JP3575465B2 - Switching power supply circuit - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図１１は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路として、力率改善のための構成が付加されたスイッチング電源回路の一例を示している。また、この図に示す電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝２００Ｖ系］、又は［負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系］のいずれかの条件に対応した構成とされている。
【０００３】
この図１１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードチョークコイルＣＭＣ及びフィルタコンデンサＣＬを図示するようにして接続することで、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するフィルタを形成するようにしている。
【０００４】
また、商用交流電源ＡＣのラインに対して直列にパワーチョークコイルＰＣＨが挿入される。このパワーチョークコイルＰＣＨによって、力率ＰＦを０．７５程度に改善している。
【０００５】
そして、商用交流電源ＡＣに対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉを接続した全波整流回路が形成される。平滑コンデンサＣｉの両端には、商用交流電源ＡＣを整流平滑化した整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルであり、後段の一次側スイッチングコンバータに対して直流入力電圧として入力される。
【０００６】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータとしては、他励式による電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。
【０００７】
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、ＭＯＳ−ＦＥＴを選定しており、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を図示するようにして接続することで、いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が、図示する方向により並列に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、スイッチング素子Ｑ２に対しては、部分電圧共振のための部分共振コンデンサＣｐが並列に接続されている。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
ここでの図示は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばＥＥ型コアを備え、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、ボビンなどを利用して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが絶縁状態を確保するようにして巻装される。
また、ＥＥ型コアの中央磁脚には、例えば１．５ｍｍ〜２．０ｍｍ程度の幅のギャップを形成することで、例えば一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との間で、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしている。これによって、中間負荷時における異常発振が発生するのを回避している。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインと接続されると共に、他端は、直列共振コンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソース−ドレイン間に対して接続されている。このようにして接続されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次巻線Ｎ１に対して伝送されることになる。
また、このような接続形態によっては、一次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１が直列に接続されていることになるが、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路が形成されることになる。この一次側直列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作を電流共振形とする。
【００１０】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対しては、ブリッジ整流回路ＤＢＲ、及び平滑コンデンサＣｏとにより形成される全波整流回路が形成されている。この全波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏの両端には二次側直流出力電圧ＥＯが得られることになる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷に供給される。また、分岐して、発振ドライブ制御回路１に対しても検出用電圧として供給される。
【００１１】
発振ドライブ制御回路１は、例えば汎用のＩＣなどから成り、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を他励式によりスイッチング駆動するために設けられる。
発振ドライブ制御回路１から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートに対してドライブ信号（電圧）が出力されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチングを行うことになる。
【００１２】
また、発振ドライブ制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに応じて、ドライブ信号の周波数を変化させるように動作する。これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに応じてスイッチング周波数が可変制御されることとなる。
このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。このため、二次側直流出力電圧ＥＯのレベルも可変制御されることになる。つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧ＥＯを可変しており、これにより定電圧制御を図っているものである。
【００１３】
上記図１１に示した電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝２００Ｖ系］、又は［負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系］の何れかの条件に対応した構成となる。これに対して、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系］の条件に対応する場合には、商用交流電源ＡＣを整流して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための整流回路系について、図１２に示すようにして変更される。なお、図１２において図１１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００１４】
図１２においては、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系として、２本の整流ダイオードＤ１３，Ｄ１４、及び２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２が備えられる。そして、これらの部品を図示するようにして接続することで、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、この場合には倍電圧整流回路を形成しているものである。
例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上という比較的重負荷の条件で、交流入力電圧が交流入力電圧ＶＡＣの等倍レベルである場合、後段のスイッチング素子に流れるピーク電流が増加してそれだけ電力損失が増加することが分かっている。そこで、図１２に示すようにして倍電圧整流回路によって、交流入力電圧ＶＡＣの２倍のレベルに対応する直流入力電圧とすれば、スイッチング素子に流すピーク電流レベルを抑制することができる。
【００１５】
図１３は、先に図１１に示した電源回路の特性として、［負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以内、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系］の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、この図においては比較のために、実線によりパワーチョークコイルＰＣＨを備えた回路構成の特性を示すと共に、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨを削除した回路構成の特性を示している。また、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨには、インダクタンスＬ１１＝１０ｍＨを選定している。
【００１６】
この図によると、力率ＰＦについては、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。
そして、図１４には、図１１に示した電源回路の商用交流電源ＡＣに重畳される奇数次の高調波電流レベルについて、クラスＤの電源高調波規制値との比較により示している。この図は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ、ＰＦ＝０．７６の条件時における測定結果を示している。この図によっては、各次における高調波電流レベルが、クラスＤの規制値を満たしていることが分かる。
【００１７】
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）については、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以上の範囲で、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
また、直流入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉのレベルについても、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
【００１８】
また、図１５は、先に図１２に示した電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ］の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、この図においても、実線によりパワーチョークコイルＰＣＨを備えた回路構成の特性を示している。これに対して、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨを削除した回路構成の特性を示している。また、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨには、インダクタンスＬ１１＝４．３５ｍＨを選定している。
【００１９】
この図１５によっても、力率ＰＦについては、パワーチョークコイルＰＣＨを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。
また、図１６には、図１２に示した電源回路の商用交流電源ＡＣに重畳される高調波電流レベルを、クラスＤの電源高調波規制値との比較により示している。この図は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、ＰＦ＝０．７６の条件時における測定結果を示している。そして、この図においても、各次において高調波電流レベルが、クラスＤの規制値を満たしていることが分かる。
【００２０】
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）については、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以上の範囲で、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが徐々に低下していることがわかる。
また、直流入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉのレベルについても、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
そして、上記図１１及び図１２に示した回路構成の電源回路では、次のような問題を抱えている。
先ず、図１１及び図１２に示す回路では、一次側において電流共振形コンバータの電流共振動作と、部分共振コンデンサＣｐによる部分電圧共振動作とが得られる複合共振形としての動作を得ている。そして、このような複合共振形の動作として、中間負荷における異常発振を防止するために、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにギャップを施して、一次巻線と二次巻線の結合状態として、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるように構成している。
このようにして、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の向上には限界がある。具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時のＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、図１１に示した回路では、パワーチョークコイルＰＣＨを省略したとしても８９．２％が上限となる。また、図１２に示した回路では、同じくパワーチョークコイルＰＣＨを省略したとして９１．８％が上限である。
【００２２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
【００２３】
そのうえで、図１１及び図１２に示した回路構成では、力率改善のためのパワーチョークコイルＰＣＨが商用交流電源ＡＣのラインに挿入されている。これにより、さらにＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が低下してしまうことになる。
この理由としては、パワーチョークコイルＰＣＨには鉄損と銅損が存在するので、これによって電力損失が増加することが挙げられる。また、パワーチョークコイルＰＣＨの直流抵抗とインダクタンスによって、図１３及び図１５にも示したように、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が低下してしまうことも一因となる。
具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時においては、図１３にも示したように、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、８９．２％（ＰＣＨ無し）から８７．７％（ＰＣＨ有り）となり、１．５％低下している。また、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時においては、図１５に示したように、９１．８％（ＰＣＨ無し）から９１．４％（ＰＣＨ有り）となり、０．６％低下している。
【００２４】
また、パワーチョークコイルＰＣＨを備えることによっては、このパワーチョークコイルＰＣＨから発生する漏洩磁束も抑制する必要が生じる。この対策としては、例えば珪素鋼板のショートリングを施すことになる。このために、パワーチョークコイルＰＣＨの製造部品点数が増加して、コストダウン及び小型軽量化の妨げとなってしまう。
パワーチョークコイルＰＣＨに、漏洩磁束の発生の少ない目字型コアを用いれば、ショートリングを設ける必要はなくなる。しかしながら、目字型コアそのものが高価である。また、パワーチョークコイルＰＣＨとしての目字型コアの重量は、例えば図１１に示した電源回路の場合には１３５ｇ程度、また、図１２に示した電源回路の場合には２４０ｇ程度となり、比較的重いものであることから、有効であるとはいえない。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、交流を整流する整流回路と、この整流回路からの整流電圧を平滑する平滑回路を備える。
また、所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線および三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
また、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記２つのスイッチング素子を駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、整流回路と平滑回路との間の整流電流経路に挿入される、インダクタ、三次巻線、および三次巻線に得られる交番電圧によりスイッチング動作を行う第１のダイオードの直列接続回路を備えて成る力率改善回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとする。
【００２６】
また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、交流の正／負の各期間ついてそれぞれ整流する２つの整流ダイオードを有する整流回路と、直列接続された２つの平滑コンデンサを有し、整流回路からの整流電流が供給されて、この直列接続された２つの平滑コンデンサの両端電圧として上記交流の電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する平滑回路を備える。
また、所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線および三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
また、ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を有し、平滑回路からの整流平滑電圧を断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記２つのスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、整流回路とともに整流電流を平滑回路に流すようにして設けられ、インダクタ、三次巻線、および三次巻線に得られる交番電圧の正／負の各期間ついてそれぞれスイッチング動作を行う２つの整流ダイオードを備えて成る力率改善整流回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとする。
【００２７】
上記各構成によると、スイッチングコンバータとしては、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採ることになる。また、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように、二次側部分電圧共振コンデンサが二次巻線に対して並列に接続されることになる。
そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はなくなる。
また、絶縁コンバータトランスのコアにはギャップを形成しないようにしているが、これにより、絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度は、より高いものとなる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１１に示した回路と同様に、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝２００Ｖ系］、又は［負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ以下、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系］のいずれかの条件に対応した構成となる。
【００２９】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣラインに対して、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードから成るブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。また、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して並列に、ノイズ吸収用のコンデンサＣＬが接続されている。
【００３０】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、後述する力率改善回路１０を形成するとされる高速リカバリ型ダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。これにより、平滑コンデンサＣｉには、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作によって流入する整流電流が充電されることになって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルを有している。つまり等倍電圧整流回路により直流入力電圧を得るようにしており、この直流入力電圧を後段の電流共振形コンバータに入力する。
【００３１】
この図に示す電源回路の一次側には、他励式によりスイッチング駆動される、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータが設けられる。この電流共振形コンバータは、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。
【００３２】
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、ＮＰＮ型のＢＪＴ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられる。スイッチング素子Ｑ１のコレクタは、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続され、エミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに接続される。このようにして、スイッチング素子Ｑ１−Ｑ２の直列接続が、平滑コンデンサＣｉに対して並列に接続されるようにして設けられることで、ハーフブリッジ接続が形成される。
【００３３】
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。このばあいには、クランプダイオードＤＤ１のアノードがエミッタと接続され、カソードがベースと接続される。同様にして、スイッチング素子Ｑ２のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続される。
【００３４】
さらに、この場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、一次側アース側に接続されるスイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して、部分共振コンデンサＣｐが接続される。この部分共振コンデンサＣｐは、例えば後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と自身のキャパシタンスとによって並列共振回路を形成する。そして、この並列共振回路によっては、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時においてのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００３５】
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のベースに対しては、それぞれ、発振ドライブ制御回路１からドライブ信号が供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振ドライブ制御回路１から供給されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするタイミングで、スイッチング動作を行う。
【００３６】
ここで、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端が接続される。そして、一次巻線Ｎ１の他端は、直列共振コンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ１のコレクタと接続されている。
この接続形態によると、先ず、一次巻線Ｎ１−直列共振コンデンサＣ１の直列接続回路が形成されることになるが、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路が形成されることになる。そして、この一次側直列共振回路（Ｎ１−Ｃ１）が、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各スイッチング出力点（コレクタ）の間に対して接続されていることになる。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力は、一次側直列共振回路（Ｎ１−Ｃ１）に対して伝達されることになると共に、この一次側直列共振回路（Ｎ１−Ｃ１）の共振動作によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作は電流共振形となる。
【００３７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次巻線Ｎ１に得られたスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
本実施の形態の場合、図示等による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばＥＥ型コアを備え、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とをそれぞれ絶縁した状態で巻装するようにしている。
また、本実施の形態においては、ＥＥ型コアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにしている。これによって、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．９程度となるようにしている。例えば先行技術として図１１に示した回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアの中央磁脚にギャップを形成してたことで、結合係数ｋ＝０．８程度の結合度であったが、本実施の形態では、これよりも幾分高い結合度が得られることになる。
【００３８】
そして、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対して、二次側部分共振コンデンサＣ２を並列に設けることとしている。この二次側部分共振コンデンサＣ２が設けられることによって、例えば二次側の整流回路を形成する整流ダイオードのスイッチング動作に伴って、二次側で部分電圧共振動作が得られる。
【００３９】
この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣｏから成る全波整流回路が備えられる。この全波整流回路によって、二次巻線Ｎ２に励起された交番電圧を整流し平滑化することで、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥＯが得られることになる。
この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷に対して、直流電源として供給される。また、この二次側直流出力電圧ＥＯは、発振ドライブ制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００４０】
発振ドライブ制御回路１においては、入力された二次側直流出力電圧ＥＯのレベルを検出する。そして検出したレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されるように、ドライブ信号を出力する。
このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。このため、二次側直流出力電圧ＥＯのレベルも可変制御されることになる。つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧ＥＯを可変しており、これにより定電圧制御を図るようにされる。
【００４１】
続いて、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路１０について説明する。
本実施の形態の力率改善回路１０は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装した三次巻線Ｎ３と、高速リカバリ型ダイオードＤ１、インダクタＬ２０、フィルタコンデンサＣＮ、及び高速リカバリ型ダイオードＤ２とを備えている。
【００４２】
そして、三次巻線Ｎ３に対して、インダクタＬ２０−高速リカバリ型ダイオードＤ１を直列に接続している。この場合には、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードがインダクタＬ２０の一端と接続され、カソードが三次巻線Ｎ３の一端と接続される。インダクタＬ２０の他端側は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続している。また、三次巻線Ｎ３の他端は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続している。
つまり、本実施の形態の力率改善回路１０としては、インダクタＬ２０−高速リカバリ型ダイオードＤ１−三次巻線Ｎ３の直列接続回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間の整流電流経路に挿入して形成していることになる。
【００４３】
さらに、この力率改善回路１０では、インダクタＬ２０−高速リカバリ型ダイオードＤ１−三次巻線Ｎ３の直列接続回路に対して、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２を並列に接続するようにしている。この場合には、高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードをインダクタＬ２０側に接続し、カソードを三次巻線Ｎ３側に接続するようにしている。さらに、インダクタＬ２０−高速リカバリ型ダイオードＤ１−三次巻線Ｎ３の直列接続回路に対しては、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサＣＮを並列に接続するようにしている。
【００４４】
このような構成による力率改善回路１０の動作を図２の波形図を参照して説明する。
例えば図示する周期により交流入力電圧ＶＡＣが得られているとすると、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子には、整流出力電圧Ｖ１が得られることになる。そして、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力として得られる整流電流は、この場合、電流Ｉ１として高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れて平滑コンデンサに流入する経路と、電流Ｉ２として、インダクタＬ２０−−高速リカバリ型ダイオードＤ１−三次巻線Ｎ３を介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路と、フィルタコンデンサＣＮを介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路との３経路に分岐して流れることになる。
【００４５】
この際、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力が三次巻線Ｎ３に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線Ｎ３にはスイッチング周期に応じた交番電圧Ｖ２が発生することになる。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード電位Ｖ３が、交番電圧Ｖ２よりも高いとされる期間において、高速リカバリ型ダイオードＤ１が導通して上記電流Ｉ２が流れることになる。
また、このときには三次巻線Ｎ３に得られる電圧は、交番電圧Ｖ２であり、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、高速リカバリ型ダイオードＤ１が導通して電流Ｉ２が流れる期間においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１はスイッチング周期でオン／オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、電流Ｉ２は、高速リカバリ型ダイオードＤ１により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサＣｉに流入することとなる。
【００４６】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線Ｎ３により電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードである高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチングさせ、この高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れる整流電流を断続するようにしている。
これによって、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩＡＣの平均的な波形が交流入力電圧の波形（正弦波）に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【００４７】
図３には、図１に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶＡＣを１００Ｖで固定した条件の下で、負荷電力Ｐｏ＝０〜１２５Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
また、図４には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗで固定とした条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図１の回路の特性を実線で示し、先行技術として図１１に示した回路の特性を破線により示している。
【００４８】
ここで、参考までに、上記図３及び図４に示した実験結果を得る際の、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
一次巻線Ｎ１＝２３Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
三次巻線Ｎ３＝６Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Ｇａｐ＝０
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１８μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側部分共振コンデンサＣ２＝２２００ｐＦ
インダクタＬ２０＝２０μＨ
また、比較として、図１１に示した回路の各部の定数も示しておく。
一次巻線Ｎ１＝２５Ｔ
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Ｇａｐ＝１．６ｍｍ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬ１１＝１０．０ｍＨ
【００４９】
これら図３及び図４によると、先ず、整流平滑電圧Ｅｉのレベルについては、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの何れの変動にも関わらず、図１に示した回路のほうが高くなっている。これは、図１に示す回路では、パワーチョークコイルＰＣＨが商用交流電源ＡＣのラインに挿入されていないことに依る。
そして、パワーチョークコイルＰＣＨが存在しなくなったことで、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの何れの変動にも関わらず、図１に示した回路のほうがＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）について向上していることが分かる。
また、力率ＰＦについては、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの条件ではほぼ同等になるという結果が得られている。そして、この力率改善回路１０によって力率が改善された結果としては、図５に示すようにして、各奇数次の電源高調波レベルについては、電源高調波規制を満足するものとなっている。
【００５０】
このようにして、本実施の形態の電源回路では、電源高調波規制を満足する力率を得るようにしながらも、電力変換効率の向上が図られていることが理解される。
具体的には、本実施の形態の場合、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップを０とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率は、１．４％向上された。また、力率改善を、電圧帰還方式による構成の力率改善回路１０により行うようにしたことで、１．７％向上されており、総合的には、３．１％の向上が図られたことになる。つまり、電源回路全体としては、図１１に示した回路がηＡＣ／ＤＣ＝８９．２パーセントであったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータの構成を変更したことで、ηＡＣ／ＤＣ＝９１．２％にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路１０が組み合わされたことで、ηＡＣ／ＤＣ＝９２．３％にまで向上されたことになる。
また、交流入力電力については４．６Ｗ低下したという実験結果も得られた。
【００５１】
また、本実施の形態では、パワーチョークコイルＰＣＨが削除されたことで、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングも不要とされることになる。
同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数ｋについて、ｋ＝０．９程度にまで高めたことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減することができる。このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。
これにより、例えば先行技術の電源回路よりも、コストダウンを図ることができ、また、回路の小型軽量化を促進することも可能となる。
具体的には、図１１に示す回路の場合、実際に採用されるパワーチョークコイルＰＣＨは１３５ｇ程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は１０．８平方ｃｍとなる。これに対して、図１に示す回路では、力率改善回路１０を形成するための部品の総合重量としても１５ｇ程度であり、また、実装面積が６．０平方ｃｍとなる。つまり、重量比としては、図１１に示す回路に対して１／１０となり、実装面積比としては、図１１に示す回路に対して１／１．８となって、大幅な小型軽量化が図られることが分かる。
【００５２】
図６は、本発明の他の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、［負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系］の条件に対応した構成となる。また、この図６に示す電源回路も、図１に示した回路と同様に、一次側の電流共振形コンバータに対して、部分共振コンデンサＣｐを含む一次側部分電圧共振回路が組み合わされている。さらに、二次巻線Ｎ２に対して並列に二次側部分共振コンデンサＣ２が接続されることで形成される、二次側部分電圧共振回路が組み合わされた形態を採っている。
【００５３】
この図６に示す電源回路において、一次側のスイッチングコンバータ、及び二次側の構成は、図１に示した回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。図６に示す回路においては、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るのにあたり、ブリッジ整流回路などの等倍電圧整流回路ではなく、倍電圧整流回路を備える点が図１の回路と異なる。そして、力率改善のための回路としては、上記倍電圧整流回路を含んだうえで、スイッチング出力を電圧帰還することで整流電流をスイッチングする、力率改善整流回路１１を備える。
【００５４】
図６に示す電源回路における力率改善整流回路１１においては、先ず、整流ダイオードとして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ３，Ｄ４が備えられる。整流ダイオードＤ３は、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対してアノードが接続され、カソードが平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に接続される。整流ダイオードＤ４は、アノードが一次側アースに接続され、カソードが商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
【００５５】
また、この場合には、倍電圧整流回路とされることに対応して、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するための平滑コンデンサＣｉとしては、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２が、図示するようにして直列に接続されて設けられる。平滑コンデンサＣｉ１の正極端子は、上記のようにして、整流ダイオードＤ３のカソードと接続され、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子側は、一次側アースに対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉ１の負極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の正極端子との接続点に対しては、商用交流電源ＡＣの負極ラインが接続される。
【００５６】
また、この力率改善整流回路１１においては、インダクタＬ２０、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３、及び高速リカバリ型の２本の整流ダイオードＤ１，Ｄ２が備えられる。
三次巻線Ｎ３の一端は、インダクタＬ２０の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、三次巻線Ｎ３の他端は、整流ダイオードＤ１のアノードと整流ダイオードＤ２のカソードの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と接続される。また、整流ダイオードＤ２のアノードは一次側アースと接続される。
【００５７】
さらに、この場合には、商用交流電源ＡＣの正極ラインと負極ラインとの間に対して、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサＣＮを並列に接続している。
【００５８】
このようにして形成される力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１、Ｄ２に整流電流が流れる経路によって第１の整流回路が形成され、また低速リカバリ型の整流ダイオードＤ３，Ｄ４に整流電流が流れる経路によって第２の整流回路が形成されることになる。
【００５９】
即ち交流入力電圧ＶＡＣが正となる期間では、商用交流電源ＡＣ（正極）→インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→商用交流電源ＡＣ（負極）・・・の経路で、第１の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。また同時に、商用交流電源ＡＣ（正極）→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣｉ１→商用交流電源ＡＣ（負極）の経路で、第２の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
【００６０】
また交流入力電圧ＶＡＣが負となる期間では、商用交流電源ＡＣ（負極）→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→整流ダイオードＤ２→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０→商用交流電源ＡＣ（正極）の経路で第１の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
同時に、商用交流電源ＡＣ（負極）→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→整流ダイオードＤ４→・・・の経路で、第２の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
つまり、第１、第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２に供給されることになる。
そして直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応したレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。つまり、商用交流電源ＡＣを倍電圧整流方式により直流化しているものである。
【００６１】
また、力率改善整流回路１１による力率改善動作について、図７の波形図を参照して説明する。
例えば図示する周期により交流入力電圧ＶＡＣが得られているとして、先に説明した整流動作が行われることで、低速リカバリ型の整流ダイオードＤ４には、図示するようにして整流出力電圧Ｖ１が発生する。また、第２の整流回路において、低速リカバリ型の整流ダイオードＤ３と整流ダイオードＤ４に流れようとする整流電流Ｉ２は、図示するようにして、交流入力電圧ＶＡＣが正／負でピークとなるタイミングに応じて、整流ダイオードＤ３，Ｄ４にそれぞれ流れるものとなる。
【００６２】
また、第１の整流回路においても、交流入力電圧ＶＡＣが正／負でピークとなるタイミングに応じて、整流電流Ｉ１が、図示する波形により高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２に流れるようにされる。また、この際の整流ダイオードＤ２の両端に得られる整流出力電圧Ｖ２は、図示する波形が得られる。
【００６３】
この際、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力が三次巻線Ｎ３に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線Ｎ３にはスイッチング周期に応じた交番電圧が発生することになる。このとき、三次巻線Ｎ３とインダクタＬ２０との接続点と、一次側アース間の電位はＶ３は、図示するようにして、交流入力電圧ＶＡＣがピークとなるタイミングに応じて交番電圧となる波形が得られる。
ここで、三次巻線Ｎ３に得られる電圧は、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、図７において電流Ｉ１として示すようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２が導通して整流電流Ｉ１が流れる期間においては、これら整流ダイオードＤ１，Ｄ２はスイッチング周期でオン／オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、整流電流Ｉ１は、高速リカバリ型ダイオードＤ１により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサＣｉ１又は平滑コンデンサＣｉ２に流入することとなる。
【００６４】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線Ｎ３により電圧帰還されるスイッチング出力によって、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２をスイッチングさせ、これら整流ダイオードＤ１，Ｄ２を流れる整流電流を断続するようにしている。これによって、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩＡＣの平均的な波形が交流入力電圧の波形（正弦波）に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【００６５】
ここで図８に、図６に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶＡＣを１００Ｖで固定した条件の下で、負荷電力Ｐｏ＝０〜２００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。
また、図９に、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗで固定とした条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。
なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図６の回路の特性を実線で示し、先行技術として図１２に示した回路の特性を破線により示している。
【００６６】
また、参考として、上記図８及び図９に示した実験結果を得る際の、図６に示した回路の各部の定数を示しておく。
一次巻線Ｎ１＝４２Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
三次巻線Ｎ３＝４Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Ｇａｐ＝０
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側部分共振コンデンサＣ２＝２２００ｐＦ
インダクタＬ２０＝１２μＨ
また、比較として、図１２に示した回路の各部の定数も示しておく。
一次巻線Ｎ１＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長Ｇａｐ＝１．６ｍｍ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬ１１＝４．３５ｍＨ
【００６７】
これら図８及び図９によると、整流平滑電圧Ｅｉのレベルについては、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの何れの変動にも関わらず、図６に示した回路のほうが高くなっている。これは、先の実施の形態の回路（図１）と同様に、パワーチョークコイルＰＣＨが商用交流電源ＡＣのラインから削除されたことに依るものである。
そして、パワーチョークコイルＰＣＨが省略されたことで、この場合にも、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの何れの変動にも関わらず、図６に示した回路のほうがＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）について向上している。
【００６８】
また、この場合にも、力率ＰＦについてはほぼ同等となる結果が得られている。そして、この力率改善整流回路１１による力率改善結果としても、図１０に示すようにして、電源高調波レベルは、電源高調波規制を満足するものとなっている。
【００６９】
このようにして、図６に示す電源回路としても、電源高調波規制を満足する力率を得たうえで、電力変換効率の向上が図られていることになる。
具体的には、図６に示す回路の場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップを０とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率は、１．２％向上された。また、力率改善を、電圧帰還方式による力率整流改善回路１１により行うようにしたことで、０．６％向上されており、総合的には、１．８％の向上が図られたことになる。つまり、電源回路全体としては、図１２に示した回路がηＡＣ／ＤＣ＝９１．８％であったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータとしての構成を変更したことで、ηＡＣ／ＤＣ＝９３．０％にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路１０が組み合わされたことで、ηＡＣ／ＤＣ＝９３．６％にまで向上されたことになる。
また、交流入力電力については４．２Ｗ低下したという実験結果が得られた。
【００７０】
また、この図６に示す回路についても、パワーチョークコイルＰＣＨの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングは不要となる。そしてまた、図６に示す回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数ｋについて、ｋ＝０．９程度にまで高め、漏洩磁束を低減している。従って、図６に示す回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。
図１２に示す回路構成の場合、採用されるパワーチョークコイルＰＣＨは２４０ｇ程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は１９．２平方ｃｍとなる。これに対して、図６に示す回路では、力率改善整流回路１１を形成するための部品の総合重量は２０ｇ程度であり、また、実装面積が７．０平方ｃｍとなる。従って、量比としては、図１２に示す回路に対して１／１２となり、実装面積比としては、図１２に示す回路に対して１／２．７となる。このようにして、図６に示す回路においても、大幅な小型軽量化が図られることになる。
【００７１】
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電流共振形コンバータを形成するためのスイッチング素子としては、ＢＪＴのほかに、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を選定して構わない。また、二次側の構成についても、ブリッジ整流回路ＤＢＲを備えた形式の整流回路以外にも各種考えることができる。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチングコンバータとして、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせて構成している。また、二次側は、二次側部分電圧共振コンデンサを二次巻線に対して並列に接続することで、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように構成している。
そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図ることとしている。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。
【００７３】
このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はないことになる。さらには、一次巻線と二次巻線の結合度が高くなることによって、一次側から二次側への電力伝達の効率が高くなる。
これによって、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率が向上し、結果として総合電力変換効率も向上されることになる。また、交流入力電力も大幅に低下させることが可能となって、それだけ、低消費電力の電源回路を提供することが可能となる。
【００７４】
また、大型で重量のある部品であったパワーチョークコイルが不要となったことで、それだけ回路基板の小型軽量化を図ることも可能となった。パワーチョークコイルを設ける場合には、漏洩磁束対策のためのショートリングなども必要とされていたので、本発明では、このような対策は不要であり、回路基板の小型軽量化は、さらに促進されることになる。
【００７５】
また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。これによって、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、回路の小型軽量化が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。
【図３】図１に示す電源回路について、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図４】図１に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図５】図１に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図６】本実施の形態としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図７】図６に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。
【図８】図６に示す電源回路について、負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図９】図６に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図１０】図６に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１３】図１１に示す電源回路について、荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図１４】図１１に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図１５】図１２に示す電源回路について、荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図１６】図１２に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【符号の説明】
１ 発振ドライブ制御回路、１０ 力率改善回路、１１ 力率改善整流回路、Ｄｉ，ＤＢＲ ブリッジ整流回路、Ｌ２０ インダクタ、Ｄ１，Ｄ２ 高速リカバリ型ダイオード／整流ダイオード、Ｄ３，Ｄ４ 低速リカバリ型の整流ダイオード、ＣＮ フィルタコンデンサ、Ｃｉ，Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２ 二次巻線、Ｎ３ 三次巻線、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２ 二次側部分共振コンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit for improving a power factor.
[0002]
[Prior art]
Previously, the present applicant has proposed various power supply circuits including a resonance type converter on the primary side.
FIG. 11 shows an example of a switching power supply circuit to which a configuration for improving a power factor is added as a switching power supply circuit based on the invention previously filed by the present applicant. In addition, the power supply circuit shown in this figure can satisfy any of the conditions of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 200 V system] or [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system]. The configuration is compatible.
[0003]
In the power supply circuit shown in FIG. 11, first, the common mode choke coil CMC and the filter capacitor CL are connected to the commercial AC power supply AC as shown in the drawing to remove harmonics superimposed on the commercial AC power supply AC. Filter to be formed.
[0004]
A power choke coil PCH is inserted in series with the line of the commercial AC power supply AC. The power factor PF is improved to about 0.75 by the power choke coil PCH.
[0005]
Then, for the commercial AC power supply AC, a full-wave rectifier circuit is formed as shown, in which a bridge rectifier circuit Di and one smoothing capacitor Ci are connected. A rectified smoothed voltage Ei obtained by rectifying and smoothing the commercial AC power supply AC is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci. The rectified and smoothed voltage Ei has a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC, and is input as a DC input voltage to a subsequent-stage primary-side switching converter.
[0006]
In this case, a separately excited current resonance type converter is provided as a switching converter that performs a switching operation by inputting the DC input voltage. This current resonance type converter includes two switching elements Q1 and Q2 as shown in the figure.
[0007]
In this case, MOS-FETs are selected as the switching elements Q1 and Q2, and the switching elements Q1 and Q2 are connected as shown to form a switching circuit based on a so-called half-bridge coupling system. .
Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to the switching elements Q1 and Q2 in the direction shown in the figure.
Further, among the switching elements Q1 and Q2, a partial resonance capacitor Cp for partial voltage resonance is connected in parallel to the switching element Q2.
[0008]
The insulating converter transformer PIT is provided for transmitting the switching output of the primary side switching converter to the secondary side.
Although illustration is omitted here, the insulating converter transformer PIT includes, for example, an EE-type core, and a primary winding N1 and a secondary winding N are formed on a center magnetic leg of the EE-type core by using a bobbin or the like. N2 is wound so as to ensure an insulating state.
In addition, a gap having a width of, for example, about 1.5 mm to 2.0 mm is formed in the center magnetic leg of the EE type core, for example, so that the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is increased. A state of loose coupling of about 0.8 is obtained. This prevents occurrence of abnormal oscillation at the time of intermediate load.
[0009]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the drain of the switching element Q1, and the other end is connected between the source and drain of the switching elements Q1 and Q2 via the series resonance capacitor C1. It is connected. By being connected in this manner, the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are transmitted to the primary winding N1.
Further, depending on such a connection form, the primary winding N1 and the series resonance capacitor C1 are connected in series. However, the primary side is determined by the leakage inductance of the primary winding N1 and the capacitance of the series resonance capacitor C1. A series resonance circuit will be formed. With this primary-side series resonance circuit, the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 is made a current resonance type.
[0010]
In this case, for the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, a full-wave rectifier circuit formed by the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor Co is formed. With this full-wave rectifier circuit, a secondary-side DC output voltage EO is obtained at both ends of the smoothing capacitor Co. This secondary DC output voltage EO is supplied to a load (not shown). Further, the signal is branched and supplied to the oscillation drive control circuit 1 as a detection voltage.
[0011]
The oscillation drive control circuit 1 is composed of, for example, a general-purpose IC or the like, and is provided to perform switching driving of the switching elements Q1 and Q2 in a separately excited manner.
When the drive signal (voltage) is output from the oscillation drive control circuit 1 to each gate of the switching elements Q1 and Q2, the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off alternately at a required switching frequency. Switching is performed.
[0012]
The oscillation drive control circuit 1 operates to change the frequency of the drive signal according to the level of the input secondary-side DC output voltage EO. As a result, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is variably controlled according to the level of the secondary-side DC output voltage EO.
If the switching frequency is changed in this manner, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and the energy transmitted from the primary side to the secondary side in the insulating converter transformer PIT also changes. Therefore, the level of the secondary side DC output voltage EO is also variably controlled. That is, the secondary DC output voltage EO is varied by variably controlling the switching frequency, thereby achieving constant voltage control.
[0013]
The power supply circuit shown in FIG. 11 meets the condition of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 200 V system] or [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system]. The configuration is compatible. On the other hand, when the condition of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 100 V system] is satisfied, the commercial AC power supply AC is rectified to obtain a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). Is changed as shown in FIG. In FIG. 12, the same parts as those in FIG.
[0014]
In FIG. 12, two rectifier diodes D13 and D14 and two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are provided as a rectifier circuit system for rectifying the commercial AC power supply AC. By connecting these parts as shown in the figure, the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) obtained at both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 connected in series is twice the AC input voltage VAC. A corresponding level is obtained. That is, in this case, a voltage doubler rectifier circuit is formed.
For example, if the AC input voltage VAC is a 100 V system and the AC input voltage is at a level equal to the AC input voltage VAC under a relatively heavy load condition of load power Po = 200 W or more, the peak current flowing through the subsequent switching element It has been found that the power loss increases accordingly. Therefore, if a DC input voltage corresponding to a level twice as high as the AC input voltage VAC is set by the voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 12, the peak current level flowing through the switching element can be suppressed.
[0015]
FIG. 13 shows AC → DC power with respect to load fluctuation in the case of a configuration corresponding to the condition of [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system] as characteristics of the power supply circuit shown in FIG. The graph shows changes in conversion efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
In this figure, for comparison, the solid line indicates the characteristics of the circuit configuration including the power choke coil PCH, and the broken line indicates the characteristics of the circuit configuration in which the power choke coil PCH for improving the power factor is deleted. Is shown. In this case, the inductance L11 = 10 mH is selected for the power choke coil PCH.
[0016]
According to this figure, it is understood that the power factor PF is greatly improved by inserting the power choke coil PCH.
FIG. 14 shows an odd-order harmonic current level superimposed on the commercial AC power supply AC of the power supply circuit shown in FIG. 11 by comparison with a class D power supply harmonic regulation value. This figure shows the measurement results under the conditions of AC input voltage VAC = 100 V, load power Po = 125 W, and PF = 0.76. From this figure, it can be seen that the harmonic current level in each order satisfies the class D regulation value.
[0017]
Further, regarding the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC), it can be seen that the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted is lower than the load power Po = 50 W or more.
It can also be seen that the level of the rectified smoothed voltage Ei, which is a DC input voltage, is lower in the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted.
[0018]
FIG. 15 shows AC → DC power conversion with respect to load fluctuation in the case of a configuration corresponding to the conditions of load power Po = 200 W and AC input voltage VAC = 100 V] as the characteristics of the power supply circuit shown in FIG. It shows changes in efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
Also in this figure, the solid line shows the characteristics of the circuit configuration including the power choke coil PCH. On the other hand, the broken line indicates the characteristic of the circuit configuration in which the power choke coil PCH for improving the power factor is deleted. In this case, an inductance L11 = 4.35 mH is selected for the power choke coil PCH.
[0019]
FIG. 15 also shows that the power factor PF is greatly improved by inserting the power choke coil PCH.
FIG. 16 shows the level of the harmonic current superimposed on the commercial AC power supply AC of the power supply circuit shown in FIG. 12 by comparison with a class D power supply harmonic regulation value. This figure shows the measurement results under the conditions of AC input voltage VAC = 100 V, load power Po = 200 W, and PF = 0.76. Also in this figure, it can be seen that the harmonic current level in each order satisfies the class D regulation value.
[0020]
Further, regarding the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC), it can be seen that the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted gradually decreases in the range of the load power Po = 150 W or more.
It can also be seen that the level of the rectified smoothed voltage Ei, which is a DC input voltage, is lower in the circuit configuration in which the power choke coil PCH is inserted.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
The power supply circuit having the circuit configuration shown in FIGS. 11 and 12 has the following problems.
First, in the circuits shown in FIGS. 11 and 12, on the primary side, an operation as a composite resonance type in which the current resonance operation of the current resonance type converter and the partial voltage resonance operation by the partial resonance capacitor Cp are obtained. In order to prevent abnormal oscillation in the intermediate load, a gap is provided in the core of the insulated converter transformer PIT as the operation of the complex resonance type, and the coupling state of the primary winding and the secondary winding is set as a coupling coefficient. The configuration is such that a loosely coupled state of about k = 0.8 can be obtained.
Since the primary winding and the secondary winding are loosely coupled in this way, there is naturally a limit to the improvement in AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC). Specifically, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) when the load power Po = 125 W and the AC input voltage VAC = 100 V is 89 in the circuit shown in FIG. 11 even if the power choke coil PCH is omitted. .2% is the upper limit. In the circuit shown in FIG. 12, the upper limit is 91.8% even if the power choke coil PCH is omitted.
[0022]
Further, since the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the generation level of the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer PIT increases. Therefore, as a practical circuit, it is necessary to provide a countermeasure by providing a short ring made of a copper plate in the insulating converter transformer PIT, which leads to an increase in cost and an increase in the size of the insulating converter transformer PIT.
[0023]
In addition, in the circuit configurations shown in FIGS. 11 and 12, the power choke coil PCH for improving the power factor is inserted in the line of the commercial AC power supply AC. As a result, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is further reduced.
This is because the power choke coil PCH has an iron loss and a copper loss, thereby increasing the power loss. Another factor is that the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) decreases as shown in FIGS. 13 and 15 due to the DC resistance and inductance of the power choke coil PCH.
Specifically, when the load power Po is 125 W, as shown in FIG. 13, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is changed from 89.2% (no PCH) to 87.7% ( PCH), which is a 1.5% decrease. In addition, when the load power Po is 200 W, as shown in FIG. 15, the load power decreases from 91.8% (without PCH) to 91.4% (with PCH), which is a 0.6% decrease.
[0024]
Further, when the power choke coil PCH is provided, it is necessary to suppress the leakage magnetic flux generated from the power choke coil PCH. As a countermeasure, for example, a short ring of a silicon steel plate is provided. For this reason, the number of manufactured parts of the power choke coil PCH increases, which hinders cost reduction and reduction in size and weight.
If a figure-shaped core that generates less leakage magnetic flux is used for the power choke coil PCH, it is not necessary to provide a short ring. However, the braille core itself is expensive. The weight of the figure-shaped core as the power choke coil PCH is, for example, about 135 g in the case of the power supply circuit shown in FIG. 11 and about 240 g in the case of the power supply circuit shown in FIG. It is not effective because it is heavy.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problem, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
In other words, the rectifier circuit includes a rectifier circuit for rectifying AC and a smoothing circuit for smoothing a rectified voltage from the rectifier circuit.
In addition, it has a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that is higher than required can be obtained, and a primary winding and a secondary winding that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. It has a winding and a tertiary winding wound on the primary side, and is provided with an insulating converter transformer for transmitting a primary side output obtained in the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding.
A switching unit having two switching elements connected in a half-bridge, and intermittently outputting a rectified smoothed voltage from the smoothing circuit to a primary winding of the insulating converter transformer; Switching driving means for driving the element;
A primary-side series resonance circuit formed by at least a leakage inductance component of a primary winding of an insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and having a resonance-type operation of switching means. Prepare.
In addition, at least a series connection circuit of an inductor, a tertiary winding, and a first diode that performs a switching operation with an alternating voltage obtained in the tertiary winding, which is inserted into a rectification current path between the rectification circuit and the smoothing circuit. And a power factor improving circuit.
The power converter further includes a secondary-side partial voltage resonance capacitor connected in parallel with a secondary winding of the insulating converter transformer.
A DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectification operation to generate a secondary DC output voltage; Constant voltage control means configured to control the switching drive means in accordance with the level of the output voltage and perform constant voltage control on the secondary DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means. And
[0026]
Further, the switching power supply circuit is configured as follows.
That is,It has a rectifier circuit having two rectifier diodes for rectifying each of the positive and negative AC periods, and two smoothing capacitors connected in series. A rectifier current is supplied from the rectifier circuit, and the rectifier circuit is connected in series. A smoothing circuit is provided for generating a rectified smoothed voltage having a level corresponding to twice the AC voltage level as a voltage across the two smoothing capacitors.
Also,A primary winding and a secondary winding that have a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that are higher than required can be obtained, and that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. And an insulated converter transformer having a tertiary winding wound on the primary side, and transmitting the primary side output obtained on the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding.
A switching unit that has two switching elements that are half-bridge coupled, and that intermittently outputs a rectified and smoothed voltage from the smoothing circuit to the primary winding of the insulating converter transformer;A switching drive means for switchingly driving the two switching elements, a leakage inductance component of at least a primary winding of an insulating converter transformer, and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding; A primary side series resonance circuit that makes the operation of the means a resonance type.
Also,The rectifier circuit is provided so that a rectified current flows through the smoothing circuit together with the rectifier circuit, and includes an inductor, a tertiary winding, and two rectifier diodes that perform a switching operation for each of positive and negative periods of an alternating voltage obtained in the tertiary winding. Power factor improving rectifier circuit.
Also,A secondary partial voltage resonance capacitor is connected in parallel with the secondary winding of the insulating converter transformer.
A DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectification operation to generate a secondary DC output voltage; Constant voltage control means configured to control the switching drive means in accordance with the level of the output voltage, and to perform constant voltage control on the secondary-side DC output voltage by varying the switching frequency of the switching means. It shall be.
[0027]
According to each of the above configurations, the switching converter has a configuration in which the primary side combines a current resonance type converter with half-bridge coupling and a primary side partial voltage resonance circuit. Also, a secondary-side partial voltage resonance capacitor is connected in parallel to the secondary winding so that a partial-voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
Also, as a means for improving the power factor, the switching output transmitted to the tertiary winding wound on the insulating converter transformer is fed back to the rectification current path by voltage feedback to interrupt the rectification current. A configuration is adopted in which the conduction angle of the current is enlarged to improve the power factor.
With such a configuration, it is not necessary to insert a power choke coil into the commercial AC power supply line for improving the power factor.
Although no gap is formed in the core of the insulating converter transformer, the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer becomes higher.
[0028]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure is similar to the circuit shown in FIG. 11 as a prior art, [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 200 V system] or [load power Po = 150 W or less, AC input voltage VAC = 100 V system].
[0029]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, first, a bridge rectifier circuit Di composed of four low-speed recovery type rectifier diodes is connected to a commercial AC power supply AC line. In this case, a noise absorbing capacitor CL is connected in parallel with the commercial AC power supply AC.
[0030]
The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via a high-speed recovery type diode D2 which forms a power factor correction circuit 10 described later. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged with the rectified current flowing by the full-wave rectifying operation of the bridge rectifier circuit Di, and a rectified smoothed voltage Ei is obtained as a voltage across the smoothing capacitor Ci. This rectified smoothed voltage Ei has a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC. In other words, a DC input voltage is obtained by the equal voltage rectifier circuit, and this DC input voltage is input to a current resonance type converter at a subsequent stage.
[0031]
On the primary side of the power supply circuit shown in this figure, a current resonance type converter of a half-bridge coupling system, which is switched and driven by a separately excited system, is provided. This current resonance type converter includes two switching elements Q1 and Q2.
[0032]
In this case, an NPN-type BJT (Bipolar Junction Transistor) is used for the switching elements Q1 and Q2. Switching element Q1 has a collector connected to the positive terminal of smoothing capacitor Ci, and an emitter connected to switching element Q2. Further, the emitter of the switching element Q2 is connected to the primary side ground. In this way, a half-bridge connection is formed by providing the series connection of the switching elements Q1 to Q2 so as to be connected in parallel to the smoothing capacitor Ci.
[0033]
Further, a clamp diode DD1 is connected in parallel between the base and the emitter of the switching element Q1. In this case, the anode of the clamp diode DD1 is connected to the emitter, and the cathode is connected to the base. Similarly, a clamp diode DD2 is connected in parallel between the base and the emitter of the switching element Q2.
[0034]
Further, in this case, a partial resonance capacitor Cp is connected between the collector and the emitter of the switching element Q2, which is connected to the primary side of the switching elements Q1 and Q2. The partial resonance capacitor Cp forms a parallel resonance circuit by, for example, a leakage inductance L1 of a primary winding N1 of an insulating converter transformer PIT described later and its own capacitance. In addition, according to this parallel resonance circuit, a partial voltage resonance operation that performs voltage resonance only when the switching element Q2 is turned off is obtained.
[0035]
A drive signal is supplied from the oscillation drive control circuit 1 to the bases of the switching elements Q1 and Q2. The switching elements Q1 and Q2 perform a switching operation at a timing of being alternately turned on / off at a required switching frequency by a drive signal supplied from the oscillation drive control circuit 1.
[0036]
Here, one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to a connection point between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2. The other end of the primary winding N1 is connected to the collector of the switching element Q1 via the series resonance capacitor C1.
According to this connection configuration, first, a series connection circuit of the primary winding N1 and the series resonance capacitor C1 is formed. However, the primary connection is formed by the leakage inductance L1 of the primary winding N1 and the capacitance of the series resonance capacitor C1. A side series resonance circuit is formed. Then, the primary side series resonance circuit (N1-C1) is connected between the switching output points (collectors) of the switching elements Q1 and Q2.
As a result, the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are transmitted to the primary-side series resonance circuit (N1-C1), and the resonance operation of the primary-side series resonance circuit (N1-C1) The switching operation of the switching elements Q1 and Q2 is of a current resonance type.
[0037]
The insulating converter transformer PIT is provided for transmitting the switching output obtained on the primary winding N1 to the secondary side.
In the case of the present embodiment, although not shown in the drawings or the like, the insulating converter transformer PIT includes, for example, an EE-type core, and a primary winding N1 and a secondary winding are provided with respect to a center magnetic leg of the EE-type core. N2 is wound in a state of being insulated from each other.
In the present embodiment, no gap is formed with respect to the magnetic leg of the EE-type core. Thereby, the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is set to, for example, about 0.9. For example, the insulation converter transformer PIT of the circuit shown in FIG. 11 as a prior art has a coupling coefficient k of about 0.8 because a gap is formed in the center magnetic leg of the EE type core. In the present embodiment, a somewhat higher coupling degree can be obtained.
[0038]
In the present embodiment, the secondary-side partial resonance capacitor C2 is provided in parallel with the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT. By providing the secondary-side partial resonance capacitor C2, a partial-voltage resonance operation is obtained on the secondary side, for example, along with a switching operation of a rectifier diode forming a secondary-side rectifier circuit.
[0039]
In this case, a full-wave rectifier circuit including a bridge rectifier circuit DBR and a smoothing capacitor Co is provided for the secondary winding N2 as shown in the figure. By rectifying and smoothing the alternating voltage excited in the secondary winding N2 by this full-wave rectifier circuit, a secondary-side DC output voltage EO is obtained as a voltage across the smoothing capacitor Co.
This secondary side DC output voltage EO is supplied to a load (not shown) as a DC power supply. The secondary-side DC output voltage EO is also branched and input to the oscillation drive control circuit 1.
[0040]
The oscillation drive control circuit 1 detects the level of the input secondary-side DC output voltage EO. Then, a drive signal is output such that the switching frequency of switching elements Q1 and Q2 is varied according to the detected level.
If the switching frequency is changed in this manner, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and the energy transmitted from the primary side to the secondary side in the insulating converter transformer PIT also changes. Therefore, the level of the secondary side DC output voltage EO is also variably controlled. In other words, the secondary-side DC output voltage EO is varied by variably controlling the switching frequency, thereby achieving constant voltage control.
[0041]
Subsequently, the power factor improving circuit 10 provided in the power supply circuit shown in FIG. 1 will be described.
The power factor correction circuit 10 according to the present embodiment includes a tertiary winding N3 wound on the primary side of the insulating converter transformer PIT, a high-speed recovery type diode D1, an inductor L20, a filter capacitor CN, and a high-speed recovery type diode D2. Have.
[0042]
The inductor L20 and the high-speed recovery type diode D1 are connected in series to the tertiary winding N3. In this case, the anode of the fast recovery diode D1 is connected to one end of the inductor L20, and the cathode is connected to one end of the tertiary winding N3. The other end of the inductor L20 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. The other end of the tertiary winding N3 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci.
That is, as the power factor improvement circuit 10 of the present embodiment, a series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery type diode D1, and the tertiary winding N3 includes a positive output terminal of the bridge rectification circuit Di and a positive output terminal of the smoothing capacitor Ci. And is formed by being inserted into the rectified current path between the two.
[0043]
Further, in the power factor correction circuit 10, another high-speed recovery diode D2 is connected in parallel to the series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery diode D1, and the tertiary winding N3. In this case, the anode of the high-speed recovery type diode D2 is connected to the inductor L20, and the cathode is connected to the tertiary winding N3. Further, a filter capacitor CN for suppressing normal mode noise is connected in parallel to a series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery type diode D1, and the tertiary winding N3.
[0044]
The operation of the power factor correction circuit 10 having such a configuration will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
For example, assuming that the AC input voltage VAC is obtained in the illustrated cycle, a rectified output voltage V1 is obtained at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. In this case, the rectified current obtained as the rectified output of the bridge rectifier circuit Di is, in this case, a path that flows through the high-speed recovery type diode D1 and flows into the smoothing capacitor as the current I1, and an inductor L20—the high-speed recovery type diode as the current I2. The path branches into three paths: a path flowing into the smoothing capacitor Ci via the D1-tertiary winding N3, and a path flowing into the smoothing capacitor Ci via the filter capacitor CN.
[0045]
At this time, the switching output transmitted to the primary winding N1 is transmitted so as to be excited also to the tertiary winding N3, so that an alternating voltage V2 corresponding to the switching cycle is generated in the tertiary winding N3. Will do. Then, during a period in which the anode potential V3 of the high speed recovery type diode D1 is higher than the alternating voltage V2, the high speed recovery type diode D1 conducts and the current I2 flows.
Further, at this time, the voltage obtained in the tertiary winding N3 is the alternating voltage V2, and has a cycle corresponding to the switching frequency. Therefore, during the period in which the high-speed recovery type diode D1 conducts and the current I2 flows, the high-speed recovery type diode D1 performs a switching operation of turning on / off in a switching cycle. Therefore, the current I2 flows so as to be intermittent by the high-speed recovery type diode D1, and flows into the smoothing capacitor Ci.
[0046]
In this manner, in the present embodiment, the high-speed recovery type diode D1, which is a rectifier diode, is switched by the switching output that is fed back by the tertiary winding N3, and the rectification current flowing through the high-speed recovery type diode D1 is interrupted. Like that.
This allows the charging current to flow to the smoothing capacitor Ci even during a period in which the positive and negative absolute values of the AC input voltage VAC are lower than the rectified smoothed voltage level.
As a result, the average waveform of the AC input current IAC approaches the waveform (sine wave) of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current is enlarged, and the power factor is improved.
[0047]
FIG. 3 shows, as characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1, under the condition that the AC input voltage VAC is fixed at 100 V, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC) with respect to the fluctuation of the load power Po = 0 to 125 W. / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
FIG. 4 shows the characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1 as AC → DC power conversion with respect to a change in AC input voltage VAC = 90 V to 140 V under the condition that the load power Po is fixed at 125 W. It shows changes in efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
In these figures, for comparison, the characteristics of the circuit of FIG. 1 of the present embodiment are shown by solid lines, and the characteristics of the circuit shown in FIG. 11 as a prior art are shown by broken lines.
[0048]
Here, for reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 1 when obtaining the experimental results shown in FIGS. 3 and 4 are shown.
Primary winding N1 = 23T (turn)
Secondary winding N2 = 45T
Tertiary winding N3 = 6T
Gap length Gap = 0 of insulation converter transformer PIT
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.18 μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Secondary side partial resonance capacitor C2 = 2200 pF
Inductor L20 = 20μH
Further, for comparison, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 11 are also shown.
Primary winding N1 = 25T
Secondary winding N2 = 45T
Gap length of insulating converter transformer PIT = 1.6 mm
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.15 μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Inductance L11 of power choke coil PCH = 10.0 mH
[0049]
According to FIGS. 3 and 4, first, the level of the rectified smoothed voltage Ei is higher in the circuit shown in FIG. 1 irrespective of fluctuations of the load power Po and the AC input voltage VAC. This is because the power choke coil PCH is not inserted in the line of the commercial AC power supply AC in the circuit shown in FIG.
Then, since the power choke coil PCH is no longer present, the circuit shown in FIG. 1 has AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) irrespective of fluctuations in the load power Po and the AC input voltage VAC. It can be seen that is improved.
In addition, it has been found that the power factor PF is substantially equal under the condition of the load power Po = 125 W. As a result of the power factor being improved by the power factor improving circuit 10, as shown in FIG. 5, the power supply harmonic level of each odd order satisfies the power supply harmonic regulation. .
[0050]
In this way, it is understood that the power supply circuit of the present embodiment improves the power conversion efficiency while obtaining a power factor satisfying the power supply harmonic regulation.
More specifically, in the case of the present embodiment, for example, the gap of the insulated converter transformer PIT is set to 0, and a configuration as a composite resonance type converter in which a partial resonance circuit is also formed on the secondary side is achieved. Conversion efficiency was improved by 1.4%. In addition, the power factor is improved by the power factor improving circuit 10 configured by the voltage feedback method.ImprovementThus, an overall improvement of 3.1% has been achieved. That is, in the power supply circuit as a whole, the circuit shown in FIG. 11 has ηAC / DC = 89.2%, whereas in the present embodiment, first, the configuration of the composite resonance type converter is changed. , ΗAC / DC = 91.2%, and the combination of the voltage feedback type power factor correction circuit 10 means that ηAC / DC is improved to 92.3%.
In addition, an experimental result was obtained that the AC input power decreased by 4.6 W.
[0051]
Further, in the present embodiment, since the power choke coil PCH is deleted, a magnetic shield short ring for preventing leakage magnetic flux of the power choke coil PCH is not required.
Similarly, the insulation converter transformer PIT is formed without forming a gap, and the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is increased to about k = 0.9. The leakage magnetic flux from the PIT can also be reduced. For this reason, there is no need to provide a short ring for the insulating converter transformer PIT.
Thus, for example, the cost can be reduced as compared with the power supply circuit of the prior art, and the size and weight of the circuit can be promoted.
Specifically, in the case of the circuit shown in FIG. 11, the actually used power choke coil PCH weighs about 135 g, and its mounting area on the printed circuit board is 10.8 square cm. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 1, the total weight of the components for forming the power factor correction circuit 10 is about 15 g, and the mounting area is 6.0 square cm. In other words, the weight ratio is 1/10 of the circuit shown in FIG. 11, and the mounting area ratio is 1 / 1.8 as compared with the circuit shown in FIG. It is understood that it can be done.
[0052]
FIG. 6 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
The power supply circuit shown in this figure has a configuration corresponding to the condition of [load power Po = 200 W or more, AC input voltage VAC = 100 V system]. Also, in the power supply circuit shown in FIG. 6, a primary side partial voltage resonance circuit including a partial resonance capacitor Cp is combined with a primary side current resonance type converter, as in the circuit shown in FIG. Further, a secondary partial voltage resonance circuit formed by connecting a secondary partial resonance capacitor C2 in parallel with the secondary winding N2 is used.
[0053]
In the power supply circuit shown in FIG. 6, the configuration of the switching converter on the primary side and the configuration on the secondary side are the same as those of the circuit shown in FIG. 1, and a description thereof will be omitted. The circuit shown in FIG. 6 is provided with a voltage doubler rectifier circuit instead of an equal voltage rectifier circuit such as a bridge rectifier circuit to obtain a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) from a commercial AC power supply AC. Circuit. The power factor improving circuit includes a power factor improving rectifier circuit 11 that includes the above-described voltage doubler rectifier circuit and that switches a rectified current by voltage feedback of a switching output.
[0054]
In the power factor correction rectifier circuit 11 in the power supply circuit shown in FIG. 6, first, two low-speed recovery type rectifier diodes D3 and D4 are provided as rectifier diodes. The rectifier diode D3 has an anode connected to the positive line of the commercial AC power supply AC, and a cathode connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. The rectifier diode D4 has an anode connected to the primary side ground and a cathode connected to the positive line of the commercial AC power supply AC.
[0055]
In this case, two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are used as the smoothing capacitors Ci for generating the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage), corresponding to the voltage doubler rectifier circuit. As shown in the figure, they are provided connected in series. As described above, the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 is connected to the cathode of the rectifier diode D3, and the negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 is connected to the primary side ground. A negative line of the commercial AC power supply AC is connected to a connection point between the negative terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the positive terminal of the smoothing capacitor Ci2.
[0056]
The power factor improving rectifier circuit 11 includes an inductor L20, a tertiary winding N3 of an insulating converter transformer PIT, and two rectifier diodes D1 and D2 of a high-speed recovery type.
One end of the tertiary winding N3 is connected to the positive line of the commercial AC power supply AC via a series connection of the inductor L20. The other end of the tertiary winding N3 is connected to a connection point between the anode of the rectifier diode D1 and the cathode of the rectifier diode D2.
The cathode of the rectifier diode D1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. The anode of the rectifier diode D2 is connected to the primary side ground.
[0057]
Further, in this case, a filter capacitor CN for suppressing normal mode noise is connected in parallel between the positive line and the negative line of the commercial AC power supply AC.
[0058]
In the power factor correction rectifier circuit 11 thus formed, a first rectifier circuit is formed by a path through which a rectified current flows through the high-speed recovery type rectifier diodes D1 and D2, and a low-speed recovery type rectifier diode D3 and D3. A second rectifier circuit is formed by a path through which a rectified current flows through D4.
[0059]
That is, during the period in which the AC input voltage VAC is positive, the path is the commercial AC power supply AC (positive pole) → the inductor L20 → the tertiary winding N3 → the rectifier diode D1 → the smoothing capacitor Ci1 → the commercial AC power supply AC (negative pole). A rectified current flows through the first rectifier circuit to charge the smoothing capacitor Ci1. At the same time, a rectified current flows through the second rectifier circuit through the path of the commercial AC power supply AC (positive pole) → diode D3 → smoothing capacitor Ci1 → commercial AC power supply AC (negative pole) to charge the smoothing capacitor Ci1.
[0060]
Further, during a period in which the AC input voltage VAC is negative, a path of the commercial AC power supply AC (negative electrode) → smoothing capacitor Ci2 → primary side ground → rectifier diode D2 → tertiary winding N3 → inductor L20 → commercial AC power supply AC (positive pole) A rectified current flows through the first rectifier circuit to charge the smoothing capacitor Ci2.
At the same time, a rectified current flows through the second rectifier circuit through the path of commercial AC power supply AC (negative electrode) → smoothing capacitor Ci2 → primary-side ground → rectifier diode D4 →... To charge the smoothing capacitor Ci2.
That is, the rectified current is divided into two systems and supplied to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 by the first and second rectifier circuits.
A rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to twice the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the smoothing capacitors Ci1-Ci2 connected in series. That is, the commercial AC power supply AC is converted to DC by the double voltage rectification method.
[0061]
The power factor improving operation by the power factor improving rectifier circuit 11 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
For example, assuming that the AC input voltage VAC is obtained in the illustrated period, the rectification operation described above is performed, so that the rectification output voltage V1 is generated in the low-speed recovery type rectifier diode D4 as illustrated. . Also, in the second rectifier circuit, the rectified current I2 that is about to flow through the low-speed recovery type rectifier diode D3 and the rectifier diode D4 is at a timing when the AC input voltage VAC has a positive / negative peak as shown in the figure. Accordingly, the current flows through the rectifier diodes D3 and D4.
[0062]
Also, in the first rectifier circuit, the rectified current I1 is caused to flow through the high-speed recovery type rectifier diodes D1 and D2 according to the timing shown in FIG. You. The rectified output voltage V2 obtained at both ends of the rectifier diode D2 at this time has the waveform shown in the figure.
[0063]
At this time, the switching output transmitted to the primary winding N1 is transmitted so as to be excited also to the tertiary winding N3, so that an alternating voltage according to the switching cycle is generated in the tertiary winding N3. Will be. At this time, the potential V3 between the connection point between the tertiary winding N3 and the inductor L20 and the primary-side ground has a waveform that becomes an alternating voltage according to the timing at which the AC input voltage VAC peaks, as shown in the figure. can get.
Here, the voltage obtained in the tertiary winding N3 has a cycle corresponding to the switching frequency. Therefore, as shown as a current I1 in FIG. 7, during a period in which the rectifier diodes D1 and D2 of the high-speed recovery type conduct and the rectifier current I1 flows, the rectifier diodes D1 and D2 are turned on / off in a switching cycle. This means that the switching operation is being performed. Therefore, the rectified current I1 flows intermittently by the high-speed recovery type diode D1, and flows into the smoothing capacitor Ci1 or the smoothing capacitor Ci2.
[0064]
As described above, in the present embodiment, the rectifier diodes D1 and D2 of the high-speed recovery type are switched by the switching output that is fed back by the tertiary winding N3, and the rectification current flowing through these rectifier diodes D1 and D2 is intermittently intermittent. Like that. This allows the charging current to flow to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 even during a period in which the positive and negative absolute values of the AC input voltage VAC are lower than the rectified smoothed voltage level.
As a result, the average waveform of the AC input current IAC approaches the waveform (sine wave) of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current is enlarged, and the power factor is improved.
[0065]
Here, FIG. 8 shows, as characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 6, under the condition that the AC input voltage VAC is fixed at 100 V, the AC → DC power conversion efficiency ( ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
Further, FIG. 9 shows a characteristic of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1 as an AC → DC power conversion efficiency with respect to a change in AC input voltage VAC = 90 V to 140 V under the condition that the load power Po is fixed at 200 W. (ΗAC / DC), power factor PF, and change in rectified smoothed voltage Ei.
In these figures, for comparison, the characteristics of the circuit of FIG. 6 of this embodiment are shown by solid lines, and the characteristics of the circuit shown in FIG. 12 as a prior art are shown by broken lines.
[0066]
For reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 6 when obtaining the experimental results shown in FIGS. 8 and 9 are shown.
Primary winding N1 = 42T (turn)
Secondary winding N2 = 45T
Tertiary winding N3 = 4T
Gap length Gap = 0 of insulation converter transformer PIT
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.056μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Secondary side partial resonance capacitor C2 = 2200 pF
Inductor L20 = 12μH
As a comparison, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 12 are also shown.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 45T
Gap length of insulating converter transformer PIT = 1.6 mm
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.056μF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Inductance L11 of power choke coil PCH = 4.35 mH
[0067]
According to FIGS. 8 and 9, the level of the rectified smoothed voltage Ei is higher in the circuit shown in FIG. 6 irrespective of the fluctuation of the load power Po and the AC input voltage VAC. This is due to the fact that the power choke coil PCH is deleted from the line of the commercial AC power supply AC, as in the circuit of the previous embodiment (FIG. 1).
In addition, since the power choke coil PCH is omitted, the circuit shown in FIG. 6 has the AC → DC power conversion efficiency (in this case, regardless of the load power Po and the AC input voltage VAC). ηAC / DC).
[0068]
Also in this case, a result that the power factor PF is almost equal is obtained. As a result of the power factor improvement by the power factor improvement rectifier circuit 11, the power supply harmonic level satisfies the power supply harmonic regulation as shown in FIG.
[0069]
In this way, the power supply circuit shown in FIG. 6 achieves a power factor that satisfies the power supply harmonic regulation and also improves the power conversion efficiency.
Specifically, in the case of the circuit shown in FIG. 6, by setting the gap of the insulated converter transformer PIT to 0 and forming a composite resonance type converter in which a partial resonance circuit is also formed on the secondary side, AC → DC power conversion efficiency was improved by 1.2%. In addition, the power factor is improved by the power factor rectification improvement circuit 11 based on the voltage feedback method, thereby improving the power factor by 0.6%, and by 1.8% overall. become. That is, in the power supply circuit as a whole, the circuit shown in FIG. 12 has ηAC / DC = 91.8%, whereas in the present embodiment, first, the configuration as the composite resonance type converter is changed. Thus, ηAC / DC is improved to 93.0%. Further, by combining the power factor improving circuit 10 of the voltage feedback system, ηAC / DC is improved to 93.6%.
In addition, an experimental result was obtained that the AC input power decreased by 4.2 W.
[0070]
Also, the circuit shown in FIG. 6 does not require a magnetic shield short ring for preventing leakage magnetic flux of the power choke coil PCH. In the circuit shown in FIG. 6 as well, the gap is not formed in the insulating converter transformer PIT, and the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is increased to about k = 0.9. , Reducing the leakage magnetic flux. Therefore, the circuit shown in FIG. 6 does not need to provide a short ring for the insulating converter transformer PIT.
In the case of the circuit configuration shown in FIG. 12, the adopted power choke coil PCH weighs about 240 g, and its mounting area on the printed circuit board is 19.2 square cm. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 6, the total weight of the components for forming the power factor improving rectifier circuit 11 is about 20 g, and the mounting area is 7.0 square cm. Therefore, the quantity ratio is 1/12 with respect to the circuit shown in FIG. 12, and the mounting area ratio is 1 / 2.7 with respect to the circuit shown in FIG. In this way, the circuit shown in FIG. 6 can be significantly reduced in size and weight.
[0071]
Note that the present invention is not limited to the configurations shown in the above embodiments. For example, a MOS-FET or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) other than the BJT may be selected as a switching element for forming the primary-side current resonance type converter. Also, regarding the configuration of the secondary side, various types can be considered other than the rectification circuit of the type including the bridge rectification circuit DBR.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, as a switching converter, the primary side is configured by combining a current resonance type converter by half-bridge coupling and a primary side partial voltage resonance circuit. The secondary side is configured so that a secondary-side partial voltage resonance capacitor is connected in parallel to the secondary winding so that the secondary side can also perform a partial voltage resonance operation.
Also, as a means for improving the power factor, the switching output transmitted to the tertiary winding wound on the insulating converter transformer is fed back to the rectification current path by voltage feedback to interrupt the rectification current. The power factor is improved by increasing the conduction angle of the current.
Further, in the present invention, the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer is made somewhat higher without forming a gap in the core of the insulating converter transformer.
[0073]
With such a configuration, it is not necessary to insert a power choke coil into the commercial AC power supply line for improving the power factor. Furthermore, by increasing the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding, the efficiency of power transmission from the primary side to the secondary side increases.
As a result, the AC → DC power conversion efficiency is improved, and as a result, the overall power conversion efficiency is also improved. Also, the AC input power can be significantly reduced, and a power supply circuit with low power consumption can be provided accordingly.
[0074]
In addition, since the power choke coil, which is a large and heavy component, is no longer required, it is possible to reduce the size and weight of the circuit board. In the case where a power choke coil is provided, a short ring or the like for measures against leakage magnetic flux is also required. Therefore, in the present invention, such measures are not required, and the reduction in size and weight of the circuit board is further promoted. Will be.
[0075]
Further, in the present invention, the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer is made somewhat higher without forming a gap in the core of the insulating converter transformer. As a result, the magnetic flux leakage from the insulating converter transformer is reduced, so that it is not necessary to provide a short ring to the insulating converter transformer, for example. Also in this respect, reduction in size and weight of the circuit is promoted.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
2 is an operation waveform diagram showing an operation of a main part of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a diagram showing change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to a load change in the power supply circuit shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing the change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to AC input voltage fluctuations in the power supply circuit shown in FIG.
5 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the switching power supply circuit according to the present embodiment;
FIG. 7 is an operation waveform diagram showing an operation of a main part of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 8 is a diagram showing change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to a load change in the power supply circuit shown in FIG. 6;
FIG. 9 is a diagram showing the change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to AC input voltage fluctuations in the power supply circuit shown in FIG. 6;
10 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG. 6;
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 12 is a circuit diagram showing another configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG. 13 is a diagram showing the change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to load fluctuation in the power supply circuit shown in FIG. 11;
14 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 15 is a diagram showing change characteristics of AC → DC power conversion efficiency, power factor, and rectified smoothed voltage with respect to load fluctuations in the power supply circuit shown in FIG. 12;
16 is a diagram showing a measurement result of a power supply harmonic current level of the power supply circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1 Oscillation drive control circuit, 10 power factor improvement circuit, 11 power factor improvement rectifier circuit, Di, DBR bridge rectifier circuit, L20 inductor, D1, D2 fast recovery type diode / rectifier diode, D3, D4 low speed recovery type rectifier diode, CN filter capacitor, Ci, Ci1, Ci2 smoothing capacitor, Q1, Q2 switching element, PIT isolation converter transformer, N1 primary winding, N2 secondary winding, N3 tertiary winding, C1 primary side series resonance capacitor, Cp primary side part Resonant capacitor, C2 secondary side partial resonant capacitor

Claims (5)

交流を整流する整流回路と、
該整流回路からの整流電圧を平滑する平滑回路と、
所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、上記一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線および上記三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記２つのスイッチング素子を駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記整流回路と上記平滑回路との間の整流電流経路に挿入される、インダクタ、上記三次巻線、および上記三次巻線に得られる交番電圧によりスイッチング動作を行う第１のダイオードの直列接続回路を備えて成る力率改善回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 A rectifier circuit for rectifying alternating current,
A smoothing circuit for smoothing a rectified voltage from the rectifier circuit;
A primary winding and a secondary winding that have a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that are higher than required can be obtained, and that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. An insulating converter transformer having a tertiary winding wound on the primary side, and transmitting a primary output obtained on the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding,
Switching means having two switching elements coupled in a half-bridge, and intermittently outputting a rectified smoothed voltage from the smoothing circuit to a primary winding of the insulating converter transformer;
Switching driving means for driving the two switching elements;
At least a primary inductance formed by a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, wherein the operation of the switching means is a resonance type. A resonant circuit;
At least a series connection of an inductor, the tertiary winding, and a first diode that performs a switching operation with an alternating voltage obtained in the tertiary winding, which is inserted into a rectification current path between the rectifier circuit and the smoothing circuit. A power factor correction circuit comprising a circuit;
A secondary-side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to a secondary winding of the insulating converter transformer,
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer, perform a rectification operation and generate a secondary DC output voltage,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
A switching power supply circuit comprising: 上記力率改善回路を形成する上記直列接続回路に対して、上記三次巻線に得られる交番電圧に対してスイッチング動作を行う第２のダイオードと、ノーマルモードノイズ抑制用コンデンサとを並列に接続するようにして設けたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。A second diode that performs a switching operation on an alternating voltage obtained from the tertiary winding and a normal mode noise suppression capacitor are connected in parallel to the series connection circuit forming the power factor improvement circuit. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is provided as described above. 交流の正／負の各期間ついてそれぞれ整流する２つの整流ダイオードを有する整流回路と、
直列接続された２つの平滑コンデンサを有し、上記整流回路からの整流電流が供給されて、上記直列接続された２つの平滑コンデンサの両端電圧として上記交流の電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する平滑回路と、
所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、上記一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線および上記三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
ハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記２つのスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路と、
上記整流回路とともに整流電流を上記平滑回路に流すようにして設けられ、インダクタ、上記三次巻線、および上記三次巻線に得られる交番電圧の正／負の各期間ついてそれぞれスイッチング動作を行う２つの整流ダイオードを備えて成る力率改善整流回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 A rectifier circuit having two rectifier diodes for rectifying each of the AC positive / negative periods;
A rectifying current is supplied from the rectifier circuit and has a level corresponding to twice the AC voltage level as a voltage across the two smoothing capacitors connected in series. A smoothing circuit for generating a rectified smoothed voltage,
A primary winding and a secondary winding that have a core that does not form a gap so that a degree of coupling between the primary side and the secondary side that are higher than required can be obtained, and that are wound on the primary side and the secondary side, respectively. An insulating converter transformer having a tertiary winding wound on the primary side, and transmitting a primary output obtained on the primary winding to the secondary winding and the tertiary winding,
Switching means having two switching elements coupled in a half-bridge, and intermittently outputting a rectified smoothed voltage from the smoothing circuit to a primary winding of the insulating converter transformer;
Switching drive means for switchingly driving the two switching elements;
At least a primary inductance formed by a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, wherein the operation of the switching means is a resonance type. A resonant circuit;
The rectifier circuit is provided so as to allow a rectified current to flow through the smoothing circuit together with the rectifier circuit, and performs two switching operations for each of positive and negative periods of the inductor, the tertiary winding, and the alternating voltage obtained in the tertiary winding. A power factor improving rectifier circuit comprising a rectifier diode;
A secondary-side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to a secondary winding of the insulating converter transformer,
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer, perform a rectification operation and generate a secondary DC output voltage,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
A switching power supply circuit comprising: 上記交流のラインに対して、ノーマルモードノイズ抑制用コンデンサを並列に接続するようにして設けたことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。4. The switching power supply circuit according to claim 3, wherein a normal mode noise suppressing capacitor is provided in parallel with the AC line. 上記２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された一次側部分共振コンデンサを有し、該一次側部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記一方のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路をさらに備えることを特徴とする請求項１または請求項３に記載のスイッチング電源回路。A primary side partial resonance capacitor connected in parallel to one of the two switching elements; a capacitance of the primary side partial resonance capacitor; and a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer. 4. The switching power supply circuit according to claim 1, further comprising a partial voltage resonance circuit formed by the first switching element and performing a voltage resonance operation during a turn-off period of the one switching element. 5.
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