数、たとえば５７ＧＨｚや５８ＧＨｚに位置していることが多い。その場合は従来のフィルタでは、急峻度が不十分であり、減衰量が確保できない。
【００１７】
なお、この問題に関して議論する際には、フィルタの急峻度というものは、比帯域幅や減衰量などの細かな条件設定によって変わることに注意する必要がある。たとえば、上記文献（ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ）に記載された同じ条件のフィルタ（２−Ｐｏｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ）の特性（Ｆｉｇ．３）を見ると、減衰極の周波数は、中心周波数で規格化して表現すると８％強まで接近させることに成功している。しかし、その主な理由は、単に、上記文献で想定しているフィルタが、本明細書で想定しているフィルタよりもかなり狭帯域（比帯域幅＝３．５％）であるためである。フィルタの急峻度は、やや広帯域のフィルタで議論した方が効果がわかりやすい。そのため、本明細書にグラフを載せたフィルタは、すべて比帯域幅５％強で統一してある。また、このようにフィルタの性能を比較する際には、各種の条件が一致していないと正しい比較にならない難しさがある。そのような理由から、本明細書では条件を統一させる目的で、等価回路のシミュレーション結果を中心に、フィルタの優劣を議論している。また、等価回路の回路定数を決定する際には、人手による設計では正確な比較は難しいため、一般的な市販回路シミュレーションプログラムの最適設計機能を用いた。
【００１８】
本発明は、上述の問題点を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、フィルタ特性の急峻度が高いフィルタ回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るフィルタ回路は、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つのキャパシタと、少なくとも３つのキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とを備えたものである。ここで、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。
【００２０】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。第１および第２の端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。電磁界結合回路は、入力端子と第１の線路の一方端部との間に接続された第３の線路と、出力端子と第２の線路の一方端部との間に接続された第４の線路とを含む。第３および第４の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第５の線路を含む。第１の線路の他方端部と１つの第５の線路、第２の線路の他方端部ともう１つの第５の線路、および２つの第５の線路は、それぞれ互いに容量結合されて前記少なくとも３つのキャパシタを構成している。
また好ましくは、第３および第４の線路は、第１および第２の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。
【００２１】
また、この発明に係る他のフィルタ回路は、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、入力端子および出力端子間に接続された第１のキャパシタと、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つの第２のキャパシタと、少なくとも３つの第２のキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とを備えたものである。ここで、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。
【００２２】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。入力端子および出力端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。第１および第２の端子は、それぞれ第３および第４の線路を含む。電磁界結合回路は、第１の線路と第３の線路の一方端部との間に接続された第５の線路と、第２の線路と第４の線路の一方端部との間に接続された第６の線路とを含む。第５および第６の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第７の線路を含む。第１および第２の線路は、互いに容量結合されて第１のキャパシタを構成する。第３の線路の他方端部と１つの第７の線路、第４の線路の他方端部ともう１つの第７の線路、および２つの第７の線路は、それぞれ互いに容量結合されて少なくとも３つの第２のキャパシタを構成している。
【００２３】
好ましくは、第５および第６の線路は、第３および第４の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。
【００２４】
また好ましくは、少なくとも２つの共振器の各々は、４分の１波長短絡線路共振器または２分の１波長開放線路共振器である。
【００２５】
この発明に係るフィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部としても使用することができる。
【００２６】
また、この発明に係る高周波通信回路装置は、上記のフィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波フィルタとして使用したものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による分布定数フィルタの構成を示す図である。図１において、この分布定数フィルタは、アルミナセラミックのような絶縁体で形成された絶縁体基板１と、絶縁体基板１上に形成された線路パターンとを備える。絶縁体基板１の裏面全体には、グランド層すなわち接地された電極が形成されている。
【００２８】
線路パターンは、線路２〜９を含む。線路２，３は、所定の間隔を空けて一直線上に配置されている。線路２，３は、マイクロストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。マイクロストリップ線路には、波長λの電気信号が伝達される。
【００２９】
線路４，５は、互いに近接して平行に配置され、各々一方端部はそれぞれ線路２，３の端部に接続される。線路４，５は、それぞれ線路２，３と直交させて配置される。線路４，５は、電磁界結合部１０を構成する。線路６，７は、ともにＬ字状に形成され、各々の一方端部はそれぞれ線路４，５の他方端部に接続される。線路６，７の一辺はそれぞれ線路２，３と平行に配置され、各々の他辺はそれぞれ線路２，３と直交する方向に配置される。線路６，７の開放端から電磁界結合部１０までの距離はλ／４になるように設定されている。
【００３０】
線路８，９は、ともにＵ字状に形成され、各々の一辺はそれぞれ線路６，７の他辺とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置され、各々の他辺はλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。線路６の他辺と線路８の一辺は電磁界結合部１１を構成し、線路７の他辺と線路９の一辺は電磁界結合部１２を構成し、線路８，９の他辺は電磁界結合部１３を構成する。線路８，９の各々は、λ／２開放線路共振器を構成する。
【００３１】
図２（ａ）（ｂ）は、フィルタの等価回路を示す回路図である。図２（ａ）は分布定数線路を多用した回路図、図２（ｂ）は集中定数のみによる回路図である。
【００３２】
図２において、線路８で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル８ａおよびキャパシタ８ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。コイル８ａは、所定のインダクタンスＬ１を有し、その一方電極が接地されている。キャパシタ８ｂは、所定のキャパシタンスＣ１を有し、その一方電極が接地されている。これは、共振周波数においては、線路８の中央部は等価的に接地され、その両端部のインピーダンスが無限大になるからである。線路９で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル９ａおよびキャパシタ９ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。コイル９ａは、所定のインダクタンスＬ１を有し、その一方電極は接地されている。キャパシタ９ｂは、所定のキャパシタンスＣ１を有し、その一方電極は接地されている。
【００３３】
電磁界結合部１１は、所定のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタと等価になる。これは、線路６と８の開放端同士がλ／４以下程度の距離を空けて接近して配置されており、このような場合には容量結合を主体とした電磁界結合が生じるからである。同様に、電磁界結合部１２は、所定のキャパシタンスＣ２を有するキャパシタと等価になる。電磁界結合部１３は、所定のキャパシタンスＣ３を有するキャパシタと等価になる。
【００３４】
電磁界結合部１０では、線路４，５は、所定のインダクタンスＬ２を有し、互いに相互誘導係数Ｋで結合された２つのコイルと等価になる。これは、２本の線路４，５の開放端でない部分を近接させて平行に配置すると、相互誘導磁界結合を主体として電磁界結合が生じるからである。このフィルタでは、線路６，７の開放端から電磁界結合部１０までの距離がλ／４になるように設計されているので、電磁界結合部１０の位置が電流最大点となり、相互誘導磁界結合が容易に生じる。このため、狭いスペース内で効率よく相互誘導結合が生じる。
【００３５】
以上より、このフィルタの等価回路では、ＬＣ並列共振回路８のコイル８ａおよびキャパシタ８ｂの一方電極が接地され、コイル８ａおよびキャパシタ８ｂの他方電極はキャパシタ１１およびコイル４を介して入力端子２に接続される。ＬＣ並列共振回路９のコイル９ａおよびキャパシタ９ｂの一方電極は接地され、コイル９ａおよびキャパシタ９ｂの他方電極はキャパシタ１２およびコイル５を介して出力端子３に接続される。コイル８ａおよびキャパシタ８ｂの他方電極とコイル９ａおよびキャパシタ９ｂの他方電極とは、キャパシタ１３を介して接続される。コイル４と５は、相互誘導磁界結合される。
【００３６】
図３（ａ）（ｂ）は、図２に示した等価回路の周波数特性を示す図である。ここでは、Ｃ１＝０．８２０１ｐＦ、Ｃ２＝０．００５４４５ｐＦ、Ｃ３＝０．０６１５３ｐＦ、Ｌ１＝０．００７８６ｎＨ、Ｌ２＝１．２５７ｎＨ、Ｋ＝０．０３１９、中心周波数６０ＧＨｚとした。
【００３７】
従来のフィルタの特性図２０，２３と比較すると、急峻度が著しく高まっていることがわかる。すなわち、通過帯域の上下の２つの減衰極を通過帯域のぎりぎり近傍まで接近させても、フィルタ波形が歪まず、理想的な矩形に近いバンドパス特性が得られている。図３では、減衰極の周波数は、中心手段端数で規格化して表現すると８％未満しか離れていない。この値は、たとえば図２３のフィルタ特性と比べれば約半分である。
【００３８】
［実施の形態２］
図３を見ると、確かにフィルタ特性の急峻度は著しく高まっているが、まだ次の点に改良の余地がある。すなわち、通過帯域のすぐ近傍の減衰域（たとえば５３〜５６ＧＨｚ）のＳ２１は−２０ｄＢ弱であるが、この減衰量をまだまだ大きくしたい。図３において減衰量を大きくできない理由は、この帯域における減衰極が１個しかないためである。１個の減衰極だけでは、狭い周波数範囲しか減衰量を増やすことができない。そこで、本発明の実施の形態２として、図４のフィルタを考案した。
【００３９】
図４を参照して、このフィルタが図１のフィルタと異なる点は、線路２，３がそれぞれ線路１４，１５と置換されている点である。線路１４，１５は、マイクロ線ストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。線路１４，１５は一直線上に配置されている。線路１４の端部と線路１５の端部はλ／４以下程度の距離だけ離して近接して配置されており、電磁界結合部１６を構成する。
【００４０】
図５（ａ）（ｂ）は、図４に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図５（ａ）は分布定数線路を多用した回路図、図５（ｂ）は集中定数のみによる回路図である。
【００４１】
図５（ａ）（ｂ）において、電磁界結合部１６は、所定のキャパシタンスＣ４を有するキャパシタと等価になる。これは、線路１４，１５の開放端同士がλ／４以下程度の距離を空けて接近して配置されており、このような結合は容量結合を主体とした電磁界結合が生じるからである。したがって、この等価回路では、入力端子１４と出力端子１５の間にキャパシタ１６が接続される。他の構成は、図１および図２で示したフィルタと同じであるので、その説明は繰返さない。
【００４２】
図６（ａ）（ｂ）は、図５（ｂ）に示した等価回路の周波数特性を示す図である。ここでは、Ｃ１＝０．８８１１ｐＦ、Ｃ２＝０．００５５１３ｐＦ、Ｃ３＝０．０５９５ｐＦ、Ｃ４＝０．００２６１８ｐＦ、Ｌ１＝０．００７５０６ｎＨ、Ｌ２＝１．２５５ｎＨ、Ｋ＝０．０２９１３、中心周波数６０ＧＨｚとした。
【００４３】
図３（ａ）（ｂ）と比較すると、キャパシタ１６の効果によって、減衰極の数が合計４つに増えていることがわかる。このため、たとえば５３〜５６ＧＨｚにおける減衰量が大幅に増加している。
【００４４】
図４の構造のフィルタを実際に試作し測定した結果を図７（ａ）（ｂ）に示す。この試作フィルタは、通過帯域が５８〜６１ＧＨｚでローカル周波数が５７ＧＨｚである無線通信回路のＲＦフィルタとして使用し、特にイメージ周波数を抑圧するために設計した。そのため、確かに通過帯域の上下の周波数に２つの減衰極ができているが、そのうち特に低周波側の減衰極を強調して設計している。
【００４５】
図７（ａ）は広帯域のフィルタ特性を示し、図７（ｂ）は通過帯域近傍のフィルタ特性を拡大した図である。図７（ａ）からわかるように、通過帯域のすぐ上下の周波数に計４個の減衰極が形成され、それによって特に低周波側の急峻度が大幅に高められている。測定結果では、通過帯域の挿入損失は−４．０〜−２．６ｄＢであり、通過帯域のリターンロスは最小でも１７ｄＢであり、５３〜５６ＧＨｚのイメージ周波数帯の減衰量は最小でも２０．０ｄＢであり、実用的な性能が得られている。
【００４６】
この試作フィルタは、厚みが０．１５ｍｍのアルミナセラミック基板の上に、主に銅材料によってパターニングして形成した。微細パターンの設計ルールとしては、いわゆるラインアンドスペースが５０μｍである。フィルタ以外の部分のマイクロストリップ線路の線幅は１５０μｍであり、フィルタの部分については、λ／２開放線路共振器８，９をはじめ、すべての線路の線幅は５０μｍにした。λ／２開放線路共振器８，９の各々の長さは約７１０μｍである。給電線路において、線幅１５０μｍのマイクロストリップ線路から分岐して線路６，７の開放端に至るまでの総距離は約６５０μｍである。給電線路６，７とλ／２開放線路共振器８，９との間のギャップ距離は５０μｍであり、２本のλ／２開放線路共振器８，９同士のギャップ距離は９０μｍである。
【００４７】
なお、ここで示した具体的な寸法の数字は、たとえば、基板厚みや基板材料の誘電率εや微細パターニングのラインアンドスペースの設計ルールが変われば容易に変化し得るものであり、絶対的なものではない。測定には、ミリ波対応のネットワークアナライザとウェハプローブを用いた。これらの測定計は、それらのメーカが製作したＬＲＭ校正基板とＬＲＭ校正プログラムを用いて校正した。ウェハプローブはウェハプローブステーションに固定して用い、測定中に位置ずれなどの接触状態の変化が起こらないように注意して測定した。
【００４８】
［実施の形態３］
本発明においては、λ／２開放線路共振器の数は２個に制限されているわけではない。広帯域のフィルタを設計するためには、通過帯域内の共振の極の数を増やす必要があり、したがってλ／２開放線路共振器の数を増やす必要があるが、本発明はそのような場合でも適用可能である。
【００４９】
図８は、この発明の実施の形態３による分布定数フィルタの構成を示す図である。図８を参照して、このフィルタが図１のフィルタと異なる点は、線路８，９が線路２１〜２３で置換されている点である。
【００５０】
線路２１，２２は、ともにＬ字状に形成され、各々の一辺はそれぞれ線路２，３と直交する方向に配置され、各々の他辺はそれぞれ線路２，３と平行に配置される。線路２１，２２の一辺端部は、それぞれ線路６，７の他辺端部とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。
【００５１】
線路２３は、Ｕ字状に形成され、線路２１，２２の間に配置される。線路２３の一辺端部は、線路２１の一辺端部とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。線路２３の他辺端部は、線路２２の一辺端部とλ／４以下程度の距離だけ離して平行に配置される。
【００５２】
線路２１の一辺端部と線路６の他辺端部は、電磁界結合部２４を構成する。線路２２の一辺端部と線路７の他辺端部は、電磁界結合部２５を構成する。線路２３の一辺端部と線路２１の他辺端部は、電磁界結合部２６を構成する。線路２３の他辺端部と線路２２の他辺端部は、電磁界結合部２７を構成する。線路２１〜２３の各々は、λ／２開放線路共振器を構成する。
【００５３】
このように、本発明では、λ／２開放線路共振器は、Ｕ字状とは限らない。また本発明では、λ／２開放線路共振器の開放端は、必ずしもすべてが電磁界結合に関与している必要はなく、電磁界結合を起こさずに孤立していてもよい。
【００５４】
図９（ａ）（ｂ）は、図８に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図９（ａ）は分布定数線路を多用した回路図、図９（ｂ）は集中定数のみによる回路図である。
【００５５】
図９において、線路２１で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル２１ａおよびキャパシタ２１ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。線路２２で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル２２ａおよびキャパシタ２２ｂを含むＬＣ並列共振器と等価になる。線路２３で構成されたλ／２開放線路共振器は、コイル２３ａおよびキャパシタ２３ｂを含むＬＣ並列共振回路と等価になる。
【００５６】
コイル２１ａ〜２３ａは、それぞれ所定のインダクタンスＬ５〜Ｌ７を有し、各々の一方電極はともに接地されている。キャパシタ２１ｂ〜２３ｂは、それぞれ所定のキャパシタンスＣ５〜Ｃ７を有し、各々の一方電極はともに接地されている。電磁界結合部２４〜２７は、それぞれ所定のキャパシタンスＣ２，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ３を有するキャパシタと等価になる。
【００５７】
以上より，このフィルタの等価回路では、ＬＣ並列共振回路２１のコイル２１ａおよびキャパシタ２１ｂの一方電極が接地され、コイル２１ａおよびキャパシタ２１ｂの他方電極はキャパシタ２４およびコイル４を介して入力端子２に接続される。ＬＣ共振回路２２のコイル２２ａおよびキャパシタ２２ｂの一方電極は接地され、コイル２２ａおよびキャパシタ２２ｂの他方電極はキャパシタ２５およびコイル５を介して出力端子３の接続される。
【００５８】
ＬＣ並列共振回路２３のコイル２３ａおよびキャパシタ２３ｂの一方電極が接地され、コイル２３ａおよびキャパシタ２３ｂの他方電極がキャパシタ２６を介してキャパシタ２４およびＬＣ並列共振回路２１の間のノードに接続されるとともに、キャパシタ２７を介してキャパシタ２５およびＬＣ並列共振回路２２の間のノードに接続される。コイル４と５は、相互誘導磁界結合される。
【００５９】
この実施の形態３では、３つのλ／２開放線路共振器２１〜２３を設けたので、実施の形態１，２よりも広帯域のフィルタを作成することができる。
【００６０】
［実施の形態４］
図１０は、この発明の実施の形態４によるフィルタの構成を示す図である。このフィルタは、絶縁体基板３０とその両面に形成された線路パターンとを備える。図１０（ａ）は全体の透視図、図１０（ｂ）は基板表面のパターンを示す図、図１０（ｃ）は基板裏面のパターンを示す図である。このフィルタは、マイクロストリップ線路に設けられるフィルタではなく、コプレナ線路に設けられるフィルタである。
【００６１】
図１０（ｂ）において、基板３０の表面には図２の線路２，４，６に相当する線路３１と、Ｌ字状の線路３２と、線路３１，３２を囲むように形成されたグランド層３３とが設けられている。線路３１の先端部と線路３２の一方端部は、近接して平行に配置されている。線路３２の他方端部は、グランド層３３に接続されている。
【００６２】
図１０（ｃ）において、基板３０の裏面には図２の線路３，５，７に相当する線路３４と、Ｌ字状の線路３５と、線路３４，３５を囲むように形成されたグランド層３６とが設けられている。線路３４の先端部と線路３５の一方端部は、近接して平行に配置されている。線路３５の他方端部は、グランド層３６に接続されている。
【００６３】
図１０（ａ）において、線路３１，３４における図１の線路４，５に相当する部分は、上下に重ねて配置され、電磁界結合部３７を構成する。線路３１，３４の先端部と線路３２，３５の一方端部とはそれぞれ電磁界結合部３８，３９を構成する。線路３２の一方端部と線路３５の一方端部とは、電磁界結合部４０を構成する。線路３８，３９の各々は、λ／４短絡線路共振器を構成する。
【００６４】
このフィルタの等価回路は、図２の等価回路と同じである。λ／４短絡線路共振器３２，３５は、それぞれＬＣ並列共振回路８，９を構成する。電磁界結合部３８，３９，４０は、それぞれキャパシタ１１，１２，１３を構成する。電磁界結合部３７は、相互誘導磁界結合されたコイル４，５を構成する。
【００６５】
この実施の形態４では、強い相互誘導磁界結合を得るために、単層基板３０の表裏のパターン間の結合を用いた。強い相互誘導磁界結合を得るためには、このような方法以外にも、２層以上の多層基板において異なる層の上下のパターンの層間結合を用いてもよい。
【００６６】
［実施の形態５］
図１１は、この発明の実施の形態５によるフィルタの構成を示す図である。このフィルタは、図２の回路図を準マイクロ波帯に適した形態で実現したものである。図１１（ａ）はフィルタの斜視図、図１１（ｂ）はフィルタを上方から見た平面図である。
【００６７】
図１１を参照して、このフィルタは、絶縁体基板４１と、複数の個別部品で構成されている。基板４１の裏面全体にグランド電極４２が形成され、基板４１の表面には電極４３〜４９が形成される。電極４３は、複数のビアホール５０を介してグランド電極４２に接続される。
【００６８】
このフィルタでは、図２のＬＣ並列共振回路８，９は、いわゆる誘電体共振器５１，５２によって実現されている。誘電体共振器５１，５２は、準マイクロ波帯で既に多用されている公知技術であり、外導体と中心導体の間にアルミナセラミックのような絶縁体が挟まれた同軸構造をしている。誘電体共振器５１，５２の長さはフィルタの中心周波数近辺において波長λに対してλ／４の長さに設計されており、各々の一方端５１ａ，５１ｂは外導体と中心導体が短絡されて電極４３に接続され、各々の他方端５１ｂ，５２ｂは開放端となっている。開放端５１ｂ，５２ｂ側では、共振器５１，５２の中心導体と基板４１上の電極４４，４５とは、それぞれリードピン５１ｃ，５２ｃで接続されている。
【００６９】
図２におけるキャパシタ１１〜１３は、この実施の形態５では、それぞれチップコンデンサ５３〜５５によって実現されている。チップコンデンサ５３〜５５は、それぞれ電極４４と４６，４５と４７，４４と４５の間に接続されている。また、図２における電磁界結合部１０は、このフィルタでは、個別部品のトランス５６によって実現されている。トランス５６は、図１２に示すように、端子５６ｃ〜５６ｆと、端子５６ｃ，５６ｄ間に接続されたコイル５６ａと、端子５６ｅ，５６ｆ間に接続されたコイル５６ｂとを含む。コイル５６ａと５６ｂは、相互誘導磁界結合されている。端子５６ｃ〜５６ｆは、それぞれ、電極４８，４６，４９，４７に接続される。電極４８，４９は、入力端子２および出力端子３を構成する。
【００７０】
このように、本発明は、ミリ波帯の分布定数回路に限定されるものではなく、個別部品を用いたあまり周波数が高くない回路でも実現することができる。
【００７１】
なお、本発明は、１個の２端子フィルタ回路としてだけではなく、３端子のデュプレクサ型フィルタ回路や、３端子以上のマルチプレクサ型フィルタ回路にも容易に適用できる。
【００７２】
［実施の形態６］
この実施の形態６では、実施の形態１〜５のフィルタの応用例について説明する。この実施の形態６では、屋内の無線伝送波として６０ＧＨｚ帯のミリ波が用いられる。６０ＧＨｚ帯のミリ波は、現在の衛星ＴＶ放送波に比較して、著しく周波数が高く、送受信機の無線帯域幅が広くとれるため、地上放送および衛星放送をまとめて一度に無線伝送することが可能である。加えて、この周波数帯では、酸素および水分による吸収が大きいため、隣接した家との間での遮蔽が容易である。さらにこの周波数では、１／２波長が、空気中で２．５ｍｍであり、ＩＣのチップサイズの大きさと同程度であり、アンテナを含めてＩＣと一体化できる。このため、機器が小さくなるという特徴があり、軽量で小型の無線モジュールが電子機器に組込めることから、家庭内での屋内無線伝送に適した周波数帯である。
【００７３】
図１３および図１４は、この発明の実施の形態６による高周波無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１３および図１４において、この高周波無線通信装置は、ミリ波送信装置６０、ミリ波受信装置７６および電子機器８９を備える。ミリ波送信装置６０は、ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２、ＣＳ用アンテナ６３、コネクタ６４、コネクタ６５、放送波入力部６６、周波数配列部６７、アップコンバータ６８、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６８ａ、送信部６９、電源供給部７０、電源供給部７１、受信部７２、電源制御部７３、利用機器記憶部７４、およびミリ波送信アンテナ７５を備える。また、ミリ波受信装置７６は、ミリ波受信アンテナ７７、増幅部７８、バンドパスフィルタ７８ａ、ダウンコンバータ７９、周波数逆配列部８０、混合／切換部８１、電源制御部８２、受電部８３、制御信号受信部８４、送信部８５、アンテナ端子８６、アンテナ端子８７、およびコネクタ８８を備える。また、電子機器８９は、アンテナ端子９０、放送信号受信部９１、制御信号送信部９２、電源供給部９３、およびメモリ部９４を備える。
【００７４】
電子機器８９がたとえばＴＶ受信機である場合は、図１４には示していないが、上記の構成内容以外に表示部などが設けられる。
【００７５】
まず、ミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６での基本的なミリ波伝送に関連する部分について説明する。
【００７６】
地上放送や衛星放送からの電波は、ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２やＣＳ用アンテナ６３を介してコネクタ６４，６５に入力される。コネクタ６４，６５はここでは２つとしているが、これに限るものではなく、接続状況に応じた数だけ設ければよい。また、ここではアンテナを接続したが、ＣＡＴＶなどの共同受信システムからの一括した放送波の供給端子に接続してもよい。コネクタ６４，６５から入力された放送波は放送波入力部６６に供給される。放送波入力部６６は通常、周波数帯域や変調方式などに応じて適切にゲイン設定された増幅器で構成されており、増幅された放送波は周波数配列部６７に供給される。
【００７７】
周波数配列部６７は、図１５に示すように、増幅器１１１，１１２、フィルタ１１３，１１４、周波数ミキサ１１５および局部発振器１１６を含む。増幅器１１１は、ＢＳおよびＣＳ放送信号を増幅する。フィルタ１１３は、増幅器１１１の出力信号から不要な周波数成分を除去する。増幅器１１２は、地上波放送信号を増幅する。周波数ミキサ１１５および局部発振器１１６は、増幅器１１２の出力信号の周波数を変換する。フィルタ１１４は、周波数変換された信号から不要な周波数成分を除去する。
【００７８】
周波数配列部６７に入力された信号におけるＣＳおよびＢＳの中間周波数は、共同受信の場合、コネクタ６５とＣＳ用アンテナ６３との間に設けられたブロックコンバータ（図示せず）により、図１７（ａ）に示すように、中間周波数１０３５ＭＨｚ〜１８９５ＭＨｚの周波数軸上に配列されている。このような入力信号を周波数配設部６７において、地上波放送信号のみを周波数ミキサ１１５および局部発振器１１６によって周波数変換し、図１７（ｂ）に示すように、周波数軸上のＣＳ放送信号よりも高周波側に配列させる。これは、地上波放送の周波数が低いので、６０ＧＨｚ帯へアップコンバートされた信号は、局部発振波の近傍にくるが、本来、この局部発振波は、アンテナから放射されることなく除去されなければならない不要波であるため、地上波放送は、そのままアップコンバータとすると局部発振波とともに除去されてしまう。そのため、地上放送波は、一旦、中間周波数段階で他の周波数帯（たとえば２ＧＨｚ帯）へ周波数配列部６７で周波数変換される。
【００７９】
このように周波数軸上に配列された放送波は、ミリ波送信装置６０内のアップコンバータ６８で６０ＧＨｚ帯にアップコンバートされるとともにバンドパスフィルタ６８ａによって不要波を除去され、図１７（ｃ）に示すような無線周波数となり、送信部６９で電力増幅などを行なって、ミリ波送信装置６０のミリ波送信アンテナ７５からミリ波無線信号として出力される。
【００８０】
一方、ミリ波受信装置７６のミリ波受信アンテナ７７で受信されたミリ波無線信号は、増幅部７８で増幅され、バンドパスフィルタ７８ａでイメージ信号を除去された後にダウンコンバータ７９でダウンコンバートされて周波数逆配列部８０へ入力される。バンドパスフィルタ６８ａ，７８ａは、実施の形態１〜５で説明したフィルタで構成される。
【００８１】
周波数逆配列部８０は、図１６に示すように、増幅器１２１，１２２、フィルタ１２３，１２４、周波数ミキサ１２５および局部発振器１２６を含む。増幅器１２１は、再生されたＢＳおよびＣＳ放送信号を増幅する。フィルタ１２３は、増幅器１２１の出力信号から不要な周波数成分を除去する。増幅器１２４は、再生された地上波放送信号を増幅する。フィルタ１２４は、増幅器１２２の出力信号から不要な周波数成分を除去する。周波数ミキサ１２５および局部発振器１２６は、フィルタ１２４を通過した信号の周波数を変換する。
【００８２】
周波数逆配列部８０は、図１７（ｄ）に示すように、周波数配列部６７とは逆のプロセスで周波数ミキサ１２５と局部発振器１２６により、周波数軸上に並んだ中間周波数から本来の地上波周波数へ周波数変換する機能を有している。このようにして得られた放送波を電子機器８９に入力し、電子機器８９がＴＶ受信機の場合はＴＶ受信が可能となる。
【００８３】
以上がミリ波送信装置６０、ミリ波受信装置７６を介してＴＶ受信機などの電子機器８９へ放送波をまとめてミリ波伝送するための基本的な構成である。
【００８４】
次に、電子機器８９からミリ波受信装置７６およびミリ波送信装置６０を制御するための構成を説明する。
【００８５】
ＴＶ受信機などの電子機器８９では放送信号受信部９１によってアンテナ端子９０から供給される放送波を選択して受信する。ミリ波受信装置７６を使用しない従来の受信システムの場合は、アンテナ端子９０に直接、ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２やＣＳ用のアンテナ６３を接続しているが、ミリ波受信装置７６を使用する場合は、アンテナ端子９０をコネクタ８８に接続する。
【００８６】
ミリ波受信装置７６には混合／切換部８１およびアンテナ端子８６，８７が設けられており、ミリ波受信装置７６を電子機器８９に取付けた場合でも、アンテナ８６，８７に直接ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２やＣＳ用アンテナ６３を接続して、ここからの放送波を混合／切換部８１を介して使用することも可能にしている。ミリ波受信装置７６を使用するときは、通常、アンテナ端子８６，８７の接続は必要としないが、ミリ波送信装置６０からの伝送がたとえばＶＨＦ、ＵＨＦおよびＢＳ放送のみとしていて、ＣＳ放送は別系統で同軸ケーブルで配線したい場合や、ミリ波送信装置６０やミリ波受信装置７６の動作を止めておきたい場合などにミリ波受信装置７６を電子機器８９に取付けたまま、その取付状態を変更することなくＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２、ＣＳ用アンテナ６３などを接続できるようになっている。
【００８７】
電子機器８９においてユーザが受信を希望するチャネルを放送信号受信部９１によって選択するとき、ユーザは予め、その受信チャネルがＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ６１、ＢＳ用アンテナ６２、ＣＳ用アンテナ６３などから直接入力されるものか、あるいはミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６を介して入力されるものを受信チャネルと関連付けてメモリ部９４に記憶させておく。メモリ部９４に記憶された情報に基づき、選択された受信チャネルがミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６を使用するチャネルの場合は、電源供給部９３によってアンテナ端子９５を介してミリ波受信装置７６の動作に必要な電源を供給する。電源の供給は放送波と重畳して行なわれる。
【００８８】
あるいは電子機器８９がオン状態となったときに電源供給部９３によって電源供給しておき、制御信号送信部９２からの制御信号を重畳して電源制御部８２の電源制御を必要に応じて行なってもよい。このときは、コネクタ８８を通過した電源と制御信号は受電部８３と制御信号受信部８４によってそれぞれ放送波と分離して電源制御部８２に供給される。通常は電子機器８９が受信動作を必要とするときに電源供給部９３から電源供給するのが消費電力を削減するのに適している。電源制御部８２からは増幅部７８、ダウンコンバータ７９、周波数逆配列部８０への電源供給が制御されているが、これ以外の電源制御の必要なブロックを含めて制御してもよい。ここではコネクタ８８を通して電子機器８９から電源供給できる構成としているが、電子機器８９が必ずしもミリ波受信装置７６への電源供給の対応を行なったものばかりではないので、電子機器８９とは別にミリ波受信装置７６用の電源アダプタを用いてもよいし、あるいはミリ波受信装置７６自身に中にＡＣ電源からの電源を受ける電源回路を内蔵しておいてもよい。
【００８９】
また、電子機器８９がＣＳ放送を受信可能なＣＳチューナやＴＶ受信機の場合、制御信号送信部９２は電源の制御以外に、ＣＳ用アンテナ６３へ受信チャネルによって垂直偏波を使用するか水平偏波を使用するかを指定する情報を伝送できる。また、ＢＳ放送受信の場合は、ＢＳ用アンテナ６２への電源を供給するかどうかの情報を伝送する。垂直偏波か水平偏波か、あるいはＢＳ受信かなどの情報は制御信号受信部９２によって生成され、アンテナ端子９０、コネクタ８８を介して伝送され、制御信号受信部８４によって分離される。分離されたこれらの情報は、送信部８５によってミリ波送信装置６０に向かって送信される。通常、送信部８５から受信部７２への信号伝送は赤外線を用いて送信するが、赤外線に限らず、無線、有線、音声、電力線搬送などを利用してもよい。
【００９０】
特に、ＵＨＦ帯の電波を用いれば、赤外線での通信とは異なり、襖、壁などの遮蔽物を透過できるため、ミリ波送信装置、ミリ波受信装置は仕切られた部屋と部屋間でも使うことができる。さらに、ＰＨＳなどのコードレス電話を組込むことにより、水平、垂直偏波制御などのための信号だけでなく、データ伝送も可能となり、双方向の通信が可能となるメリットがある。
【００９１】
また、電子機器８９がオフとなっていて受信を必要としないときに、上述のようにミリ波受信装置７６の中の増幅部７８、ダウンコンバータ７９、周波数逆配列部８０など、動作不要な回路ブロックへの電源供給を遮断するとともに、ミリ波送信装置６０側の放送波入力部６６、周波数配列部６７、アップコンバータ６８、送信部６９などの動作不要な回路ブロックへの電源供給を制御する必要がある。このときは、１台のミリ波送信装置６０からの送信出力を複数のミリ波受信装置７６と電子機器８９の組合せで受信している場合、たとえば電子機器８９が大型の据え置きＴＶ受信機と移動可能な液晶ＴＶ受信機であって、それぞれにミリ波受信装置７６が取付けられている場合などが想定される。したがって、この場合は、大型の据え置きＴＶ受信機である電子機器８９および移動可能な液晶ＴＶ受信機である電子機器８９のそれぞれが制御信号送信部９２によって機器の識別情報とその機器が現在受信を必要としていることを示す情報、たとえばオンであることを示す情報をそれぞれに接続されているミリ波受信装置７６へ伝送する。伝送された情報は制御信号受信部８４によって分離され、送信部８５によって１台のミリ波送信装置６０へ向かって送信される。
【００９２】
ミリ波送信装置６０では、この情報を受信部７２によって受信し、利用機器記憶部７４に伝送する。利用機器記憶部７４はユーザによって予めこのミリ波送信装置６０の放送波を利用する機器を記憶させており、これらの記憶された機器群からの、機器の識別情報とその機器が現在受信必要としていることを示す情報を受信部７２から得て、利用機器記憶部７４に記憶された機器群のすべてがオフなどになっており、放送波を必要としない状態になれば、電源制御部７３によって放送波入力部６６、周波数配列部６７、アップコンバータ６８、送信部６９などへの電源供給を遮断し、また、電源供給部７０，７１によってＣＳ用アンテナ６３、ＢＳ用アンテナ６２などへの電源を遮断する。このようにしてミリ波送信装置６０およびミリ波受信装置７６が不要なときの消費電力の削減が実行できる。
【００９３】
以上のように、本発明によれば、ミリ波帯のような高い周波数帯においても、急峻度に優れたフィルタを低コストの平面印刷回路で実現できる。しかも、単に狭帯域なフィルタであるから急峻度が高いというわけではなく、たとえば比帯域幅で５％以上確保しつつ同時に急峻度を高めることができる。
【００９４】
また、ミリ波帯のような超高周波通信回路の場合、本発明のフィルタをＲＦフィルタとして用いてローカル信号やイメージ信号の除去に用いることによって、装置全体を小型化、簡略化、低コスト化できるメリットがある。
【００９５】
ミリ波帯のような超高周波通信回路の場合、従来は急峻で低ロスのフィルタが平面回路では実現困難であったために、フィルタ回路としては、導波管型フィルタや充電体共振器を金属ケースに封止した構造のフィルタが使われていた。あるいは、ミキサ回路にフィルタ機能を持たせるために、バランス型のＭＭＩＣミキサなどが使われていた。しかし、これらの技術はすべてサイズやコストに問題があった。しかし、本発明によれば、ミリ波帯のような超高周波帯でも単純な平面回路フィルタが実現できるために、装置全体についても筐体構造などを小型化、簡略化、低コスト化することができる。
【００９６】
ミリ波帯の周波数が無線通信において注目されている理由の１つは、数百ＭＨｚから数ＧＨｚもの帯域幅を使うような超広帯域伝送が可能なためである。たとえば特願平１１−３２７８０９号では、数百チャネルものテレビ映像信号のミリ波伝送システムが提案されているが、このようなシステムでは、１〜３ＧＨｚもの帯域幅が必要になる。ところが、フィルタ設計においては、一般的に、帯域幅と急峻度は矛盾する要求である。しかし、本発明のフィルタ回路においては、図７で示したとおり、３ＧＨｚ以上の帯域幅と急峻度とが同時に実現できている。また、図８で示したようにλ／２開放線路共振器の数を増やせば、さらに帯域幅と急峻度が両立しやすくなる。このような特徴から、本発明のフィルタ回路は、特にミリ波帯の広帯域の無線システムに使われた場合、効果が大きい。また、特願平１１−３２７８０９号で開示されているようなミリ波帯の広帯域システムの特に低コスト化および小型化を実現するためには、本発明のフィルタ回路を採用することが非常に有効である。
【００９７】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００９８】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係るフィルタ回路では、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つのキャパシタと、少なくとも３つのキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とが設けられ、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。したがって、フィルタ特性の波形を劣化させることなく減衰極の周波数を中心周波数に近づけることができ、フィルタ特性の急峻度を高めることができる。
【００９９】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。第１および第２の端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。電磁界結合回路は、入力端子と第１の線路の一方端部との間に接続された第３の線路と、出力端子と第２の線路の一方端部との間に接続された第４の線路とを含む。第３および第４の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第５の線路を含む。第１の線路の他方端部と１つの第５の線路、第２の線路の他方端部ともう１つの第５の線路、および２つの第５の線路は、それぞれ互いに容量結合されて少なくとも３つのキャパシタを構成している。この場合は、フィルタ回路を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。
また好ましくは、第３および第４の線路は、第１および第２の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。この場合は、第３および第４の線路で電流値が最大になるので、第３および第４の線路間の相互誘導磁界結合を狭いスペースで効率良く起こすことができる。
【０１００】
また、この発明に係る他のフィルタ回路では、入力端子および出力端子間に接続された第１のキャパシタと、入力端子と第１の端子、および出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路と、第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つの第２のキャパシタと、少なくとも３つの第２のキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器とが設けられ、電磁界結合回路は、入力端子と第１の端子との間に接続された１次側コイルと、出力端子と第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、１次側コイルの入力端子側と２次側コイルの出力端子側とが同一極性になるように１次側コイルおよび２次側コイルを結合させたトランスと等価である。したがって、フィルタ特性の波形を劣化させることなく減衰極の周波数を中心周波数に近づけることができ、フィルタ特性の急峻度を高めることができる。また、第１のキャパシタを設けたので、減衰極の数を増やすことができ、遮断帯域の減衰量を大きくとることができる。
【０１０１】
好ましくは、フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成される。入力端子および出力端子は、それぞれ第１および第２の線路を含む。第１および第２の端子は、それぞれ第３および第４の線路を含む。電磁界結合回路は、第１の線路と第３の線路の一方端部との間に接続された第５の線路と、第２の線路と第４の線路の一方端部との間に接続された第６の線路とを含む。第５および第６の線路は、互いに近接して平行に配置される。少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第７の線路を含む。第１および第２の線路は、互いに容量結合されて第１のキャパシタを構成する。第３の線路の他方端部と１つの第７の線路、第４の線路の他方端部ともう１つの第７の線路、および２つの第７の線路は、それぞれ互いに容量結合されて少なくとも３つの第２のキャパシタを構成している。この場合は、フィルタ回路を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。
【０１０２】
好ましくは、第５および第６の線路は、第３および第４の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている。この場合は、第５および第６の線路で電流値が最大になるので、第５および第６の線路間の相互誘導磁界結合を狭いスペースで効率よく起こすことができる。
【０１０３】
また好ましくは、少なくとも２つの共振器の各々は、４分の１波長短絡線路共振器または２分の１波長開放線路共振器である。この場合は、共振器を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。
【０１０４】
また、この発明に係るフィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部としても使用できる。この場合は、マルチプレクサ回路の高性能化、低コスト化および小型化を図ることができる。
【０１０５】
また、この発明に係る高周波通信回路装置では、上記フィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波回路として使用する。この場合は、高周波通信回路装置の高性能化、低コスト化および小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図２】図１に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図３】図２に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図５】図４に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図６】図５に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【図７】図４に示したフィルタの試作品のフィルタ特性を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態３による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図９】図８に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による分布定数フィルタの構成を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態５によるフィルタの構成を示す図である。
【図１２】図１１に示したトランスの構成を示す回路図である。
【図１３】この発明の実施の形態６による高周波無線通信装置に含まれるミリ波送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３で説明した高周波無線通信装置に含まれるミリ波受信装置および電子機器の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１３に示した周波数配列部の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１４に示した周波数逆配列部の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１３〜図１６で示した高周波通信装置の動作を説明するための図である。
【図１８】従来の分布定数フィルタの構成を示す斜視図である。
【図１９】図１８に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図２０】図１９に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【図２１】従来の他の分布定数フィルタの構成を示す平面図である。
【図２２】図２１に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。
【図２３】図２２に示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。
【符号の説明】
１，３０，４１，１５０，１６１ 絶縁体基板、２〜７，１４〜１６，３１，３４，１５２，１５３，１６２，１６３ 線路、８，９，２１〜２３，１５４，１５５，１６４，１６５ 線路（λ／２開放線路共振器）、１０〜１３，１６，２４〜２７，３７〜４０，１５６〜１５８，１６７〜１７０ 電磁界結合部、３２，３５ 線路（λ／４短絡線路共振器）、３３，３６，１５１ グランド層、４２〜４９ 電極、５０ ビアホール、５１，５２ 誘電体共振器、５３〜５５チップコンデンサ、５６ トランス、６０ ミリ波送信装置、６１ ＶＨＦ・ＵＨＦ用アンテナ、６２ ＢＳ用アンテナ、６３ ＣＳ用アンテナ、６４，６５コネクタ、６６ 放送波入力部、６７ 周波数配列部、６８ アップコンバータ、６８ａ，７８ａ バンドパスフィルタ、６９ 送信部、７０，７１ 電源供給部、７２ 受信部、７３ 電源制御部、７４ 利用機器記憶部、７５ ミリ波送信アンテナ、７６ ミリ波受信装置、７７ ミリ波受信アンテナ、７８ 増幅部、７９ ダウンコンバータ、８０ 周波数逆配列部、８１ 混合／切換部、８２ 電源制御部、８３ 受電部、８４ 制御信号受信部、８５ 送信部、８６，８７ アンテナ端子、８８ コネクタ、８９ 電子機器、９０ アンテナ端子、９１ 放送信号受信部、９２ 制御信号送信部、９３ 電源供給部、９４ メモリ部、１１１，１２１，１２２ 増幅器、１１３，１１４，１２３，１２４ フィルタ、１１５，１２５ 周波数ミキサ、１１６，１２６ 局部発振器。
Claims (9)
- 入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、
前記入力端子と第１の端子、および前記出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、前記入力端子および前記出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路、
前記第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つのキャパシタ、および
前記少なくとも３つのキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器を備え、
前記電磁界結合回路は、前記入力端子と前記第１の端子との間に接続された１次側コイルと、前記出力端子と前記第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、前記１次側コイルの前記入力端子側と前記２次側コイルの前記出力端子側とが同一極性になるように前記１次側コイルおよび前記２次側コイルを結合させたトランスと等価である、フィルタ回路。 - 前記フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成され、
前記第１および第２の端子は、それぞれ第１および第２の線路を含み、
前記電磁界結合回路は、
前記入力端子と前記第１の線路の一方端部との間に接続された第３の線路、および
前記出力端子と前記第２の線路の一方端部との間に接続された第４の線路を含み、
前記第３および第４の線路は、互いに近接して平行に配置され、
前記少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第５の線路を含み、
前記第１の線路の他方端部と１つの第５の線路、前記第２の線路の他方端部ともう１つの第５の線路、および２つの第５の線路は、それぞれ互いに容量結合されて前記少なくとも３つのキャパシタを構成している、請求項１に記載のフィルタ回路。 - 前記第３および第４の線路は、前記第１および第２の線路の開放端から前記フィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている、請求項２に記載のフィルタ回路。
- 入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、
前記入力端子および前記出力端子間に接続された第１のキャパシタ、
前記入力端子と第１の端子、および前記出力端子と第２の端子をそれぞれ接続するとともに、前記入力端子および前記出力端子間を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合回路、
前記第１および第２の端子間に直列接続された少なくとも３つの第２のキャパシタ、および
前記少なくとも３つの第２のキャパシタの間の少なくとも２つのノードにそれぞれ接続された少なくとも２つの共振器を備え、
前記電磁界結合回路は、前記入力端子と前記第１の端子との間に接続された１次側コイルと、前記出力端子と前記第２の端子との間に接続された２次側コイルとを含み、前記１次側コイルの前記入力端子側と前記２次側コイルの前記出力端子側とが同一極性になるように前記１次側コイルおよび前記２次側コイルを結合させたトランスと等価である、フィルタ回路。 - 前記フィルタ回路は、絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成され、
前記入力端子および前記出力端子は、それぞれ第１および第２の線路を含み、
前記第１および第２の端子は、それぞれ第３および第４の線路を含み、
前記電磁界結合回路は、
前記第１の線路と前記第３の線路の一方端部との間に接続された第５の線路、および
前記第２の線路と前記第４の線路の一方端部との間に接続された第６の線路を含み、
前記第５および第６の線路は、互いに近接して平行に配置され、
前記少なくとも２つの共振回路は、それぞれ予め定められた線路長を有する少なくとも２つの第７の線路を含み、
前記第１および第２の線路は、互いに容量結合されて前記第１のキャパシタを構成し、
前記第３の線路の他方端部と１つの第７の線路、前記第４の線路の他方端部ともう１つの第７の線路、および２つの第７の線路は、それぞれ互いに容量結合されて前記少なくとも３つの第２のキャパシタを構成している、請求項４に記載のフィルタ回路。 - 前記第５および第６の線路は、前記第３および第４の線路の開放端から前記フィルタ回路の中心周波数を有する信号の４分の１波長の位置で互いに近接されている、請求項５に記載のフィルタ回路。
- 前記少なくとも２つの共振器の各々は、４分の１波長短絡線路共振器または２分の１波長開放線路共振器である、請求項１から請求項６のいずれかに記載のフィルタ回路。
- 前記フィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部として使用されている、請求項１から請求項７のいずれかに記載のフィルタ回路。
- 請求項1から請求項８のいずれかに記載のフィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波フィルタとして使用したことを特徴とする、高周波通信回路装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000206319A JP3577262B2 (ja) | 2000-07-07 | 2000-07-07 | フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置 |
| US10/312,836 US6876276B2 (en) | 2000-07-07 | 2001-06-20 | Filter circuit and high frequency communication circuit using the same |
| PCT/JP2001/005286 WO2002005376A1 (fr) | 2000-07-07 | 2001-06-20 | Circuit filtrant et circuit de communication a haute frequence utilisant ce filtre |
| EP01943796A EP1317014A4 (en) | 2000-07-07 | 2001-06-20 | FILTER CIRCUIT AND HIGH FREQUENCY COMMUNICATION CIRCUIT WITH THIS |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000206319A JP3577262B2 (ja) | 2000-07-07 | 2000-07-07 | フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002026605A JP2002026605A (ja) | 2002-01-25 |
| JP3577262B2 true JP3577262B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=18703260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000206319A Expired - Fee Related JP3577262B2 (ja) | 2000-07-07 | 2000-07-07 | フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6876276B2 (ja) |
| EP (1) | EP1317014A4 (ja) |
| JP (1) | JP3577262B2 (ja) |
| WO (1) | WO2002005376A1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003038992A1 (fr) * | 2001-11-01 | 2003-05-08 | Sharp Kabushiki Kaisha | Melangeur d'harmoniques d'ordre pair a filtre integre et appareil de communication radio haute frequence l'utilisant |
| JP4226390B2 (ja) | 2003-05-15 | 2009-02-18 | シャープ株式会社 | マルチバンドフィルタ回路および高周波通信装置 |
| JP2005117433A (ja) | 2003-10-08 | 2005-04-28 | Eudyna Devices Inc | フィルタ |
| CN101361219B (zh) | 2006-09-28 | 2012-05-30 | 株式会社村田制作所 | 电介质滤波器、芯片元件及芯片元件制造方法 |
| US20080181185A1 (en) * | 2007-01-30 | 2008-07-31 | Broadcom Corporation | Dynamic multi-patch based frequency division multiple access frequency assignment |
| US20090197641A1 (en) * | 2008-02-06 | 2009-08-06 | Broadcom Corporation | Computing device with handheld and extended computing units |
| US8253029B2 (en) | 2007-04-12 | 2012-08-28 | Nec Corporation | Filter circuit element and electronic circuit device |
| TWI352447B (en) * | 2008-01-04 | 2011-11-11 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | Ultra wide-band filter |
| US8975520B2 (en) * | 2008-07-27 | 2015-03-10 | Steren Electronics International, Llc | Ground loop isolator for a coaxial cable |
| TWI437758B (zh) * | 2008-09-24 | 2014-05-11 | Wistron Neweb Corp | 濾波裝置及其相關無線通訊接收機 |
| JP2011091682A (ja) * | 2009-10-23 | 2011-05-06 | Murata Mfg Co Ltd | 無線信号受信装置 |
| US9094054B2 (en) * | 2009-11-30 | 2015-07-28 | Broadcom Corporation | IC controlled wireless power operation and applications thereof including control channel communication configuration |
| JP6317890B2 (ja) * | 2013-05-17 | 2018-04-25 | 太陽誘電株式会社 | 高周波フィルタ及びこれを備える高周波モジュール |
| US9853685B2 (en) * | 2013-07-11 | 2017-12-26 | Qorvo Us, Inc. | Tunable duplexer arrangement configured for TDD operation |
| EP3547439B1 (en) * | 2018-03-29 | 2023-06-21 | Intel Corporation | A band pass filter, a diplexer and method for forming a band pass filter |
| CN112310583B (zh) * | 2020-10-15 | 2022-03-25 | 上海海事大学 | 基于t型双模谐振器的三通带滤波器 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0458721A (ja) | 1990-06-26 | 1992-02-25 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
| JP2606044B2 (ja) * | 1991-04-24 | 1997-04-30 | 松下電器産業株式会社 | 誘電体フィルタ |
| JP2539115B2 (ja) | 1991-08-21 | 1996-10-02 | 日本無線株式会社 | 誘電体フィルタ― |
| US5412358A (en) * | 1992-02-28 | 1995-05-02 | Ngk Insulators, Ltd. | Layered stripline filter |
| JPH0758506A (ja) * | 1993-08-09 | 1995-03-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | Ｌｃ型誘電体フィルタ、およびこれを用いた空中線共用器 |
| DE69426283T2 (de) * | 1993-08-24 | 2001-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Geschichtete Antennenweiche und dielektrisches Filter |
| JPH0793535A (ja) | 1993-09-22 | 1995-04-07 | Fanuc Ltd | 画像修正処理方法 |
| JPH0832309A (ja) * | 1994-07-15 | 1996-02-02 | Toko Inc | 誘電体フィルタとその特性調整方法 |
| JPH0878907A (ja) | 1994-08-31 | 1996-03-22 | Kyocera Corp | 積層型誘電体フィルタ |
| JPH08181506A (ja) * | 1994-12-22 | 1996-07-12 | Sumitomo Special Metals Co Ltd | 誘電体フィルター |
| JP4042193B2 (ja) * | 1998-01-14 | 2008-02-06 | 松下電器産業株式会社 | 平面型フィルタ及び平面型フィルタモジュール |
| JP2000013106A (ja) | 1998-06-18 | 2000-01-14 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フィルタ、送受共用器および通信装置 |
-
2000
- 2000-07-07 JP JP2000206319A patent/JP3577262B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-06-20 US US10/312,836 patent/US6876276B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-06-20 WO PCT/JP2001/005286 patent/WO2002005376A1/ja active Application Filing
- 2001-06-20 EP EP01943796A patent/EP1317014A4/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6876276B2 (en) | 2005-04-05 |
| WO2002005376A1 (fr) | 2002-01-17 |
| EP1317014A4 (en) | 2005-10-12 |
| EP1317014A1 (en) | 2003-06-04 |
| JP2002026605A (ja) | 2002-01-25 |
| US20030102941A1 (en) | 2003-06-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3577262B2 (ja) | フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置 | |
| Uchida et al. | Dual-band-rejection filter for distortion reduction in RF transmitters | |
| Shi et al. | Dual-band and wide-stopband single-band balanced bandpass filters with high selectivity and common-mode suppression | |
| US7133180B2 (en) | Resonant impedance matching in microwave and RF device | |
| EP0938153B1 (en) | Bandpass filter, duplexer, high-frequency module and communications device | |
| CN100595972C (zh) | 带通滤波器及使用其的无线通信设备 | |
| KR20060113539A (ko) | 대역통과 필터 및 이것을 사용한 무선통신기기 | |
| KR100313717B1 (ko) | 대칭적인 감쇄극 특성을 갖는 유전체 공진기형 대역 통과 필터 | |
| KR101812490B1 (ko) | 기판 집적형 도파관의 표면실장을 위한 전이구조 설계 및 그 제조방법 | |
| US9705170B2 (en) | Switchable band-pass filter | |
| CN112424994B (zh) | 分支线耦合器及有源天线系统 | |
| US5777527A (en) | Method and apparatus for coupling a differential signal to an unbalanced port | |
| JP3766791B2 (ja) | 高周波フィルタ回路および高周波通信装置 | |
| JPS6053962B2 (ja) | 空中線共用器 | |
| Moitra et al. | Design and band coalition of dual band microstrip filter using DGS, coupled line structures and series inductive metallic vias | |
| JPH08162812A (ja) | 高周波結合器 | |
| WO2020014891A1 (en) | Balun and method for manufacturing the same | |
| JP2000151228A (ja) | 共振器装置、発振器、フィルタ、デュプレクサ、通信機装置 | |
| KR101258034B1 (ko) | 계단형 임피던스 공진기를 이용한 마이크로스트립 이중대역 대역통과 필터 | |
| Bahrami et al. | A Tunable D-Band Filter Based on MOSCAP in 65nm CMOS Technology | |
| US20230395960A1 (en) | Balanced bandpass filters for millimeter-wave applications | |
| Matsuo et al. | Analysis of resonant characteristics for a one‐wavelength ring resonator coupled with two orthogonal resonant modes | |
| Sun et al. | Dual-Band 24.5/36 GHz Microstrip Bandpass Filter Using Folded UIRs | |
| Mistry et al. | 20dB Directional coupler for LTE band application | |
| JP2000357902A (ja) | 平面フィルタおよびそれを用いたデュプレクサおよびそれらを用いた高周波モジュールおよびそれを用いた通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040413 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040607 |
|
| A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20040614 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040629 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040709 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070716 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090716 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110716 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110716 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130716 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |