JP3575465B2 - Switching power supply circuit - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図11は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路として、力率改善のための構成が付加されたスイッチング電源回路の一例を示している。また、この図に示す電源回路は、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=200V系]、又は[負荷電力Po=150W以下、交流入力電圧VAC=100V系]のいずれかの条件に対応した構成とされている。
【0003】
この図11に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ACに対してコモンモードチョークコイルCMC及びフィルタコンデンサCLを図示するようにして接続することで、商用交流電源ACに重畳する高調波を除去するフィルタを形成するようにしている。
【0004】
また、商用交流電源ACのラインに対して直列にパワーチョークコイルPCHが挿入される。このパワーチョークコイルPCHによって、力率PFを0.75程度に改善している。
【0005】
そして、商用交流電源ACに対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路Di及び1本の平滑コンデンサCiを接続した全波整流回路が形成される。平滑コンデンサCiの両端には、商用交流電源ACを整流平滑化した整流平滑電圧Eiが得られることになる。この整流平滑電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応するレベルであり、後段の一次側スイッチングコンバータに対して直流入力電圧として入力される。
【0006】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータとしては、他励式による電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータは、図示するようにして、2石のスイッチング素子Q1,Q2を備えている。
【0007】
この場合、スイッチング素子Q1,Q2としては、MOS−FETを選定しており、このスイッチング素子Q1,Q2を図示するようにして接続することで、いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を形成している。
また、スイッチング素子Q1,Q2に対してはそれぞれクランプダイオードDD1,DD2が、図示する方向により並列に接続されている。
また、スイッチング素子Q1,Q2のうち、スイッチング素子Q2に対しては、部分電圧共振のための部分共振コンデンサCpが並列に接続されている。
【0008】
絶縁コンバータトランスPITは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
ここでの図示は省略するが、絶縁コンバータトランスPITは、例えばEE型コアを備え、このEE型コアの中央磁脚に対して、ボビンなどを利用して、一次巻線N1と二次巻線N2とが絶縁状態を確保するようにして巻装される。
また、EE型コアの中央磁脚には、例えば1.5mm〜2.0mm程度の幅のギャップを形成することで、例えば一次巻線N1と二次巻線N2との間で、結合係数k=0.8程度の疎結合の状態が得られるようにしている。これによって、中間負荷時における異常発振が発生するのを回避している。
【0009】
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1は、その一端がスイッチング素子Q1のドレインと接続されると共に、他端は、直列共振コンデンサC1を介して、スイッチング素子Q1,Q2のソース−ドレイン間に対して接続されている。このようにして接続されることで、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力が一次巻線N1に対して伝送されることになる。
また、このような接続形態によっては、一次巻線N1と直列共振コンデンサC1が直列に接続されていることになるが、一次巻線N1のリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサC1のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路が形成されることになる。この一次側直列共振回路によって、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作を電流共振形とする。
【0010】
この場合、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2に対しては、ブリッジ整流回路DBR、及び平滑コンデンサCoとにより形成される全波整流回路が形成されている。この全波整流回路によって、平滑コンデンサCoの両端には二次側直流出力電圧EOが得られることになる。この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷に供給される。また、分岐して、発振ドライブ制御回路1に対しても検出用電圧として供給される。
【0011】
発振ドライブ制御回路1は、例えば汎用のICなどから成り、スイッチング素子Q1,Q2を他励式によりスイッチング駆動するために設けられる。
発振ドライブ制御回路1から、スイッチング素子Q1,Q2の各ゲートに対してドライブ信号(電圧)が出力されることで、スイッチング素子Q1,Q2は、所要のスイッチング周波数により、交互にオン/オフするタイミングでスイッチングを行うことになる。
【0012】
また、発振ドライブ制御回路1では、入力された二次側直流出力電圧EOのレベルに応じて、ドライブ信号の周波数を変化させるように動作する。これによって、スイッチング素子Q1,Q2は、二次側直流出力電圧EOのレベルに応じてスイッチング周波数が可変制御されることとなる。
このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPITにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。このため、二次側直流出力電圧EOのレベルも可変制御されることになる。つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧EOを可変しており、これにより定電圧制御を図っているものである。
【0013】
上記図11に示した電源回路は、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=200V系]、又は[負荷電力Po=150W以下、交流入力電圧VAC=100V系]の何れかの条件に対応した構成となる。これに対して、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=100V系]の条件に対応する場合には、商用交流電源ACを整流して整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)を得るための整流回路系について、図12に示すようにして変更される。なお、図12において図11と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【0014】
図12においては、商用交流電源ACを整流する整流回路系として、2本の整流ダイオードD13,D14、及び2本の平滑コンデンサCi1,Ci2が備えられる。そして、これらの部品を図示するようにして接続することで、直列接続された平滑コンデンサCi1−Ci2の両端に得られる整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)としては、交流入力電圧VACの2倍に対応するレベルが得られる。つまり、この場合には倍電圧整流回路を形成しているものである。
例えば、交流入力電圧VACが100V系で、負荷電力Po=200W以上という比較的重負荷の条件で、交流入力電圧が交流入力電圧VACの等倍レベルである場合、後段のスイッチング素子に流れるピーク電流が増加してそれだけ電力損失が増加することが分かっている。そこで、図12に示すようにして倍電圧整流回路によって、交流入力電圧VACの2倍のレベルに対応する直流入力電圧とすれば、スイッチング素子に流すピーク電流レベルを抑制することができる。
【0015】
図13は、先に図11に示した電源回路の特性として、[負荷電力Po=150W以内、交流入力電圧VAC=100V系]の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
なお、この図においては比較のために、実線によりパワーチョークコイルPCHを備えた回路構成の特性を示すと共に、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルPCHを削除した回路構成の特性を示している。また、この場合のパワーチョークコイルPCHには、インダクタンスL11=10mHを選定している。
【0016】
この図によると、力率PFについては、パワーチョークコイルPCHを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。
そして、図14には、図11に示した電源回路の商用交流電源ACに重畳される奇数次の高調波電流レベルについて、クラスDの電源高調波規制値との比較により示している。この図は、交流入力電圧VAC=100V、負荷電力Po=125W、PF=0.76の条件時における測定結果を示している。この図によっては、各次における高調波電流レベルが、クラスDの規制値を満たしていることが分かる。
【0017】
また、AC→DC電力変換効率(ηAC/DC)については、負荷電力Po=50W以上の範囲で、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
また、直流入力電圧である整流平滑電圧Eiのレベルについても、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
【0018】
また、図15は、先に図12に示した電源回路の特性として、負荷電力Po=200W、交流入力電圧VAC=100V]の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
なお、この図においても、実線によりパワーチョークコイルPCHを備えた回路構成の特性を示している。これに対して、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルPCHを削除した回路構成の特性を示している。また、この場合のパワーチョークコイルPCHには、インダクタンスL11=4.35mHを選定している。
【0019】
この図15によっても、力率PFについては、パワーチョークコイルPCHを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。
また、図16には、図12に示した電源回路の商用交流電源ACに重畳される高調波電流レベルを、クラスDの電源高調波規制値との比較により示している。この図は、交流入力電圧VAC=100V、負荷電力Po=200W、PF=0.76の条件時における測定結果を示している。そして、この図においても、各次において高調波電流レベルが、クラスDの規制値を満たしていることが分かる。
【0020】
また、AC→DC電力変換効率(ηAC/DC)については、負荷電力Po=150W以上の範囲で、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが徐々に低下していることがわかる。
また、直流入力電圧である整流平滑電圧Eiのレベルについても、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
【0021】
【発明が解決しようとする課題】
そして、上記図11及び図12に示した回路構成の電源回路では、次のような問題を抱えている。
先ず、図11及び図12に示す回路では、一次側において電流共振形コンバータの電流共振動作と、部分共振コンデンサCpによる部分電圧共振動作とが得られる複合共振形としての動作を得ている。そして、このような複合共振形の動作として、中間負荷における異常発振を防止するために、絶縁コンバータトランスPITのコアにギャップを施して、一次巻線と二次巻線の結合状態として、結合係数k=0.8程度の疎結合の状態が得られるように構成している。
このようにして、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)の向上には限界がある。具体的には、負荷電力Po=125W、交流入力電圧VAC=100V時のAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)は、図11に示した回路では、パワーチョークコイルPCHを省略したとしても89.2%が上限となる。また、図12に示した回路では、同じくパワーチョークコイルPCHを省略したとして91.8%が上限である。
【0022】
また、絶縁コンバータトランスPITが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスPITからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスPITに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスPITのコストアップ及び大型化を招くことになる。
【0023】
そのうえで、図11及び図12に示した回路構成では、力率改善のためのパワーチョークコイルPCHが商用交流電源ACのラインに挿入されている。これにより、さらにAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)が低下してしまうことになる。
この理由としては、パワーチョークコイルPCHには鉄損と銅損が存在するので、これによって電力損失が増加することが挙げられる。また、パワーチョークコイルPCHの直流抵抗とインダクタンスによって、図13及び図15にも示したように、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)が低下してしまうことも一因となる。
具体的には、負荷電力Po=125W時においては、図13にも示したように、AC→DC電力変換効率(ηAC/DC)は、89.2%(PCH無し)から87.7%(PCH有り)となり、1.5%低下している。また、負荷電力Po=200W時においては、図15に示したように、91.8%(PCH無し)から91.4%(PCH有り)となり、0.6%低下している。
【0024】
また、パワーチョークコイルPCHを備えることによっては、このパワーチョークコイルPCHから発生する漏洩磁束も抑制する必要が生じる。この対策としては、例えば珪素鋼板のショートリングを施すことになる。このために、パワーチョークコイルPCHの製造部品点数が増加して、コストダウン及び小型軽量化の妨げとなってしまう。
パワーチョークコイルPCHに、漏洩磁束の発生の少ない目字型コアを用いれば、ショートリングを設ける必要はなくなる。しかしながら、目字型コアそのものが高価である。また、パワーチョークコイルPCHとしての目字型コアの重量は、例えば図11に示した電源回路の場合には135g程度、また、図12に示した電源回路の場合には240g程度となり、比較的重いものであることから、有効であるとはいえない。
【0025】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、交流を整流する整流回路と、この整流回路からの整流電圧を平滑する平滑回路を備える。
また、所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線および三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
また、ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記2つのスイッチング素子を駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、整流回路と平滑回路との間の整流電流経路に挿入される、インダクタ、三次巻線、および三次巻線に得られる交番電圧によりスイッチング動作を行う第1のダイオードの直列接続回路を備えて成る力率改善回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとする。
【0026】
また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、交流の正/負の各期間ついてそれぞれ整流する2つの整流ダイオードを有する整流回路と、直列接続された2つの平滑コンデンサを有し、整流回路からの整流電流が供給されて、この直列接続された2つの平滑コンデンサの両端電圧として上記交流の電圧レベルの2倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する平滑回路を備える。
また、所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線および三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
また、ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、平滑回路からの整流平滑電圧を断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記2つのスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、整流回路とともに整流電流を平滑回路に流すようにして設けられ、インダクタ、三次巻線、および三次巻線に得られる交番電圧の正/負の各期間ついてそれぞれスイッチング動作を行う2つの整流ダイオードを備えて成る力率改善整流回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとする。
【0027】
上記各構成によると、スイッチングコンバータとしては、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採ることになる。また、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように、二次側部分電圧共振コンデンサが二次巻線に対して並列に接続されることになる。
そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はなくなる。
また、絶縁コンバータトランスのコアにはギャップを形成しないようにしているが、これにより、絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度は、より高いものとなる。
【0028】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図11に示した回路と同様に、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=200V系]、又は[負荷電力Po=150W以下、交流入力電圧VAC=100V系]のいずれかの条件に対応した構成となる。
【0029】
この図1に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ACラインに対して、4本の低速リカバリ型の整流ダイオードから成るブリッジ整流回路Diが接続される。また、この場合には、商用交流電源ACに対して並列に、ノイズ吸収用のコンデンサCLが接続されている。
【0030】
ブリッジ整流回路Diの正極出力端子は、後述する力率改善回路10を形成するとされる高速リカバリ型ダイオードD2を介して、平滑コンデンサCiの正極端子に対して接続される。これにより、平滑コンデンサCiには、ブリッジ整流回路Diの全波整流動作によって流入する整流電流が充電されることになって、平滑コンデンサCiの両端電圧として整流平滑電圧Eiが得られることになる。この整流平滑電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応するレベルを有している。つまり等倍電圧整流回路により直流入力電圧を得るようにしており、この直流入力電圧を後段の電流共振形コンバータに入力する。
【0031】
この図に示す電源回路の一次側には、他励式によりスイッチング駆動される、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータが設けられる。この電流共振形コンバータは、2石のスイッチング素子Q1,Q2を備えている。
【0032】
この場合、スイッチング素子Q1,Q2については、NPN型のBJT(Bipolar Junction Transistor)が用いられる。スイッチング素子Q1のコレクタは、平滑コンデンサCiの正極端子と接続され、エミッタは、スイッチング素子Q2のコレクタと接続される。また、スイッチング素子Q2のエミッタは一次側アースに接続される。このようにして、スイッチング素子Q1−Q2の直列接続が、平滑コンデンサCiに対して並列に接続されるようにして設けられることで、ハーフブリッジ接続が形成される。
【0033】
また、スイッチング素子Q1のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードDD1が並列に接続される。このばあいには、クランプダイオードDD1のアノードがエミッタと接続され、カソードがベースと接続される。同様にして、スイッチング素子Q2のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードDD2が並列に接続される。
【0034】
さらに、この場合には、スイッチング素子Q1,Q2のうち、一次側アース側に接続されるスイッチング素子Q2のコレクタ−エミッタ間に対して、部分共振コンデンサCpが接続される。この部分共振コンデンサCpは、例えば後述する絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と自身のキャパシタンスとによって並列共振回路を形成する。そして、この並列共振回路によっては、スイッチング素子Q2のターンオフ時においてのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【0035】
また、スイッチング素子Q1,Q2のベースに対しては、それぞれ、発振ドライブ制御回路1からドライブ信号が供給されるようになっている。スイッチング素子Q1,Q2は、発振ドライブ制御回路1から供給されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン/オフするタイミングで、スイッチング動作を行う。
【0036】
ここで、スイッチング素子Q1のエミッタとスイッチング素子Q2のコレクタの接続点に対しては、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1の一端が接続される。そして、一次巻線N1の他端は、直列共振コンデンサC1を介して、スイッチング素子Q1のコレクタと接続されている。
この接続形態によると、先ず、一次巻線N1−直列共振コンデンサC1の直列接続回路が形成されることになるが、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と、直列共振コンデンサC1のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路が形成されることになる。そして、この一次側直列共振回路(N1−C1)が、スイッチング素子Q1、Q2の各スイッチング出力点(コレクタ)の間に対して接続されていることになる。
これにより、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路(N1−C1)に対して伝達されることになると共に、この一次側直列共振回路(N1−C1)の共振動作によって、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作は電流共振形となる。
【0037】
絶縁コンバータトランスPITは、一次巻線N1に得られたスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
本実施の形態の場合、図示等による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスPITは、例えばEE型コアを備え、このEE型コアの中央磁脚に対して、一次巻線N1と二次巻線N2とをそれぞれ絶縁した状態で巻装するようにしている。
また、本実施の形態においては、EE型コアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにしている。これによって、一次巻線N1と二次巻線N2の結合係数kとしては、例えばk=0.9程度となるようにしている。例えば先行技術として図11に示した回路の絶縁コンバータトランスPITは、EE型コアの中央磁脚にギャップを形成してたことで、結合係数k=0.8程度の結合度であったが、本実施の形態では、これよりも幾分高い結合度が得られることになる。
【0038】
そして、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2に対して、二次側部分共振コンデンサC2を並列に設けることとしている。この二次側部分共振コンデンサC2が設けられることによって、例えば二次側の整流回路を形成する整流ダイオードのスイッチング動作に伴って、二次側で部分電圧共振動作が得られる。
【0039】
この場合、二次巻線N2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路DBR及び平滑コンデンサCoから成る全波整流回路が備えられる。この全波整流回路によって、二次巻線N2に励起された交番電圧を整流し平滑化することで、平滑コンデンサCoの両端電圧として、二次側直流出力電圧EOが得られることになる。
この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷に対して、直流電源として供給される。また、この二次側直流出力電圧EOは、発振ドライブ制御回路1に対しても分岐して入力される。
【0040】
発振ドライブ制御回路1においては、入力された二次側直流出力電圧EOのレベルを検出する。そして検出したレベルに応じて、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数が可変されるように、ドライブ信号を出力する。
このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPITにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。このため、二次側直流出力電圧EOのレベルも可変制御されることになる。つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧EOを可変しており、これにより定電圧制御を図るようにされる。
【0041】
続いて、図1に示す電源回路に備えられる力率改善回路10について説明する。
本実施の形態の力率改善回路10は、絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装した三次巻線N3と、高速リカバリ型ダイオードD1、インダクタL20、フィルタコンデンサCN、及び高速リカバリ型ダイオードD2とを備えている。
【0042】
そして、三次巻線N3に対して、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1を直列に接続している。この場合には、高速リカバリ型ダイオードD1のアノードがインダクタL20の一端と接続され、カソードが三次巻線N3の一端と接続される。インダクタL20の他端側は、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と接続している。また、三次巻線N3の他端は、平滑コンデンサCiの正極端子と接続している。
つまり、本実施の形態の力率改善回路10としては、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3の直列接続回路を、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と、平滑コンデンサCiの正極端子との間の整流電流経路に挿入して形成していることになる。
【0043】
さらに、この力率改善回路10では、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3の直列接続回路に対して、もう1つの高速リカバリ型ダイオードD2を並列に接続するようにしている。この場合には、高速リカバリ型ダイオードD2のアノードをインダクタL20側に接続し、カソードを三次巻線N3側に接続するようにしている。さらに、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3の直列接続回路に対しては、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサCNを並列に接続するようにしている。
【0044】
このような構成による力率改善回路10の動作を図2の波形図を参照して説明する。
例えば図示する周期により交流入力電圧VACが得られているとすると、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子には、整流出力電圧V1が得られることになる。そして、ブリッジ整流回路Diの整流出力として得られる整流電流は、この場合、電流I1として高速リカバリ型ダイオードD1を流れて平滑コンデンサに流入する経路と、電流I2として、インダクタL20−−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3を介して平滑コンデンサCiに流入する経路と、フィルタコンデンサCNを介して平滑コンデンサCiに流入する経路との3経路に分岐して流れることになる。
【0045】
この際、一次巻線N1に伝達されたスイッチング出力が三次巻線N3に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線N3にはスイッチング周期に応じた交番電圧V2が発生することになる。そして、高速リカバリ型ダイオードD1のアノード電位V3が、交番電圧V2よりも高いとされる期間において、高速リカバリ型ダイオードD1が導通して上記電流I2が流れることになる。
また、このときには三次巻線N3に得られる電圧は、交番電圧V2であり、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、高速リカバリ型ダイオードD1が導通して電流I2が流れる期間においては、高速リカバリ型ダイオードD1はスイッチング周期でオン/オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、電流I2は、高速リカバリ型ダイオードD1により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサCiに流入することとなる。
【0046】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線N3により電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードである高速リカバリ型ダイオードD1をスイッチングさせ、この高速リカバリ型ダイオードD1を流れる整流電流を断続するようにしている。
これによって、交流入力電圧VACの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流IACの平均的な波形が交流入力電圧の波形(正弦波)に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【0047】
図3には、図1に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧VACを100Vで固定した条件の下で、負荷電力Po=0〜125Wの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
また、図4には、図1に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Po=125Wで固定とした条件の下で、交流入力電圧VAC=90V〜140Vの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図1の回路の特性を実線で示し、先行技術として図11に示した回路の特性を破線により示している。
【0048】
ここで、参考までに、上記図3及び図4に示した実験結果を得る際の、図1に示した回路の各部の定数を示しておく。
一次巻線N1=23T(ターン)
二次巻線N2=45T
三次巻線N3=6T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=0
一次側直列共振コンデンサC1=0.18μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
二次側部分共振コンデンサC2=2200pF
インダクタL20=20μH
また、比較として、図11に示した回路の各部の定数も示しておく。
一次巻線N1=25T
二次巻線N2=45T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=1.6mm
一次側直列共振コンデンサC1=0.15μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
パワーチョークコイルPCHのインダクタンスL11=10.0mH
【0049】
これら図3及び図4によると、先ず、整流平滑電圧Eiのレベルについては、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図1に示した回路のほうが高くなっている。これは、図1に示す回路では、パワーチョークコイルPCHが商用交流電源ACのラインに挿入されていないことに依る。
そして、パワーチョークコイルPCHが存在しなくなったことで、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図1に示した回路のほうがAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)について向上していることが分かる。
また、力率PFについては、負荷電力Po=125Wの条件ではほぼ同等になるという結果が得られている。そして、この力率改善回路10によって力率が改善された結果としては、図5に示すようにして、各奇数次の電源高調波レベルについては、電源高調波規制を満足するものとなっている。
【0050】
このようにして、本実施の形態の電源回路では、電源高調波規制を満足する力率を得るようにしながらも、電力変換効率の向上が図られていることが理解される。
具体的には、本実施の形態の場合、例えば絶縁コンバータトランスPITのギャップを0とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、AC→DC電力変換効率は、1.4%向上された。また、力率改善を、電圧帰還方式による構成の力率改善回路10により行うようにしたことで、1.7%向上されており、総合的には、3.1%の向上が図られたことになる。つまり、電源回路全体としては、図11に示した回路がηAC/DC=89.2パーセントであったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータの構成を変更したことで、ηAC/DC=91.2%にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路10が組み合わされたことで、ηAC/DC=92.3%にまで向上されたことになる。
また、交流入力電力については4.6W低下したという実験結果も得られた。
【0051】
また、本実施の形態では、パワーチョークコイルPCHが削除されたことで、パワーチョークコイルPCHの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングも不要とされることになる。
同様にして、絶縁コンバータトランスPITについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線N1と二次巻線N2の結合係数kについて、k=0.9程度にまで高めたことで、絶縁コンバータトランスPITからの漏洩磁束も低減することができる。このために、絶縁コンバータトランスPITに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。
これにより、例えば先行技術の電源回路よりも、コストダウンを図ることができ、また、回路の小型軽量化を促進することも可能となる。
具体的には、図11に示す回路の場合、実際に採用されるパワーチョークコイルPCHは135g程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は10.8平方cmとなる。これに対して、図1に示す回路では、力率改善回路10を形成するための部品の総合重量としても15g程度であり、また、実装面積が6.0平方cmとなる。つまり、重量比としては、図11に示す回路に対して1/10となり、実装面積比としては、図11に示す回路に対して1/1.8となって、大幅な小型軽量化が図られることが分かる。
【0052】
図6は、本発明の他の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=100V系]の条件に対応した構成となる。また、この図6に示す電源回路も、図1に示した回路と同様に、一次側の電流共振形コンバータに対して、部分共振コンデンサCpを含む一次側部分電圧共振回路が組み合わされている。さらに、二次巻線N2に対して並列に二次側部分共振コンデンサC2が接続されることで形成される、二次側部分電圧共振回路が組み合わされた形態を採っている。
【0053】
この図6に示す電源回路において、一次側のスイッチングコンバータ、及び二次側の構成は、図1に示した回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。図6に示す回路においては、商用交流電源ACから整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)を得るのにあたり、ブリッジ整流回路などの等倍電圧整流回路ではなく、倍電圧整流回路を備える点が図1の回路と異なる。そして、力率改善のための回路としては、上記倍電圧整流回路を含んだうえで、スイッチング出力を電圧帰還することで整流電流をスイッチングする、力率改善整流回路11を備える。
【0054】
図6に示す電源回路における力率改善整流回路11においては、先ず、整流ダイオードとして、2本の低速リカバリ型の整流ダイオードD3,D4が備えられる。整流ダイオードD3は、商用交流電源ACの正極ラインに対してアノードが接続され、カソードが平滑コンデンサCi1の正極端子に接続される。整流ダイオードD4は、アノードが一次側アースに接続され、カソードが商用交流電源ACの正極ラインに対して接続される。
【0055】
また、この場合には、倍電圧整流回路とされることに対応して、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)を生成するための平滑コンデンサCiとしては、2本の平滑コンデンサCi1,Ci2が、図示するようにして直列に接続されて設けられる。平滑コンデンサCi1の正極端子は、上記のようにして、整流ダイオードD3のカソードと接続され、平滑コンデンサCi2の負極端子側は、一次側アースに対して接続される。また、平滑コンデンサCi1の負極端子と、平滑コンデンサCi2の正極端子との接続点に対しては、商用交流電源ACの負極ラインが接続される。
【0056】
また、この力率改善整流回路11においては、インダクタL20、絶縁コンバータトランスPITの三次巻線N3、及び高速リカバリ型の2本の整流ダイオードD1,D2が備えられる。
三次巻線N3の一端は、インダクタL20の直列接続を介して、商用交流電源ACの正極ラインと接続される。また、三次巻線N3の他端は、整流ダイオードD1のアノードと整流ダイオードD2のカソードの接続点に対して接続される。
整流ダイオードD1のカソードは、平滑コンデンサCi1の正極端子と接続される。また、整流ダイオードD2のアノードは一次側アースと接続される。
【0057】
さらに、この場合には、商用交流電源ACの正極ラインと負極ラインとの間に対して、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサCNを並列に接続している。
【0058】
このようにして形成される力率改善整流回路11においては、高速リカバリ型の整流ダイオードD1、D2に整流電流が流れる経路によって第1の整流回路が形成され、また低速リカバリ型の整流ダイオードD3,D4に整流電流が流れる経路によって第2の整流回路が形成されることになる。
【0059】
即ち交流入力電圧VACが正となる期間では、商用交流電源AC(正極)→インダクタL20→三次巻線N3→整流ダイオードD1→平滑コンデンサCi1→商用交流電源AC(負極)・・・の経路で、第1の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi1へ充電される。また同時に、商用交流電源AC(正極)→ダイオードD3→平滑コンデンサCi1→商用交流電源AC(負極)の経路で、第2の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi1へ充電される。
【0060】
また交流入力電圧VACが負となる期間では、商用交流電源AC(負極)→平滑コンデンサCi2→一次側アース→整流ダイオードD2→三次巻線N3→インダクタL20→商用交流電源AC(正極)の経路で第1の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi2へ充電される。
同時に、商用交流電源AC(負極)→平滑コンデンサCi2→一次側アース→整流ダイオードD4→・・・の経路で、第2の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi2へ充電される。
つまり、第1、第2の整流回路により、整流電流は2系統に分流して平滑コンデンサCi1,Ci2に供給されることになる。
そして直列接続された平滑コンデンサCi1−Ci2の両端に、交流入力電圧VACの2倍に対応したレベルの整流平滑電圧Eiが得られることになる。つまり、商用交流電源ACを倍電圧整流方式により直流化しているものである。
【0061】
また、力率改善整流回路11による力率改善動作について、図7の波形図を参照して説明する。
例えば図示する周期により交流入力電圧VACが得られているとして、先に説明した整流動作が行われることで、低速リカバリ型の整流ダイオードD4には、図示するようにして整流出力電圧V1が発生する。また、第2の整流回路において、低速リカバリ型の整流ダイオードD3と整流ダイオードD4に流れようとする整流電流I2は、図示するようにして、交流入力電圧VACが正/負でピークとなるタイミングに応じて、整流ダイオードD3,D4にそれぞれ流れるものとなる。
【0062】
また、第1の整流回路においても、交流入力電圧VACが正/負でピークとなるタイミングに応じて、整流電流I1が、図示する波形により高速リカバリ型の整流ダイオードD1,D2に流れるようにされる。また、この際の整流ダイオードD2の両端に得られる整流出力電圧V2は、図示する波形が得られる。
【0063】
この際、一次巻線N1に伝達されたスイッチング出力が三次巻線N3に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線N3にはスイッチング周期に応じた交番電圧が発生することになる。このとき、三次巻線N3とインダクタL20との接続点と、一次側アース間の電位はV3は、図示するようにして、交流入力電圧VACがピークとなるタイミングに応じて交番電圧となる波形が得られる。
ここで、三次巻線N3に得られる電圧は、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、図7において電流I1として示すようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードD1,D2が導通して整流電流I1が流れる期間においては、これら整流ダイオードD1,D2はスイッチング周期でオン/オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、整流電流I1は、高速リカバリ型ダイオードD1により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサCi1又は平滑コンデンサCi2に流入することとなる。
【0064】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線N3により電圧帰還されるスイッチング出力によって、高速リカバリ型の整流ダイオードD1,D2をスイッチングさせ、これら整流ダイオードD1,D2を流れる整流電流を断続するようにしている。これによって、交流入力電圧VACの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサCi1,Ci2への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流IACの平均的な波形が交流入力電圧の波形(正弦波)に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【0065】
ここで図8に、図6に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧VACを100Vで固定した条件の下で、負荷電力Po=0〜200Wの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示す。
また、図9に、図1に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Po=200Wで固定とした条件の下で、交流入力電圧VAC=90V〜140Vの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示す。
なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図6の回路の特性を実線で示し、先行技術として図12に示した回路の特性を破線により示している。
【0066】
また、参考として、上記図8及び図9に示した実験結果を得る際の、図6に示した回路の各部の定数を示しておく。
一次巻線N1=42T(ターン)
二次巻線N2=45T
三次巻線N3=4T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=0
一次側直列共振コンデンサC1=0.056μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
二次側部分共振コンデンサC2=2200pF
インダクタL20=12μH
また、比較として、図12に示した回路の各部の定数も示しておく。
一次巻線N1=50T
二次巻線N2=45T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=1.6mm
一次側直列共振コンデンサC1=0.056μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
パワーチョークコイルPCHのインダクタンスL11=4.35mH
【0067】
これら図8及び図9によると、整流平滑電圧Eiのレベルについては、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図6に示した回路のほうが高くなっている。これは、先の実施の形態の回路(図1)と同様に、パワーチョークコイルPCHが商用交流電源ACのラインから削除されたことに依るものである。
そして、パワーチョークコイルPCHが省略されたことで、この場合にも、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図6に示した回路のほうがAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)について向上している。
【0068】
また、この場合にも、力率PFについてはほぼ同等となる結果が得られている。そして、この力率改善整流回路11による力率改善結果としても、図10に示すようにして、電源高調波レベルは、電源高調波規制を満足するものとなっている。
【0069】
このようにして、図6に示す電源回路としても、電源高調波規制を満足する力率を得たうえで、電力変換効率の向上が図られていることになる。
具体的には、図6に示す回路の場合には、絶縁コンバータトランスPITのギャップを0とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、AC→DC電力変換効率は、1.2%向上された。また、力率改善を、電圧帰還方式による力率整流改善回路11により行うようにしたことで、0.6%向上されており、総合的には、1.8%の向上が図られたことになる。つまり、電源回路全体としては、図12に示した回路がηAC/DC=91.8%であったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータとしての構成を変更したことで、ηAC/DC=93.0%にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路10が組み合わされたことで、ηAC/DC=93.6%にまで向上されたことになる。
また、交流入力電力については4.2W低下したという実験結果が得られた。
【0070】
また、この図6に示す回路についても、パワーチョークコイルPCHの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングは不要となる。そしてまた、図6に示す回路としても、絶縁コンバータトランスPITについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線N1と二次巻線N2の結合係数kについて、k=0.9程度にまで高め、漏洩磁束を低減している。従って、図6に示す回路としても、絶縁コンバータトランスPITに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。
図12に示す回路構成の場合、採用されるパワーチョークコイルPCHは240g程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は19.2平方cmとなる。これに対して、図6に示す回路では、力率改善整流回路11を形成するための部品の総合重量は20g程度であり、また、実装面積が7.0平方cmとなる。従って、量比としては、図12に示す回路に対して1/12となり、実装面積比としては、図12に示す回路に対して1/2.7となる。このようにして、図6に示す回路においても、大幅な小型軽量化が図られることになる。
【0071】
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電流共振形コンバータを形成するためのスイッチング素子としては、BJTのほかに、MOS−FETやIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を選定して構わない。また、二次側の構成についても、ブリッジ整流回路DBRを備えた形式の整流回路以外にも各種考えることができる。
【0072】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチングコンバータとして、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせて構成している。また、二次側は、二次側部分電圧共振コンデンサを二次巻線に対して並列に接続することで、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように構成している。
そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図ることとしている。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。
【0073】
このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はないことになる。さらには、一次巻線と二次巻線の結合度が高くなることによって、一次側から二次側への電力伝達の効率が高くなる。
これによって、AC→DC電力変換効率が向上し、結果として総合電力変換効率も向上されることになる。また、交流入力電力も大幅に低下させることが可能となって、それだけ、低消費電力の電源回路を提供することが可能となる。
【0074】
また、大型で重量のある部品であったパワーチョークコイルが不要となったことで、それだけ回路基板の小型軽量化を図ることも可能となった。パワーチョークコイルを設ける場合には、漏洩磁束対策のためのショートリングなども必要とされていたので、本発明では、このような対策は不要であり、回路基板の小型軽量化は、さらに促進されることになる。
【0075】
また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。これによって、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、回路の小型軽量化が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図2】図1に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。
【図3】図1に示す電源回路について、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図4】図1に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図5】図1に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図6】本実施の形態としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図7】図6に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。
【図8】図6に示す電源回路について、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図9】図6に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図10】図6に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図11】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図12】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図13】図11に示す電源回路について、荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図14】図11に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図15】図12に示す電源回路について、荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図16】図12に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【符号の説明】
1 発振ドライブ制御回路、10 力率改善回路、11 力率改善整流回路、Di,DBR ブリッジ整流回路、L20 インダクタ、D1,D2 高速リカバリ型ダイオード/整流ダイオード、D3,D4 低速リカバリ型の整流ダイオード、CN フィルタコンデンサ、Ci,Ci1,Ci2 平滑コンデンサ、Q1,Q2 スイッチング素子、PIT 絶縁コンバータトランス、N1 一次巻線、N2 二次巻線、N3 三次巻線、C1 一次側直列共振コンデンサ、Cp 一次側部分共振コンデンサ、C2 二次側部分共振コンデンサ
[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit for improving a power factor.
[0002]
[Prior art]
Previously, the present applicant has proposed various power supply circuits including a resonance type converter on the primary side.
FIG. 11 shows an example of a switching power supply circuit to which a configuration for improving a power factor is added as a switching power supply circuit based on the invention previously filed by the present applicant. In addition, the power supply circuit shown in this figure can satisfy any of the conditions of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 200 V system] or [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system]. The configuration is compatible.
[0003]
In the power supply circuit shown in FIG. 11, first, the common mode choke coil CMC and the filter capacitor CL are connected to the commercial AC power supply AC as shown in the drawing to remove harmonics superimposed on the commercial AC power supply AC. Filter to be formed.
[0004]
A power choke coil PCH is inserted in series with the line of the commercial AC power supply AC. The power factor PF is improved to about 0.75 by the power choke coil PCH.
[0005]
Then, for the commercial AC power supply AC, a full-wave rectifier circuit is formed as shown, in which a bridge rectifier circuit Di and one smoothing capacitor Ci are connected. A rectified smoothed voltage Ei obtained by rectifying and smoothing the commercial AC power supply AC is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci. The rectified and smoothed voltage Ei has a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC, and is input as a DC input voltage to a subsequent-stage primary-side switching converter.
[0006]
In this case, a separately excited current resonance type converter is provided as a switching converter that performs a switching operation by inputting the DC input voltage. This current resonance type converter includes two switching elements Q1 and Q2 as shown in the figure.
[0007]
In this case, MOS-FETs are selected as the switching elements Q1 and Q2, and the switching elements Q1 and Q2 are connected as shown to form a switching circuit based on a so-called half-bridge coupling system. .
Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to the switching elements Q1 and Q2 in the direction shown in the figure.
Further, among the switching elements Q1 and Q2, a partial resonance capacitor Cp for partial voltage resonance is connected in parallel to the switching element Q2.
[0008]
The insulating converter transformer PIT is provided for transmitting the switching output of the primary side switching converter to the secondary side.
Although illustration is omitted here, the insulating converter transformer PIT includes, for example, an EE-type core, and a primary winding N1 and a secondary winding N are formed on a center magnetic leg of the EE-type core by using a bobbin or the like. N2 is wound so as to ensure an insulating state.
In addition, a gap having a width of, for example, about 1.5 mm to 2.0 mm is formed in the center magnetic leg of the EE type core, for example, so that the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is increased. A state of loose coupling of about 0.8 is obtained. This prevents occurrence of abnormal oscillation at the time of intermediate load.
[0009]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the drain of the switching element Q1, and the other end is connected between the source and drain of the switching elements Q1 and Q2 via the series resonance capacitor C1. It is connected. By being connected in this manner, the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are transmitted to the primary winding N1.
Further, depending on such a connection form, the primary winding N1 and the series resonance capacitor C1 are connected in series. However, the primary side is determined by the leakage inductance of the primary winding N1 and the capacitance of the series resonance capacitor C1. A series resonance circuit will be formed. With this primary-side series resonance circuit, the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 is made a current resonance type.
[0010]
In this case, for the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, a full-wave rectifier circuit formed by the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor Co is formed. With this full-wave rectifier circuit, a secondary-side DC output voltage EO is obtained at both ends of the smoothing capacitor Co. This secondary DC output voltage EO is supplied to a load (not shown). Further, the signal is branched and supplied to the oscillation drive control circuit 1 as a detection voltage.
[0011]
The oscillation drive control circuit 1 is composed of, for example, a general-purpose IC or the like, and is provided to perform switching driving of the switching elements Q1 and Q2 in a separately excited manner.
When the drive signal (voltage) is output from the oscillation drive control circuit 1 to each gate of the switching elements Q1 and Q2, the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off alternately at a required switching frequency. Switching is performed.
[0012]
The oscillation drive control circuit 1 operates to change the frequency of the drive signal according to the level of the input secondary-side DC output voltage EO. As a result, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is variably controlled according to the level of the secondary-side DC output voltage EO.
If the switching frequency is changed in this manner, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and the energy transmitted from the primary side to the secondary side in the insulating converter transformer PIT also changes. Therefore, the level of the secondary side DC output voltage EO is also variably controlled. That is, the secondary DC output voltage EO is varied by variably controlling the switching frequency, thereby achieving constant voltage control.
[0013]
The power supply circuit shown in FIG. 11 meets the condition of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 200 V system] or [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system]. The configuration is compatible. On the other hand, when the condition of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 100 V system] is satisfied, the commercial AC power supply AC is rectified to obtain a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). Is changed as shown in FIG. In FIG. 12, the same parts as those in FIG.
[0014]
In FIG. 12, two rectifier diodes D13 and D14 and two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are provided as a rectifier circuit system for rectifying the commercial AC power supply AC. By connecting these parts as shown in the figure, the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) obtained at both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 connected in series is twice the AC input voltage VAC. A corresponding level is obtained. That is, in this case, a voltage doubler rectifier circuit is formed.
For example, if the AC input voltage VAC is a 100 V system and the AC input voltage is at a level equal to the AC input voltage VAC under a relatively heavy load condition of load power Po = 200 W or more, the peak current flowing through the subsequent switching element It has been found that the power loss increases accordingly. Therefore, if a DC input voltage corresponding to a level twice as high as the AC input voltage VAC is set by the voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 12, the peak current level flowing through the switching element can be suppressed.
[0015]
FIG. 13 shows AC → DC power with respect to load fluctuation in the case of a configuration corresponding to the condition of [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system] as characteristics of the power supply circuit shown in FIG. The graph shows changes in conversion efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
In this figure, for comparison, the solid line indicates the characteristics of the circuit configuration including the power choke coil PCH, and the broken line indicates the characteristics of the circuit configuration in which the power choke coil PCH for improving the power factor is deleted. Is shown. In this case, the inductance L11 = 10 mH is selected for the power choke coil PCH.
[0016]
According to this figure, it is understood that the power factor PF is greatly improved by inserting the power choke coil PCH.
FIG. 14 shows an odd-order harmonic current level superimposed on the commercial AC power supply AC of the power supply circuit shown in FIG. 11 by comparison with a class D power supply harmonic regulation value. This figure shows the measurement results under the conditions of AC input voltage VAC = 100 V, load power Po = 125 W, and PF = 0.76. From this figure, it can be seen that the harmonic current level in each order satisfies the class D regulation value.
[0017]
Further, regarding the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC), it can be seen that the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted is lower than the load power Po = 50 W or more.
It can also be seen that the level of the rectified smoothed voltage Ei, which is a DC input voltage, is lower in the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted.
[0018]
FIG. 15 shows AC → DC power conversion with respect to load fluctuation in the case of a configuration corresponding to the conditions of load power Po = 200 W and AC input voltage VAC = 100 V] as the characteristics of the power supply circuit shown in FIG. It shows changes in efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
Also in this figure, the solid line shows the characteristics of the circuit configuration including the power choke coil PCH. On the other hand, the broken line indicates the characteristic of the circuit configuration in which the power choke coil PCH for improving the power factor is deleted. In this case, an inductance L11 = 4.35 mH is selected for the power choke coil PCH.
[0019]
FIG. 15 also shows that the power factor PF is greatly improved by inserting the power choke coil PCH.
FIG. 16 shows the level of the harmonic current superimposed on the commercial AC power supply AC of the power supply circuit shown in FIG. 12 by comparison with a class D power supply harmonic regulation value. This figure shows the measurement results under the conditions of AC input voltage VAC = 100 V, load power Po = 200 W, and PF = 0.76. Also in this figure, it can be seen that the harmonic current level in each order satisfies the class D regulation value.
[0020]
Further, regarding the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC), it can be seen that the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted gradually decreases in the range of the load power Po = 150 W or more.
It can also be seen that the level of the rectified smoothed voltage Ei, which is a DC input voltage, is lower in the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
The power supply circuit having the circuit configuration shown in FIGS. 11 and 12 has the following problems.
First, in the circuits shown in FIGS. 11 and 12, on the primary side, an operation as a composite resonance type in which the current resonance operation of the current resonance type converter and the partial voltage resonance operation by the partial resonance capacitor Cp are obtained. In order to prevent abnormal oscillation in the intermediate load, a gap is provided in the core of the insulated converter transformer PIT as the operation of the complex resonance type, and the coupling state of the primary winding and the secondary winding is set as a coupling coefficient. The configuration is such that a loosely coupled state of about k = 0.8 can be obtained.
Since the primary winding and the secondary winding are loosely coupled in this way, there is naturally a limit to the improvement in AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC). Specifically, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) when the load power Po = 125 W and the AC input voltage VAC = 100 V is 89 in the circuit shown in FIG. 11 even if the power choke coil PCH is omitted. .2% is the upper limit. In the circuit shown in FIG. 12, the upper limit is 91.8% even if the power choke coil PCH is omitted.
[0022]
Further, since the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the generation level of the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer PIT increases. Therefore, as a practical circuit, it is necessary to provide a countermeasure by providing a short ring made of a copper plate in the insulating converter transformer PIT, which leads to an increase in cost and an increase in the size of the insulating converter transformer PIT.
[0023]
In addition, in the circuit configurations shown in FIGS. 11 and 12, the power choke coil PCH for improving the power factor is inserted in the line of the commercial AC power supply AC. As a result, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is further reduced.
This is because the power choke coil PCH has an iron loss and a copper loss, thereby increasing the power loss. Another factor is that the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) decreases as shown in FIGS. 13 and 15 due to the DC resistance and inductance of the power choke coil PCH.
Specifically, when the load power Po is 125 W, as shown in FIG. 13, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is changed from 89.2% (no PCH) to 87.7% ( PCH), which is a 1.5% decrease. In addition, when the load power Po is 200 W, as shown in FIG. 15, the load power decreases from 91.8% (without PCH) to 91.4% (with PCH), which is a 0.6% decrease.
[0024]
Further, when the power choke coil PCH is provided, it is necessary to suppress the leakage magnetic flux generated from the power choke coil PCH. As a countermeasure, for example, a short ring of a silicon steel plate is provided. For this reason, the number of manufactured parts of the power choke coil PCH increases, which hinders cost reduction and reduction in size and weight.
If a figure-shaped core that generates less leakage magnetic flux is used for the power choke coil PCH, it is not necessary to provide a short ring. However, the braille core itself is expensive. The weight of the figure-shaped core as the power choke coil PCH is, for example, about 135 g in the case of the power supply circuit shown in FIG. 11 and about 240 g in the case of the power supply circuit shown in FIG. It is not effective because it is heavy.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problem, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
In other words, the rectifier circuit includes a rectifier circuit for rectifying AC and a smoothing circuit for smoothing a rectified voltage from the rectifier circuit.
In addition, it has a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that is higher than required can be obtained, and a primary winding and a secondary winding that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. It has a winding and a tertiary winding wound on the primary side, and is provided with an insulating converter transformer for transmitting a primary side output obtained in the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding.
A switching unit having two switching elements connected in a half-bridge, and intermittently outputting a rectified smoothed voltage from the smoothing circuit to a primary winding of the insulating converter transformer; Switching driving means for driving the element;
A primary-side series resonance circuit formed by at least a leakage inductance component of a primary winding of an insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and having a resonance-type operation of switching means. Prepare.
In addition, at least a series connection circuit of an inductor, a tertiary winding, and a first diode that performs a switching operation with an alternating voltage obtained in the tertiary winding, which is inserted into a rectification current path between the rectification circuit and the smoothing circuit. And a power factor improving circuit.
The power converter further includes a secondary-side partial voltage resonance capacitor connected in parallel with a secondary winding of the insulating converter transformer.
A DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectification operation to generate a secondary DC output voltage; Constant voltage control means configured to control the switching drive means in accordance with the level of the output voltage and perform constant voltage control on the secondary DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means. And
[0026]
Further, the switching power supply circuit is configured as follows.
That is,It has a rectifier circuit having two rectifier diodes for rectifying each of the positive and negative AC periods, and two smoothing capacitors connected in series. A rectifier current is supplied from the rectifier circuit, and the rectifier circuit is connected in series. A smoothing circuit is provided for generating a rectified smoothed voltage having a level corresponding to twice the AC voltage level as a voltage across the two smoothing capacitors.
Also,A primary winding and a secondary winding that have a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that are higher than required can be obtained, and that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. And an insulated converter transformer having a tertiary winding wound on the primary side, and transmitting the primary side output obtained on the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding.
A switching unit that has two switching elements that are half-bridge coupled, and that intermittently outputs a rectified and smoothed voltage from the smoothing circuit to the primary winding of the insulating converter transformer;A switching drive means for switchingly driving the two switching elements, a leakage inductance component of at least a primary winding of an insulating converter transformer, and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding; A primary side series resonance circuit that makes the operation of the means a resonance type.
Also,The rectifier circuit is provided so that a rectified current flows through the smoothing circuit together with the rectifier circuit, and includes an inductor, a tertiary winding, and two rectifier diodes that perform a switching operation for each of positive and negative periods of an alternating voltage obtained in the tertiary winding. Power factor improving rectifier circuit.
Also,A secondary partial voltage resonance capacitor is connected in parallel with the secondary winding of the insulating converter transformer.
A DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectification operation to generate a secondary DC output voltage; Constant voltage control means configured to control the switching drive means in accordance with the level of the output voltage, and to perform constant voltage control on the secondary-side DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means. It shall be.
[0027]
According to each of the above configurations, the switching converter has a configuration in which the primary side combines a current resonance type converter with half-bridge coupling and a primary side partial voltage resonance circuit. Also, a secondary-side partial voltage resonance capacitor is connected in parallel to the secondary winding so that a partial-voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
Also, as a means for improving the power factor, the switching output transmitted to the tertiary winding wound on the insulating converter transformer is fed back to the rectification current path by voltage feedback to interrupt the rectification current. A configuration is adopted in which the conduction angle of the current is enlarged to improve the power factor.
With such a configuration, it is not necessary to insert a power choke coil into the commercial AC power supply line for improving the power factor.
Although no gap is formed in the core of the insulating converter transformer, the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer becomes higher.
[0028]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure is similar to the circuit shown in FIG. 11 as a prior art, [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 200 V system] or [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system].
[0029]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, first, a bridge rectifier circuit Di composed of four low-speed recovery type rectifier diodes is connected to a commercial AC power supply AC line. In this case, a noise absorbing capacitor CL is connected in parallel with the commercial AC power supply AC.
[0030]
The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via a high-speed recovery type diode D2 which forms a power factor correction circuit 10 described later. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged with the rectified current flowing by the full-wave rectifying operation of the bridge rectifier circuit Di, and a rectified smoothed voltage Ei is obtained as a voltage across the smoothing capacitor Ci. This rectified smoothed voltage Ei has a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC. In other words, a DC input voltage is obtained by the equal voltage rectifier circuit, and this DC input voltage is input to a current resonance type converter at a subsequent stage.
[0031]
On the primary side of the power supply circuit shown in this figure, a current resonance type converter of a half-bridge coupling system, which is switched and driven by a separately excited system, is provided. This current resonance type converter includes two switching elements Q1 and Q2.
[0032]
In this case, an NPN-type BJT (Bipolar Junction Transistor) is used for the switching elements Q1 and Q2. Switching element Q1 has a collector connected to the positive terminal of smoothing capacitor Ci, and an emitter connected to switching element Q2. Further, the emitter of the switching element Q2 is connected to the primary side ground. In this way, a half-bridge connection is formed by providing the series connection of the switching elements Q1 to Q2 so as to be connected in parallel to the smoothing capacitor Ci.
[0033]
Further, a clamp diode DD1 is connected in parallel between the base and the emitter of the switching element Q1. In this case, the anode of the clamp diode DD1 is connected to the emitter, and the cathode is connected to the base. Similarly, a clamp diode DD2 is connected in parallel between the base and the emitter of the switching element Q2.
[0034]
Further, in this case, a partial resonance capacitor Cp is connected between the collector and the emitter of the switching element Q2, which is connected to the primary side of the switching elements Q1 and Q2. The partial resonance capacitor Cp forms a parallel resonance circuit by, for example, a leakage inductance L1 of a primary winding N1 of an insulating converter transformer PIT described later and its own capacitance. In addition, according to this parallel resonance circuit, a partial voltage resonance operation that performs voltage resonance only when the switching element Q2 is turned off is obtained.
[0035]
A drive signal is supplied from the oscillation drive control circuit 1 to the bases of the switching elements Q1 and Q2. The switching elements Q1 and Q2 perform a switching operation at a timing of being alternately turned on / off at a required switching frequency by a drive signal supplied from the oscillation drive control circuit 1.
[0036]
Here, one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to a connection point between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2. The other end of the primary winding N1 is connected to the collector of the switching element Q1 via the series resonance capacitor C1.
According to this connection configuration, first, a series connection circuit of the primary winding N1 and the series resonance capacitor C1 is formed. However, the primary connection is formed by the leakage inductance L1 of the primary winding N1 and the capacitance of the series resonance capacitor C1. A side series resonance circuit is formed. Then, the primary side series resonance circuit (N1-C1) is connected between the switching output points (collectors) of the switching elements Q1 and Q2.
As a result, the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are transmitted to the primary-side series resonance circuit (N1-C1), and the resonance operation of the primary-side series resonance circuit (N1-C1) The switching operation of the switching elements Q1 and Q2 is of a current resonance type.
[0037]
The insulating converter transformer PIT is provided for transmitting the switching output obtained on the primary winding N1 to the secondary side.
In the case of the present embodiment, although not shown in the drawings or the like, the insulating converter transformer PIT includes, for example, an EE-type core, and a primary winding N1 and a secondary winding are provided with respect to a center magnetic leg of the EE-type core. N2 is wound in a state of being insulated from each other.
In the present embodiment, no gap is formed with respect to the magnetic leg of the EE-type core. Thereby, the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is set to, for example, about 0.9. For example, the insulation converter transformer PIT of the circuit shown in FIG. 11 as a prior art has a coupling coefficient k of about 0.8 because a gap is formed in the center magnetic leg of the EE type core. In the present embodiment, a somewhat higher coupling degree can be obtained.
[0038]
In the present embodiment, the secondary-side partial resonance capacitor C2 is provided in parallel with the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT. By providing the secondary-side partial resonance capacitor C2, a partial-voltage resonance operation is obtained on the secondary side, for example, along with a switching operation of a rectifier diode forming a secondary-side rectifier circuit.
[0039]
In this case, a full-wave rectifier circuit including a bridge rectifier circuit DBR and a smoothing capacitor Co is provided for the secondary winding N2 as shown in the figure. By rectifying and smoothing the alternating voltage excited in the secondary winding N2 by this full-wave rectifier circuit, a secondary-side DC output voltage EO is obtained as a voltage across the smoothing capacitor Co.
This secondary side DC output voltage EO is supplied to a load (not shown) as a DC power supply. The secondary-side DC output voltage EO is also branched and input to the oscillation drive control circuit 1.
[0040]
The oscillation drive control circuit 1 detects the level of the input secondary-side DC output voltage EO. Then, a drive signal is output such that the switching frequency of switching elements Q1 and Q2 is varied according to the detected level.
If the switching frequency is changed in this manner, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and the energy transmitted from the primary side to the secondary side in the insulating converter transformer PIT also changes. Therefore, the level of the secondary side DC output voltage EO is also variably controlled. In other words, the secondary-side DC output voltage EO is varied by variably controlling the switching frequency, thereby achieving constant voltage control.
[0041]
Subsequently, the power factor improving circuit 10 provided in the power supply circuit shown in FIG. 1 will be described.
The power factor correction circuit 10 according to the present embodiment includes a tertiary winding N3 wound on the primary side of the insulating converter transformer PIT, a high-speed recovery type diode D1, an inductor L20, a filter capacitor CN, and a high-speed recovery type diode D2. Have.
[0042]
The inductor L20 and the high-speed recovery type diode D1 are connected in series to the tertiary winding N3. In this case, the anode of the fast recovery diode D1 is connected to one end of the inductor L20, and the cathode is connected to one end of the tertiary winding N3. The other end of the inductor L20 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. The other end of the tertiary winding N3 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci.
That is, as the power factor improvement circuit 10 of the present embodiment, a series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery type diode D1, and the tertiary winding N3 includes a positive output terminal of the bridge rectification circuit Di and a positive output terminal of the smoothing capacitor Ci. And is formed by being inserted into the rectified current path between the two.
[0043]
Further, in the power factor correction circuit 10, another high-speed recovery diode D2 is connected in parallel to the series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery diode D1, and the tertiary winding N3. In this case, the anode of the high-speed recovery type diode D2 is connected to the inductor L20, and the cathode is connected to the tertiary winding N3. Further, a filter capacitor CN for suppressing normal mode noise is connected in parallel to a series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery type diode D1, and the tertiary winding N3.
[0044]
The operation of the power factor correction circuit 10 having such a configuration will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
For example, assuming that the AC input voltage VAC is obtained in the illustrated cycle, a rectified output voltage V1 is obtained at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. In this case, the rectified current obtained as the rectified output of the bridge rectifier circuit Di is, in this case, a path that flows through the high-speed recovery type diode D1 and flows into the smoothing capacitor as the current I1, and an inductor L20—the high-speed recovery type diode as the current I2. The path branches into three paths: a path flowing into the smoothing capacitor Ci via the D1-tertiary winding N3, and a path flowing into the smoothing capacitor Ci via the filter capacitor CN.
[0045]
At this time, the switching output transmitted to the primary winding N1 is transmitted so as to be excited also to the tertiary winding N3, so that an alternating voltage V2 corresponding to the switching cycle is generated in the tertiary winding N3. Will do. Then, during a period in which the anode potential V3 of the high speed recovery type diode D1 is higher than the alternating voltage V2, the high speed recovery type diode D1 conducts and the current I2 flows.
Further, at this time, the voltage obtained in the tertiary winding N3 is the alternating voltage V2, and has a cycle corresponding to the switching frequency. Therefore, during the period in which the high-speed recovery type diode D1 conducts and the current I2 flows, the high-speed recovery type diode D1 performs a switching operation of turning on / off in a switching cycle. Therefore, the current I2 flows so as to be intermittent by the high-speed recovery type diode D1, and flows into the smoothing capacitor Ci.
[0046]
In this manner, in the present embodiment, the high-speed recovery type diode D1, which is a rectifier diode, is switched by the switching output that is fed back by the tertiary winding N3, and the rectification current flowing through the high-speed recovery type diode D1 is interrupted. Like that.
This allows the charging current to flow to the smoothing capacitor Ci even during a period in which the positive and negative absolute values of the AC input voltage VAC are lower than the rectified smoothed voltage level.
As a result, the average waveform of the AC input current IAC approaches the waveform (sine wave) of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current is enlarged, and the power factor is improved.
[0047]
FIG. 3 shows, as characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1, under the condition that the AC input voltage VAC is fixed at 100 V, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC) with respect to the fluctuation of the load power Po = 0 to 125 W. / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
FIG. 4 shows the characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1 as AC → DC power conversion with respect to a change in AC input voltage VAC = 90 V to 140 V under the condition that the load power Po is fixed at 125 W. It shows changes in efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
In these figures, for comparison, the characteristics of the circuit of FIG. 1 of the present embodiment are shown by solid lines, and the characteristics of the circuit shown in FIG. 11 as a prior art are shown by broken lines.
[0048]
Here, for reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 1 when obtaining the experimental results shown in FIGS. 3 and 4 are shown.
Primary winding N1 = 23T (turn)
Secondary winding N2 = 45T
Tertiary winding N3 = 6T
Gap length Gap = 0 of insulation converter transformer PIT
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.18 μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Secondary side partial resonance capacitor C2 = 2200 pF
Inductor L20 = 20μH
Further, for comparison, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 11 are also shown.
Primary winding N1 = 25T
Secondary winding N2 = 45T
Gap length of insulating converter transformer PIT = 1.6 mm
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.15 μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Inductance L11 of power choke coil PCH = 10.0 mH
[0049]
According to FIGS. 3 and 4, first, the level of the rectified smoothed voltage Ei is higher in the circuit shown in FIG. 1 irrespective of fluctuations of the load power Po and the AC input voltage VAC. This is because the power choke coil PCH is not inserted in the line of the commercial AC power supply AC in the circuit shown in FIG.
Then, since the power choke coil PCH is no longer present, the circuit shown in FIG. 1 has AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) irrespective of fluctuations in the load power Po and the AC input voltage VAC. It can be seen that is improved.
In addition, it has been found that the power factor PF is substantially equal under the condition of the load power Po = 125 W. As a result of the power factor being improved by the power factor improving circuit 10, as shown in FIG. 5, the power supply harmonic level of each odd order satisfies the power supply harmonic regulation. .
[0050]
In this way, it is understood that the power supply circuit of the present embodiment improves the power conversion efficiency while obtaining a power factor satisfying the power supply harmonic regulation.
More specifically, in the case of the present embodiment, for example, the gap of the insulated converter transformer PIT is set to 0, and a configuration as a composite resonance type converter in which a partial resonance circuit is also formed on the secondary side is achieved. Conversion efficiency was improved by 1.4%. In addition, the power factor is improved by the power factor improving circuit 10 configured by the voltage feedback method.ImprovementThus, an overall improvement of 3.1% has been achieved. That is, in the power supply circuit as a whole, the circuit shown in FIG. 11 has ηAC / DC = 89.2%, whereas in the present embodiment, first, the configuration of the composite resonance type converter is changed. , ΗAC / DC = 91.2%, and the combination of the voltage feedback type power factor correction circuit 10 means that ηAC / DC is improved to 92.3%.
In addition, an experimental result was obtained that the AC input power decreased by 4.6 W.
[0051]
Further, in the present embodiment, since the power choke coil PCH is deleted, a magnetic shield short ring for preventing leakage magnetic flux of the power choke coil PCH is not required.
Similarly, the insulation converter transformer PIT is formed without forming a gap, and the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is increased to about k = 0.9. The leakage magnetic flux from the PIT can also be reduced. For this reason, there is no need to provide a short ring for the insulating converter transformer PIT.
Thus, for example, the cost can be reduced as compared with the power supply circuit of the prior art, and the size and weight of the circuit can be promoted.
Specifically, in the case of the circuit shown in FIG. 11, the actually used power choke coil PCH weighs about 135 g, and its mounting area on the printed circuit board is 10.8 square cm. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 1, the total weight of the components for forming the power factor correction circuit 10 is about 15 g, and the mounting area is 6.0 square cm. In other words, the weight ratio is 1/10 of the circuit shown in FIG. 11, and the mounting area ratio is 1 / 1.8 as compared with the circuit shown in FIG. It is understood that it can be done.
[0052]
FIG. 6 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
The power supply circuit shown in this figure has a configuration corresponding to the condition of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 100 V system]. Also, in the power supply circuit shown in FIG. 6, a primary side partial voltage resonance circuit including a partial resonance capacitor Cp is combined with a primary side current resonance type converter, as in the circuit shown in FIG. Further, a secondary partial voltage resonance circuit formed by connecting a secondary partial resonance capacitor C2 in parallel with the secondary winding N2 is used.
[0053]
In the power supply circuit shown in FIG. 6, the configuration of the switching converter on the primary side and the configuration on the secondary side are the same as those of the circuit shown in FIG. 1, and a description thereof will be omitted. The circuit shown in FIG. 6 is provided with a voltage doubler rectifier circuit instead of an equal voltage rectifier circuit such as a bridge rectifier circuit to obtain a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) from a commercial AC power supply AC. Circuit. The power factor improving circuit includes a power factor improving rectifier circuit 11 that includes the above-described voltage doubler rectifier circuit and that switches a rectified current by voltage feedback of a switching output.
[0054]
In the power factor correction rectifier circuit 11 in the power supply circuit shown in FIG. 6, first, two low-speed recovery type rectifier diodes D3 and D4 are provided as rectifier diodes. The rectifier diode D3 has an anode connected to the positive line of the commercial AC power supply AC, and a cathode connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. The rectifier diode D4 has an anode connected to the primary side ground and a cathode connected to the positive line of the commercial AC power supply AC.
[0055]
In this case, two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are used as the smoothing capacitors Ci for generating the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage), corresponding to the voltage doubler rectifier circuit. As shown in the figure, they are provided connected in series. As described above, the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 is connected to the cathode of the rectifier diode D3, and the negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 is connected to the primary side ground. A negative line of the commercial AC power supply AC is connected to a connection point between the negative terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the positive terminal of the smoothing capacitor Ci2.
[0056]
The power factor improving rectifier circuit 11 includes an inductor L20, a tertiary winding N3 of an insulating converter transformer PIT, and two rectifier diodes D1 and D2 of a high-speed recovery type.
One end of the tertiary winding N3 is connected to the positive line of the commercial AC power supply AC via a series connection of the inductor L20. The other end of the tertiary winding N3 is connected to a connection point between the anode of the rectifier diode D1 and the cathode of the rectifier diode D2.
The cathode of the rectifier diode D1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. The anode of the rectifier diode D2 is connected to the primary side ground.
[0057]
Further, in this case, a filter capacitor CN for suppressing normal mode noise is connected in parallel between the positive line and the negative line of the commercial AC power supply AC.
[0058]
In the power factor correction rectifier circuit 11 thus formed, a first rectifier circuit is formed by a path through which a rectified current flows through the high-speed recovery type rectifier diodes D1 and D2, and a low-speed recovery type rectifier diode D3 and D3. A second rectifier circuit is formed by a path through which a rectified current flows through D4.
[0059]
That is, during the period in which the AC input voltage VAC is positive, the path is the commercial AC power supply AC (positive pole) → the inductor L20 → the tertiary winding N3 → the rectifier diode D1 → the smoothing capacitor Ci1 → the commercial AC power supply AC (negative pole). A rectified current flows through the first rectifier circuit to charge the smoothing capacitor Ci1. At the same time, a rectified current flows through the second rectifier circuit through the path of the commercial AC power supply AC (positive pole) → diode D3 → smoothing capacitor Ci1 → commercial AC power supply AC (negative pole) to charge the smoothing capacitor Ci1.
[0060]
Further, during a period in which the AC input voltage VAC is negative, a path of the commercial AC power supply AC (negative electrode) → smoothing capacitor Ci2 → primary side ground → rectifier diode D2 → tertiary winding N3 → inductor L20 → commercial AC power supply AC (positive pole) A rectified current flows through the first rectifier circuit to charge the smoothing capacitor Ci2.
At the same time, a rectified current flows through the second rectifier circuit through the path of commercial AC power supply AC (negative electrode) → smoothing capacitor Ci2 → primary-side ground → rectifier diode D4 →... To charge the smoothing capacitor Ci2.
That is, the rectified current is divided into two systems and supplied to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 by the first and second rectifier circuits.
A rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to twice the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the smoothing capacitors Ci1-Ci2 connected in series. That is, the commercial AC power supply AC is converted to DC by the double voltage rectification method.
[0061]
The power factor improving operation by the power factor improving rectifier circuit 11 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
For example, assuming that the AC input voltage VAC is obtained in the illustrated period, the rectification operation described above is performed, so that the rectification output voltage V1 is generated in the low-speed recovery type rectifier diode D4 as illustrated. . Also, in the second rectifier circuit, the rectified current I2 that is about to flow through the low-speed recovery type rectifier diode D3 and the rectifier diode D4 is at a timing when the AC input voltage VAC has a positive / negative peak as shown in the figure. Accordingly, the current flows through the rectifier diodes D3 and D4.
[0062]
Also, in the first rectifier circuit, the rectified current I1 is caused to flow through the high-speed recovery type rectifier diodes D1 and D2 according to the timing shown in FIG. You. The rectified output voltage V2 obtained at both ends of the rectifier diode D2 at this time has the waveform shown in the figure.
[0063]
At this time, the switching output transmitted to the primary winding N1 is transmitted so as to be excited also to the tertiary winding N3, so that an alternating voltage according to the switching cycle is generated in the tertiary winding N3. Will be. At this time, the potential V3 between the connection point between the tertiary winding N3 and the inductor L20 and the primary-side ground has a waveform that becomes an alternating voltage according to the timing at which the AC input voltage VAC peaks, as shown in the figure. can get.
Here, the voltage obtained in the tertiary winding N3 has a cycle corresponding to the switching frequency. Therefore, as shown as a current I1 in FIG. 7, during a period in which the rectifier diodes D1 and D2 of the high-speed recovery type conduct and the rectifier current I1 flows, the rectifier diodes D1 and D2 are turned on / off in a switching cycle. This means that the switching operation is being performed. Therefore, the rectified current I1 flows intermittently by the high-speed recovery type diode D1, and flows into the smoothing capacitor Ci1 or the smoothing capacitor Ci2.
[0064]
As described above, in the present embodiment, the rectifier diodes D1 and D2 of the high-speed recovery type are switched by the switching output that is fed back by the tertiary winding N3, and the rectification current flowing through these rectifier diodes D1 and D2 is intermittently intermittent. Like that. This allows the charging current to flow to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 even during a period in which the positive and negative absolute values of the AC input voltage VAC are lower than the rectified smoothed voltage level.
As a result, the average waveform of the AC input current IAC approaches the waveform (sine wave) of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current is enlarged, and the power factor is improved.
[0065]
Here, FIG. 8 shows, as characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 6, under the condition that the AC input voltage VAC is fixed at 100 V, the AC → DC power conversion efficiency ( ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
Further, FIG. 9 shows a characteristic of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1 as an AC → DC power conversion efficiency with respect to a change in AC input voltage VAC = 90 V to 140 V under the condition that the load power Po is fixed at 200 W. (ΗAC / DC), power factor PF, and change in rectified smoothed voltage Ei.
In these figures, for comparison, the characteristics of the circuit of FIG. 6 of this embodiment are shown by solid lines, and the characteristics of the circuit shown in FIG. 12 as a prior art are shown by broken lines.
[0066]
For reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 6 when obtaining the experimental results shown in FIGS. 8 and 9 are shown.
Primary winding N1 = 42T (turn)
Secondary winding N2 = 45T
Tertiary winding N3 = 4T
Gap length Gap = 0 of insulation converter transformer PIT
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.056μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Secondary side partial resonance capacitor C2 = 2200 pF
Inductor L20 = 12μH
As a comparison, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 12 are also shown.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 45T
Gap length of insulating converter transformer PIT = 1.6 mm
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.056μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Inductance L11 of power choke coil PCH = 4.35 mH
[0067]
According to FIGS. 8 and 9, the level of the rectified smoothed voltage Ei is higher in the circuit shown in FIG. 6 irrespective of the fluctuation of the load power Po and the AC input voltage VAC. This is due to the fact that the power choke coil PCH is deleted from the line of the commercial AC power supply AC, as in the circuit of the previous embodiment (FIG. 1).
In addition, since the power choke coil PCH is omitted, the circuit shown in FIG. 6 has the AC → DC power conversion efficiency (in this case, regardless of the load power Po and the AC input voltage VAC). ηAC / DC).
[0068]
Also in this case, a result that the power factor PF is almost equal is obtained. As a result of the power factor improvement by the power factor improvement rectifier circuit 11, the power supply harmonic level satisfies the power supply harmonic regulation as shown in FIG.
[0069]
In this way, the power supply circuit shown in FIG. 6 achieves a power factor that satisfies the power supply harmonic regulation and also improves the power conversion efficiency.
Specifically, in the case of the circuit shown in FIG. 6, by setting the gap of the insulated converter transformer PIT to 0 and forming a composite resonance type converter in which a partial resonance circuit is also formed on the secondary side, AC → DC power conversion efficiency was improved by 1.2%. In addition, the power factor is improved by the power factor rectification improvement circuit 11 based on the voltage feedback method, thereby improving the power factor by 0.6%, and by 1.8% overall. become. That is, in the power supply circuit as a whole, the circuit shown in FIG. 12 has ηAC / DC = 91.8%, whereas in the present embodiment, first, the configuration as the composite resonance type converter is changed. Thus, ηAC / DC is improved to 93.0%. Further, by combining the power factor improving circuit 10 of the voltage feedback system, ηAC / DC is improved to 93.6%.
In addition, an experimental result was obtained that the AC input power decreased by 4.2 W.
[0070]
Also, the circuit shown in FIG. 6 does not require a magnetic shield short ring for preventing leakage magnetic flux of the power choke coil PCH. In the circuit shown in FIG. 6 as well, the gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, and the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is increased to about k = 0.9. , Reducing the leakage magnetic flux. Therefore, the circuit shown in FIG. 6 does not need to provide a short ring for the insulating converter transformer PIT.
In the case of the circuit configuration shown in FIG. 12, the adopted power choke coil PCH weighs about 240 g, and its mounting area on the printed circuit board is 19.2 square cm. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 6, the total weight of the components for forming the power factor improving rectifier circuit 11 is about 20 g, and the mounting area is 7.0 square cm. Therefore, the quantity ratio is 1/12 with respect to the circuit shown in FIG. 12, and the mounting area ratio is 1 / 2.7 with respect to the circuit shown in FIG. In this way, the circuit shown in FIG. 6 can be significantly reduced in size and weight.
[0071]
Note that the present invention is not limited to the configurations shown in the above embodiments. For example, a MOS-FET or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) other than the BJT may be selected as a switching element for forming the primary-side current resonance type converter. Also, regarding the configuration of the secondary side, various types can be considered other than the rectification circuit of the type including the bridge rectification circuit DBR.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, as a switching converter, the primary side is configured by combining a current resonance type converter by half-bridge coupling and a primary side partial voltage resonance circuit. The secondary side is configured so that a secondary-side partial voltage resonance capacitor is connected in parallel to the secondary winding so that the secondary side can also perform a partial voltage resonance operation.
Also, as a means for improving the power factor, the switching output transmitted to the tertiary winding wound on the insulating converter transformer is fed back to the rectification current path by voltage feedback to interrupt the rectification current. The power factor is improved by increasing the conduction angle of the current.
Further, in the present invention, the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer is made somewhat higher without forming a gap in the core of the insulating converter transformer.
[0073]
With such a configuration, it is not necessary to insert a power choke coil into the commercial AC power supply line for improving the power factor. Furthermore, by increasing the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding, the efficiency of power transmission from the primary side to the secondary side increases.
As a result, the AC → DC power conversion efficiency is improved, and as a result, the overall power conversion efficiency is also improved. Also, the AC input power can be significantly reduced, and a power supply circuit with low power consumption can be provided accordingly.
[0074]
In addition, since the power choke coil, which is a large and heavy component, is no longer required, it is possible to reduce the size and weight of the circuit board. In the case where a power choke coil is provided, a short ring or the like for measures against leakage magnetic flux is also required. Therefore, in the present invention, such measures are not required, and the reduction in size and weight of the circuit board is further promoted. Will be.
[0075]
Further, in the present invention, the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer is made somewhat higher without forming a gap in the core of the insulating converter transformer. As a result, the magnetic flux leakage from the insulating converter transformer is reduced, so that it is not necessary to provide a short ring to the insulating converter transformer, for example. Also in this respect, reduction in size and weight of the circuit is promoted.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
2 is an operation waveform diagram showing an operation of a main part of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a diagram showing change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to a load change in the power supply circuit shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing the change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to AC input voltage fluctuations in the power supply circuit shown in FIG.
5 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the switching power supply circuit according to the present embodiment;
FIG. 7 is an operation waveform diagram showing an operation of a main part of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 8 is a diagram showing change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to a load change in the power supply circuit shown in FIG. 6;
FIG. 9 is a diagram showing the change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to AC input voltage fluctuations in the power supply circuit shown in FIG. 6;
10 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG. 6;
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 12 is a circuit diagram showing another configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 13 is a diagram showing the change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to load fluctuation in the power supply circuit shown in FIG. 11;
14 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 15 is a diagram showing change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to load fluctuations in the power supply circuit shown in FIG. 12;
16 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1 Oscillation drive control circuit, 10 power factor improvement circuit, 11 power factor improvement rectifier circuit, Di, DBR bridge rectifier circuit, L20 inductor, D1, D2 fast recovery type diode / rectifier diode, D3, D4 low speed recovery type rectifier diode, CN filter capacitor, Ci, Ci1, Ci2 smoothing capacitor, Q1, Q2 switching element, PIT isolation converter transformer, N1 primary winding, N2 secondary winding, N3 tertiary winding, C1 primary side series resonance capacitor, Cp primary side part Resonant capacitor, C2 secondary side partial resonant capacitor

Claims (5)

交流を整流する整流回路と、
該整流回路からの整流電圧を平滑する平滑回路と、
所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、上記一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線および上記三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記2つのスイッチング素子を駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記整流回路と上記平滑回路との間の整流電流経路に挿入される、インダクタ、上記三次巻線、および上記三次巻線に得られる交番電圧によりスイッチング動作を行う第1のダイオードの直列接続回路を備えて成る力率改善回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
A rectifier circuit for rectifying alternating current,
A smoothing circuit for smoothing a rectified voltage from the rectifier circuit;
A primary winding and a secondary winding that have a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that are higher than required can be obtained, and that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. An insulating converter transformer having a tertiary winding wound on the primary side, and transmitting a primary output obtained on the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding,
Switching means having two switching elements coupled in a half-bridge, and intermittently outputting a rectified smoothed voltage from the smoothing circuit to a primary winding of the insulating converter transformer;
Switching driving means for driving the two switching elements;
At least a primary inductance formed by a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, wherein the operation of the switching means is a resonance type. A resonant circuit;
At least a series connection of an inductor, the tertiary winding, and a first diode that performs a switching operation with an alternating voltage obtained in the tertiary winding, which is inserted into a rectification current path between the rectifier circuit and the smoothing circuit. A power factor correction circuit comprising a circuit;
A secondary-side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to a secondary winding of the insulating converter transformer,
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer, perform a rectification operation and generate a secondary DC output voltage,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
A switching power supply circuit comprising:
上記力率改善回路を形成する上記直列接続回路に対して、上記三次巻線に得られる交番電圧に対してスイッチング動作を行う第2のダイオードと、ノーマルモードノイズ抑制用コンデンサとを並列に接続するようにして設けたことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。A second diode that performs a switching operation on an alternating voltage obtained from the tertiary winding and a normal mode noise suppression capacitor are connected in parallel to the series connection circuit forming the power factor improvement circuit. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is provided as described above. 交流の正/負の各期間ついてそれぞれ整流する2つの整流ダイオードを有する整流回路と、
直列接続された2つの平滑コンデンサを有し、上記整流回路からの整流電流が供給されて、上記直列接続された2つの平滑コンデンサの両端電圧として上記交流の電圧レベルの2倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する平滑回路と、
所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、上記一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線および上記三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記2つのスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路と、
上記整流回路とともに整流電流を上記平滑回路に流すようにして設けられ、インダクタ、上記三次巻線、および上記三次巻線に得られる交番電圧の正/負の各期間ついてそれぞれスイッチング動作を行う2つの整流ダイオードを備えて成る力率改善整流回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
A rectifier circuit having two rectifier diodes for rectifying each of the AC positive / negative periods;
A rectifying current is supplied from the rectifier circuit and has a level corresponding to twice the AC voltage level as a voltage across the two smoothing capacitors connected in series. A smoothing circuit for generating a rectified smoothed voltage,
A primary winding and a secondary winding that have a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that are higher than required can be obtained, and that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. An insulating converter transformer having a tertiary winding wound on the primary side, and transmitting a primary output obtained on the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding,
Switching means having two switching elements coupled in a half-bridge, and intermittently outputting a rectified smoothed voltage from the smoothing circuit to a primary winding of the insulating converter transformer;
Switching drive means for switchingly driving the two switching elements;
At least a primary inductance formed by a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, wherein the operation of the switching means is a resonance type. A resonant circuit;
The rectifier circuit is provided so as to allow a rectified current to flow through the smoothing circuit together with the rectifier circuit, and performs two switching operations for each of positive and negative periods of the inductor, the tertiary winding, and the alternating voltage obtained in the tertiary winding. A power factor improving rectifier circuit comprising a rectifier diode;
A secondary-side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to a secondary winding of the insulating converter transformer,
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer, perform a rectification operation and generate a secondary DC output voltage,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
A switching power supply circuit comprising:
上記交流のラインに対して、ノーマルモードノイズ抑制用コンデンサ並列に接続するようにして設けたことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。4. The switching power supply circuit according to claim 3, wherein a normal mode noise suppressing capacitor is provided in parallel with the AC line. 上記2つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された一次側部分共振コンデンサを有し、該一次側部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記一方のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路をさらに備えることを特徴とする請求項1または請求項3に記載のスイッチング電源回路。A primary side partial resonance capacitor connected in parallel to one of the two switching elements; a capacitance of the primary side partial resonance capacitor; and a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer. 4. The switching power supply circuit according to claim 1, further comprising a partial voltage resonance circuit formed by the first switching element and performing a voltage resonance operation during a turn-off period of the one switching element. 5.
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