WO2002005376A1

WO2002005376A1 - Circuit filtrant et circuit de communication a haute frequence utilisant ce filtre

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Publication number: WO2002005376A1
Application number: PCT/JP2001/005286
Authority: WO
Inventors: Yoshihisa Amano; Atsushi Yamada
Original assignee: Sharp Kabushiki Kaisha
Priority date: 2000-07-07
Filing date: 2001-06-20
Publication date: 2002-01-17
Also published as: JP3577262B2; US6876276B2; EP1317014A4; EP1317014A1; JP2002026605A; US20030102941A1

Description

明細書フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置技術分野

この発明はフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置に関し、特に、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信回路装置に関する。背景技術

フィルタ回路は、低い周波数帯では、コイルやキャパシタなどの個別部品を結線して作られることが多い。し力し、マイクロ波やミリ波帯のような高周波帯では、分布定数型の回路で作られるのが一般的である。

図 1 8は、代表的な分布定数フィルタであるェッジカップルドフィルタの構成を示す斜視図である。このフィルタは、分布定数線路として最も一般的なマイクロストリップ線路に設けられるものである。図 1 8において、このフィルタは、アルミナセラミックなどの絶縁体で形成された基板 1 5 0を含む。基板 1 5 0の裏面全面にはダランド層 1 5 1が形成されている。線路 1 5 2， 1 5 3は高周波伝送線路であるマイクロストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。線路 1 5 4， 1 5 5は、いわゆる； Iノ 2開放線路共振器を構成している。ここでいうえとは、フィルタ回路の中心周波数の近傍の周波数において、線路を伝搬する電気信号の波長のことである。マイクロストリップ線路 1 5 2， 1 5 3およびえ / 2開放線路共振器 1 5 4 , 1 5 5は、通常は、絶縁体基板 1 5 0の表面に印刷ゃフオトリソグラフィなどの手段によって一括して精度よくパターユングされる。そのため、図 1 8のような構造の平面回路フィルタは、一般的に低コストで生産性に優れたフィルタ回路として知られている。

以下、本明細書では、図 1 8で示したマイクロストリップ線路で構成された分布定数型フィルタ回路を中心に説明を行なう。し力し、本発明の趣旨は、このようなフィルタに限定されるものではない。コプレナ線路によるフィルタ回路や、一部の回路素子を集中定数個別部品で置換えた半集中定数型フィルタ回路などにも、容易に適用することが可能である。また、以下、本明細書では、分布定数フィルタの構造を示す図として、簡略化のため、基板を真上から見た平面図のみを示す。

図 18の構造の等価回路を図 1 9A， 19Bに示す。以下、本明細書では、理解を容易にするために、等価回路を 2段階に分けて示す。まず、図 1 9Aは、図 18の構造と 1対 1で対応がとりやすいように、分布定数線路を多用して表現した等価回路である。しかし、図 1 9 Aのような分布定数線路を含む等価回路は、後にシミュレーションを行なう際にやや不便である。市販の高周波回路シミュレータを使って計算するとして、どのメーカのどの製品を使うかによつて若干ながら計算結果が異なったり、パラメータの定義方法がまちまちであったりしてわかりにくい。そこで本明細書では、図 19 Bの集中定数のみによる等価回路も併記し、シミュレーションは主に集中定数のみによる等価回路を用いて行なっている。図 19A， 19 Bの 2つの形式の等価回路は、フィルタの共振周波数の近傍においては全く等価である。これは、 λノ 2開放線路共振器は、その共振周波数の近傍では、一端が接地された L C並列共振回路と等価になるためである。

図 19Α， 19 Βにおいて、一端が接地されたコイル 154 aおよびキャパシタ 1 54 bを含む LC並列共振回路 154と一旦が接地されたコイル 155 aおよびキャパシタ 155 bを含む L C並列共振回路 155は、それぞれ図 18の； I Z 2開放線路共振器 154， 155と対応している。コイル 1 54 a， 1 55 a の各々は所定のィンダクタンス L 1を有し、キャパシタ 1 54 b， 1 5 5 bの各々は所定のキャパシタンス C 1を有する。共振周波数においては、ぇ/2開放線路共振器の中央部は等価的に接地され、両端の開放端ではィンピーダンスが無限大に近くなるためである。図 1 9A， 19Bのキャパシタンス C2を有するキャパシタ 1 56， 157は、図 18の電磁界結合部 156， 1 57と対応している。電磁界結合部 156， 157では、マイクロストリップ線路 1 52， 1 53 とぇ/2開放線路共振器 154, 1 55が、互いの開放端の位置を; ΙΖ4以下程度の距離だけ離して接近して配置されている。このような場合、容量結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。図 19A， 19 Bのキャパシタンス C 3を有するキャパシタ 158は、図 18の電子界結合部 1 58と対応している。電磁界結合部 158では、線路 1 54， 1 55の開放端同士が接近して配置されている。このような場合、容量結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。

本発明は、特に、ミリ波帯のような超高周波帯で使用するフィルタ回路を目的としている。そこで、図 19 Bの等価回路を 60 GHz帯で最適設計した一例を示す。図 2 OA, 2 OBは、そのフィルタの周波数特性図である。通過帯域は、本明細書では一貫して、 58~61 GH zとして設計している。 C 1 = 0. 36 61 p F、 C 2 = 0. 0527 p F、 C 3 = 0. 02884 pF、 L 1 = 0. 0 1699 nHとした。図 2 OA, 20 Bにおいて、横軸は周波数 [GH z] であり、縦軸は Sパラメータの絶対値の d B表示である。図 20A， 2 OBには、通過特 1·生を表わす S 21と、反射特性を表わす S 1 1を同時にプロットしてある。また、図 20 Aは広帯域の特性を示し、図 20 Bは通過帯域近傍の特性を示している。この図 2 OA, 2 OBからわかるように、図 18の構造のフィルタは、ノンドパスフィルタとして機能する。

以降、フィルタ特性を表わすときには、図 2 OA, 2 OBで示す形式の図を用いる。また、本明細書においては、図 18〜図 2 OBのように、まず構造を示し、次にその等価回路を示し、最後に等価回路のフィルタ特性の計算結果を示すことによって、フィルタの動作原理の説明を進める。ただし、本楽明の実施の形態 2 においては、単なる計算結果ではなく、実際に試作したフィルタの測定結果を示すことによって、本発明の有効性を実証している。

フィルタ回路の中で最も需要が高いのは、急峻度の高いバンドパスフィルタである。特に、ミリ波帯のような超高周波帯のローカルフィルタやイメージフィルタの場合、通過帯域と減衰帯域がすぐ接近していることが多いために、急峻度の高いフィルタが不可欠である。これに対して、たとえば図 18のフィルタでは、特に工夫をしない限りは図 2 OA， 2 OBで示したように、急峻度が悪いなだらかなフィルタ特性になってしまう。そこで、このようなパンドパスフィルタの急峻度を高めるため、通過帯域のすぐ上下の周波数に減衰極を作る設計方法が研究されている。

そのような通過帯域の上下の周波数に減衰極を持つフィルタの具体的な構造としては、既にいくつかが学会で発表されている。その中でも、ミリ波帯のような超高周波帯でも実績があり、特に構造が簡単で設計しやすい回路としては、たとえば図 2 1に示す回路が知られている（ "Low Loss Micromachined Filters For Millimeter - Wave Telecommunicatin Systems"Pierre Blondy et al. 、 1998 IEEE MTT-S Digest, pp. 1181 - 1184) 。

図 2 1において、このフィルタはアルミナセラミックなどからなる絶縁体基板 1 6 1と、その表面に形成されたマイクロストリップ線路 1 6 2， 1 6 3および λ / 1開放線路共振器 1 6 4 , 1 6 5を含む。点線で囲つた部分 1 6 7〜 1 7 0 は線路 1 6 2〜1 6 5同士が接近して電磁界的な結合を起している部分である。なお、上記文献（MTT-S Digest) を見る際には、以下の 2点で注意が必要である。第 1に、上記文献では、マイクロマシン技術によって低ロス化を実現したことが特徴とされている力これはフィルタの動作原理の上では本質的ではなく、動作原理自体は図 2 1のフィルタと同じである。第 2に、上記文献では、 λ / 2開放線路共振器の数が 2個の場合のフィルタ（2-Pole Filter) と、 4個の場合のフィルタ（4- Pole Filter) の両方が載っている。発明の効果を議論する際には、同じ条件のフィルタ同士で比較しないと意味がない。本明細書では、一貫して、簡単化のため、 λ / 2開放線路共振器の数が 2個の場合のフィルタ（2- Pole Filter) を中心に議論を進める。

図 2 2 A， 2 2 Bは、図 2 1のフィルタの等価回路を示す回路図である。図 2 2 Aは分布定数線路を多用した等価回路であり、図 2 2 Bは集中定数のみで表わした等価回路である。図 2 2 A， 2 2 Bにおいて、一端が設置されたコイル 1 6 4 aおよびキャパシタ 1 6 4 bを含む L C並列共振回路 1 6 4と一端が接地されたコイル 1 6 5 aおよびキャパシタ 1 6 5 bを含む L C並列共振回路 1 6 5とは、それぞれ図 2 1の； Z 2開放線路共振器 1 6 4， 1 6 5と対応している。コイル 1 6 4 a , 1 6 5 aの各々は所定のィンダクタンス L 1を有し、キャパシタ 1 6 4 b， 1 6 5 bの各々は所定のキャパシタンス C 1を有する。図 2 2 A， 2 2 B のキャパシタンス C 2を有するキャパシタ 1 6 8， 1 6 9は、それぞれ図 2 1の電磁界結合部 168， 169と対応し、図 22 A, 22 Bのキャパシタンス C 3 を有するキャパシタ 1 67は図 21の電磁界結合部 167と対応している。図 2

2 A, 22 Bの相互誘導結合係数 Kは、図 21の電磁界結合部 170と対応している。電磁界結合部 1 70では、 2つの； 1 2開放線路共振器 164, 165の中央部、すなわち電流最大となる部分同士が、ほぼ平行に接近して並ぶようにして配置されている。このような場合、相互誘導磁界結合を主体とした電磁界結合が起こることが知られている。

図 22 Bの等価回路を 6 OGHz帯で最適設計した一例を示す。図 23 A， 2

3 Bは、そのフィルタの周波数特性を示す図である。 C 1 =0. 3546 pF、 C 2 = 0. 05981 F C 3 = 0. 00687 p F, L 1 =0. 01846 nH、 K=0. 0914とした。図 23 Aを見ると、図 2 OAと比べて次の変化があることがわかる。通過帯域の上下の周波数に減衰極が形成されており、これらの減衰極の近傍ではフィルタの急峻度が高まっている。低域側の減衰極（48 GHz) では、図 2 OAの S 21が一 30 dBであるのに対して、図 23 Aの S 21は一 50 d B以下である。広域側の減衰極（69GHz) では、図 20 Aの S 21がー 17 dBであるのに対して、図 2 21は一 50 dB以下である。すなわち、たとえば中心周波数が 6 OGHzに対して、たまたまロー力ノレ周波数が 48GHzに位置するような無線通信機の場合、図 23A, 23Bのフィルタ特性の方が、図 2 OA, 2 OBのフィルタ特性よりも減衰量が多く取れるため有利である。

図 22A， 22 Bの等価回路のフィルタは、一般的に広く知られている J1I路構成であり、多くの文献に記載されている。たとえば、高周波フィルタ技術の教科書として著名な「通信用フィルタ回路の設計とその応用」（小西良弘監著、総合電子出版）の 2章に記載されている。

発明が解決しようとする課題

しかしながら、従来のフィルタには、特にミリ波帯のような超高周波帯の無線通信機に使つた場合、フィルタの急峻度がまだまだ不十分であるという問題があつた。通過帯域の周波数（たとえば 59〜62GHz) に対して、 2つの減衰極の周波数を接近させればさせるほどフィルタ特性の急峻度は高くなる。ところが、図 1 9 A, 1 9 Bのフィルタの場合、一般的な回路シミュレーションを行なってみれば容易に確^ ·できることであるが、図 2 3 A， 2 3 Bのグラフの急峻度がほぼ限界に近い。比帯域幅や減衰量などの細かな条件設定によって具体的な数字は変わるが、たとえば図 2 3 A, 2 3 Bのフィルタ特性の場合、減衰極の周波数は、中心周波数で規格化して表現すると、 1 5 %以上遠く離れた周波数にしか設定できていない。これ以上無理に減衰極を近づけようとすると、フィルタ特性の波形が崩れて歪んでしまう。

たとえばローカル信号を減衰させるためフィルタを使おうとして、中心周波数 6 0 G H zに対して、もしローカル周波数が 4 8 G H zに位置していれば、図 2 3 A, 2 3 Bの特性を有する従来のフィルタでも十分である。しかし、実際の多くのミリ波帯の無線通信機では、中心周波数 6 0 G H _Zに対して、口一カル周波数はもつと接近した周波数、たとえば 5 7 G H zや 5 8 G H zに位置していることが多い。その場合は従来のフィルタでは、急峻度が不十分であり、減衰量が確保できない。

なお、この問題に関して議論する際には、フィルタの急峻度というものは、比帯域幅や減衰量などの細かな条件設定によって変わることに注意する必要がある。たとえば、上記文献（MTT - S Digest) に記載された同じ条件のフィルタ（2- Pole Filter) の特性（Fig. 3 ) を見ると、減衰極の周波数は、中心周波数で規格化して表現すると 8 %強まで接近させることに成功している。し力、し、その主な理由は、単に、上記文献で想定しているフィルタが、本明細書で想定しているフィルタよりもかなり狭帯域（比帯域幅 = 3 . 5 %) であるためである。フィルタの急峻度は、やや広帯域のフィルタで議論した方が効果がわかりやすい。そのため、本明細書にグラフを載せたフィルタは、すべて比帯域幅 5 %強で統一してある。また、このようにフィルタの性能を比較する際には、各種の条件が一致していないと正しい比較にならない難しさがある。そのような理由から、本明細書では条件を統一させる目的で、等価回路のシミュレーション結果を中心に、フィルタの優劣を議論している。また、等価回路の回路定数を決定する際には、人手による設計では正確な比較は難しいため、一般的な市販回路シミュレーシヨンプロダラムの最適設計機能を用レヽた。発明の開示

本発明は、上述の問題点を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、フィルタ特性の急峻度が高いフィルタ回路を提供することにある。この発明に係るフィルタ回路では、それぞれの入出力端子と基準電位のラインとの間のインピーダンスが各々の共振周波数において最大になり、各入出力端子が少なくとも 1つの他の入出力端子と容量結合された複数の共振器と、複数の共振器のうちのいずれか 2つの共振器の入出力端子と第 1および第 2の端子とをそれぞれ互いに容量結合させるための第 1の容量結合手段と、第 1および第 2の端子と入力端子および出力端子とをそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合手段とが設けられる。したがって、フィルタ特性の波形を劣化させることなく減衰極の周波数を中心周波数に近づけることができ、フィルタ特性の急峻度を高めることができる。好ましくは、さらに、入力端子および出力端子を互いに容量結合させるための第 2の容量結合手段が設けられる。この場合は、減衰極の数を増やすことができ、遮断帯域の減衰量を大きくとることができる。

また好ましくは、フィルタ回路は絶縁体基板上に形成された導体からなる線路パターンで構成され、複数の共振器の各々は予め定められた線路長を有する第 1 線路を含み、各第 1の線路の両端部のうちの少なくとも一方端部は他の第 1の線路の一方端部と容量結合され、第 1の容量結合手段は、各々の一方端部がそれぞれ 2つの共振器に含まれる 2つの第 1の線路の他方端部と容量結合され、一各々の他方端部はそれぞれ第 1および第 2の端子に接続された第 3および第 4の線路を含み、電磁界結合手段は、それぞれ第 1および第 2の端子と入力端子おょぴ出力端子との間に接続され、各々の少なくとも一部が互いに近接して平行に配置された第 5および第 6の線路を含む。この場合は、フィルタ回路を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。

また、この発明に係る他のフィルタ回路では、それぞれの入出力部端子と基準電位のラインとの間にインピーダンスが各々の共振周波数において最大になり、各入出力端子が少なくとも 1つの他の入出力端子と容量結合された複数共振器と、複数共振器のうちのいずれか 2つの共振器の入出力端子と第 1および第 2の端子とをそれぞれ互いに容量結合させるための第 1の容量結合手段と、第 1および第 2の端子と入力端子および出力端子とをそれぞれ接続するとともに、入力端子および出力端子を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合手段と、入力端子および出力端子を互いに容量結合させるための第 2の容量結合手段とが設けられる。ここで、複数の共振器の各々は予め定められた線路長を有する第 1 の線路を含み、各第 1の線路の両端部のうちの少なくとも一方端部は他の第 1の線路の一方端部と容量結合され、第 1の容量結合手段は、各々の一方端部がそれぞれ 2つの共振器に含まれる 2つの第 1の線路の他方端部と容量結合され、各々の他方端部はそれぞれ第 1および第 2の端子に接続された第 3および第 4の線路を含み、電磁界結合手段は、各々の一方端部がそれぞれ第 1および第 2の端子に接続され、各々の少なくとも一部が互いに近接して平行に配置された第 5および第 6の線路を含み、第 2の容量結合手段は、それぞれ第 5および第 6の線路の他方端部と入力端子および出力端子との間に接続され、各々の少なくとも一部は互いに近接して配置された第 7および第 8の線路を含む。したがって、フィルタ特性の波形を劣化させることなく減衰極の周波数を中心周波数に近づけることができ、フィルタ特性の急峻度を高めることができる。また、フィルタ回路を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。

好ましくは、第 5および第 6の線路は、第 3および第 4の線路の開放端からフィルタ回路の中心周波数を有する信号の 4分の 1波長の位置で互いに近接されている。この場合は、第 5および第 6の線路で電流値が最大になるので、第 5および第 6の線路間の相互誘導磁界結合を狭いスペースで効率よく起こすことができる。

また好ましくは、複数の共振器の各々は、 4分の 1波長短絡線路共振器または 2分の 1波長開放線路共振器である。この場合は、共振器を平面印刷回路で実現することができ、回路の低コスト化および小型化を図ることができる。'

また、この発明に係るフィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部としても使用できる。この場合は、マルチプレクサ回路の高性能化、低コスト化および小型化を図ることができる。

また、この発明に係る高周波通信回路装置では、上記フィルタ回路を、ロー力ル信号またはイメージ信号を除去するための高周波回路として使用する。この場合は、高周波通信回路装置の高性能化、低コスト化および小型化を図ることがでる。図面の簡単な説明

図 1は、この発明の実施の形態 1による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。

図 2A, 2Bは、図 1に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図 3A, 38は、図2 ， 2 Bに示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。

図 4は、この発明の実施の形態 2による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。

図 5A, 5Bは、図 4に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図 6A, 6 は、図5 ， 5 Bに示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。

図 7A, 7Bは、図 4に示したフィルタの試作品のフィルタ特性を示す図である。

図 8は、この発明の実施の形態 3による分布定数フィルタの構成を示す平面図である。 _ 図 9A， 9Bは、図 8に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図 1 OA〜l OCは、この発明の実施の形態 4による分布定数フィルタの構成を示す図である。

図 11A, 11 Bは、この発明の実施の形態 5によるフィルタの構成を示す図である。

図 12は、図 11A, 11 Bに示したトランスの構成を示す回路図である。図 13は、この発明の実施の形態 6による高周波無線通信装置に含まれるミリ波送信装置の構成を示すプロック図である。図 1 4 A， 1 4 Bは図 1 3で説明した高周波無線通信装置に含まれるミリ波受信装置および電子機器の構成を示すプロック図である。

図 1 5は、図 1 3に示した周波数配列部の構成を示すプロック図である。

図 1 6は、図 1 4 A， 1 4 Bに示した周波数逆配列部の構成を示すプロック図である。

図 1 7 A〜 1 7 Dは、図 1 3〜図 1 6で示した高周波通信装置の動作を説明するための図である。

図 1 8は、従来の分布定数フィルタの構成を示す斜視図である。

図 1 9 A， 1 9 Bは、図 1 8に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図 2 0 A， 2 0 Bは、図 1 9 A， 1 9 Bに示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。

図 2 1は、従来の他の分布定数フィルタの構成を示す平面図である。

図 2 2 A， 2 2 Bは、図 2 1に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図 2 3 A， 2 3 Bは、図 2 2 A， 2 2 Bに示した等価回路のフィルタ特性を示す図である。発明を実施するための最良の形態

[実施の形態 1 ]

図 1は、この発明の実施の形態 1による分布定数フィルタの構成を示す図である。図 1において、この分布定数フィルタは、アルミナセラミックのような絶縁体で形成された絶縁体基板 1と、絶縁体基板 1上に形成された線路パターンとを備える。絶縁体基板 1の裏面全体には、グランド層すなわち接地された電極が形成されている。

線路パターンは、線路 2〜 9を含む。線路 2， 3は、所定の間隔を空けて一直線上に配置されている。線路 2， 3は、マイクロストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。マイクロストリップ線路には、波長えの電気信号が伝達される。

線路 4， 5は、互いに近接して平行に配置され、各々一方端部はそれぞれ線路 2， 3の端部に接続される。線路 4 , 5は、それぞれ線路² , 3と直交させて配置される。線路 4 , 5は、電磁界結合部 1 0を構成する。線路 6 , 7は、ともに L字状に形成され、各々の一方端部はそれぞれ線路 4 , 5の他方端部に接続される。線路 6 , 7の一辺はそれぞれ線路 2， 3と平行に配置され、各々の他辺はそれぞれ線路 2， 3と直交する方向に配置される。線路 6， 7の開放端から電磁界結合部 1 0までの距離は； IZ4になるように設定されている。

線路 8 , 9は、ともに U字状に形成され、各々の一辺はそれぞれ線路 6， 7の他辺と λ / 4以下程度の距離だけ離して平行に配置され、各々の他辺は； ΙΖ4以下程度の距離だけ離して平行に配置される。線路 6の他辺と線路 8の一辺は電磁界結合部 1 1を構成し、線路 7の他辺と線路 9の一辺は電磁界結合部 1 2を構成し、線路 8， 9の他辺は電磁界結合部 1 3を構成する。線路 8， 9の各々は、 λ / 2開放線路共振器を構成する。

図 2 Α， 2 Βは、フィルタの等価回路を示す回路図である。図 2 Αは分布定数線路を多用した回路図、図 2 Bは集中定数のみによる回路図である。

図 2 A， 2 Bにおいて、線路 8で構成された L Z 2開放線路共振器は、コイル 8 aおよびキャパシタ 8 bを含む L C並列共振回路と等価になる。コイル 8 aは、所定のインダクタンス L 1を有し、その一方電極が接地されている。キャパシタ 8 bは、所定のキャパシタンス C 1を有し、その一方電極が接地されている。これは、共振周波数においては、線路 8の中央部は等価的に接地され、その两端部のインピーダンスが無限大になるからである。線路 9で構成されたぇノ 2開放線路共振器は、コイル 9 aおよびキャパシタ 9 bを含む L C並列共振回路と等価になる。コイル 9 aは、所定のインダクタンス L 1を有し、その一方電極は—接地されている。キャパシタ 9 bは、所定のキャパシタンス C 1を有し、その一方電極は接地されている。

電磁界結合部 1 1は、所定のキャパシタンス C 2を有するキャパシタと等価になる。これは、線路 6と 8の開放端同士が； 1 / 4以下程度の距離を空けて接近して配置されており、このような場合には容量結合を主体とした電磁界結合が生じるからである。同様に、電磁界結合部 1 2は、所定のキャパシタンス C 2を有するキャパシタと等価になる。電磁界結合部 1 3は、所定のキャパシタンス C 3を有するキャパシタと等価になる。電磁界結合部 10では、線路 4 , 5は、所定のィンダクタンス L 2を有し、互いに相互誘導係数 Kで結合された 2つのコイルと等価になる。これは、 2本の線路 4， 5の開放端でない部分を近接させて平行に配置すると、相互誘導磁界結合を主体として電磁界結合が生じるからである。このフィルタでは、線路 6， 7の開放端から電磁界結合部 10までの距離が / 4になるように設計されているので、電磁界結合部 10の位置が電流最大点となり、相互誘導磁界結合が容易に生じる。このため、狭いスペース内で効率よく相互誘導結合が生じる。

以上より、このフィルタの等価回路では、 LC並列共振回路 8のコイル 8 aおよびキャパシタ 8 bの一方電極が接地され、コイル 8 aおよびキャパシタ 8 の他方電極はキャパシタ 1 1およびコイル 4を介して入力端子 2に接続される。 L C並列共振回路 9のコイル 9 aおよびキャパシタ 9 bの一方電極は接地され、コィル 9 aおよびキャパシタ 9 bの他方電極はキャパシタ 12およびコイル 5を介して出力端子 3に接続される。コィノレ 8 aおよびキャパシタ 8 bの他方電極とコィル 9 aおよびキャパシタ 9 bの他方電極とは、キャパシタ 13を介して接続される。コイル 4と 5は、相互誘導磁界結合される。

図 3A, 3Bは、図 2A， 2 Bに示した等価回路の周波数特性を示す図である。ここでは、 C 1 = 0. 8201 pF、 C 2 = 0. 005445 pF、 C 3 = 0. 06153 p F、 L 1 = 0. 00786 η H、 L 2= 1. 257 nH、 K=0. 0319、中心周波数 60 GH zとした。

従来のフィルタの特性図 20， 23と比較すると、急峻度が著しく高まっていることがわかる。すなわち、通過帯域の上下の 2つの減衰極を通過帯域の _ぎりぎり近傍まで接近させても、フィルタ波形が歪まず、理想的な矩形に近いバンドパス特性が得られている。図 3A， 3Bでは、減衰極の周波数は、中心手段端数で規格化して表現すると 8%未満しか離れていない。この値は、たとえば図 23 A, 23 Bのフィルタ特性と比べれば約半分である。

[実施の形態 2]

囪 3A, 3 Bを見ると、確かにフィルタ特性の急峻度は著しく高まっているが、まだ次の点に改良の余地がある。すなわち、通過帯域のすぐ近傍の減衰域（たとぇば53〜56。^12) の S 21は一 20 dB弱であるが、この減衰量をまだまだ大きくしたい。図 3A， 3 Bにおいて減衰量を大きくできない理由は、この帯域における減衰極が 1個しかないためである。 1個の減衰極だけでは、狭い周波数範囲しか減衰量を増やすことができない。そこで、本発明の実施の形態 2として、図 4のフィルタを考案した。

図 4を参照して、このフィルタが図 1のフィルタと異なる点は、線路 2， 3がそれぞれ線路 14, 15と置換されている点である。線路 14, 15は、マイクロ線ストリップ線路の一部であり、それぞれフィルタの入力端子および出力端子を構成する。線路 14, 15は一直線上に配置されている。線路 14の端部と線路 1 5の端部は λ/4以下程度の距離だけ離して近接して配置されており、電磁界結合部 16を構成する。

図 5Α, 5Βは、図 4に示したフィルタの等価回路を示す回路図である。図 5 Αは分布定数線路を多用した回路図、図 5 Bは集中定数のみによる回路図である。図 5A, 5 Bにおいて、電磁界結合部 16は、所定のキャパシタンス C 4を有するキャパシタと等価になる。これは、線路 14， 15の開放端同士が λ/4以下程度の距離を空けて接近して配置されており、このような結合は容量結合を主体とした電磁界結合が生じるからである。したがって、この等価回路では、入力端子 14と出力端子 15の間にキャパシタ 16が接続される。他の構成は、図 1 および図 2で示したフィルタと同じであるので、その説明は繰返さない。

図 6Α, 6Βは、図 5 Βに示した等価回路の周波数特性を示す図である。ここでは、 C 1 = 0. 8811 F, C 2 = 0. 005513 pF、 C 3 = 0. 05 95 pF、 C4 = 0. 002618 pF、 L 1 = 0. 007506 n H、 .L 2 = 1. 255 nH、 K=0. 02913、中心周波数 60 GH zとした。

図 3A, 3Bと比較すると、キャパシタ 16の効果によって、減衰極の数が合計 4つに増えていることがわかる。このため、たとえば 53〜56GHzにおける減衰量が大幅に増加している。

図 4の構造のフィルタを実際に試作し測定した結果を図 7 A， 7Bに示す。この試作フィノレタは、通過帯域が 58〜61 GHzでローカル周波数が 57 GHz である無線通信回路の RFフィルタとして使用し、特にイメージ周波数を抑圧するために設計した。そのため、確かに通過帯域の上下の周波数に 2つの減衰極ができているが、そのうち特に低周波側の減衰極を強調して設計している。

図 7 Aは広帯域のフィルタ特性を示し、図 7 Bは通過帯域近傍のフィルタ特性を拡大した図である。図 7 Aからわかるように、通過帯域のすぐ上下の周波数に計 4個の減衰極が形成され、それによつて特に低周波側の急峻度が大幅に高められている。測定結果では、通過帯域の挿入損失は— 4 . 0〜一 2 . 6 d Bであり、通過帯域のリターンロスは最小でも 1 7 d Bであり、 5 3〜 5 6 G H zのィメージ周波数帯の減衰量は最小でも 2 0 . 0 d Bであり、実用的な性能が得られている。

この試作フィルタは、厚みが 0 . 1 5 mmのアルミナセラミック基板の上に、主に銅材料によってパターニングして形成した。微細パターンの設計ルールとしては、いわゆるラインアンドスペースが 5 0 μ πιである。フィルタ以外の部分のマイクロストリップ線路の線幅は 1 5 0 μ πιであり、フィルタの部分については、又ノ 2開放線路共振器 8， 9をはじめ、すべての線路の線幅は 5 0 μ ιηにした。

/ 2開放線路共振器 8， 9の各々の長さは約 7 1 0 /i mである。給電線路において、線幅 1 5 0 i mのマイクロストリップ線路から分岐して線路 6， 7の開放端に至るまでの総距離は約 6 5 0 μ πιである。給電線路 6， 7と； L / 2開放線路共振器 8， 9との間のギャップ距離は 5 0 mであり、 2本の； 1 / 2開放線路共振器 8， 9同士のギャップ距離は 9 0 /x mである。

なお、ここで示した具体的な寸法の数字は、たとえば、基板厚みや基板材料の誘電率 εや微細パターニングのラインアンドスペースの設計ルールが変われば容易に変化し得るものであり、絶対的なものではない。測定には、ミリ波対応のネットワークアナライザとウェハプロープを用いた。これらの測定計は、それらのメ一力が製作した L RM校正基板と L RM校正プログラムを用いて校正した。ゥェハプローブはウェハプローブステーションに固定して用い、測定中に位置ずれなどの接触状態の変化が起こらないように注意して測定した。

[実施の形態 3 ]

本発明においては、ぇ/ 2開放線路共振器の数は 2個に制限されているわけではない。広帯域のフィルタを設計するためには、通過帯域内の共振の極の数を増やす必要があり、したがっての / 2開放線路共振器の数を増やす必要があるが、本発明はそのような場合でも適用可能である。 - 図 8は、この発明の実施の形態 3による分布定数フィルタの構成を示す図である。図 8を参照して、このフィルタが図 1のフィルタと異なる点は、線路 8， 9 が線路 2 1〜2 3で置換されている点である。

線路 2 1 , 2 2は、ともに L字状に形成され、各々の一辺はそれぞれ線路 2，

3と直交する方向に配置され、各々の他辺はそれぞれ線路 2 , 3と平行に配置される。線路 2 1 , 2 2の一辺端部は、それぞれ線路 6 , 7の他辺端部と / 4以下程度の距離だけ離して平行に配置される。

線路 2 3は、 U字状に形成され、線路 2 1， 2 2の間に配置される。線路 2 3 の一辺端部は、線路 2 1の一辺端部と λ / 4以下程度の距離だけ離して平行に配置される。線路 2 3の他辺端部は、線路 2 2の一辺端部と； Ι Ζ 4以下程度の距離だけ離して平行に配置される。

線路 2 1の一辺端部と線路 6の他辺端部は、電磁界結合部 2 4を構成する。線路 2 2の一辺端部と線路 7の他辺端部は、電磁界結合部 2 5を構成する。線路 2 3の一辺端部と線路 2 1の他辺端部は、電磁界結合部 2 6を構成する。線路 2 3 の他辺端部と線路 2 2の他辺端部は、電磁界結合部 2 7を構成する。線路 2 1〜 2 3の各々は、 λノ 2開放線路共振器を構成する。

このように、本発明では、 Ζ 2開放線路共振器は、 U字状とは限らない。また本発明では、 λ / 2開放線路共振器の開放端は、必ずしもすべてが電磁界結合に関与している必要はなく、電磁界結合を起こさずに孤立していてもよい。

図 9 Α, 9 Βは、図 8に示したフィルタの等価回路を示す回路図である図 9 Αは分布定数線路を多用した回路図、図 9 Bは集中定数のみによる回路図である。図 9 A, 9 Bにおいて、線路 2 1で構成されたえ / 2開放線路共振器は、コィル 2 1 aおよびキャパシタ 2 1 bを含む L C並列共振回路と等価になる。線路 2 2で構成された λ / 2開放線路共振器は、コイル 2 2 aおよびキャパシタ 2 2 b を含む L C並列共振器と等価になる。線路 2 3で構成された； 1 / 2開放線路共振器は、コイル 2 3 aおよびキャパシタ 2 3 bを含む L C並列共振回路と等価になる。

コイル 2 1 a〜2 3 aは、それぞれ所定のインダクタンス L 5〜し 7を有し、各々の一方電極はともに接地されている。キャパシタ 2 1 b〜2 3 bは、それぞれ所定のキャパシタンス C 5〜C 7を有し、各々の一方電極はともに接地されている。電磁界結合部 2 4〜 2 7は、それぞれ所定のキャパシタンス C 2， C 2 , C 3 , C 3を有するキャパシタと等価になる。

以上より，このフィルタの等価回路では、 L C並列共振回路 2 1のコイル 2 1 aおよびキャパシタ 2 1 bの一方電極が接地され、コイル 2 1 aおよびキャパシタ 2 1 bの他方電極はキャパシタ 2 4およびコイル 4を介して入力端子 2に接続される。 L C共振回路 2 2のコイル 2 2 aおよびキャパシタ 2 2 bの一方電極は接地され、コイル 2 2 aおよびキャパシタ 2 2 bの他方電極はキャパシタ 2 5およびコイル 5を介して出力端子 3の接続される。

L C並列共振回路 2 3のコィノレ 2 3 aおよびキャパシタ 2 3 bの一方電極が接地され、コイル 2 3 aおよびキャパシタ 2 3 bの他方電極がキャパシタ 2 6を介してキャパシタ 2 4および L C並列共振回路 2 1の間のノードに接続されるとともに、キャパシタ 2 7を介してキャパシタ 2 5および L C並列共振回路 2 2の間のノードに接続される。コイル 4と 5は、相互誘導磁界結合される。

この実施の形態 3では、 3つの； 1 / 2開放線路共振器 2 1〜2 3を設けたので、実施の形態 1， 2よりも広帯域のフィルタを作成することができる。

[実施の形態 4 ]

図 1 0 A〜1 0 Cは、この発明の実施の形態 4によるフィルタの構成を示す図である。このフィルタは、絶縁体基板 3 0とその両面に形成された線路パターンとを備える。図 1 0 Aは全体の透視図、図 1 0 Bは基板表面のパターンを _示す図、図 1 O Cは基板裏面のパターンを示す図である。このフィルタは、マイクロストリップ線路に設けられるフィルタではなく、コプレナ線路に設けられるフィルタである。

図 1 0 Bにおいて、基板 3 0の表面には図 2 A， 2 Bの線路 2， 4， 6に相当する線路 3 1と、 L字状の線路 3 2と、線路 3 1， 3 2を囲むように形成されたグランド層 3 3とが設けられている。線路 3 1の先端部と線路 3 2の一方端部は、近接して平行に配置されている。線路 3 2の他方端部は、グランド層 3 3に接続されている。図 I OCにおいて、基板 30の裏面には図 2A， 2Bの線路 3， 5, 7に相当する線路 34と、 L字状の線路 35と、線路 34, 35を囲むように形成されたグランド層 36とが設けられている。線路 34の先端部と線路 35の一方端部は、近接して平行に配置されている。線路 35の他方端部は、グランド層 36に接続されている。

図 1 OAにおいて、線路 31， 34における図 1の線路 4, 5に相当する部分は、上下に重ねて配置され、電磁界結合部 37を構成する。線路 31, 34の先端部と線路 32 , 35の一方端部とはそれぞれ電磁界結合部 38, 39を構成する。線路 32の一方端部と線路 35の一方端部とは、電磁界結合部 40を構成する。線路 38， 39の各々は、 4短絡線路共振器を構成する。

このフィルタの等価回路は、図 2Α, 2 Βの等価回路と同じである。ぇノ4短絡線路共振器 32, 35は、それぞれ LC並列共振回路 8, 9を構成する。電磁界結合部 38， 39, 40は、それぞれキャパシタ 1 1， 12, 13を構成する。電磁界結合部 37は、相互誘導磁界結合されたコイル 4， 5を構成する。

この実施の形態 4では、強い相互誘導磁界結合を得るために、単層基板 30の表裏のパターン間の結合を用いた。強い相互誘導磁界結合を得るためには、このような方法以外にも、 2層以上の多層基板において異なる層の上下のパターンの層間結合を用いてもよい。，

[実施の形態 5]

図 1 1Α， 1 1 Βは、この発明の実施の形態 5によるフィルタの構成を示す図である。このフィルタは、図 2の回路図を準マイクロ波帯に適した形態で:実現したものである。図 1 1 Αはフィルタの斜視図、図 1 1 Bはフィルタを上方から見た平面図である。

図 1 1 A, 1 1 Bを参照して、このフィルタは、絶縁体基板 41と、複数の個別部品で構成されている。基板 41の裏面全体にグランド電極 42が形成され、基板 41の表面には電極 43〜49が形成される。電極 43は、複数のビアホール 50を介してグランド電極 42に接続される。，

このフィルタでは、図 2A， 2 Bの LC並列共振回路 8, 9は、いわゆる誘電体共振器 51， 52によって実現されている。誘電体共振器 51， 52は、準マイク口波帯で既に多用されている公知技術であり、外導体と中心導体の間にアルミナセラミックのような絶縁体が挟まれた同軸構造をしている。誘電体共振器 5 1 , 5 2の長さはフィルタの中心周波数近辺において波長 λに対して λ / 4の長さに設計されており、各々の一方端 5 1 a , 5 1 bは外導体と中心導体が短絡されて電極 4 3に接続され、各々の他方端 5 1 b , 5 2 bは開放端となっている。開放端 5 1 b， 5 2 b側では、共振器 5 1 , 5 2の中心導体と基板 4 1上の電極 4 4， 4 5とは、それぞれリードピン 5 1 c , 5 2 cで接続されている。

図 2 A, 2 Bにおけるキャパシタ 1 1〜1 3は、この実施の形態 5では、それぞれチップコンデンサ 5 3〜5 5によって実現されている。チップコンデンサ 5 3〜5 5は、それぞれ電極 4 4と 4 6， 4 5と 4 7 , 4 4と 4 5の間に接続されている。また、図 2 A, 2 Bにおける電磁界結合部 1 0は、このフィルタでは、個別部品のトランス 5 6によって実現されている。トランス 5 6は、図 1 2に示すように、端子 5 6 c〜5 6 f と、端子 5 6 c , 5 6 d間に接続されたコイル 5 6 aと、端子 5 6 e , 5 6 f 間に接続されたコイル 5 6 bとを含む。コイル 5 6 a と 5 6 bは、相互誘導磁界結合されている。端子 5 6 c〜5 6 f は、それぞれ、電極 4 8 , 4 6 , 4 9 , 4 7に接続される。電極 4 8 , 4 9は、入力端子 2およぴ出力端子 3を構成する。

このように、本発明は、ミリ波帯の分布定数回路に限定されるものではなく、個別部品を用いたあまり周波数が高くない回路でも実現することができる。

なお、本発明は、 1個の 2端子フィルタ回路としてだけではなく、 3端子のデュプレクサ型フィルタ回路や、 3端子以上のマルチプレクサ型フィルタ回—路にも容易に適用できる。

[実施の形態 6 ], ·

この実施の形態 6では、実施の形態 1〜 5のフイノレタの応用例について説明する。この実施の形態 6では、屋内の無線伝送波として 6 0 GH z帯のミリ波が用いられる。 6 0 GH z帯のミリ波は、現在の衛星 T V放送波に比較して、著しく周波数が高く、送受信機の無線帯域幅が広くとれるため、地上放送および衛星放送をまとめて一度に無線伝送することが可能である。加えて、この周波数帯では、酸素および水分による吸収が大きいため、隣接した家との間での遮蔽が容易である。さらにこの周波数では、 1/2波長が、空気中で 2. 5mmであり、 I Cのチップサイズの大きさと同程度であり、アンテナを含めて I Cと一体化できる。このため、機器が小さくなるという特徴があり、軽量で小型の無線モジュールが電子機器に組込めることから、家庭内での屋内無線伝送に適した周波数帯である。図 13および図 14A, 14 Bは、この発明の実施の形態 6による高周波無線通信装置の構成を示すプロック図である。図 13およぴ図 14A， 14Bにおいて、この高周波無線通信装置は、ミリ波送信装置 60、ミリ波受信装置 76および電子機器 89を備える。ミリ波送信装置 60は、 VHF · UHF用アンテナ 6 1、 BS用アンテナ 62、 CS用アンテナ 63、コネクタ 64、コネクタ 65、放送波入力部 66、周波数配列部 67、アップコンバータ 68、バンドパスフィルタ（BPF) 68 a, 送信部 69、電源供給部 70、電源供給部 71、受信部 72、電源制御部 73、利用機器記憶部 74、およびミリ波送信アンテナ 75を備える。また、ミリ波受信装置 76は、ミリ波受信アンテナ 77、増幅部 78、バンドパスフィルタ 78 a、ダウンコンバータ 79、周波数逆配列部 80、混合 /切換部 81、電源制御部 82、受電部 83、制御信号受信部 84、送信部 85、アンテナ端子 86、アンテナ端子 87、およびコネクタ 88を備える。また、電子機器 89は、アンテナ端子 90、放送信号受信部 91、制御信号送信部 92、電源供給部 93、およびメモリ部 94を備える。

電子機器 89がたとえば TV受信機である場合は、図 14A， 14Bには示していないが、上記の構成内容以外に表示部などが設けられる。

まず、ミリ波送信装置 60およびミリ波受信装置 76での基本的なミリ_波伝送に関連する部分について説明する。

地上放送や衛星放送からの電波は、 VHF · UHF用アンテナ 61、 BS用ァンテナ 62や CS用アンテナ 63を介してコネクタ 64, 65に入力される。コネクタ 64, 65はここでは 2つとしているが、これに限るものではなく、接続状況に応じた数だけ設ければよい。また、ここではアンテナを接続したが、 CA TVなどの共同受信システムからの一括した放送波の供給端子に接続してもよい。コネクタ 64， 65から入力された放送波は放送波入力部 66に供給される。放送波入力部 66は通常、周波数帯域や変調方式などに応じて適切にゲイン設定された増幅器で構成されており、増幅された放送波は周波数配列部 67に供給される。

周波数配列部 67は、図 15に示すように、増幅器 1 1 1, 1 12、フィルタ 1 1 3, 1 14、周波数ミキサ 1 15および局部発振器 1 16を含む。増幅器 1 1 1は、 BSおよび CS放送信号を増幅する。フィルタ 1 13は、増幅器 1 1 1 の出力信号から不要な周波数成分を除去する。増幅器 112は、地上波放送信号を増幅する。周波数ミキサ 115および局部発振器 116は、増幅器 1 12の出力信号の周波数を変換する。フィルタ 1 14は、周波数変換された信号から不要な周波数成分を除去する。

周波数配列部 67に入力された信号における C Sおよび B Sの中間周波数は、共同受信の場合、コネクタ 65と CS用アンテナ 63との間に設けられたプロックコンバータ（図示せず）により、図 1 7Aに示すように、中間周波数 1035 MHz〜l 895 MHzの周波数軸上に配列されている。このような入力信号を周波数配設部 67において、地上波放送信号のみを周波数ミキサ 115および局部発振器 1 16によって周波数変換し、図 17 Bに示すように、周波数軸上の C S放送信号よりも高周波側に配列させる。これは、地上波放送の周波数が低いので、 60 GHz帯へアップコンバートされた信号は、局部発振波の近傍にくるが、本来、この局部発振波は、アンテナから放射されることなく除去されなければならない不要波であるため、地上波放送は、そのままアップコンバータとすると局部発振波とともに除去されてしまう。そのため、地上放送波は、一旦、中間周波数段階で他の周波数帯（たとえば 2 G H _z帯）へ周波数配列部 67で周波 _数変換される。

このように周波数軸上に配列された放送波は、ミリ波送信装置 60内のアップコンバータ 68で 60 GHz帯にアップコンバートされるとともにバンドパスフィルタ 68 aによって不要波を除去され、図 17 Cに示すような無線周波数となり、送信部 69で電力増幅などを行なって、ミリ波送信装置 60のミリ波送信ァンテナ 75からミリ波無線信号として出力される。

一方、ミリ波受信装置 76のミリ波受信ァンテナ 77で受信されたミリ波無線信号は、増幅部 78で増幅され、バンドパスフィルタ 78 aでイメージ信号を除去された後にダウンコンバータ 7 9でダウンコンバートされて周波数逆配列部 8 0へ入力される。バンドパスフィルタ 6 8 a , 7 8 aは、実施の形態 1〜 5で説明したフィノレタで構成される。

周波数逆配列部 8 0は、図 1 6に示すように、増幅器 1 2 1 , 1 2 2、フィルタ 1 2 3 , 1 2 4、周波数ミキサ 1 2 5および局部発振器 1 2 6を含む。増幅器 1 2 1は、再生された B Sおよび C S放送信号を増幅する。フィルタ 1 2 3は、増幅器 1 2 1の出力信号から不要な周波数成分を除去する。増幅器 1 2 4は、再生された地上波放送信号を増幅る。ブイノレタ 1 2 4は、増幅器 1 2 2の出力信号から不要な周波数成分を除去する。周波数ミキサ 1 2 5および局部発振器 1 2 6は、フィルタ 1 2 4を通過した信号の周波数を変換する。

周波数逆配列部 8 0は、図 1 7 Dに示すように、周波数配列部 6 7とは逆のプ口セスで周波数ミキサ 1 2 5と局部発振器 1 2 6により、周波数軸上に並んだ中間周波数から本来の地上波周波数へ周波数変換する機能を有している。このようにして得られた放送波を電子機器 8 9に入力し、電子機器 8 9が T V受信機の場合は TV受信が可能となる。 ―

以上がミリ波送信装置 6 0、ミリ波受信装置 7 6を介して T V受信機などの電子機器 8 9へ放送波をまとめてミリ波伝送するための基本的な構成である。次に、電子機器 8 9からミリ波受信装置 7 6およびミリ波送信装置 6 0を制御するための構成を説明する。

T V受信機などの電子機器 8 9では放送信号受信部 9 1によつてアンテナ端子

9 0から供給される放送波を選択して受信する。ミリ波受信装置 7 6を^^しない従来の受信システムの場合は、アンテナ端子 9 0に直接、 VH F ' UH F用ァンテナ 6 1、 B S用アンテナ 6 2や C S用のアンテナ 6 3を接続しているが、ミリ波受信装置 7 6を使用する場合は、アンテナ端子 9 0をコネクタ 8 8に接続する。 '

ミリ波受信装置 7 6には混合/切換部 8 1およびアンテナ端子 8 6， 8 7が設けられており、ミリ波受信装置 7 6を電子機器 8 9に取付けた場合でも、アンテナ 8 6 , 8 7に直接 VH F · UH F用アンテナ 6 1、 B S用アンテナ 6 2や C S 用アンテナ 6 3を接続して、ここからの放送波を混合/切換部 8 1を介して使用することも可能にしている。ミリ波受信装置 7 6を使用するときは、通常、アンテナ端子 8 6 , 8 7の接続は必要としないが、ミリ波送信装置 6 0からの伝送がたとえば V H F、 U H Fおよび B S放送のみとしていて、 C S放送は別系統で同軸ケーブルで配線したい場合や、ミリ波送信装置 6 0やミリ波受信装置 7 6の動作を止めておきたい場合などにミリ波受信装置 7 6を電子機器 8 9に取付けたまま、その取付状態を変更することなく V H F · UH F用アンテナ 6 1、 B S用ァ' ンテナ 6 2、 C S用アンテナ 6 3などを接続できるようになっている。.

電子機器 8 9においてユーザが受信を希望するチャネルを放送信号受信部 9 1 によって選択するとき、ユーザは予め、その受信チャネルが VH F · UH F用ァンテナ 6 1、 B S用アンテナ 6 2、 C S用アンテナ 6 3などから直接入力されるもの力、あるいはミリ波送信装置 6 0およぴミリ波受信装置 7 6を介して入力されるものを受信チャネルと関連付けてメモリ部 9 4に記憶させておく。メモリ部 9 4に記憶された情報に基づき、選択された受信チャネルがミリ波送信装置 6 0 およびミリ波受信装置 7 6を使用するチャネルの場合は、電源供給部 9 3によつてアンテナ端子 9 5を介してミリ波受信装置 7 6の動作に必要な電源を供給する。電源の供給は放送波と重畳して行なわれる。

あるいは電子機器 8 9がオン状態となったときに電源供給部 9 3によって電源供給しておき、制御信号送信部 9 2からの制御信号を重畳して電源制御部 8 2の電源制御を必要に応じて行なってもよい。このときは、コネクタ 8 8を通過した電源と制御信号は受電部 8 3と制御信号受信部 8 4によつてそれぞれ放送波と分離して電源制御部 8 2に供給される。通常は電子機器 8 9が受信動作を要とするときに電源供給部 9 3から電源供給するのが消費電力を削減するのに適している。電源制御部 8 2からは増幅部 7 8、ダウンコンバータ 7 9、周波数逆配列部 8 0への電源供給が制御されているが、これ以外の電源制御の必要なプロックを含めて制御してもよい。ここでほコネクタ 8 8を通して電子機器 8 9から電源供給できる構成としているが、電子機器 8 9が必ずしもミリ波受信装置 7 6への電源供給の対応を行なったものばかりではないので、電子機器 8 9とは別にミリ波受信装置 7 6用の電源アダプタを用いてもよいし、あるいはミリ波受信装置 7 6 自身に中に A C電源からの電源を受ける電源回路を内蔵しておいてもよい。また、電子機器 8 9が C S放送を受信可能な C Sチューナや T V受信機の場合、制御信号送信部 9 2は電源の制御以外に、 C S用アンテナ 6 3へ受信チャネルによって垂直偏波を使用するカ平偏波を使用するかを指定する情報を伝送できる。また、 B S放送受信の場合は、 B S用アンテナ 6 2への電源を供給するかどうかの情報を伝送する。垂直偏波か水平偏波か、あるいは B S受信かなどの情報は制御信号受信部 9 2によって生成され、アンテナ端子 9 0、コネクタ 8 8を介して伝送され、制御信号受信部 8 4によって分離される。分離されたこれらの情報は、送信部 8 5によってミリ波送信装置 6 0に向かって送信される。通常、送信部 8 5から受信部 7 2への信号伝送は赤外線を用いて送信するが、赤外線に限らず、無線、有線、音声、電力線搬送などを利用してもよい。

特に、 UH F帯の電波を用いれば、赤外線での通信とは異なり、襖、壁などの遮蔽物を透過できるため、ミリ波送信装置、ミリ波受信装置は仕切られた部屋と部屋間でも使うことができる。さらに、 P H Sなどのコードレス電話を組込むことにより、水平、垂直偏波制御などのための信号だけでなく、データ伝送も可能となり、双方向の通信が可能となるメリットがある。

また、電子機器 8 9がオフとなっていて受信を必要としないときに、上述のようにミリ波受信装置 7 6の中の増幅部 7 8、ダウンコンバータ 7 9、周波数逆配列部 8 0など、動作不要な回路ブロックへの電源供給を遮断するとともに、ミリ波送信装置 6 0側の放送波入力部 6 6、周波数配列部 6 7、アップコンバータ 6 8、送信部 6 9などの動作不要な回路プロックへの電源供給を制御する必要がある。このときは、 1台のミリ波送信装置 6 0からの送信出力を複数のミリ _波受信装置 7 6と電子機器 8 9の組合せで受信している場合、たとえば電子機器 8 9が大型の据え置き T V受信機と移動可能な液晶 T V受信機であって、それぞれにミリ波受信装置 7 6が取付けられている場合などが想定され。したがって、この場合は、大型の据え置き T V受信機である電子機器 8 9および移動可能な液晶 T V受信機である電子機器 8 9のそれぞれが制御信号送信部 9 2によって機器の識別情報とその機器が'現在受信を必要としていることを示す情報、たとえばオンであることを示す情報をそれぞれに接続されているミリ波受信装置 7 6へ伝送する。伝送された情報は制御信号受信部 8 4によって分離され、送信部 8 5によって 1 台のミリ波送信装置 6 0へ向かって送信される。

ミリ波送信装置 6 0では、この情報を受信部 7 2によって受信し、利用機器記憶部 7 4に伝送する。利用機器記憶部 7 4はユーザによって予めこのミリ波送信装置 6 0の放送波を利用する機器を記憶させており、これらの記憶された機器群からの、機器の識別情報とその機器が現在受信必要としていることを示す情報を受信部 7 2から得て、利用機器記憶部 7 4に |Β憶された機器群のすべてがオフなどになっており、放送波を必要としない状態になれば、電源制御部 7 3によって放送波入力部 6 6、周波数配列部 6 7、アップコンバータ 6 8、送信部 6 9などへの電源供給を遮断し、また、電源供給部 7 0 , 7 1によって C S用アンテナ 6 3、 B S用アンテナ 6 2などへの電源を遮断する。このようにしてミリ波送信装置 6 0およびミリ波受信装置 7 6が不要なときの消費電力の削減が実行できる。以上のように、本発明によれば、ミリ波帯のような高い周波数帯においても、急峻度に優れたフィルタを低コストの平面印刷回路で実現できる。しかも、単に狭帯域なフィルタであるから急峻度が高いというわけではなく、たとえば比帯域幅で 5 %以上確保しつつ同時に急峻度を高めることができる。

また、ミリ波帯のような超高周波通信回路の場合、本発明のフィルタを R Fフィルタとして用いてローカル信号やイメージ信号の除去に用いることによって、装置全体を小型化、簡略化、低コスト化できるメリットがある。

ミリ波帯のような超高周波通信回路の場合、従来は急峻で低ロスのフィルタが平面回路では実現困難であったために、フィルタ回路としては、導波管型フィルタゃ充電体共振器を金属ケースに封止した構造のフィルタが使われていた。あるいは、ミキサ回路にフィルタ機能を持たせるために、バランス型の MM I Cミキサなどが使われていた。しかし、これらの技術はすべてサイズやコストに問題があった。し力し、本発明によれば、ミリ波帯のような超高周波帯でも単純な平面回路フィルタが実現できるために、装置全体についても筐体構造などを小型化、簡略化、低コスト化することができる。

ミリ波帯の周波数が無線通信において注目されている理由の 1つは、数百 MH _zから数 GH zもの帯域幅を使うような超広帯域伝送が可能なためである。たとえば特開 2 0 0 0— 3 5 3 9 7 1号では、数百チャネルものテレビ映像信号のミリ波伝送システムが提案されているが、このようなシステムでは、 l〜3GHz もの帯域幅が必要になる。ところが、フィルタ設計においては、一般的に、帯域幅と急峻度は矛盾する要求である。し力し、本発明のフィルタ回路においては、図 7A, 7 Bで示したとおり、 3 GHz以上の帯域幅と急峻度とが同時に実現できている。また、図 8で示したように; 1/ 2開放線路共振器の数を増やせば、さらに帯域幅と急峻度が両立しやすくなる。このような特徴から、本発明のフィルタ回路は、特にミリ波帯の広帯域の無線システムに使われた場合、効果が大きい。また、特開 2000— 353971号で開示されているようなミリ波帯の広帯域システムの特に低コスト、小型だ実現するためには、本発明のフィルタ回路を採用することが非常に有効である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味およぴ範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims

請求の範囲

1. 入力端子（2) に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子（3) に選択的に通過させるフィルタ回路であって、

それぞれの入出力端子と基準電位 (GND) のラインとの間のインピーダンスが各々の共振周波数において最大になり、各入出力端子が少なくとも 1つの他の入出力端子と容量結合された複数の共振器（8， 9) 、

前記複数の共振器（8, 9) のうちのいずれか 2つの共振器（8， 9) の入出力端子と第 1および第 2の端子とをそれぞれ互ヽに容量結合させるための第 1の容量結合手段（11, 12) 、および

前記第 1および第 2の端子と前記入力端子（2) および前記出力端子（3) とをそれぞれ接続するとともに、前記入力端子（2) および前記出力端子（3) を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合手段（10) を備える、フイノレタ回路。

2. さらに、前記入力端子（2) および前記出力端子（3) を互いに容量結合させるための第 2の容量結合手段（16) を備える、請求の範囲第 1項に記載のフィルタ回路。 .

3. 前記フィルタ回路は、絶縁体基板 (1) 上に形成された導体からなる線路パターンで構成され、

前記複数の共振器（8， 9) の各々は、予め定められた線路長を有する第 1の線路（8， 9) を含み、 _ 各第 1の線路（8) の両端部のうちの少なくとも一方端部は、他の第 1の線路 (9) の一方端部と容量結合され（13) 、

前記第 1の容量結合手段（1 1, 12) は、各々の一方端部がそれぞれ前記 2 つの共振器 (8, 9) に含まれる 2つの第 1の線路（8, 9) の他方端部と容量結合され（1 1， 12) 、各々の他方端部がそれぞれ前記第 1および第 2の端子に接続された第 3および第 4の線路（6， 7) を含み、

前記電磁界結合手段（10) は、それぞれ前記第 1および第 2の端子と前記入力端子（2) および前記出力端子（3) との間に接続され、各々の少なくとも一部が互いに近接して平行に配置された第 5およぴ第 6の線路（4， 5) を含む、請求の範囲第 1項に記載のフィルタ回路。

4. 前記第 5および第 6の線路（4, 5) は、前記第 3および第 4の線路（6， 7 ) の開放端から前記フィルタ回路の中心周波数を有する信号の 4分の 1波長の位置で互いに近接されている、請求の範囲第 3項に記載のフィルタ回路。

5. 前記複数の共振器（8， 9) の各々は、 4分の 1波長短絡線路共振器または 2分の 1波長開放線路共振器である、請求の範囲第 1項に記載のフィルタ回路。

6. 前記フィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部として使用されている、請求の範囲第 1項に記載のフィルタ回路。

7. 請求の範囲第 1項に記載のフィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波フィルタ（68 a， 78 a) として使用したことを特徴とする、高周波通信回路装置。

8. 絶縁体基板（1) 上に形成された導体からなる線路パターンで構成され、入力端子に入力された信号のうちの予め定められた周波数成分を出力端子に選択的に通過させるフィルタ回路であって、

それぞれの入出力端子と基準電位 (GND) のラインとの間のインピーダンスが各々の共振周波数において最大になり、各入出力端子が少なくとも 1つの他の入出力端子と容量結合された複数の共振器 (8, 9) 、

前記複数の共振器（8， 9) のうちのいずれか 2つの共振器 (8, 9) の入出力端子と第 1および第 2の端子とをそれぞれ互レヽに容量結合させるための第 1の容量結合手段（11, 12) 、 ― 前記第 1および第 2の端子と前記入力端子および前記出力端子とをそれぞれ接続するとともに、前記入力端子および前記出力端子を互いに相互誘導による磁界結合させるための電磁界結合手段 (10) 、および

前記入力端子および前記出力端子を互いに容量結合させるための第 2の容量結合手段（16) を備え、

前記複数の共振器 (8, 9) の各々は、予め定められた線路長を有する第 1の線路（8， 9) を含み、

各第 1の線路（8 ) の両端部のうちの少なくとも一方端部は、他の第 1の線路 (9) の一方端部と容量結合され（1 3) 、

前記第 1の容量結合手段（1 1， 1 2) は、各々の一方端部がそれぞれ前記 2 つの共振器（8， 9) に含まれる 2つの第 1の線路（8， 9) の他方端部と容量結合され（1 1, 1 2) 、各々の他方端部がそれぞれ前記第 1およぴ第 2の端子に接続された第 3および第 4の線路（6, 7) を含み、

前記電磁界結合手段（1 0) は、各々の一方端部がそれぞれ前記第 1および第 2の端子に接続され、各々の少なくとも一部が互いに近接して平行に配置された第 5および第 6の線路（4， 5) を含み、

前記第 2の容量結合手段（1 6) は、それぞれ前記第 5およぴ第 6の線路（ 4， 5) の他方端部と前記入力端子および前記出力端子との間に接続され、各々の少なくとも一部が互いに近接して配置された第 7およぴ第 8の線路（14， 1 5) を含む、フィルタ回路。

9. 前記第 5および第 6の線路（4， 5) は、前記第 3および第 4の線路（6,

7 ) の開放端から前記フィルタ回路の中心周波数を有する信号の 4分の 1波長の位置で互いに近接されている、請求の範囲第 8項に記載のフィルタ回路。

10. 前記複数の共振器（8， 9) の各々は、 4分の 1波長短絡線路共振器または 2分の 1波長開放線路共振器である、請求の範囲第 8項に記載のフィルタ回路。

1 1. 前記フィルタ回路は、マルチプレクサ型フィルタ回路の一部として使用されている、請求の範囲第 8項に記載のフィルタ回路。

1 2. 請求の範囲第 8項に記載のフィルタ回路を、ローカル信号またはイメージ信号を除去するための高周波フィルタ（68 a， 78 a) として使用したことを特徴とする、高周波通信回路装置。