JP5569242B2 - converter - Google Patents
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Description
本発明は、力率改善機能を有するコンバータに関する。 The present invention relates to a converter having a power factor improving function.
図18に従来のコンバータの回路構成図を示す。図18に示すコンバータは、力率改善を行うPFC部Aと、トランスにより電気的に絶縁して電圧を変換するDC−DCコンバータ部Bとから構成されている。PFC部Aは、交流電源ACからの交流電圧を整流し、昇圧チョッパ回路により入力電圧と波形が同じ入力電流となるようにスイッチング素子Qpをオンオフ制御するとともに、PFC部Aの出力電圧Vpを一定値に制御する。DC−DCコンバータ部Bは、PFC部Aの出力電圧Vpを、任意の出力電圧Voへ絶縁して変換する。DC−DCコンバータ部Bとしては、例えば、半波整流型電流共振コンバータを用いている。 FIG. 18 shows a circuit configuration diagram of a conventional converter. The converter shown in FIG. 18 includes a PFC part A that performs power factor improvement and a DC-DC converter part B that converts voltage by being electrically insulated by a transformer. The PFC unit A rectifies the AC voltage from the AC power supply AC, and controls the on / off of the switching element Qp so that the input current and the waveform are the same as the input voltage by the boost chopper circuit, and the output voltage Vp of the PFC unit A is constant. Control to value. The DC-DC converter unit B insulates and converts the output voltage Vp of the PFC unit A into an arbitrary output voltage Vo. As the DC-DC converter unit B, for example, a half-wave rectification type current resonance converter is used.
上記コンバータは、以下のように動作する。交流電源ACの正弦波電圧は、フィルタ回路FLを介してブリッジ整流器DBにより整流されて、昇圧チョッパ回路に全波整流波形が供給される。昇圧チョッパ回路は、トランス構成のリアクトルL1の巻線N1とMOSFETからなるスイッチング素子Qpと整流ダイオードDpとで構成されている。 The converter operates as follows. The sine wave voltage of the AC power supply AC is rectified by the bridge rectifier DB via the filter circuit FL, and a full-wave rectified waveform is supplied to the boost chopper circuit. The step-up chopper circuit includes a winding N1 of a reactor L1 having a transformer configuration, a switching element Qp including a MOSFET, and a rectifier diode Dp.
まず、フリップフロップFFがセットされ、図19に示すゲート波形(信号)によりスイッチング素子Qpがオンし、AC→FL→DB→L1のN1→Qp→R5→DB→FL→ACの経路に電流が流れて、リアクトルL1にエネルギが蓄えられる。スイッチング電流は、スイッチング電流検出用抵抗R5により図19に示すように電圧VR5として検出され、コンパレータCOMP2により目標値VMと比較される。 First, the flip-flop FF is set, the switching element Qp is turned on by the gate waveform (signal) shown in FIG. 19, and current flows in the path of AC → FL → DB → L1 N1 → Qp → R5 → DB → FL → AC. It flows and energy is stored in reactor L1. The switching current is detected as a voltage VR5 by a switching current detection resistor R5 as shown in FIG. 19, and is compared with a target value VM by a comparator COMP2.
スイッチング電流が目標値VMに達すると、フリップフロップFFがリセットされ、スイッチング素子Qpがオフする。スイッチング素子Qpがオフすると、リアクトルL1に蓄えられたエネルギと交流電源ACから供給される電圧との合成により、整流ダイオードDpを通してPFC部Aの出力コンデンサCiが充電される。PFC部Aの出力コンデンサCiには、供給された正弦波電圧のピーク値より高い電圧が出力される。PFC部Aの出力コンデンサCiの電圧Vpは抵抗R6、R7により検出され、電圧Vpと第2の基準電圧ES2とはオペアンプOTAにより比較され、抵抗R6、R7により検出された電圧Vpと第2の基準電圧ES2との誤差信号が乗算器MULに供給される。乗算器MULは、抵抗R1、R2により検出された全波整流波形と上記誤差信号とを乗算し、乗算出力をスイッチング電流の目標値VMとしてコンパレータCOMP2に供給する。 When the switching current reaches the target value VM, the flip-flop FF is reset and the switching element Qp is turned off. When the switching element Qp is turned off, the output capacitor Ci of the PFC unit A is charged through the rectifier diode Dp by combining the energy stored in the reactor L1 and the voltage supplied from the AC power supply AC. A voltage higher than the peak value of the supplied sine wave voltage is output to the output capacitor Ci of the PFC unit A. The voltage Vp of the output capacitor Ci of the PFC unit A is detected by the resistors R6 and R7, the voltage Vp and the second reference voltage ES2 are compared by the operational amplifier OTA, and the voltage Vp detected by the resistors R6 and R7 is compared with the second voltage Vp. An error signal with respect to the reference voltage ES2 is supplied to the multiplier MUL. The multiplier MUL multiplies the full-wave rectified waveform detected by the resistors R1 and R2 and the error signal, and supplies the multiplication output to the comparator COMP2 as the switching current target value VM.
リアクトルL1のエネルギの放出が終了すると、臨界検出用巻線N2の電圧VN2が図19に示すように反転する。コンパレータCOMP1は、電圧VN2と第1の基準電圧ES1とを比較してフリップフロップFFをセットする。これにより、再びスイッチング素子Qpがオンされる。以後この動作の繰り返しにより、スイッチング素子Qpの制御信号が生成され、PFC部Aの出力コンデンサCiの電圧Vpは、一定に保持されると同時に入力電流が入力電圧波形に追従した正弦波電流波形となる。PFC部Aの出力コンデンサCiの電圧Vpは、DC−DCコンバータ部Bの直流電源となる。 When the release of the energy of the reactor L1 is completed, the voltage VN2 of the criticality detection winding N2 is inverted as shown in FIG. The comparator COMP1 compares the voltage VN2 with the first reference voltage ES1 and sets the flip-flop FF. As a result, the switching element Qp is turned on again. Thereafter, by repeating this operation, a control signal for the switching element Qp is generated, and the voltage Vp of the output capacitor Ci of the PFC unit A is held constant, and at the same time, the input current follows a sine wave current waveform following the input voltage waveform. Become. The voltage Vp of the output capacitor Ci of the PFC unit A becomes a DC power source of the DC-DC converter unit B.
DC−DCコンバータ部Bの制御回路1の一例を図20に示す。制御回路1は以下のように動作する。DC−DCコンバータ部Bの制御回路1の各部の波形を図21に示す。
An example of the
まず、発振器OSCからパルス(図21に示すOSC出力)がワンショットマルチバイブレータからなるワンショット回路OSTに出力される。ワンショット回路OSTは、発振器OSCからのパルスにより、一定のパルス幅のパルスを出力する(図21に示すOST出力)。この一定のパルス幅を持つパルスはデットタイム生成器DT1に出力される。このため、パルスの立ち上がり時にデッドタイムが付加される(図21に示すDT1出力)。 First, a pulse (OSC output shown in FIG. 21) is output from the oscillator OSC to a one-shot circuit OST including a one-shot multivibrator. The one-shot circuit OST outputs a pulse having a constant pulse width in response to a pulse from the oscillator OSC (OST output shown in FIG. 21). The pulse having the constant pulse width is output to the dead time generator DT1. For this reason, a dead time is added at the rising edge of the pulse (DT1 output shown in FIG. 21).
同時にワンショット回路OSTの出力は反転回路INVにより反転され(図21に示すINV出力)、デッドタイム生成器DT2に出力される。デッドタイム生成器DT1の出力は、バッファ回路BUF1を介してローサイドのスイッチング素子Q1のドライブ信号となる。デッドタイム生成器DT2の出力(図21に示すDT2出力)は、レベルシフト回路LESにより電位の異なるレベルに変換され、バッファ回路BUF2を介してハイサイドのスイッチング素子Q2のドライブ信号となる。発振器OSCの発振周波数は、フィードバック(FB)端子の流出電流で制御され、フィードバック端子電流IFBが大きくなると周波数が上昇する。 At the same time, the output of the one-shot circuit OST is inverted by the inverting circuit INV (INV output shown in FIG. 21) and output to the dead time generator DT2. The output of the dead time generator DT1 becomes a drive signal for the low-side switching element Q1 via the buffer circuit BUF1. The output of the dead time generator DT2 (DT2 output shown in FIG. 21) is converted to a level having a different potential by the level shift circuit LES, and becomes a drive signal for the high-side switching element Q2 via the buffer circuit BUF2. The oscillation frequency of the oscillator OSC is controlled by the outflow current of the feedback (FB) terminal, and the frequency increases as the feedback terminal current IFB increases.
MOSFETからなるスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とは、所定のデッドタイムを有して、交互にオン・オフする。DC−DCコンバータ部Bの各部の波形を図22に示す。 The switching elements Q1 and Q2 made of MOSFETs are alternately turned on and off with a predetermined dead time. The waveform of each part of the DC-DC converter part B is shown in FIG.
スイッチング素子Q2がオンすると、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流IQ2が流れる。この時の電流波形は、電流共振コンデンサCriと(Lr+Lp(トランスTaの1次側巻線Pのインダクタンス))との共振周波数が支配的となる。この時の共振周波数は、スイッチング周波数よりも十分に低く正弦波の一部が三角波状(図22のIQ2参照)に確認できる。この電流は、トランスTaの1次巻線Pの励磁電流でもある。 When the switching element Q2 is turned on, a current IQ2 flows through a route of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci. The current waveform at this time is dominated by the resonance frequency of the current resonance capacitor Cri and (Lr + Lp (inductance of the primary winding P of the transformer Ta)). The resonance frequency at this time is sufficiently lower than the switching frequency, and a part of the sine wave can be confirmed as a triangular wave (see IQ2 in FIG. 22). This current is also an exciting current of the primary winding P of the transformer Ta.
次に、スイッチング素子Q2の電流が流れている間にスイッチング素子Q2をオフすると、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との両端の電圧は、電圧共振コンデンサCrvと電流共振コンデンサCriとの合成値とトランスTaの1次巻線PのインダクタンスLpとリーケージインダクタンスLrの合成値との電圧擬似共振波形となる。Crv<<Criの関係から、この時の共振周波数は、電圧共振コンデンサCrvにより支配的となる。 Next, when the switching element Q2 is turned off while the current of the switching element Q2 is flowing, the voltage at both ends of the switching element Q1 and the switching element Q2 is the combined value of the voltage resonance capacitor Crv and the current resonance capacitor Cri and the transformer. A voltage pseudo-resonant waveform of the combined value of the inductance Lp of the primary winding P of Ta and the leakage inductance Lr is obtained. From the relationship of Crv << Cri, the resonance frequency at this time is dominant by the voltage resonance capacitor Crv.
スイッチング素子Q2に流れていた1次巻線Pの励磁電流はスイッチング素子Q1の寄生ダイオードに転流する。スイッチング素子Q1の両端電圧VQ1が、ゼロに達した後にスイッチング素子Q1をオンする。これにより、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。その後、スイッチング素子Q1に転流した電流IQ1は、減少して極性が反転し、スイッチング素子Q1のMOSFET部に流れる。これにより、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流IQ1が流れる。この時の電流波形は、最も共振周波数が高い電流共振コンデンサCriとリーケージインダクタンスLrとの共振周波数の共振電流と、トランスTaの1次巻線P1の励磁電流との合成電流が流れる。共振電流は、トランスTaの2次巻線S1−出力整流ダイオードD1を介して出力コンデンザCoと負荷に供給される。2次側に流れる共振電流がゼロとなり、励磁電流だけになったところでスイッチング素子Q1をオフする。 The exciting current of the primary winding P that has flowed through the switching element Q2 is commutated to the parasitic diode of the switching element Q1. The switching element Q1 is turned on after the voltage VQ1 across the switching element Q1 reaches zero. Thereby, zero voltage switching becomes possible. After that, the current IQ1 commutated to the switching element Q1 decreases, reverses its polarity, and flows to the MOSFET portion of the switching element Q1. As a result, current IQ1 flows through a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri. The current waveform at this time is a combined current of the resonance current of the resonance frequency of the current resonance capacitor Cri having the highest resonance frequency and the leakage inductance Lr and the excitation current of the primary winding P1 of the transformer Ta. The resonance current is supplied to the output condenser Co and the load via the secondary winding S1 of the transformer Ta and the output rectifier diode D1. The switching element Q1 is turned off when the resonance current flowing to the secondary side becomes zero and only the excitation current is reached.
スイッチング素子Q1がオフすると、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との両端の電圧は、電圧共振コンデンサCrvと電流共振コンデンサCriの合成値とトランスTaの1次巻線PのインダクタンスLpとリーケージインダクタンスLrの合成値との電圧擬似共振波形となる。Crv<<Criの関係から、この時の共振周波数も、電圧共振コンデンサCrvにより支配的となる。スイッチング素子Q1に流れていた1次巻線Pの励磁電流はスイッチング素子Q2の寄生ダイオードに転流する。スイッチング素子Q2の両端電圧VQ2が、ゼロに達した後にスイッチング素子Q2をオンする。これにより、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。その後、スイッチング素子Q2に転流した電流IQ2は減少し極性が反転し、スイッチング素子Q2のMOS−FET部に流れる。以後、この動作を繰り返す。 When the switching element Q1 is turned off, the voltage across the switching element Q1 and the switching element Q2 is the combined value of the voltage resonance capacitor Crv and the current resonance capacitor Cri, the inductance Lp of the primary winding P of the transformer Ta, and the leakage inductance Lr. It becomes a voltage quasi-resonant waveform with the composite value. From the relationship of Crv << Cri, the resonance frequency at this time is also dominated by the voltage resonance capacitor Crv. The exciting current of the primary winding P that has flowed through the switching element Q1 is commutated to the parasitic diode of the switching element Q2. The switching element Q2 is turned on after the voltage VQ2 across the switching element Q2 reaches zero. Thereby, zero voltage switching becomes possible. Thereafter, the current IQ2 commutated to the switching element Q2 decreases, the polarity is reversed, and flows into the MOS-FET portion of the switching element Q2. Thereafter, this operation is repeated.
スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2は、デッドタイムを有して交互にオン・オフする。スイッチング素子Q1は、オン時の共振電流がゼロになるオン幅でオンすることでほぼゼロ電流スイッチングが可能となる。即ち、スイッチング素子Q1のオン時間は固定とし、スイッチング素子Q2のオン時間を可変することにより、電流共振コンデンサCriの充電電圧を調節し、出力電圧Voを制御する。 Switching element Q1 and switching element Q2 are alternately turned on and off with a dead time. The switching element Q1 is capable of almost zero current switching by being turned on with an ON width at which the resonance current when turned on becomes zero. That is, the on-time of the switching element Q1 is fixed, and the on-time of the switching element Q2 is varied to adjust the charging voltage of the current resonance capacitor Cri and control the output voltage Vo.
ところで、制御回路1の一例として図20にローサイドオン幅固定、ハイサイドオン幅可変のPWM制御回路を示した。これに対して、制御回路1の他の一例として図23に周波数固定のPWM制御回路の一例を示す。この周波数固定のPWM制御回路は、スイッチング周波数を一定とし、ローサイドのスイッチング素子とハイサイドのスイッチング素子とのオン・オフ比率を制御する。図23に示す周波数固定のPWM制御回路は、発振器PWOSC、反転回路INV、デットタイム生成器DT1,DT2、レベルシフト回路LES、バッファ回路BUF1,BUF2から構成される。ローサイドのスイッチング素子のオン幅と共振期間とが適切な範囲内であれば、図20と同様に使用することができる。これは安価なPWM制御回路を利用することができる。周波数固定のPWM制御回路の各部の波形を図24に示す。
As an example of the
ところで、近年、商用の交流電源ラインに流れる高調波電流を規制する規格が制定されており、国際規格のIEC61000−3−2などがある。高調波電流を減らすためには、入力電流波形を正弦波に近づけることが重要であり、一般には入力力率を改善することにより、高調波電流を減らしている。図18に示す従来のコンバータはこれに対応したもので、DC−DCコンバータ部Bの前段にアクティブフィルタ回路を設けている。アクティブフィルタ回路は、昇圧チョッパ回路を基本とし、交流電圧の正弦波の電圧の低い部分を昇圧し連続で入力電流を流す。 Incidentally, in recent years, standards that regulate harmonic currents flowing in commercial AC power supply lines have been established, and there are international standards such as IEC61000-3-2. In order to reduce the harmonic current, it is important to make the input current waveform close to a sine wave. Generally, the harmonic current is reduced by improving the input power factor. The conventional converter shown in FIG. 18 corresponds to this, and an active filter circuit is provided before the DC-DC converter section B. The active filter circuit is based on a step-up chopper circuit, boosts the low voltage portion of the AC voltage sine wave, and allows an input current to flow continuously.
しかしながら、図18に示すように、従来のコンバータにあっては、部品点数が多く、PFC部AとDC−DCコンバータ部Bとの各々においてスイッチングが行われるため、スイッチングロスの増大、スイッチングノイズの増大などの問題があった。 However, as shown in FIG. 18, the conventional converter has a large number of parts, and switching is performed in each of the PFC part A and the DC-DC converter part B. There were problems such as an increase.
本発明は、力率を改善する機能を有するとともに、高調波電流を低減でき、しかもスイッチングロス及びノイズを低減できる安価なコンバータを提供することにある。 An object of the present invention is to provide an inexpensive converter that has a function of improving the power factor, can reduce harmonic current, and can reduce switching loss and noise.
上記課題を解決するために、本発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、前記整流回路の出力端と前記入力平滑コンデンサとの間又は前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクトルと、前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とが直列に接続された第1直列回路と、前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの1次巻線と第1コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、前記トランスの2次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記トランスの1次巻線と前記第1コンデンサとの接続点と前記交流電源の一端との間に接続された第2コンデンサとを有することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the present invention provides a rectifier circuit that rectifies an AC voltage of an AC power supply, an input smoothing capacitor that smoothes a rectified voltage from the rectifier circuit, an output terminal of the rectifier circuit, and the input smoothing capacitor. Or a reactor connected between the AC power supply and the rectifier circuit, and a first series in which a first switching element and a second switching element are connected in series, connected to both ends of the input smoothing capacitor. A second series circuit is connected to a connection point between the circuit, the first switching element and the second switching element, and one end of the input smoothing capacitor, and a primary winding of the transformer and a first capacitor are connected in series. A circuit, a control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element, and a high-frequency power generated in a secondary winding of the transformer A rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the DC output voltage, and a second capacitor connected between a connection point between the primary winding of the transformer and the first capacitor and one end of the AC power supply. It is characterized by that.
また、本発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とが直列に接続された第1直列回路と、前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの1次巻線と第1コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、前記トランスの2次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記トランスの1次巻線と前記第1コンデンサとの接続点と前記交流電源の一端との間に接続され、第2コンデンサとリアクトルとが直列に接続された第3直列回路とを有することを特徴とする。 The present invention also provides a rectifier circuit that rectifies an AC voltage of an AC power supply, an input smoothing capacitor that smoothes the rectified voltage from the rectifier circuit, and both ends of the input smoothing capacitor, and includes a first switching element and a second switching element. A first series circuit in which a switching element is connected in series; a connection point between the first switching element and the second switching element; and one end of the input smoothing capacitor; A second series circuit in which one capacitor is connected in series; a control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element; and a high-frequency voltage generated in a secondary winding of the transformer. A rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes and extracts a DC output voltage, a connection point between the primary winding of the transformer and the first capacitor, and one end of the AC power supply Is connected, the second capacitor and the reactor is characterized in that a third series circuit connected in series.
本発明によれば、力率を改善する機能を有するとともに、高調波電流を低減でき、しかもスイッチングロス及びノイズを低減できる安価なコンバータを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide an inexpensive converter that has a function of improving the power factor, can reduce harmonic current, and can reduce switching loss and noise.
以下、本発明のコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the converter of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は本発明の実施例1のコンバータを示す回路図である。図1において、交流電源ACは、交流電圧をフィルタ回路FLを介してブリッジ整流器DBに供給する。ブリッジ整流器DBの出力両端には、リアクトルLiと入力平滑コンデンサCiとの直列回路が接続されるとともに、MOSFETからなるスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との直列回路が接続されている。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a converter according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, an AC power supply AC supplies an AC voltage to a bridge rectifier DB via a filter circuit FL. A series circuit of a reactor Li and an input smoothing capacitor Ci is connected to both ends of the output of the bridge rectifier DB, and a series circuit of a switching element Q1 and a switching element Q2 made of MOSFETs is connected.
スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間には電圧共振コンデンサCrvが接続されるとともに、トランスTの1次巻線Pと電流共振コンデンサCriとの直列回路が接続されている。LrはトランスTの1次巻線P及び2次巻線S1間
のリーケージインダクタンス又は単体のリアクトルからなる。
A voltage resonant capacitor Crv is connected between the drain and source of the switching element Q1, and a series circuit of the primary winding P of the transformer T and the current resonant capacitor Cri is connected. Lr consists of a leakage inductance between the primary winding P and the secondary winding S1 of the transformer T or a single reactor.
トランスTの1次巻線Pと電流共振コンデンサCriとの接続点に帰還コンデンサCrbの一端が接続され、帰還コンデンサCrbの他端がブリッジ整流器DBとフィルタ回路FLとの接続点に接続されている。即ち、帰還コンデンサCrbは、フィルタ回路FLを省略すれば、交流電源ACの一端に接続されていることになる。 One end of the feedback capacitor Crb is connected to a connection point between the primary winding P of the transformer T and the current resonance capacitor Cri, and the other end of the feedback capacitor Crb is connected to a connection point between the bridge rectifier DB and the filter circuit FL. . That is, the feedback capacitor Crb is connected to one end of the AC power supply AC if the filter circuit FL is omitted.
トランスTの2次巻線S1には、整流ダイオードD1と平滑コンデンサCoとの直列回路が接続されている。平滑コンデンサCoには出力端子(+Vo,−Vo)が接続されるとともに、電圧検出器3が接続されている。電圧検出器3にはフォトカプラPCのフォトダイオードが接続されている。電圧検出器3は、平滑コンデンサCoの出力電圧を検出して、検出電圧をフォトカプラPCのフォトダイオードとフォトトランジスタを介して制御回路1のフィードバック端子FBにフィードバック信号として出力する。
A series circuit of a rectifier diode D1 and a smoothing capacitor Co is connected to the secondary winding S1 of the transformer T. The smoothing capacitor Co is connected to an output terminal (+ Vo, −Vo) and a
制御回路1は、フィードバック端子FBからのフィードバック信号に基づき、PWM制御によりスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを交互にオンオフさせる。あるいは、制御回路1は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との一方のオン期間を一定にし、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との他方のオン期間を可変としても良い。
The
このコンバータは、ブリッジ整流器DBと入力平滑コンデンザCiとの間にリアクトルLiを接続し、トランスTと電流共振コンデンサCriの接続点に帰還コンデンサCrbの一端を接続し、ブリッジ整流器DBとフィルタ回路FLとの接続点に帰還コンデンサCrbの他端を接続したことを特徴とする。即ち、図1に示すコンバータは、PFC部の昇圧チョッパ回路を削除し、新たに帰還デンサCrb及びリアクトルLiを追加して構成されることを特徴とする。 In this converter, a reactor Li is connected between the bridge rectifier DB and the input smoothing condenser Ci, one end of a feedback capacitor Crb is connected to a connection point between the transformer T and the current resonance capacitor Cri, and the bridge rectifier DB and the filter circuit FL are connected to each other. The other end of the feedback capacitor Crb is connected to this connection point. That is, the converter shown in FIG. 1 is characterized in that the boost chopper circuit of the PFC unit is deleted and a feedback sensor Crb and a reactor Li are newly added.
なお、実施例1のコンバータの主回路方式は、半波整流型の電流共振コンバータから構成されている。 In addition, the main circuit system of the converter of Example 1 is comprised from the current resonance converter of a half wave rectification type.
次に、図2を参照しながら実施例1のコンバータの動作を説明する。図2は図1に示す交流電源ACの上端が正極の時のコンバータの各部の波形を示す図である。1周期の動作は、期間T1〜T8の各動作に分けられる。帰還コンデンサCrbはドット(●)で示す極性に対して逆極性に充電されている。 Next, the operation of the converter according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram showing waveforms at various parts of the converter when the upper end of the AC power supply AC shown in FIG. 1 is positive. One cycle of operation is divided into operations of periods T1 to T8. The feedback capacitor Crb is charged with the opposite polarity to the polarity indicated by the dot (●).
なお、以下の説明では、従来と同じタイミングで流れるトランスTの2次側の電流の説明、および、電圧共振コンデンサCrvの電流および電圧擬似共振動作の説明は省略する。 In the following description, the description of the current on the secondary side of the transformer T flowing at the same timing as the conventional one, and the description of the current of the voltage resonance capacitor Crv and the voltage pseudo resonance operation are omitted.
図2において、VACは交流電源ACの両端電圧、VCiは出力コンデンサCiの両端電圧、VCriは電流共振コンデンサCriの両端電圧、VCrbは帰還コンデンサCrbの両端電圧、IACは交流電源ACを流れる電流、IDbはダイオードDbを流れる電流、IDaはダイオードDaを流れる電流、ICiは入力平滑コンデンサCiを流れる電流、ICrbは帰還コンデンサCrbを流れる電流、IQ2はスイッチング素子Q2のドレインを流れる電流、ILrはリーケージインダクタンスを流れる電流、Icriは電流共振コンデンサCriを流れる電流、IQ1はスイッチング素子Q1のドレインを流れる電流、VQ1はスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間電圧を示す。 In FIG. 2, VAC is a voltage across the AC power supply AC, VCi is a voltage across the output capacitor Ci, VCri is a voltage across the current resonant capacitor Cri, VCrb is a voltage across the feedback capacitor Crb, IAC is a current flowing through the AC power supply AC, IDb is a current flowing through the diode Db, IDa is a current flowing through the diode Da, ICi is a current flowing through the input smoothing capacitor Ci, ICrb is a current flowing through the feedback capacitor Crb, IQ2 is a current flowing through the drain of the switching element Q2, and ILr is a leakage inductance. , Icri is a current flowing through the current resonance capacitor Cri, IQ1 is a current flowing through the drain of the switching element Q1, and VQ1 is a drain-source voltage of the switching element Q1.
まず、期間T1では、スイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Crb→P→Lr→Q2→Ci→Db→FL→ACの第1経路と、Cri→P→Lr→Q2→Ci→Criの第2経路との2つの経路があり、電流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDb、Icriが流れる。このため、交流電源ACから入力平滑コンデンサCiが充電されて、帰還コンデンサCrbが充電し、電流共振コンデンサCriが放電する。 First, in the period T1, the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is 2 of the first path of AC → FL → Crb → P → Lr → Q2 → Ci → Db → FL → AC and the second path of Cri → P → Lr → Q2 → Ci → Cri. There are two paths, and currents ICrb, ILr, IQ2, ICi, IDb, and Icri flow. For this reason, the input smoothing capacitor Ci is charged from the AC power supply AC, the feedback capacitor Crb is charged, and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T2では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、Icriが流れる。このため、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T2, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. At this time, currents ICi, IQ2, ILr, and Icri flow through current paths Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci. For this reason, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T3では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、ILr、IQ2、Icriが流れて、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される期間と、Crb→Da→Li→Q2→Lr→P→Crbの経路で電流ICrb、IDa、ILi、IQ2、ILrが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間とがある。 In the period T3, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is the path of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci, the currents ICi, ILr, IQ2, and Icri flow, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged. There is a period during which the current ICrb, IDa, ILi, IQ2, ILr flows through the path of Crb → Da → Li → Q2 → Lr → P → Crb and the feedback capacitor Crb is discharged.
期間T4では、一転して、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→Da→Li→Ci→Q1→Lr→P→Crbの経路で電流ICrb、IDa、ILi、IQ1、ICi、ILrが流れて、帰還コンデンサCrbが放電されて、入力平滑コンデンサCiが充電される期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される期間とがある。 In the period T4, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off. The current path at this time is Crb → Da → Li → Ci → Q1 → Lr → P → Crb, and currents ICrb, IDa, ILi, IQ1, ICi, ILr flow, the feedback capacitor Crb is discharged, and the input There are a period during which the smoothing capacitor Ci is charged and a period during which the currents Icri, IQ1, and ILr flow through the path of P → Cri → Q1 → Lr → P and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T5では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→Da→Li→Ci→Q1→Lr→P→Crbの経路で電流ICrb、IDa、ILi、ICi、IQ1、ILrが流れて、帰還コンデンサCrbが放電されて、入力平滑コンデンサCiが充電される期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される期間と、AC→FL→Da→Li→Ci→Db→FL→ACの経路で電流IDa、ILi、ICi、IDbが流れて、交流電源ACから直接、入力平滑コンデンサCiを充電する期間とがある。 In the period T5, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is Crb → Da → Li → Ci → Q1 → Lr → P → Crb, and currents ICrb, IDa, ILi, ICi, IQ1, and ILr flow, the feedback capacitor Crb is discharged, and the input The period in which the smoothing capacitor Ci is charged, the period in which the currents Icri, IQ1, and ILr flow through the path of P → Cri → Q1 → Lr → P and the current resonance capacitor Cri is charged, and AC → FL → Da → Li There is a period in which currents IDa, ILi, ICi, and IDb flow through a path of → Ci → Db → FL → AC, and the input smoothing capacitor Ci is directly charged from the AC power supply AC.
期間T6では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T6, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of P → Cri → Q1 → Lr → P, and currents Icri, IQ1 and ILr flow, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T7では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Crb→P→Lr→Q1→Db→FL→ACの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T7, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is AC → FL → Crb → P → Lr → Q1 → Db → FL → AC, and currents ICrb, ILr, IQ1 and IDb flow, and the feedback capacitor Crb is charged from the AC power supply AC. There is a period in which currents Icri, ILr, IQ1 flow through a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T8では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Crb→P→Lr→Q1→Db→FL→ACの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T8, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is AC → FL → Crb → P → Lr → Q1 → Db → FL → AC, and currents ICrb, ILr, IQ1 and IDb flow, and the feedback capacitor Crb is charged from the AC power supply AC. There is a period in which currents Icri, ILr, IQ1 flow through a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
なお、期間T4〜T7では、トランスTの2次側に電流が流れ負荷に電力が供給される。 In periods T4 to T7, a current flows through the secondary side of the transformer T and power is supplied to the load.
図3は図1に示す交流電源ACの下端が正極の時のコンバータの各部の波形を示す図である。1周期の動作は、期間T9〜T16の各動作に分けられる。帰還コンデンサCrbは正極性に充電されている。なお、以下の説明では、従来と同じタイミングで流れるトランスTの2次側の電流の説明、および、電圧共振コンデンサCrvの電流および電圧擬似共振動作の説明は省略する。 FIG. 3 is a diagram showing waveforms at various parts of the converter when the lower end of the AC power supply AC shown in FIG. 1 is positive. One cycle of operation is divided into operations of periods T9 to T16. The feedback capacitor Crb is charged positively. In the following description, the description of the current on the secondary side of the transformer T flowing at the same timing as the conventional one, and the description of the current of the voltage resonance capacitor Crv and the voltage pseudo resonance operation are omitted.
まず、期間T9では、スイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q2→Ci→Dd→Crbの経路と、Cri→P→Lr→Q2→Ci→Criの経路とがあり、電流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDd、Icriが流れる。このため、帰還コンデンサCrbと電流共振コンデンサCriとが放電して、入力平滑コンデンサCiが充電される。 First, in the period T9, the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. Current paths at this time include a path of Crb → P → Lr → Q2 → Ci → Dd → Crb and a path of Cri → P → Lr → Q2 → Ci → Cri, and currents ICrb, ILr, IQ2, ICi, IDd and Icri flow. For this reason, the feedback capacitor Crb and the current resonance capacitor Cri are discharged, and the input smoothing capacitor Ci is charged.
期間T10では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、Icriが流れて、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T10, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is a path of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci, and currents ICi, IQ2, ILr, and Icri flow, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged. .
期間T11では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、Icriが流れて、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される期間と、AC→FL→Dc→Li→Q2→Lr→P→Crb→FL→ACの経路で電流IDc、ILi、IQ2、ILr、ICrbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間とがある。 In the period T11, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is a path of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci, and currents ICi, IQ2, ILr, and Icri flow, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged. The current IDc, ILi, IQ2, ILr, and ICrb flow through the period and the path of AC → FL → Dc → Li → Q2 → Lr → P → Crb → FL → AC to charge the feedback capacitor Crb from the AC power supply AC. There is a period.
期間T12では、一転して、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Dc→Li→Ci→Q1→Lr→P→Crb→FL→ACの経路で電流IDc、ILi、ICi、IQ1、ILr、ICrbが流れて、交流電源ACから入力平滑コンデンサCi及び帰還コンデンサCrbが充電される期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される期間とがある。 In the period T12, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off. The current path at this time is AC → FL → Dc → Li → Ci → Q1 → Lr → P → Crb → FL → AC, and currents IDc, ILi, ICi, IQ1, ILr, ICrb flow, and the AC power supply AC The input smoothing capacitor Ci and the feedback capacitor Crb are charged, and the currents Icri, IQ1, and ILr flow through the path of P → Cri → Q1 → Lr → P, and the current resonance capacitor Cri is charged. .
期間T13では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Dc→Li→Ci→Q1→Lr→P→Crb→FL→ACの経路で電流IDc、ILi、ICi、IQ1、ILr、ICrbが流れて、交流電源ACから入力平滑コンデンサCi及び帰還コンデンサCrbが充電される期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される期間と、AC→FL→Dc→Li→Ci→Dd→FL→ACの経路で電流IDc、ILi、ICi、IDdが流れて、交流電源ACから入力平滑コンデンサCiが直接充電される期間とがある。 In the period T13, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is AC → FL → Dc → Li → Ci → Q1 → Lr → P → Crb → FL → AC, and currents IDc, ILi, ICi, IQ1, ILr, ICrb flow, and the AC power supply AC The input smoothing capacitor Ci and the feedback capacitor Crb are charged, the currents Icri, IQ1 and ILr flow through the path of P → Cri → Q1 → Lr → P, and the current resonant capacitor Cri is charged, and AC There is a period in which the current IDc, ILi, ICi, IDd flows through the path of FL → Dc → Li → Ci → Dd → FL → AC, and the input smoothing capacitor Ci is directly charged from the AC power supply AC.
期間T14では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T14, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of P → Cri → Q1 → Lr → P, and currents Icri, IQ1 and ILr flow, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T15では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q1→Dd→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDdが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電される期間とがある。 In the period T15, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. At this time, the current path is Crb → P → Lr → Q1 → Dd → Crb, and the current ICrb, ILr, IQ1, IDd flows and the feedback capacitor Crb is discharged, and Cri → P → Lr → Q1 → There is a period in which currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T16では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q1→Dd→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDdが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電される期間とがある。 In the period T16, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. At this time, the current path is Crb → P → Lr → Q1 → Dd → Crb, and the current ICrb, ILr, IQ1, IDd flows and the feedback capacitor Crb is discharged, and Cri → P → Lr → Q1 → There is a period in which currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
なお、帰還T12〜T15では、トランスTの2次側に電流が流れ負荷に電力が供給される。 In the feedback T12 to T15, a current flows through the secondary side of the transformer T and power is supplied to the load.
このように実施例1のコンバータによれば、リアクトルLiと帰還コンデンサCrbとを追加することにより新しい電流経路ができる。このため、入力平滑コンデンサCiの電圧よりも交流電源ACの電圧が低い場合でも、入力平滑コンデンサCiを充電することができる。従って、幅広い交流電源電圧において、交流電源電流を流すことができ、図4に示すように、交流電源電圧VACに近似した交流電源電流IACを流すことができる。従って、力率は改善され、高調波電流が低減される。 As described above, according to the converter of the first embodiment, a new current path can be formed by adding the reactor Li and the feedback capacitor Crb. For this reason, even when the voltage of the AC power supply AC is lower than the voltage of the input smoothing capacitor Ci, the input smoothing capacitor Ci can be charged. Therefore, an AC power supply current can be flowed in a wide range of AC power supply voltages, and an AC power supply current IAC approximate to the AC power supply voltage VAC can be flown as shown in FIG. Thus, the power factor is improved and the harmonic current is reduced.
ところで、上記力率改善機能を有したコンバータでは、出力電圧の制御しかできないため、重負荷時と軽負荷時の昇圧エネルギを制御できないことが多い。従って、重負荷時に十分な昇圧電圧を設定すると、軽負荷時の入力平滑コンデンサCiの電圧は著しく高くなり、入力平滑コンデンサCiの耐電圧が大きくなるばかりでなく、コンバータ回路の耐電圧が必要になる欠点があった。 By the way, in the converter having the power factor improving function, since only the output voltage can be controlled, it is often impossible to control the boosted energy at the time of heavy load and light load. Therefore, if a sufficient boosted voltage is set at the time of heavy load, the voltage of the input smoothing capacitor Ci at a light load becomes remarkably high, and not only the withstand voltage of the input smoothing capacitor Ci is increased but also the withstand voltage of the converter circuit is required. There was a drawback.
これに対して、実施例1のコンバータでは、新たに追加した帰還コンデンサCrb及びリアクトルLiへ負荷電流の一部が流れるため、負荷電流に応じて昇圧エネルギが変化して、軽負荷時に入力平滑コンデンサCiの電圧が著しく高くならない。このため、入力平滑コンデンサCiの耐電圧を大きくする必要がなくなる。 On the other hand, in the converter according to the first embodiment, part of the load current flows to the newly added feedback capacitor Crb and the reactor Li, so that the boost energy changes according to the load current, and the input smoothing capacitor at light load. Ci voltage does not increase significantly. For this reason, it is not necessary to increase the withstand voltage of the input smoothing capacitor Ci.
また、コンバータは、半波整流型電流共振コンバータを基本として改良を加えたもので、従来からの電流共振および電圧擬似共振動作は維持される。これにより、効率が良くノイズの少ない力率改善機能を有したコンバータを提供できる。 Further, the converter is an improvement based on a half-wave rectification type current resonance converter, and the conventional current resonance and voltage quasi-resonance operations are maintained. Thereby, it is possible to provide a converter having a power factor improving function with high efficiency and low noise.
図5は本発明の実施例2のコンバータを示す回路構成図である。図5に示す実施例2のコンバータは、図1に示す実施例1のコンバータに対して、リアクトルLiを、フィルタ回路FLの出力端とブリッジ整流器DBの入力端との間に接続し、帰還コンデンサCrbの他端を交流電源ACとリアクトルLiとの間に接続したことを特徴とする。 FIG. 5 is a circuit diagram showing a converter according to the second embodiment of the present invention. The converter according to the second embodiment shown in FIG. 5 has a reactor Li connected between the output terminal of the filter circuit FL and the input terminal of the bridge rectifier DB, in contrast to the converter according to the first embodiment shown in FIG. The other end of Crb is connected between the AC power supply AC and the reactor Li.
実施例2のコンバータによれば、図1に示す実施例1のコンバータと同様に動作し、同様の効果が得られる。 The converter according to the second embodiment operates in the same manner as the converter according to the first embodiment shown in FIG.
図6は本発明の実施例3のコンバータを示す回路構成図である。図6に示す実施例3のコンバータは、図5に示す実施例2のコンバータに対して、帰還コンデンサCrbの他端をリアクトルL1とブリッジ整流器DBとの間に接続したものである。 FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing the converter according to the third embodiment of the present invention. The converter of the third embodiment shown in FIG. 6 is obtained by connecting the other end of the feedback capacitor Crb between the reactor L1 and the bridge rectifier DB with respect to the converter of the second embodiment shown in FIG.
実施例3のコンバータによれば、図1に示す実施例1のコンバータと同様に動作し、同様の効果が得られる。 The converter according to the third embodiment operates in the same manner as the converter according to the first embodiment shown in FIG.
図7は本発明の実施例4のコンバータを示す回路構成図である。図5に示す実施例2のコンバータでは、帰還コンデンサCrbの他端を交流電源ACの一端とリアクトルLiとの間に接続したのに対して、図7に示す実施例4のコンバータは、帰還コンデンサCrbの他端を交流電源ACの他端とブリッジ整流器DBの他端との間に接続したものである。
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a converter according to
実施例4のコンバータによれば、図1に示す実施例1のコンバータと同様に動作し、同様の効果が得られる。 The converter according to the fourth embodiment operates in the same manner as the converter according to the first embodiment shown in FIG.
図8は本発明の実施例5のコンバータを示す回路構成図である。図8に示す実施例5のコンバータは、図1に示す実施例1のコンバータに対して、電流共振コンデンサCriとリーケージインダクタンスLrとトランスTの1次巻線Pとの直列回路の接続位置をスイッチング素子Q2のドレイン−ソース間に変更した点が異なる。ハーフブリッジ型のコンバータは、スイッチング素子Q1,Q2が上下対象の構成となっているため、接続位置を変更することができる。 FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a converter according to a fifth embodiment of the present invention. The converter of the fifth embodiment shown in FIG. 8 switches the connection position of the series circuit of the current resonance capacitor Cri, the leakage inductance Lr, and the primary winding P of the transformer T with respect to the converter of the first embodiment shown in FIG. The difference is that it is changed between the drain and source of the element Q2. In the half-bridge converter, the switching elements Q1 and Q2 are configured to be vertically moved, so that the connection position can be changed.
また、この場合には、トランスTの2次側の整流極性に応じて、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との制御信号を図1の場合と入れ替える必要がある。実施例5においても、実施例1の効果と同様の効果が得られる。 In this case, it is necessary to replace the control signals for the switching elements Q1 and Q2 with those in FIG. 1 according to the rectification polarity on the secondary side of the transformer T. In Example 5, the same effect as that of Example 1 can be obtained.
なお、電圧共振コンデンサCrvをスイッチング素子Q1の両端から、スイッチング素子Q2の両端へ移動させることもできる。 Note that the voltage resonance capacitor Crv can be moved from both ends of the switching element Q1 to both ends of the switching element Q2.
図9は本発明の実施例6のコンバータを示す回路構成図である。図9に示す実施例6のコンバータは、図1に示す実施例1のコンバータに対して、電流共振コンデンサCriを電流共振コンデンサCri1と電流共振コンデンサCri2とに分けて、電流共振コンデンサCri1と電流共振コンデンサCri2との直列回路を入力平滑コンデンサCiに並列に接続している。 FIG. 9 is a circuit diagram showing a converter according to Embodiment 6 of the present invention. The converter of the sixth embodiment shown in FIG. 9 is different from the converter of the first embodiment shown in FIG. 1 in that the current resonance capacitor Cri is divided into a current resonance capacitor Cri1 and a current resonance capacitor Cri2, and the current resonance capacitor Cri1 and the current resonance capacitor are separated. A series circuit with the capacitor Cri2 is connected in parallel with the input smoothing capacitor Ci.
また、電圧共振コンデンサCrvも電圧共振コンデンサCrv1と電圧共振コンデンサCrv2とに分けて、電圧共振コンデンサCrv1と電圧共振コンデンサCrv2とを、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とに並列にそれぞれ接続している。 The voltage resonance capacitor Crv is also divided into a voltage resonance capacitor Crv1 and a voltage resonance capacitor Crv2, and the voltage resonance capacitor Crv1 and the voltage resonance capacitor Crv2 are connected in parallel to the switching element Q1 and the switching element Q2, respectively.
この実施例6のコンバータの場合にも、実施例1のコンバータと同様の効果が得られる。 In the case of the converter of the sixth embodiment, the same effect as that of the converter of the first embodiment can be obtained.
図10は本発明の実施例7のコンバータを示す回路構成図である。図1に示す実施例1のコンバータでは、トランスTの2次側が半波整流であるのに対して、図10に示す実施例7のコンバータでは、直列に接続された第1の2次巻線S1と第2の2次巻線S2とをセンタータップ構成として、ダイオードD1,D2により両波整流とした両波整流回路と、両波整流回路に接続された平滑コンデンサとを用いている。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a converter according to Embodiment 7 of the present invention. In the converter of
即ち、DC−DCコンバータは、両波整流型電流共振コンバータである。両波整流型電流共振コンバータは、図1に示す半波整流型電流共振コンバータと出力電圧の制御方法が異なる。このため、制御回路1aを用いている。制御回路1aの詳細な構成図を図11に示す。制御回路1aは、発振器OSC、フリップフロップ回路FF、デットタイム生成器DT1,DT2、レベルシフト回路LES、バッファ回路BUF1,BUF2から構成される。
That is, the DC-DC converter is a double-wave rectification type current resonance converter. The double-wave rectification type current resonance converter differs from the half-wave rectification type current resonance converter shown in FIG. 1 in the control method of the output voltage. For this reason, the
次に、両波整流型電流共振コンバータの動作を説明する。まず、発振器OSCからの信号がフリップフロップ回路FFに入力されて、交互にオン・オフするそれぞれデューティ50%の2つのパルス信号が出力される。 Next, the operation of the double-wave rectification type current resonance converter will be described. First, a signal from the oscillator OSC is input to the flip-flop circuit FF, and two pulse signals each having a duty of 50% that are alternately turned on and off are output.
一方のパルス信号は、デットタイム生成器DT1、バッファ回路BUF1を介してローサイドのスイッチング素子Q1のゲートドライブ信号(図12のQ1g)となる。 One pulse signal becomes a gate drive signal (Q1g in FIG. 12) of the low-side switching element Q1 via the dead time generator DT1 and the buffer circuit BUF1.
他方のパルス信号は、デットタイム生成器DT2、レベルシフト回路LES、バッファ回路BUF2を介して、ハイサイドのスイッチング素子Q2のゲートドライブ信号(図12のQ2g)となる。即ち、スイッチング素子Q1,Q2は、デットタイム生成器DT1,DT2によりデッドタイムを有して、交互にオン・オフする。 The other pulse signal becomes a gate drive signal (Q2g in FIG. 12) of the high-side switching element Q2 via the dead time generator DT2, the level shift circuit LES, and the buffer circuit BUF2. That is, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off with dead time by the dead time generators DT1 and DT2.
まず、スイッチング素子Q2がオンすると、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流IQ2が流れる。この電流IQ2は、トランスTの1次側の励磁インダクタンスLp(図示せず)に流れる励磁電流と、1次巻線P、2次巻線S2、ダイオードD2、平滑コンデンサCoを介して、出力端子+Voおよび−Voから負荷へ供給され負荷電流との合成電流となる。 First, when the switching element Q2 is turned on, a current IQ2 flows through a route of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci. This current IQ2 is output to an output terminal via an exciting current flowing through a primary exciting inductance Lp (not shown) of the transformer T, a primary winding P, a secondary winding S2, a diode D2, and a smoothing capacitor Co. It is supplied from + Vo and -Vo to the load and becomes a combined current with the load current.
即ち、前者は、(リーケージインダクタンスLr+励磁インダクタンスLp)と電流共振コンデンサCriとの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子Q2のオン期間に比べて、低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者は、リーケージインダクタンスLrと電流共振コンデンサCriとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。 That is, the former is a sinusoidal resonance current between (leakage inductance Lr + excitation inductance Lp) and the current resonance capacitor Cri, and has a lower resonance frequency than the on-period of the switching element Q2, so that a part of the sine wave is Observed as a triangular wave current. The latter is a sinusoidal resonance current in which resonance elements of the leakage inductance Lr and the current resonance capacitor Cri appear.
スイッチング素子Q2がオフすると、トランスTに蓄えられた励磁電流のエネルギにより、電圧擬似共振が発生する。この電圧擬似共振は、(リーケージインダクタンスLr+励磁インダクタンスLp)と電流共振コンデンサCri、電圧共振コンデンサCrvとによる電圧擬似共振であるが、容量の少ない電圧共振コンデンサCrvによる共振周波数が、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2の両端電圧として観測される。 When the switching element Q2 is turned off, voltage pseudo-resonance is generated by the energy of the excitation current stored in the transformer T. This voltage quasi-resonance is a voltage quasi-resonance caused by (leakage inductance Lr + excitation inductance Lp), current resonance capacitor Cri, and voltage resonance capacitor Crv. The resonance frequency caused by the voltage resonance capacitor Crv having a small capacity is applied to the switching element Q1 and the switching element. Observed as the voltage across element Q2.
即ち、スイッチング素子Q2の電流IQ2は、スイッチング素子Q2のオフと共に電圧共振コンデンサCrvに移り、電圧共振コンデンサCrvがゼロボルトまで放電されると、スイッチング素子Q1の内蔵ダイオードにその電流が移行する。これは、トランスTに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチング素子Q1の内蔵ダイオードを介して電流共振コンデンサCriを充電している。この期間に、スイッチング素子Q1をオンさせることによりスイッチング素子Q1のゼロボルトスイッチが可能となる。 That is, the current IQ2 of the switching element Q2 moves to the voltage resonance capacitor Crv when the switching element Q2 is turned off, and when the voltage resonance capacitor Crv is discharged to zero volts, the current is transferred to the built-in diode of the switching element Q1. This is because the energy due to the excitation current stored in the transformer T charges the current resonance capacitor Cri via the built-in diode of the switching element Q1. During this period, the switching element Q1 is turned on to enable the zero volt switch of the switching element Q1.
スイッチング素子Q1がオンすると、電流共振コンデンサCriを電源として、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流IQ1が流れる。この電流は、トランスTの1次側の励磁インダクタンスLpに流れる励磁電流と、1次巻線P、2次巻線S1、ダイオードD1、平滑コンデンサCoを介して、出力端子+Voおよび−Voから負荷へ供給され負荷電流との合成電流となる。 When the switching element Q1 is turned on, the current IQ1 flows through the path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri using the current resonance capacitor Cri as a power source. This current is loaded from the output terminals + Vo and −Vo via the exciting current flowing in the exciting inductance Lp on the primary side of the transformer T, the primary winding P, the secondary winding S1, the diode D1, and the smoothing capacitor Co. To be combined with the load current.
即ち、前者は、(リーケージインダクタンスLr+励磁インダクタンスLp)と電流共振コンデンサCriとの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子Q1のオン期間に比べて、低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者は、リーケージインダクタンスLrと電流共振コンデンサCriとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。 In other words, the former is a sinusoidal resonance current between (leakage inductance Lr + excitation inductance Lp) and the current resonance capacitor Cri, and has a lower resonance frequency than the ON period of the switching element Q1, and therefore a part of the sine wave is Observed as a triangular wave current. The latter is a sinusoidal resonance current in which resonance elements of the leakage inductance Lr and the current resonance capacitor Cri appear.
スイッチング素子Q1がオフすると、トランスTに蓄えられた励磁電流のエネルギにより、電圧擬似共振が発生する。この電圧擬似共振は、(リーケージインダクタンスLr+励磁インダクタンスLp)と電流共振コンデンサCri、電圧共振コンデンサCrvとによる電圧擬似共振であるが、容量の少ない電圧共振コンデンサCrvによる共振周波数が、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2の両端電圧として観測される。 When the switching element Q1 is turned off, voltage pseudo-resonance is generated by the energy of the excitation current stored in the transformer T. This voltage quasi-resonance is a voltage quasi-resonance caused by (leakage inductance Lr + excitation inductance Lp), current resonance capacitor Cri, and voltage resonance capacitor Crv. The resonance frequency caused by the voltage resonance capacitor Crv having a small capacity is applied to the switching element Q1 and the switching element. Observed as the voltage across element Q2.
即ち、スイッチング素子Q1の電流は、スイッチング素子Q1のオフと共に電圧共振コンデンサCrvに移り、電圧共振コンデンサCrvが電源電圧Vinまで充電されると、スイッチング素子Q2の内蔵ダイオードにその電流が移行する。これは、トランスTに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチング素子Q2の内蔵ダイオードを介して入力平滑コンデンサCiに回生されている。この期間にスイッチング素子Q2をオンさせることによりスイッチング素子Q2のゼロボルトスイッチが可能となる。これらの各部の波形を図12に示す。 That is, the current of the switching element Q1 moves to the voltage resonance capacitor Crv when the switching element Q1 is turned off, and when the voltage resonance capacitor Crv is charged to the power supply voltage Vin, the current moves to the built-in diode of the switching element Q2. This is because energy due to the excitation current stored in the transformer T is regenerated to the input smoothing capacitor Ci via the built-in diode of the switching element Q2. By turning on the switching element Q2 during this period, a zero volt switch of the switching element Q2 becomes possible. The waveforms of these parts are shown in FIG.
図10に示すコンバータは、制御回路1aによりスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2をデッドタイム固定し交互にオン・オフし周波数制御している。入力電圧変化に対しては、スイッチング周波数を可変制御している。これは、負荷に流れる共振電流の周波数は一定であることを利用し、周波数制御によりオン幅を広げることにより、循環電流である励磁電流を増やし、電流共振コンデンサCriの電圧の振幅を変化させ出力電圧を制御している。
In the converter shown in FIG. 10, the
このスイッチング周波数と出力電力の関係を図13に示す。電圧検出器3により検出された誤差信号は、フォトカプラPCにより制御回路1aにFB端子の電流として伝えられる。制御回路1aにおいて、発振器OSCは、FB端子電流により周波数が可変する。このため、負荷変動や入力電圧変動などの様々な変動に対して、電流共振コンデンサCriには振幅電圧が発生する。即ち、この振幅電圧を帰還コンデンサCrbにより入力に帰還することで、入力平滑コンデンサCiを幅広い入力電圧にて充電することができる。従って、実施例7においても、実施例1の効果と同様な効果が得られる。
The relationship between this switching frequency and output power is shown in FIG. The error signal detected by the
図14は本発明の実施例8のコンバータを示す回路構成図である。図1に示す実施例1のコンバータでは、リアクトルLiをブリッジ整流器DBと入力平滑コンデンサCiとの間に接続したが、図14に示す実施例8のコンバータでは、リアクトルLiの一端を帰還コンデンサCrbの他端に接続し、リアクトルLiの他端をフィルタ回路FLとブリッジ整流器DBとの間に接続したことを特徴とする。リアクトルLiの他端は、フィルタ回路FLを省略すれば、交流電源ACの一端に接続されていることになる。 FIG. 14 is a circuit diagram showing a converter according to the eighth embodiment of the present invention. In the converter of the first embodiment shown in FIG. 1, the reactor Li is connected between the bridge rectifier DB and the input smoothing capacitor Ci. However, in the converter of the eighth embodiment shown in FIG. 14, one end of the reactor Li is connected to the feedback capacitor Crb. The other end of the reactor Li is connected between the filter circuit FL and the bridge rectifier DB. If the filter circuit FL is omitted, the other end of the reactor Li is connected to one end of the AC power supply AC.
図15は交流電源ACの上端が正極の時の実施例8のコンバータの各部の波形を示す図である。1周期の動作は、期間T1〜T12の各動作に分けられる。帰還コンデンサCrbはドット(●)で示す極性に対して逆極性に充電されている。 FIG. 15 is a diagram illustrating waveforms of respective parts of the converter of the eighth embodiment when the upper end of the AC power supply AC is positive. One cycle of operation is divided into each operation of periods T1 to T12. The feedback capacitor Crb is charged with the opposite polarity to the polarity indicated by the dot (●).
なお、以下の説明では、従来と同じタイミングで流れるトランスTの2次側の電流の説明、および、電圧共振コンデンサCrvの電流および電圧擬似共振動作の説明は省略する。 In the following description, the description of the current on the secondary side of the transformer T flowing at the same timing as the conventional one, and the description of the current of the voltage resonance capacitor Crv and the voltage pseudo resonance operation are omitted.
まず、期間T1では、スイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Li→Crb→P→Lr→Q2→Ci→Db→FL→ACの第1経路と、Cri→P→Lr→Q2→Ci→Criの第2経路との2つの経路があり、電流ILi、ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDb、Icriが流れる。このため、交流電源ACから帰還コンデンサCrbと入力平滑コンデンサCiが充電されて、電流共振コンデンサCriが放電する。 First, in the period T1, the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is AC → FL → Li → Crb → P → Lr → Q2 → Ci → Db → FL → AC first path and Cri → P → Lr → Q2 → Ci → Cri second path. The currents ILi, ICrb, ILr, IQ2, ICi, IDb, and Icri flow. For this reason, the feedback capacitor Crb and the input smoothing capacitor Ci are charged from the AC power supply AC, and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T2では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Li→Crb→P→Lr→Q2→Ci→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDbが流れて、AC→FL→Li→Crb→Cri→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、Icri、IDbが流れる。このため、交流電源ACから帰還コンデンサCrbと入力平滑コンデンサCiと電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T2, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is AC → FL → Li → Crb → P → Lr → Q2 → Ci → Db → FL → AC, and currents ILi, ICrb, ILr, IQ2, ICi, IDb flow, and AC → FL Currents Li, ICrb, Icri, and IDb flow along a path of → Li → Crb → Cri → Db → FL → AC. For this reason, the feedback capacitor Crb, the input smoothing capacitor Ci, and the current resonance capacitor Cri are charged from the AC power supply AC.
期間T3では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Li→Crb→Cri→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、Icri、IDbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbと電流共振コンデンサCriとが充電される期間と、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、Icriが流れて、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される期間とがある。 In the period T3, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is AC → FL → Li → Crb → Cri → Db → FL → AC, and currents ILi, ICrb, Icri, IDb flow, and the feedback capacitor Crb and the current resonance capacitor Cri from the AC power source AC Is charged, and currents ICi, IQ2, ILr, and Icri flow through the path of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged. There is a period.
期間T4では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Crb→Li→Da→Q2→Lr→P→Crbの経路で電流ICrb、ILi、IDa、IQ2、ILrが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間と、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、Icriが流れて、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される期間とがある。 In the period T4, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is a period in which the currents ICrb, ILi, IDa, IQ2, and ILr flow through the path of Crb → Li → Da → Q2 → Lr → P → Crb and the feedback capacitor Crb is discharged, and Ci → Q2 → There is a period in which currents ICi, IQ2, ILr, and Icri flow through a path of Lr → P → Cri → Ci, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T5では、一転して、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→Li→Da→Ci→Q1→Lr→P→Crbの経路で電流ICrb、ILi、IDa、ICi、IQ1、ILrが流れて、帰還コンデンサCrbが放電し、入力平滑コンデンサCiが充電する期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T5, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off. The current path at this time is Crb-> Li-> Da-> Ci-> Q1-> Lr-> P-> Crb, and currents ICrb, ILi, IDa, ICi, IQ1, ILr flow, the feedback capacitor Crb is discharged, and input smoothing is performed. There are a period during which the capacitor Ci is charged and a period during which the currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T6では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→Li→Da→Ci→Q1→Lr→P→Crbの経路で電流ICrb、ILi、IDa、ICi、IQ1、ILrが流れて、帰還コンデンサCrbが放電し、入力平滑コンデンサCiが充電する期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流ICri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCri充電される期間とがある。 In the period T6, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is Crb-> Li-> Da-> Ci-> Q1-> Lr-> P-> Crb, and currents ICrb, ILi, IDa, ICi, IQ1, ILr flow, the feedback capacitor Crb is discharged, and input smoothing is performed. There are a period during which the capacitor Ci is charged and a period during which the currents ICri, IQ1 and ILr flow through the path P → Cri → Q1 → Lr → P and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T7では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T7, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of P → Cri → Q1 → Lr → P, and currents Icri, IQ1 and ILr flow, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T8では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電される。 In the period T8, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri, and currents Icri, ILr and IQ1 flow, and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T9では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Li→Crb→P→Lr→Q1→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、ILr、IQ1、IDbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T9, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is AC → FL → Li → Crb → P → Lr → Q1 → Db → FL → AC, and currents ILi, ICrb, ILr, IQ1, IDb flow, and the feedback capacitor Crb from the AC power supply AC. Is charged, and currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri and the current resonant capacitor Cri is discharged.
期間T10では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Li→Crb→P→Lr→Q1→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、ILr、IQ1、IDbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間と、AC→FL→Li→Crb→Cri→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、ICri、IDbが流れて、交流電源ACから電流共振コンデンサCriが充電される期間とがある。 In the period T10, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is AC → FL → Li → Crb → P → Lr → Q1 → Db → FL → AC, and currents ILi, ICrb, ILr, IQ1, IDb flow, and the feedback capacitor Crb from the AC power supply AC. And a period in which currents ILi, ICrb, ICri, and IDb flow through the path of AC → FL → Li → Crb → Cri → Db → FL → AC and the current resonance capacitor Cri is charged from the AC power supply AC. There is.
期間T11では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Li→Crb→P→Lr→Q1→Db→FL→ACの経路で電流ILi、ICrb、ILrIQ1、IDbが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流ICri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T11, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. At this time, the current paths are AC → FL → Li → Crb → P → Lr → Q1 → Db → FL → AC, and currents ILi, ICrb, ILrIQ1 and IDb flow, and the feedback capacitor Crb is charged from the AC power supply AC. And a period in which currents ICri, ILr, IQ1 flow through the path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T12では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する。 In the period T12, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri, and currents Icri, ILr and IQ1 flow, and the current resonance capacitor Cri is discharged.
なお、期間T5〜T11の期間では、トランスTの2次側に電流が流れ負荷に電力が供給される。 In the period from the period T5 to the period T11, a current flows on the secondary side of the transformer T and power is supplied to the load.
図16は交流電源ACの下端が正極の時の実施例8のコンバータの各部の波形を示す図である。1周期の動作は、期間T13〜T24の各動作に分けられる。帰還コンデンサCrbはドット(●)で示す極性に対して正極性に充電されている。 FIG. 16 is a diagram illustrating waveforms of respective parts of the converter of the eighth embodiment when the lower end of the AC power supply AC is a positive electrode. The operation in one cycle is divided into the operations in the periods T13 to T24. The feedback capacitor Crb is charged positively with respect to the polarity indicated by the dot (●).
なお、以下の説明では、従来と同じタイミングで流れるトランスTの2次側の電流の説明、および、電圧共振コンデンサCrvの電流および電圧擬似共振動作の説明は省略する。 In the following description, the description of the current on the secondary side of the transformer T flowing at the same timing as the conventional one, and the description of the current of the voltage resonance capacitor Crv and the voltage pseudo resonance operation are omitted.
まず、期間T13では、スイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q2→Ci→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDd、ILiが流れて、Cri→P→Lr→Q2→Ci→Criの経路で電流ICri、ILr、IQ2、ICiが流れる。このとき、帰還コンデンサCrbと電流共振コンデンサCriとが放電し、入力平滑コンデンサCiが充電される。 First, in the period T13, the switching element Q1 is off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is Crb → P → Lr → Q2 → Ci → Dd → Li → Crb, and currents ICrb, ILr, IQ2, ICi, IDd, and ILi flow, and Cri → P → Lr → Q2 → Ci. → Currents ICri, ILr, IQ2, and ICi flow through the path of Cri. At this time, the feedback capacitor Crb and the current resonance capacitor Cri are discharged, and the input smoothing capacitor Ci is charged.
期間T14では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q2→Ci→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDd、ILiが流れて、Crb→Cri→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、Icri、IDd、ILiが流れて、帰還コンデンサCrbが放電し、電流共振コンデンサCriと入力平滑コンデンサCiとが充電される。 In the period T14, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is Crb-> P-> Lr-> Q2-> Ci-> Dd-> Li-> Crb, and currents ICrb, ILr, IQ2, ICi, IDd, ILi flow, and Crb-> Cri-> Dd-> Li-> Crb. The currents ICrb, Icri, IDd, and ILi flow through the path, the feedback capacitor Crb is discharged, and the current resonance capacitor Cri and the input smoothing capacitor Ci are charged.
期間T15では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、Crb→Cri→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、Icri、IDd、ILiが流れて、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、ICriが流れる。帰還コンデンサCrbと入力平滑コンデンサCiとが放電し、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T15, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. At this time, currents ICrb, Icri, IDd, and ILi flow through a path of Crb → Cri → Dd → Li → Crb, and currents ICi and IQ2 through a path of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci, ILr and ICri flow. The feedback capacitor Crb and the input smoothing capacitor Ci are discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T16では、ひき続きスイッチング素子Q1がオフであり、スイッチング素子Q2がオンの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Dc→Q2→Lr→P→Crb→Li→FL→ACの経路で電流IDc、IQ2、ILr、ICrb、ILiが流れて、交流電源ACから帰還コンデンサCrbが充電される期間と、Ci→Q2→Lr→P→Cri→Ciの経路で電流ICi、IQ2、ILr、ICriが流れて、入力平滑コンデンサCiが放電されて、電流共振コンデンサCriが充電される期間とがある。 In the period T16, the switching element Q1 is continuously off and the switching element Q2 is on. The current path at this time is AC → FL → Dc → Q2 → Lr → P → Crb → Li → FL → AC, and currents IDc, IQ2, ILr, ICrb and ILi flow, and the feedback capacitor Crb from the AC power supply AC. Is charged, and currents ICi, IQ2, ILr, and ICri flow through the path of Ci → Q2 → Lr → P → Cri → Ci, the input smoothing capacitor Ci is discharged, and the current resonance capacitor Cri is charged. There is a period.
期間T17では、一転して、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Dc→Ci→Q1→Lr→P→Crb→Li→FL→ACの経路で電流IDc、ICi、IQ1、ILr、ICrb、ILiが流れて、入力平滑コンデンサCiと帰還コンデンサCrbが充電される期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電される期間とがある。 In period T17, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off. The current path at this time is AC → FL → Dc → Ci → Q1 → Lr → P → Crb → Li → FL → AC, and currents IDc, ICi, IQ1, ILr, ICrb, and ILi flow, and the input smoothing capacitor There are a period in which Ci and the feedback capacitor Crb are charged, and a period in which the currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri and the current resonant capacitor Cri is discharged.
期間T18では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、AC→FL→Dc→Ci→Q1→Lr→P→Crb→Li→FL→ACの経路で電流IDc、ICi、IQ1、ILr、ICrb、ILiが流れて、入力平滑コンデンサCiと帰還コンデンサCrbとが充電される期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriを充電する期間とがある。 In the period T18, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is AC → FL → Dc → Ci → Q1 → Lr → P → Crb → Li → FL → AC, and currents IDc, ICi, IQ1, ILr, ICrb, and ILi flow, and the input smoothing capacitor There are a period during which Ci and feedback capacitor Crb are charged, and a period during which currents Icri, IQ1, and ILr flow through a path of P → Cri → Q1 → Lr → P to charge current resonance capacitor Cri.
期間T19では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T19, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of P → Cri → Q1 → Lr → P, and currents Icri, IQ1 and ILr flow, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T20では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電される。 In the period T20, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri, and currents Icri, ILr and IQ1 flow, and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T21では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q1→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDd、ILiが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T21, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. At this time, the current path is Crb → P → Lr → Q1 → Dd → Li → Crb, and the current ICrb, ILr, IQ1, IDd, ILi flows and the feedback capacitor Crb is discharged, and Cri → P → There is a period in which the currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Lr → Q1 → Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T22では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q1→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDd、ILiが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間と、P→Cri→Q1→Lr→Pの経路で電流Icri、IQ1、ILrが流れて、電流共振コンデンサCriが充電される。 In the period T22, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. At this time, the current path is Crb → P → Lr → Q1 → Dd → Li → Crb, and the current ICrb, ILr, IQ1, IDd, ILi flows and the feedback capacitor Crb is discharged, and P → Cri → Currents Icri, IQ1, and ILr flow through the path of Q1 → Lr → P, and the current resonance capacitor Cri is charged.
期間T23では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Crb→P→Lr→Q1→Dd→Li→Crbの経路で電流ICrb、ILr、IQ1、IDd、ILiが流れて、帰還コンデンサCrbが放電する期間と、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電する期間とがある。 In the period T23, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. At this time, the current path is Crb → P → Lr → Q1 → Dd → Li → Crb, and the current ICrb, ILr, IQ1, IDd, ILi flows and the feedback capacitor Crb is discharged, and Cri → P → There is a period in which the currents Icri, ILr, IQ1 flow through the path of Lr → Q1 → Cri and the current resonance capacitor Cri is discharged.
期間T24では、引き続き、スイッチング素子Q1がオンであり、スイッチング素子Q2がオフの状態である。この時の電流経路は、Cri→P→Lr→Q1→Criの経路で電流Icri、ILr、IQ1が流れて、電流共振コンデンサCriが放電される。 In the period T24, the switching element Q1 is continuously on and the switching element Q2 is off. The current path at this time is a path of Cri → P → Lr → Q1 → Cri, and currents Icri, ILr and IQ1 flow, and the current resonance capacitor Cri is discharged.
なお、期間T17〜T23の期間では、トランスTの2次側に電流が流れ負荷に電力が供給される。 In the period from T17 to T23, a current flows through the secondary side of the transformer T and power is supplied to the load.
このように実施例8のコンバータによれば、リアクトルLiを帰還コンデンサCrbと直列に接続することにより新しい電流経路が形成される。このため、入力平滑コンデンサCiの電圧よりも交流電源ACの電圧が低い場合でも、入力平滑コンデンサCiを充電することができる。従って、幅広い交流電源電圧において、交流電源電流を流すことができ、図17に示すように、交流電源電圧VACに近似した交流電源電流IACを流すことができる。従って、力率は改善され、高調波電流が低減される。 Thus, according to the converter of the eighth embodiment, a new current path is formed by connecting the reactor Li in series with the feedback capacitor Crb. For this reason, even when the voltage of the AC power supply AC is lower than the voltage of the input smoothing capacitor Ci, the input smoothing capacitor Ci can be charged. Therefore, an AC power supply current can be flowed in a wide range of AC power supply voltages, and an AC power supply current IAC approximate to the AC power supply voltage VAC can be flown as shown in FIG. Thus, the power factor is improved and the harmonic current is reduced.
また、実施例1乃至8のコンバータによれば、僅かな部品の追加のみで力率改善機能を有した電流共振型コンバータを提供できる。このため、ノイズが少なく効率の良い共振型コンバータでありながら、入力力率を改善する機能を有するため、安価に高調波規制に対応した電源装置を構成できる。 In addition, according to the converters of Examples 1 to 8, it is possible to provide a current resonance type converter having a power factor improving function with only a few additional components. For this reason, since it has a function to improve the input power factor while being an efficient resonance type converter with less noise, it is possible to configure a power supply apparatus that complies with harmonic regulations at low cost.
また、昇圧エネルギを各部の定数で容易に調整できるため、必要最小限の昇圧エネルギで力率改善が可能となり、大幅に効率が低下しない力率改善機能を有した共振型コンバータを提供できる。特に、共振型が難しい力率改善を、共振を維持しながら達成できる。 Further, since the boosting energy can be easily adjusted by the constants of the respective parts, the power factor can be improved with the minimum necessary boosting energy, and a resonant converter having a power factor improving function that does not significantly reduce the efficiency can be provided. In particular, power factor improvement that is difficult for the resonance type can be achieved while maintaining resonance.
なお、本発明は、実施例1乃至実施例8のコンバータに限定されるものではない。実施例1乃至6、8のコンバータでは、トランスTの2次側に半波整流回路及び平滑コンデンサを用い、実施例7のコンバータでは、トランスTの2次側に両波整流回路及び平滑コンデンサを用いたが、例えば、トランスTの2次側に全波整流回路及び全波整流回路に接続された平滑コンデンサを用いても良い。 In addition, this invention is not limited to the converter of Example 1 thru | or Example 8. In the converters of Examples 1 to 6 and 8, a half-wave rectifier circuit and a smoothing capacitor are used on the secondary side of the transformer T, and in the converter of Example 7, a double-wave rectifier circuit and a smoothing capacitor are provided on the secondary side of the transformer T. Although used, for example, a full-wave rectifier circuit and a smoothing capacitor connected to the full-wave rectifier circuit may be used on the secondary side of the transformer T.
本発明は、AC−DCコンバータ、DC−DCコンバータ等のコンバータに適用可能である。 The present invention is applicable to converters such as an AC-DC converter and a DC-DC converter.
AC 交流電源
FL フィルタ回路
DB ブリッジ整流器
Q1,Q2 スイッチング素子
1 制御回路
3 電圧検出器
Ci 入力平滑コンデンサ(出力コンデンサ)
Cri 電流共振コンデンサ
Crv 電圧共振コンデンサ
Crb 帰還コンデンサ
Li リアクトル
Lr リーケージインダクタンス
T,Tb トランス
P 1次巻線
S1,S2 2次巻線
D1 ダイオード
Co 平滑コンデンサ
PC フォトカプラ
OSC 発振器
FF フリップフロップ
DT1,DT2 デットタイム生成器
BUF1,BUF2 バッファ回路
LES レベルシフト回路
AC AC power supply FL Filter circuit DB Bridge rectifier Q1,
Cri Current resonant capacitor Crv Voltage resonant capacitor Crb Feedback capacitor
Li reactor Lr leakage inductance T, Tb transformer P primary winding S1, S2 secondary winding D1 diode Co smoothing capacitor PC photocoupler OSC oscillator FF flip-flop
DT1, DT2 Dead time generator BUF1, BUF2 Buffer circuit LES Level shift circuit
Claims (9)
前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、
前記整流回路の出力端と前記入力平滑コンデンサとの間又は前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクトルと、
前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とが直列に接続された第1直列回路と、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの1次巻線と第1コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、
前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
前記トランスの2次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記トランスの1次巻線と前記第1コンデンサとの接続点と前記交流電源の一端との間に接続された第2コンデンサと、
を有することを特徴とするコンバータ。 A rectifier circuit for rectifying the AC voltage of the AC power supply;
An input smoothing capacitor for smoothing a rectified voltage from the rectifier circuit;
A reactor connected between the output terminal of the rectifier circuit and the input smoothing capacitor or between the AC power supply and the rectifier circuit;
A first series circuit connected to both ends of the input smoothing capacitor, wherein the first switching element and the second switching element are connected in series;
A second series circuit connected to a connection point between the first switching element and the second switching element and one end of the input smoothing capacitor, wherein a primary winding of the transformer and a first capacitor are connected in series;
A control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element;
A rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing a high-frequency voltage generated in the secondary winding of the transformer to extract a DC output voltage;
A second capacitor connected between a connection point between the primary winding of the transformer and the first capacitor and one end of the AC power supply;
The converter characterized by having.
前記整流回路からの整流電圧を平滑する入力平滑コンデンサと、
前記入力平滑コンデンサの両端に接続され、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とが直列に接続された第1直列回路と、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点と前記入力平滑コンデンサの一端とに接続され、トランスの1次巻線と第1コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、
前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
前記トランスの2次巻線に発生する高周波電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記トランスの1次巻線と前記第1コンデンサとの接続点と前記交流電源の一端との間に接続され、第2コンデンサとリアクトルとが直列に接続された第3直列回路と、
を有することを特徴とするコンバータ。 A rectifier circuit for rectifying the AC voltage of the AC power supply;
An input smoothing capacitor for smoothing a rectified voltage from the rectifier circuit;
A first series circuit connected to both ends of the input smoothing capacitor, wherein the first switching element and the second switching element are connected in series;
A second series circuit connected to a connection point between the first switching element and the second switching element and one end of the input smoothing capacitor, wherein a primary winding of the transformer and a first capacitor are connected in series;
A control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element;
A rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing a high-frequency voltage generated in the secondary winding of the transformer to extract a DC output voltage;
A third series circuit connected between a connection point between the primary winding of the transformer and the first capacitor and one end of the AC power source, and a second capacitor and a reactor connected in series;
The converter characterized by having.
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