JP2003189617A - Switching power circuit - Google Patents

Switching power circuit

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JP2003189617A
JP2003189617A JP2001383058A JP2001383058A JP2003189617A JP 2003189617 A JP2003189617 A JP 2003189617A JP 2001383058 A JP2001383058 A JP 2001383058A JP 2001383058 A JP2001383058 A JP 2001383058A JP 2003189617 A JP2003189617 A JP 2003189617A
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switching
voltage
circuit
power factor
current
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Application number
JP2001383058A
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Japanese (ja)
Inventor
Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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Publication date
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To attain a high power factor and high power conversion efficiency as well as size and weight reductions. <P>SOLUTION: In a circuit formed by combining a partial voltage resonance circuit with a switching frequency control system current resonance type converter, power factor improvement in the case of an input full-wave-rectification system at load power of less than 150 W is performed by feeding back voltage to a high-speed recovery diode (or a high-speed recovery diode provided separately from a bridge rectifying circuit with a low-speed recovery diode) through a transformer for power factor improvement where a primary winding is connected with a current resonance circuit. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit having a power factor correction circuit.

【0002】[0002]

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。図
6,図7はそれぞれ、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。
2. Description of the Related Art The present applicant has previously proposed various power supply circuits having a resonant converter on the primary side. In addition, various power supply circuits that include a power factor correction circuit for improving the power factor of the resonant converter have been proposed. 6 and 7 are circuit diagrams each showing an example of a switching power supply circuit configured based on the invention previously filed by the present applicant.

【0003】まず図6の電源回路は、自励式による電流
共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善回路
20を備えた構成である。この電源回路におけるスイッ
チングコンバータは、ハーフブリッジ結合電流共振形コ
ンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧
共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回
路とされている。
First, the power supply circuit shown in FIG. 6 has a configuration in which a power factor correction circuit 20 is provided for a self-excited current resonance type switching converter. The switching converter in this power supply circuit is a converter circuit that combines a half-bridge coupled current resonance type converter and a partial voltage resonance circuit that causes voltage resonance only when the semiconductor switch is turned off.

【0004】この図6に示す電源回路においては、商用
交流電源ACを全波整流するブリッジ整流回路Diが備
えられている。この場合、ブリッジ整流回路Diにより
整流された整流出力は、力率改善回路20を介して平滑
コンデンサCiに充電され、平滑コンデンサCiの両端
には、交流入力電圧VACの1倍のレベルに対応する整流
平滑電圧Eiが得られることになる。力率改善回路20
については後述する。
The power supply circuit shown in FIG. 6 is provided with a bridge rectifier circuit Di for full-wave rectifying the commercial AC power supply AC. In this case, the rectified output rectified by the bridge rectifier circuit Di is charged into the smoothing capacitor Ci via the power factor correction circuit 20, and the level across the smoothing capacitor Ci corresponds to one time the AC input voltage VAC. The rectified and smoothed voltage Ei is obtained. Power factor correction circuit 20
Will be described later.

【0005】また、この電源回路には、平滑コンデンサ
Ciの両端電圧である整流平滑電圧Eiを動作電源とす
る自励式の電流共振形コンバータが備えられる。この電
流共振形コンバータにおいては、図のように2つのバイ
ポーラトランジスタによるスイッチング素子Q1 、Q2
をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサCi
の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして
接続されている。これらスイッチング素子Q1 、Q2 の
各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗RS1、R
S2が挿入されている。また、スイッチング素子Q1 、Q
2 の各ベースに対して接続される抵抗RB1、RB2は、ス
イッチング素子Q1 、Q2 のベース電流(ドライブ電
流)を設定する。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の
各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオード
DD1,DD2が挿入される。クランプダイオードDD1,D
D2は、それぞれスイッチング素子Q1,Q2がオフとされ
る期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電
流の電流経路を形成する。そして、共振用コンデンサC
B1,CB2は次に説明するドライブトランスPRTの駆動
巻線NB1、NB2と共に、自励発振用の直列共振回路(自
励発振駆動回路)を形成しており、スイッチング素子Q
1 、Q2 のスイッチング周波数を決定する。
Further, this power supply circuit is provided with a self-excited current resonance type converter which uses a rectified and smoothed voltage Ei which is a voltage across the smoothing capacitor Ci as an operating power supply. In this current resonance type converter, as shown in the figure, switching elements Q1 and Q2 composed of two bipolar transistors are used.
After half-bridge coupling, the smoothing capacitor Ci
Are connected so as to be inserted between the positive electrode side and the primary side ground. Starting resistors RS1 and Rs are respectively provided between the collectors and the bases of the switching elements Q1 and Q2.
S2 is inserted. In addition, switching elements Q1, Q
The resistors RB1 and RB2 connected to the bases of 2 set the base currents (drive currents) of the switching elements Q1 and Q2. Further, clamp diodes DD1 and DD2 are respectively inserted between the bases and emitters of the switching elements Q1 and Q2. Clamp diode DD1, D
D2 forms a current path of a clamp current flowing through the base-emitter during the period when the switching elements Q1 and Q2 are turned off. And the resonance capacitor C
B1 and CB2 form a series resonance circuit for self-excited oscillation (self-excited oscillation drive circuit) together with drive windings NB1 and NB2 of the drive transformer PRT described below, and the switching element Q
1. Determine the switching frequency of Q2.

【0006】ドライブトランスPRT (Power Regulati
ng Transformer)はスイッチング素子Q1 、Q2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線NB1、NB2が巻回され、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線NC が直交する方向に巻回さ
れた直交型の可飽和リアクトルとされている。このドラ
イブトランスPRTの駆動巻線NB1の一端は、抵抗RB1
−共振用コンデンサCB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Q1 のベースに接続される。駆動巻線NB1の他端
側は、共振電流検出巻線NDに連続されるタップ点とさ
れているが、この駆動巻線NB1の他端(タップ点)はス
イッチング素子Q1 のエミッタに接続される。また、駆
動巻線NB2の一端はアースに接地されると共に、他端は
抵抗RB2−共振用コンデンサCB2の直列接続を介してス
イッチング素子Q2 のベースと接続されている。駆動巻
線NB1と駆動巻線NB2は互いに逆極性の電圧が発生する
ように巻装されている。
Drive transformer PRT (Power Regulati
ng Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control by variably controlling the switching frequency. In this case, the drive windings NB1 and NB2 are wound. Further, the control winding NC is wound in a direction orthogonal to each of these windings to form an orthogonal type saturable reactor. One end of the drive winding NB1 of the drive transformer PRT has a resistance RB1.
It is connected to the base of the switching element Q1 through the series connection of the resonance capacitor CB1. The other end of the drive winding NB1 is a tap point continuous with the resonance current detection winding ND, and the other end (tap point) of the drive winding NB1 is connected to the emitter of the switching element Q1. . Further, one end of the drive winding NB2 is grounded to the ground, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 through the series connection of the resistor RB2 and the resonance capacitor CB2. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages of opposite polarities are generated.

【0007】絶縁コンバータトランスPIT (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Q1 、Q2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスPITの一次巻線N1 の一端は、共振電
流検出巻線NDを介してスイッチング素子Q1 のエミッ
タとスイッチング素子Q2 のコレクタの接点(スイッチ
ング出力点)に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。また、一次巻線N1 の他端は、
直列共振コンデンサC1 を介するようにして、力率改善
回路20内の高速リカバリ型ダイオードD1 のカソード
点に対して接続されている。
Isolation Converter Transformer PIT (Power Is
olation Transformer) is a switching element Q1, Q2
The switching output of the is transmitted to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND, thereby providing a switching output. Is obtained. The other end of the primary winding N1 is
It is connected to the cathode point of the fast recovery type diode D1 in the power factor correction circuit 20 via the series resonance capacitor C1.

【0008】この場合、直列共振コンデンサC1 及び一
次巻線N1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサC1 のキャパシタンス及び一次巻線N1 (直列
共振巻線)を含む絶縁コンバータトランスPITの漏洩
インダクタンス(リーケージインダクタンス)成分L1
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路を形成している。
In this case, the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 are connected in series, but the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1 (series resonance winding). Inductance (leakage inductance) component L1
Thus, a primary side current resonance circuit for forming the operation of the switching converter into a current resonance type is formed.

【0009】また、スイッチング素子Q2 のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサCpが接
続されている。この並列共振コンデンサCpの接続によ
り、並列共振コンデンサCpのキャパシタンスと一次巻
線N1のリーケージインダクタンス成分L1によってス
イッチング素子Q1,Q2のターンオフ時にのみ電圧共
振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路
が形成される。
Further, the collector of the switching element Q2
A parallel resonance capacitor Cp is connected in parallel between the emitters. By connecting the parallel resonant capacitor Cp, the voltage resonant operation can be obtained only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off due to the capacitance of the parallel resonant capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. That is, a partial voltage resonance circuit is formed.

【0010】この図における絶縁コンバータトランスP
ITの二次側では、二次巻線N2に対してセンタータッ
プを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2,DO3,D
O4及び平滑コンデンサCO1,CO2を図のように接続する
ことで、[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデンサ
CO1]の組と、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コン
デンサCO2]の組とによる、2組の全波整流回路が設け
られる。[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデンサ
CO1]から成る全波整流回路は直流出力電圧EO1を生成
し、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデンサCO
2]から成る全波整流回路は直流出力電圧EO2を生成す
る。なお、この場合には、直流出力電圧EO1及び直流出
力電圧EO2は制御回路1に対しても分岐して入力され
る。制御回路1においては、直流出力電圧EO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧EO2を制御回路1の動作
電源として利用する。
Insulation converter transformer P in this figure
On the secondary side of IT, a center tap is provided for the secondary winding N2, and then the rectifier diodes DO1, DO2, DO3, D
By connecting O4 and the smoothing capacitors CO1 and CO2 as shown in the figure, two sets are formed by a set of [rectifying diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] and a set of [rectifying diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2]. Full-wave rectification circuit is provided. A full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] produces a DC output voltage EO1, and [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO1.
2] full-wave rectifier circuit produces a DC output voltage EO2. In this case, the DC output voltage EO1 and the DC output voltage EO2 are also branched and input to the control circuit 1. In the control circuit 1, the DC output voltage EO1 is used as the detection voltage, and the DC output voltage EO2 is used as the operating power supply of the control circuit 1.

【0011】制御回路1は、例えば二次側の直流出力電
圧EO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスPRTの制御巻
線NC に供給することにより定電圧制御を行う。
The control circuit 1 supplies a direct current whose level is varied according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side, for example, as a control current to the control winding NC of the drive transformer PRT to obtain a constant voltage. Take control.

【0012】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗RS1、RS2を介してスイッチング素子Q1 、Q
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Q1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Q2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Q1 の出力として、共振電流検
出巻線ND →一次巻線N1 →直列共振コンデンサC1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が0となる近傍でス
イッチング素子Q2 がオン、スイッチング素子Q1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Q2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Q1 、Q2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサCiの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Q1 、Q2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線N2に交
番出力を得る。
In the switching operation of the power supply circuit having the above structure, when a commercial AC power supply is first turned on, the switching elements Q1 and Q are connected via, for example, the starting resistors RS1 and RS2.
The starting current will be supplied to the base of 2. If, for example, the switching element Q1 is turned on first,
The switching element Q2 is controlled to be turned off.
Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows through the resonance current detection winding ND → the primary winding N1 → the series resonance capacitor C1. However, when the resonance current becomes 0, the switching element Q2 is turned on and the switching element Q1 is turned on. Controlled to be off. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching element Q2. Or later,
A self-excited switching operation in which the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on is started. In this way, the switching elements Q1 and Q2 are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power source,
A drive current close to the resonance current waveform is supplied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and an alternating output is obtained at the secondary winding N2.

【0013】上記のように制御回路1は、例えば二次側
の直流出力電圧EO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、制御電流としてドライブトランスP
RTの制御巻線NC に供給することにより定電圧制御を
行う。即ち直流電圧出力EO1のレベルに応じた制御電流
を制御巻線NC に流すことで、駆動巻線NB1,NB2のイ
ンダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条
件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これに
よって直流出力電圧EO1のレベルに応じてスイッチング
素子Q1,Q2のスイッチング周波数が可変され、一次
側直列共振回路の一次巻線N1 に供給されるドライブ電
流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御
されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が
図られることになる。なお、以降は上記のような方法に
よる定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」
ということにする。
As described above, the control circuit 1 uses the direct current whose level is varied according to the level of the secondary side DC output voltage EO1, for example, as the control current.
Constant voltage control is performed by supplying to the control winding NC of RT. That is, a control current corresponding to the level of the DC voltage output EO1 is passed through the control winding NC to change the inductance of the drive windings NB1 and NB2, thereby changing the conditions of the self-excited oscillation circuit to control the switching frequency. To do. As a result, the switching frequencies of the switching elements Q1 and Q2 are varied according to the level of the DC output voltage EO1, and the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit is controlled and transmitted to the secondary side. By controlling the energy of the secondary side, constant voltage control of the secondary side DC output voltage is achieved. In the following, the constant voltage control method based on the above method will be referred to as the "switching frequency control method".
I will decide.

【0014】続いて、力率改善回路20の構成について
説明する。この力率改善回路20は磁気結合形電力帰還
方式としての力率改善回路構成を採る。力率改善回路2
0においては、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と
平滑コンデンサCiの正極端子間に対して、フィルタチ
ョークコイルLN −高速リカバリ型ダイオードD1 −チ
ョークコイルL10が直列接続されて挿入される。フィル
タコンデンサCN は高速リカバリ型ダイオードD1 のア
ノード側と平滑コンデンサCiの正極端子間に対して挿
入されることで、フィルタチョークコイルLN と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成している。また
並列共振コンデンサC20がチョークコイルL10に対して
並列に設けられることで、並列共振コンデンサC20とチ
ョークコイルL10で並列共振回路を構成する。これによ
り、負荷が軽くなったときの整流平滑電圧Eiの上昇を
抑制する作用を有する。
Next, the structure of the power factor correction circuit 20 will be described. The power factor correction circuit 20 has a power factor correction circuit configuration as a magnetic coupling type power feedback system. Power factor correction circuit 2
At 0, the filter choke coil LN, the fast recovery diode D1 and the choke coil L10 are connected in series between the positive electrode output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive electrode terminal of the smoothing capacitor Ci. The filter capacitor CN is inserted between the anode side of the fast recovery diode D1 and the positive terminal of the smoothing capacitor Ci to form a normal mode low pass filter together with the filter choke coil LN. Further, since the parallel resonant capacitor C20 is provided in parallel with the choke coil L10, the parallel resonant capacitor C20 and the choke coil L10 form a parallel resonant circuit. This has the effect of suppressing an increase in the rectified and smoothed voltage Ei when the load becomes light.

【0015】また、力率改善回路20に対しては、高速
リカバリ型ダイオードD1 のカソードとチョークコイル
LSの接続点に対して、上述した一次側の電流共振回路
(N1,C1)が接続されて、この電流共振回路に得ら
れるスイッチング出力が帰還されるようにしている。
Further, in the power factor correction circuit 20, the above-mentioned primary side current resonance circuit (N1, C1) is connected to the connection point between the cathode of the high speed recovery type diode D1 and the choke coil LS. The switching output obtained in this current resonance circuit is fed back.

【0016】このような力率改善回路20においては、
一次側直列共振電流をインダクタンスL10やコンデンサ
C20を介して平滑コンデンサCiに回生する電力帰還に
よって、高速リカバリ型ダイオードD1を交流入力電圧
VACの正負の絶対値が1/2以上の時にスイッチング動
作させることになる。これにより、整流出力電圧レベル
が平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされる期
間にも平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導
通角が拡大される結果、力率改善が図られることにな
る。
In such a power factor correction circuit 20,
Power-returning the primary side series resonance current to the smoothing capacitor Ci via the inductance L10 and the capacitor C20 to cause the fast recovery diode D1 to perform a switching operation when the positive / negative absolute value of the AC input voltage VAC is 1/2 or more. become. As a result, the charging current to the smoothing capacitor Ci is made to flow even during the period when the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci. As a result, the average waveform of the AC input current is made to approach the waveform of the AC input voltage, and the conduction angle of the AC input current is expanded. As a result, the power factor is improved.

【0017】図7は、先行技術としてのスイッチング電
源回路の他の構成例である。この電源回路も2本のスイ
ッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コ
ンバータが備えられるが、その駆動方式については他励
式とされている。また、この場合にも力率改善を図るた
めの力率改善回路21が備えられた構成とされている。
なお、図6と同一部分については同一符号を付して説明
を省略する。
FIG. 7 shows another configuration example of a switching power supply circuit as a prior art. This power supply circuit is also provided with a current resonance type converter in which two switching elements are half-bridge coupled, but the drive system thereof is a separately excited system. Also in this case, the power factor correction circuit 21 for improving the power factor is provided.
The same parts as those in FIG. 6 are designated by the same reference numerals and their description is omitted.

【0018】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばMOS−FETとされる2石のスイ
ッチング素子Q11、Q12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Q11のドレインを整流平滑電圧Eiの
ラインと接続し、スイッチング素子Q11のソースとスイ
ッチング素子Q12のドレインを接続し、スイッチング素
子Q12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Q11、Q12は、発振ドライブ回路2によ
って交互にオン/オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Eiを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Q11、Q12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードDD1、
DD2が設けられる。
The primary side current resonance type converter shown in this figure is provided with two switching elements Q11 and Q12 which are, for example, MOS-FETs. here,
By connecting the drain of the switching element Q11 to the line of the rectified and smoothed voltage Ei, connecting the source of the switching element Q11 and the drain of the switching element Q12, and connecting the source of the switching element Q12 to the primary side ground, it is possible to support the separately excited system. You have got a half-bridge connection. The switching elements Q11 and Q12 are switching-driven by the oscillation drive circuit 2 so that the ON / OFF operation is alternately repeated, and the rectified and smoothed voltage Ei is intermittently output as a switching output. In this case, the clamp diode DD1, which is connected between the drain and the source of each switching element Q11, Q12 in the direction shown in the figure,
DD2 is provided.

【0019】また、この場合には、スイッチング素子Q
11、Q12のソース−ドレインの接続点(スイッチング出
力点)に対して、絶縁コンバータトランスPITの一次
巻線N1 の一端を接続することで、一次巻線N1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
N1 の他端は、直列共振コンデンサC1を介して、力率
改善回路21の高速リカバリ型ダイオードD1のアノー
ド点に対して接続される。
Further, in this case, the switching element Q
By connecting one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT to the source-drain connection point (switching output point) of 11, Q12, the switching output is supplied to the primary winding N1. To be done. The other end of the primary winding N1 is connected to the anode point of the fast recovery type diode D1 of the power factor correction circuit 21 via the series resonance capacitor C1.

【0020】この場合にも、直列共振コンデンサC1 の
キャパシタンス及び一次巻線N1 を含む絶縁コンバータ
トランスPITの漏洩インダクタンス成分L1により、
スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路
を形成している。また、スイッチング素子Q12のドレイ
ン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデン
サCpと、一次巻線N1 の漏洩インダクタンス成分L1
により部分電圧共振回路が形成される。
Also in this case, due to the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component L1 of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1,
A current resonance circuit in which the switching power supply circuit is a current resonance type is formed. Further, the parallel resonant capacitor Cp connected in parallel between the drain and source of the switching element Q12 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1.
This forms a partial voltage resonance circuit.

【0021】この場合の制御回路1は、例えば直流出力
電圧EO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路2に出力する。発振ドライブ回路2では制御
回路1から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路2からスイッチング素子Q11,Q12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。これに
より、図6の場合と同様に定電圧制御が行われる。起動
回路3は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路2を起動
させるために設けられるもので、絶縁コンバータトラン
スPITに追加的に巻装した巻線N4を、整流ダイオー
ドD30及び平滑コンデンサC30により整流して得られる
低レベルの直流電圧を動作電源としている。
In this case, the control circuit 1 outputs to the oscillation drive circuit 2 a control signal of a level corresponding to the fluctuation of the DC output voltage EO1, for example. In the oscillation drive circuit 2, based on the control signal supplied from the control circuit 1, the frequency of the switching drive signal supplied from the oscillation drive circuit 2 to the gates of the switching elements Q11 and Q12 is changed,
The switching frequency is variable. As a result, constant voltage control is performed as in the case of FIG. The starting circuit 3 is provided to detect the voltage or current obtained in the rectifying and smoothing line immediately after the power is turned on and start the oscillation drive circuit 2, and the winding additionally wound around the insulating converter transformer PIT. A low level DC voltage obtained by rectifying N4 with a rectifying diode D30 and a smoothing capacitor C30 is used as an operating power supply.

【0022】この図に示す力率改善回路21では、静電
結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。
力率改善回路21においては、ブリッジ整流回路Diの
正極出力端子と平滑コンデンサCiの正極端子間に対し
て、チョークコイルL10 −高速リカバリ型ダイオード
D1 が直列接続されて挿入される。ここで、フィルタコ
ンデンサCN はチョークコイルL10−高速リカバリ型ダ
イオードD1 の直列接続回路に対して並列に設けられ
る。そして、このような接続形態によっても、フィルタ
コンデンサCN はフィルタチョークコイルL10と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成している。ま
た、共振コンデンサC20は、高速リカバリ型ダイオード
D1 に対して並列に設けられる。また、この力率改善回
路21に対しては、チョークコイルL10と高速リカバリ
型ダイオードD1 のアノードとの接続点に対して電流共
振回路(N1,C1)が接続される。
The power factor correction circuit 21 shown in this figure employs a power factor correction circuit configuration as an electrostatic coupling type power feedback system.
In the power factor correction circuit 21, a choke coil L10 and a fast recovery diode D1 are connected in series and inserted between the positive electrode output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive electrode terminal of the smoothing capacitor Ci. Here, the filter capacitor CN is provided in parallel with the series connection circuit of the choke coil L10 and the fast recovery type diode D1. Even with such a connection configuration, the filter capacitor CN forms a normal mode low-pass filter together with the filter choke coil L10. Further, the resonance capacitor C20 is provided in parallel with the fast recovery diode D1. Further, for the power factor correction circuit 21, a current resonance circuit (N1, C1) is connected to a connection point between the choke coil L10 and the anode of the fast recovery diode D1.

【0023】このような接続形態では、一次巻線N1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサC1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、チョーク
コイルL10と高速リカバリ型ダイオードD1 のアノード
との接続点に対して、一次巻線N1に得られた共振電流
が流れるように帰還されて、スイッチング出力が印加さ
れることになる。
In such a connection configuration, the switching output obtained at the primary winding N1 is the series resonance capacitor C1.
The switching output will be fed back to the rectified current path via the capacitive coupling of. In this case, the switching output is applied to the connection point between the choke coil L10 and the anode of the fast recovery type diode D1 so that the resonance current obtained in the primary winding N1 is fed back so as to flow. Become.

【0024】この力率改善回路21においても、一次側
直列共振電流をインダクタンスL10やコンデンサC20を
介して平滑コンデンサCiに回生する電力帰還によっ
て、高速リカバリ型ダイオードD1、D2を、交流入力
電圧VACの正負の絶対値が1/2以上の時にスイッチン
グ動作させることになる。これにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるよ
うにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧
の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡
大される結果、力率改善が図られることになる。
Also in the power factor correction circuit 21, the fast-recovery type diodes D1 and D2 are connected to the AC input voltage VAC by the power feedback that regenerates the primary side series resonance current to the smoothing capacitor Ci via the inductance L10 and the capacitor C20. When the positive / negative absolute value is 1/2 or more, the switching operation is performed. As a result, the charging current to the smoothing capacitor Ci is made to flow even during the period when the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci, and the average waveform of the AC input current is the waveform of the AC input voltage. As a result, the conduction angle of the AC input current is expanded and the power factor is improved.

【0025】[0025]

【発明が解決しようとする課題】ところが、これらのよ
うな電源回路では、次のような問題がある。一次側直列
共振電流を高速リカバリ型ダイオードD1を介して平滑
コンデンサCiに電力帰還しているため、絶縁コンバー
タトランスPITの一次巻線N1に流れる共振電流に商
用交流電流周期の電流が重畳する。このため二次側の直
流出力電圧E01、E02の商用電源周期のリップル電圧が
力率改善前よりも増加する。例えば図6,図7において
力率改善回路20,21の部分を設けない回路構成とす
る場合、力率PF=0.55程度となるが、図6,図7
の回路構成として力率PF=0.8程度とした場合にリ
ップル電圧は5〜6倍に増加する。
However, such power supply circuits have the following problems. Since the primary side series resonance current is fed back to the smoothing capacitor Ci via the fast recovery diode D1, the commercial AC current cycle current is superimposed on the resonance current flowing through the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Therefore, the ripple voltage of the DC output voltages E01 and E02 on the secondary side in the cycle of the commercial power supply increases more than before the power factor correction. For example, in the case where the power factor correction circuits 20 and 21 are not provided in the circuit configuration in FIGS. 6 and 7, the power factor PF is about 0.55.
When the power factor PF of the circuit configuration is about 0.8, the ripple voltage increases five to six times.

【0026】この対策としては、直流出力電圧平滑用の
平滑コンデンサC01、C02の静電容量を5〜6倍に増加
させなければならない。即ち、制御回路1のゲインを可
能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするに
は、平滑コンデンサC01、C02の静電容量を5〜6倍増
加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、
実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が
現実的でないことから、図6、図7のような回路は例え
ばリップル電圧が少ない仕様とされるべきテレビジョン
受像器等に採用することができない。
As a countermeasure against this, the electrostatic capacitance of the smoothing capacitors C01 and C02 for smoothing the DC output voltage must be increased by a factor of 5 to 6. That is, even if the gain of the control circuit 1 is improved as much as possible, it is necessary to increase the electrostatic capacitance of the smoothing capacitors C01 and C02 by 5 to 6 times in order to make it equal to the circuit before the power factor is improved. It will increase the cost significantly,
Practical application becomes impractical. Since such measures are not practical, the circuits as shown in FIGS. 6 and 7 cannot be adopted in, for example, a television receiver or the like which is to have a specification with a small ripple voltage.

【0027】そこで現状の家電・汎用電子機器の高調波
歪規制クラスDをクリアするための力率改善技術として
は、例えば図8に示すように、交流電源ラインにパワー
チョークコイルPCHを挿入して力率PF=0.75程
度に改善するものである。この場合、図9の実線で示す
ように、負荷電力Poが、最大負荷時に力率PF=0.
75となるようにパワーチョークコイルPCHのインダ
クタンスLcの値を設定している。しかしながらこの場
合も、次のような問題がある。
Therefore, as a power factor improving technique for clearing the harmonic distortion regulation class D of the current home appliances / general-purpose electronic devices, for example, as shown in FIG. 8, a power choke coil PCH is inserted in an AC power supply line. The power factor PF is improved to about 0.75. In this case, as shown by the solid line in FIG. 9, the load power Po is the power factor PF = 0.
The value of the inductance Lc of the power choke coil PCH is set so as to be 75. However, also in this case, there are the following problems.

【0028】まず、パワーチョークコイルPCHは鉄損
と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧
も低下するため、AC/DC電力変換効率ηAC/DCが低
下するという問題がある。負荷電力Po=125Wの場
合、パワーチョークコイルPCHのインダクタンスLc
は10mHで力率PF=0.76であり、高調波歪規制
値をクリアするが、図9に点線で示すパワーチョークコ
イルPCHを接続しない場合と比較して、パワーチョー
クコイルPCHの電力損失と、直流入力電圧Eiが1
5.7V低下するためにAC/DC電力変換効率ηAC/D
Cが1.6%低下し、交流入力電力が2.5W増加す
る。
First, since the power choke coil PCH has iron loss and copper loss, the power loss increases and the DC input voltage also decreases, so that the AC / DC power conversion efficiency ηAC / DC decreases. . When the load power Po = 125 W, the inductance Lc of the power choke coil PCH
Is a power factor PF = 0.76 at 10 mH, and clears the harmonic distortion regulation value, but compared with the case where the power choke coil PCH shown by the dotted line in FIG. 9 is not connected, the power loss of the power choke coil PCH , DC input voltage Ei is 1
AC / DC power conversion efficiency ηAC / D to decrease 5.7V
C decreases by 1.6% and AC input power increases by 2.5W.

【0029】また負荷電力の増大に伴ってパワーチョー
クコイルPCHは大型化し、重量、サイズ、コストが増
大する。例えばこの場合に必要なパワーチョークコイル
PCHの重量は153g程度であり、占有体積は32.
4cm3、プリント基板への実装面積は10.8cm2
ある。これによって小型化、低コスト化に障害となる。
Further, the power choke coil PCH becomes large in size as the load power increases, and the weight, size, and cost increase. For example, the weight of the power choke coil PCH required in this case is about 153 g, and the occupied volume is 32.
4 cm 3 , and the mounting area on the printed circuit board is 10.8 cm 2 . This hinders downsizing and cost reduction.

【0030】さらに、パワーチョークコイルPCHの配
置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなけれ
ばならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにす
る対策が必要となる。従って、基板上の配置設計の困難
化や、或いはシールド部材が必要になるなどの欠点が生
ずる。
Further, it is necessary to select a location where the leakage magnetic flux does not affect the location of the power choke coil PCH. Alternatively, it is necessary to take measures to prevent the influence of the leakage magnetic flux. Therefore, there are drawbacks such that the layout design on the substrate becomes difficult and a shield member is required.

【0031】[0031]

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、整流電流を平滑して直流入力電圧を出力す
る平滑手段と、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻
線が巻装された二次側に伝送するために設けられる絶縁
コンバータトランスと、上記直流入力電圧をハーフブリ
ッジ結合された2つのスイッチング素子により断続して
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよう
にされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子
をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少な
くとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩イ
ンダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された直
列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され
上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共
振回路と、上記各スイッチング素子の一方に対して並列
接続された並列共振コンデンサのキャパシタンスと上記
絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタン
ス成分によって形成され、上記各スイッチング素子のタ
ーンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路と
を設ける。また、交流電源ラインに配されたノーマルモ
ードノイズフィルタと、4つの高速リカバリ型ダイオー
ドにより形成されるブリッジ整流回路と、力率改善用ト
ランスとを有し、上記力率改善用トランスの一次巻線は
上記電流共振回路と上記平滑手段の正極側の間に接続さ
れ、上記力率改善用トランスの二次巻線は上記ノーマル
モードノイズフィルタと上記ブリッジ整流回路の間に接
続されて成り、上記ブリッジ整流回路により交流電源を
整流するとともに、上記スイッチング手段のスイッチン
グ動作に基づく電圧が、上記力率改善用トランスによっ
て帰還され、この帰還電圧に基づいて上記ブリッジ整流
回路を構成する高速リカバリ型ダイオードが整流電流を
断続することにより力率を改善する力率改善整流手段を
設ける。さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻
線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二
次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力
電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応
じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
された定電圧制御手段を備えるようにしてスイッチング
電源回路を構成する。
In view of the above problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows. That is, a smoothing means for smoothing the rectified current and outputting a DC input voltage, and an insulating converter transformer provided for transmitting the primary side output obtained in the primary winding to the secondary side in which the secondary winding is wound. Switching means for intermittently outputting the DC input voltage to the primary winding of the insulating converter transformer by two half bridge-connected switching elements, and switching driving means for switching and driving each of the switching elements. And a leakage current component of at least the primary winding of the insulating converter transformer, and a capacitance of a series resonance capacitor connected in series with the primary winding, and a current resonance circuit which makes the operation of the switching means a current resonance type. , A parallel resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements. Formed by the leakage inductance component of the capacitance and the insulating converter transformer primary winding of capacitors, providing a partial voltage resonance circuit performs a voltage resonance operation in the turn-off period of the switching elements. A normal mode noise filter arranged in the AC power supply line, a bridge rectifier circuit formed by four high-speed recovery type diodes, and a power factor improving transformer, and a primary winding of the power factor improving transformer. Is connected between the current resonance circuit and the positive electrode side of the smoothing means, and the secondary winding of the power factor improving transformer is connected between the normal mode noise filter and the bridge rectification circuit. The AC power supply is rectified by the rectifier circuit, and the voltage based on the switching operation of the switching means is fed back by the power factor improving transformer, and the fast recovery diode constituting the bridge rectifier circuit is rectified based on the feedback voltage. Power factor correction rectification means for improving the power factor by connecting and disconnecting the current is provided. Further, a DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectifying operation to generate a secondary side DC output voltage, and the secondary output voltage generating means. Constant voltage control configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by controlling the switching drive means according to the level of the side DC output voltage and varying the switching frequency of the switching means. A switching power supply circuit is configured to include the means.

【0032】また本発明のスイッチング電源回路は、上
記同様に、平滑手段、絶縁コンバータトランス、スイッ
チング手段、スイッチング駆動手段、電流共振回路、部
分電圧共振回路、直流出力電圧生成手段、定電圧制御手
段を備え、次のような力率改善整流手段を備える。即ち
力率改善整流手段は、4つの低速リカバリ型ダイオード
により構成され交流電源ラインに配されるブリッジ整流
回路と、ノーマルモードノイズフィルタと、力率改善用
トランスと、高速リカバリ型ダイオードとを有し、上記
ブリッジ整流回路の正極は、上記ノーマルモードノイズ
フィルタと上記高速リカバリ型ダイオードと上記力率改
善用トランスの二次巻線を介して上記平滑手段の正極に
接続され、上記力率改善用トランスの一次巻線は上記電
流共振回路と上記平滑手段の正極側の間に接続されて成
り、上記ブリッジ整流回路により交流電源を整流すると
ともに、上記スイッチング手段のスイッチング動作に基
づく電圧が、上記力率改善用トランスによって帰還さ
れ、この帰還電圧に基づいて上記高速リカバリ型ダイオ
ードが整流電流を断続することにより力率を改善する力
率改善整流手段とする。
Further, the switching power supply circuit of the present invention includes the smoothing means, the insulating converter transformer, the switching means, the switching drive means, the current resonance circuit, the partial voltage resonance circuit, the DC output voltage generation means, and the constant voltage control means in the same manner as described above. In addition, the following power factor correction rectification means is provided. That is, the power factor correction rectification means has a bridge rectification circuit composed of four low speed recovery type diodes and arranged in the AC power supply line, a normal mode noise filter, a power factor correction transformer, and a high speed recovery type diode. The positive electrode of the bridge rectifier circuit is connected to the positive electrode of the smoothing means via the normal mode noise filter, the fast recovery diode, and the secondary winding of the power factor improving transformer, and the power factor improving transformer is connected. The primary winding is connected between the current resonance circuit and the positive electrode side of the smoothing means, rectifies the AC power supply by the bridge rectifier circuit, and the voltage based on the switching operation of the switching means is the power factor. It is fed back by the improvement transformer, and based on this feedback voltage, the fast recovery diode is rectified The power factor improving rectification means for improving the power factor by intermittent.

【0033】上記各構成によれば、スイッチング周波数
制御方式電流共振形コンバータに部分電圧共振回路を組
み合わせた回路において、負荷電力が150W以下で入
力全波整流方式の場合の力率改善を、電流共振回路に一
次巻線が接続された力率改善用トランスを介して、ブリ
ッジ整流回路を構成する高速リカバリ型ダイオード(又
は低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路と
は別に設けられた高速リカバリ型ダイオード)に電圧帰
還することで行う。これにより力率の向上とともに、電
力変換効率の向上や、小型・軽量化を実現する。
According to each of the above-mentioned configurations, in a circuit in which a partial voltage resonance circuit is combined with a switching frequency control type current resonance type converter, the power factor improvement in the case where the load power is 150 W or less and the input full-wave rectification method is used is the current resonance. Through a power factor improving transformer in which the primary winding is connected to the circuit, to a high-speed recovery type diode (or a high-speed recovery type diode provided separately from the bridge rectifying circuit using the low-speed recovery type diode) that constitutes the bridge rectifying circuit. This is done by feeding back voltage. This will improve power factor, improve power conversion efficiency, and reduce size and weight.

【0034】[0034]

【発明の実施の形態】図1は、本発明の第1の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。この図1の電源回路は、ハーフブリッジ結合電流
共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時に
のみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコン
バータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回
路10が設けられた構成とされている。
1 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in FIG. 1 is a power factor correction rectifier circuit for improving the power factor in comparison with a converter circuit in which a half-bridge coupled current resonance type converter and a partial voltage resonance circuit that resonates only when the semiconductor switch is turned off are combined. 10 is provided.

【0035】この図1に示す電源回路においては、商用
交流電源ACは、力率改善整流回路10内に設けられて
いる4つの高速リカバリ型ダイオードDi1,Di2,
Di3,Di4によって形成されるブリッジ整流回路に
よって全波整流される。そして、上記ブリッジ整流回路
により全波整流された整流出力は平滑コンデンサCiに
充電され、平滑コンデンサCiの両端には、交流入力電
圧VACの1倍のレベルに対応する整流平滑電圧Eiが得
られることになる。力率改善整流回路10については後
述する。
In the power supply circuit shown in FIG. 1, the commercial AC power supply AC comprises four fast recovery type diodes Di1, Di2, which are provided in the power factor correction rectifier circuit 10.
Full-wave rectification is performed by a bridge rectification circuit formed by Di3 and Di4. The rectified output that is full-wave rectified by the bridge rectifier circuit is charged in the smoothing capacitor Ci, and a rectified smoothed voltage Ei corresponding to the level of the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci. become. The power factor correction rectifier circuit 10 will be described later.

【0036】この電源回路には、平滑コンデンサCiの
両端電圧である整流平滑電圧Eiを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように2つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Q1 、Q2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサCiの正極
側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続さ
れている。これらスイッチング素子Q1 、Q2 の各コレ
クタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗RS1、RS2が挿
入されている。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の各
ベースに対して接続される抵抗RB1、RB2は、スイッチ
ング素子Q1 、Q2 のベース電流(ドライブ電流)を設
定する。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の各ベース
−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードDD1,D
D2が挿入される。クランプダイオードDD1,DD2は、そ
れぞれスイッチング素子Q1,Q2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサCB1,C
B2は、ドライブトランスPRTの駆動巻線NB1、NB2と
共に、自励発振用の直列共振回路(自励発振駆動回路)
を形成しており、スイッチング素子Q1 、Q2 のスイッ
チング周波数を決定する。
This power supply circuit is provided with a self-excited current resonance type converter which uses the rectified and smoothed voltage Ei, which is the voltage across the smoothing capacitor Ci, as the operating power supply. In this current resonance type converter, switching elements Q1 and Q2 formed of two bipolar transistors are half-bridge coupled as shown in the figure, and are connected so as to be inserted between the positive side of the smoothing capacitor Ci and the primary side ground. Has been done. Starting resistors RS1 and RS2 are inserted between the collectors and bases of the switching elements Q1 and Q2, respectively. The resistors RB1 and RB2 connected to the bases of the switching elements Q1 and Q2 set the base current (drive current) of the switching elements Q1 and Q2. Further, clamp diodes DD1 and D1 are provided between the bases and emitters of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
D2 is inserted. The clamp diodes DD1 and DD2 form a current path of a clamp current flowing through the base-emitter during the period when the switching elements Q1 and Q2 are turned off. Then, the resonance capacitors CB1 and C
B2 is a series resonance circuit for self-oscillation (self-excited oscillation drive circuit) together with drive windings NB1 and NB2 of the drive transformer PRT.
And determines the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2.

【0037】ドライブトランスPRT (Power Regulati
ng Transformer)はスイッチング素子Q1 、Q2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線NB1、NB2が巻回され、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線NC が直交する方向に巻回さ
れた直交型の可飽和リアクトルとされている。このドラ
イブトランスPRTの駆動巻線NB1の一端は、抵抗RB1
−共振用コンデンサCB1の直列接続を介してスイッチン
グ素子Q1 のベースに接続される。駆動巻線NB1の他端
側は、共振電流検出巻線NDに連続されるタップ点とさ
れているが、この駆動巻線NB1の他端(タップ点)はス
イッチング素子Q1 のエミッタに接続される。また、駆
動巻線NB2の一端はアースに接地されると共に、他端は
抵抗RB2−共振用コンデンサCB2の直列接続を介してス
イッチング素子Q2 のベースと接続されている。駆動巻
線NB1と駆動巻線NB2は互いに逆極性の電圧が発生する
ように巻装されている。
Drive Transformer PRT (Power Regulati
ng Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control by variably controlling the switching frequency. In this case, the drive windings NB1 and NB2 are wound. Further, the control winding NC is wound in a direction orthogonal to each of these windings to form an orthogonal type saturable reactor. One end of the drive winding NB1 of the drive transformer PRT has a resistance RB1.
It is connected to the base of the switching element Q1 through the series connection of the resonance capacitor CB1. The other end of the drive winding NB1 is a tap point continuous with the resonance current detection winding ND, and the other end (tap point) of the drive winding NB1 is connected to the emitter of the switching element Q1. . Further, one end of the drive winding NB2 is grounded to the ground, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 through the series connection of the resistor RB2 and the resonance capacitor CB2. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages of opposite polarities are generated.

【0038】絶縁コンバータトランスPIT (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Q1 、Q2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスPITの一次巻線N1 の巻始め端は、共
振電流検出巻線ND を介してスイッチング素子Q1 のエ
ミッタとスイッチング素子Q2 のコレクタの接点(スイ
ッチング出力点)に接続されることで、スイッチング出
力が得られるようにされる。また、一次巻線N1 の巻終
わり端は、直列共振コンデンサC1と、後述する力率改
善用フェライトトランスPFTの一次巻線(インダクタ
ンスLP1)を介して平滑コンデンサCiの正極側に接続
されている。
Isolation Converter Transformer PIT (Power Is
olation Transformer) is a switching element Q1, Q2
The switching output of the is transmitted to the secondary side. The winding start end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND. A switching output is provided. The winding end of the primary winding N1 is connected to the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci via a series resonance capacitor C1 and a primary winding (inductance LP1) of a power factor improving ferrite transformer PFT described later.

【0039】この場合、直列共振コンデンサC1 及び一
次巻線N1 は直列に接続されているが、この直列共振コ
ンデンサC1 のキャパシタンス及び一次巻線N1 (直列
共振巻線)を含む絶縁コンバータトランスPITの漏洩
インダクタンス(リーケージインダクタンス)成分L1
により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形と
するための一次側電流共振回路を形成している。
In this case, the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 are connected in series, but the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1 (series resonance winding). Inductance (leakage inductance) component L1
Thus, a primary side current resonance circuit for forming the operation of the switching converter into a current resonance type is formed.

【0040】また、スイッチング素子Q2 のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサCpが接
続されている。この並列共振コンデンサCpの接続によ
り、並列共振コンデンサCpのキャパシタンスと一次巻
線N1のリーケージインダクタンス成分L1によってス
イッチング素子Q1,Q2のターンオフ時にのみ電圧共
振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路
が形成される。
Further, the collector of the switching element Q2
A parallel resonance capacitor Cp is connected in parallel between the emitters. By connecting the parallel resonant capacitor Cp, the voltage resonant operation can be obtained only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off due to the capacitance of the parallel resonant capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. That is, a partial voltage resonance circuit is formed.

【0041】絶縁コンバータトランスPITの二次側で
は、二次巻線N2に対してセンタータップを設けた上
で、整流ダイオードDO1,DO2,DO3,DO4及び平滑コ
ンデンサCO1,CO2を図のように接続することで、[整
流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデンサCO1]の組
と、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデンサCO
2]の組とによる、2組の全波整流回路が設けられる。
[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデンサCO1]か
ら成る全波整流回路は直流出力電圧EO1を生成し、[整
流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデンサCO2]から成
る全波整流回路は直流出力電圧EO2を生成する。なお、
この場合には、直流出力電圧EO1及び直流出力電圧EO2
は制御回路1に対しても分岐して入力される。制御回路
1においては、直流出力電圧EO1を検出電圧として利用
し、直流出力電圧EO2を制御回路1の動作電源として利
用する。
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, a center tap is provided for the secondary winding N2, and then rectifying diodes DO1, DO2, DO3, DO4 and smoothing capacitors CO1, CO2 are connected as shown in the figure. By doing so, the set of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] and [rectifier diode DO3, DO4, smoothing capacitor CO1]
Two sets of full-wave rectifier circuits are provided.
A full-wave rectifier circuit consisting of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] produces a DC output voltage EO1, and a full-wave rectifier circuit consisting of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2] produces a DC output voltage EO2. To do. In addition,
In this case, the DC output voltage EO1 and the DC output voltage EO2
Is also branched and input to the control circuit 1. In the control circuit 1, the DC output voltage EO1 is used as the detection voltage, and the DC output voltage EO2 is used as the operating power supply of the control circuit 1.

【0042】制御回路1は、例えば二次側の直流出力電
圧EO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスPRTの制御巻
線NC に供給することにより定電圧制御を行う。
The control circuit 1 supplies a direct current whose level is varied according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side, for example, as a control current to the control winding NC of the drive transformer PRT to obtain a constant voltage. Take control.

【0043】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗RS1、RS2を介してスイッチング素子Q1 、Q
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Q1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Q2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Q1 の出力として、共振電流検
出巻線ND →直列共振コンデンサC1→一次巻線N1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が0となる近傍でス
イッチング素子Q2 がオン、スイッチング素子Q1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Q2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Q1 、Q2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサCiの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Q1 、Q2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線N2に交
番出力を得る。
In the switching operation of the power supply circuit having the above structure, when a commercial AC power supply is first turned on, the switching elements Q1, Q2 are connected via, for example, the starting resistors RS1, RS2.
The starting current will be supplied to the base of 2. If, for example, the switching element Q1 is turned on first,
The switching element Q2 is controlled to be turned off.
Then, as the output of the switching element Q1, a resonance current flows through the resonance current detection winding ND → the series resonance capacitor C1 → the primary winding N1. In the vicinity where the resonance current becomes 0, the switching element Q2 is turned on and the switching element Q1 is turned on. Controlled to be off. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching element Q2. Or later,
A self-excited switching operation in which the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on is started. In this way, the switching elements Q1 and Q2 are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power source,
A drive current close to the resonance current waveform is supplied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and an alternating output is obtained at the secondary winding N2.

【0044】上記のように制御回路1は、例えば二次側
の直流出力電圧EO1のレベルに応じてそのレベルが可変
される直流電流を、制御電流としてドライブトランスP
RTの制御巻線NC に供給することにより定電圧制御を
行う。即ち直流電圧出力EO1のレベルに応じた制御電流
を制御巻線NC に流すことで、駆動巻線NB1,NB2のイ
ンダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条
件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これに
よって直流出力電圧EO1のレベルに応じてスイッチング
素子Q1,Q2のスイッチング周波数が可変され、一次
側直列共振回路の一次巻線N1 に供給されるドライブ電
流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御
される。つまりスイッチング周波数制御方式による二次
側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
As described above, the control circuit 1 uses the DC current whose level is varied according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side as the control current, for the drive transformer P.
Constant voltage control is performed by supplying to the control winding NC of RT. That is, a control current corresponding to the level of the DC voltage output EO1 is passed through the control winding NC to change the inductance of the drive windings NB1 and NB2, thereby changing the conditions of the self-excited oscillation circuit to control the switching frequency. To do. As a result, the switching frequencies of the switching elements Q1 and Q2 are varied according to the level of the DC output voltage EO1, and the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit is controlled and transmitted to the secondary side. Energy is controlled. That is, constant voltage control of the secondary side DC output voltage is achieved by the switching frequency control method.

【0045】続いて、力率改善整流回路10の構成につ
いて説明する。この力率改善整流回路10は、交流入力
電流IACの整流作用を有するとともに、その力率改善作
用を有するものとされる。
Next, the configuration of the power factor correction rectifier circuit 10 will be described. The power factor correction rectifier circuit 10 has a rectification function for the AC input current IAC and also has a power factor correction function.

【0046】力率改善整流回路10においては、交流ラ
インに対して、コンデンサCNとインダクタンスLNによ
るノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成され
る。そして力率改善用フェライトトランスPFTと、4
つの高速リカバリ型ダイオードDi1,Di2,Di
3,Di4によるブリッジ整流回路が設けられる。この
場合、コンデンサCNとインダクタンスLNの接続点に対
して二次巻線(LP2)の一端が接続され、その他端は高
速リカバリ型ダイオードDi1,Di2の接続点に接続
される。またコンデンサCNの他端側は高速リカバリ型
ダイオードDi3,Di4の接続点に接続される。また
力率改善用フェライトトランスPFTの一次巻線(イン
ダクタンスLP1)は、電流共振回路(N1、C1)と平
滑コンデンサCiの正極の間に接続されている。
In the power factor correction rectifier circuit 10, a filter for suppressing normal mode noise is formed for the AC line by the capacitor CN and the inductance LN. And a power factor improving ferrite transformer PFT and 4
Fast recovery diodes Di1, Di2, Di
3, a bridge rectifier circuit based on Di4 is provided. In this case, one end of the secondary winding (LP2) is connected to the connection point of the capacitor CN and the inductance LN, and the other end is connected to the connection point of the fast recovery type diodes Di1 and Di2. The other end of the capacitor CN is connected to the connection point of the fast recovery type diodes Di3 and Di4. The primary winding (inductance LP1) of the power factor improving ferrite transformer PFT is connected between the current resonance circuit (N1, C1) and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci.

【0047】このような力率改善整流回路10において
は、高速リカバリ型ダイオードDi1,Di2,Di
3,Di4によって全波整流が行われることに加えて、
力率改善が行われるものとなる。
In such a power factor correction rectifier circuit 10, fast recovery type diodes Di1, Di2, Di
3, in addition to full-wave rectification by Di4,
The power factor will be improved.

【0048】力率改善用フェライトトランスPFTの一
次巻線(インダクタンスLP1)には、一次側電流共振コ
ンバータのスイッチング動作に基づいて、一次側直列共
振電流が流れることになる。従って力率改善用フェライ
トトランスPFTの二次巻線(インダクタンスLP2)に
は、矩形波状のパルス電圧が誘起し、これが高速リカバ
リ型ダイオードDi1、Di2、Di3、Di4への帰
還電圧となる。そして本例では、交流入力電圧VACの正
負の絶対値が1/2以上の時に高速リカバリ型ダイオー
ドDi1、Di2、Di3、Di4がスイッチング動作
するように、インダクタンスLP1、LP2を設定する。
A primary side series resonance current flows in the primary winding (inductance LP1) of the power factor improving ferrite transformer PFT based on the switching operation of the primary side current resonance converter. Therefore, a rectangular wave pulse voltage is induced in the secondary winding (inductance LP2) of the power factor improving ferrite transformer PFT, and this becomes a feedback voltage to the fast recovery type diodes Di1, Di2, Di3, Di4. In this example, the inductances LP1 and LP2 are set so that the fast recovery type diodes Di1, Di2, Di3 and Di4 perform the switching operation when the positive and negative absolute values of the AC input voltage VAC are 1/2 or more.

【0049】すると、図2に示す電流I1として見られ
るように、交流入力電圧VACが正の期間では、電流I1
は、コンデンサCN→インダクタンスLP2→高速リカバ
リ型ダイオードDi1→平滑コンデンサCi→高速リカ
バリ型ダイオードDi4・・・と流れ、高速リカバリ型
ダイオードDi1、Di4をスイッチング動作させる。
一方、交流入力電圧VACが負の期間では、電流I1は、
コンデンサCN→高速リカバリ型ダイオードDi3→平
滑コンデンサCi→高速リカバリ型ダイオードDi2→
インダクタンスLP2・・・と流れ、高速リカバリ型ダイ
オードDi2、Di3をスイッチング動作させる。図2
からわかるように、このような電流I1は交流入力電圧
VACの正負の絶対値が1/2以上の時に流れるものとな
る。
Then, as seen as the current I1 shown in FIG. 2, the current I1 is generated during the positive period of the AC input voltage VAC.
Flows in the order of capacitor CN → inductance LP2 → fast recovery type diode Di1 → smoothing capacitor Ci → fast recovery type diode Di4, ..., Switching the fast recovery type diodes Di1 and Di4.
On the other hand, in the period when the AC input voltage VAC is negative, the current I1 is
Capacitor CN → fast recovery type diode Di3 → smoothing capacitor Ci → fast recovery type diode Di2 →
The inductors flow through the inductor LP2 ..., And the high-speed recovery type diodes Di2 and Di3 are switched. Figure 2
As can be seen, such a current I1 flows when the positive / negative absolute value of the AC input voltage VAC is 1/2 or more.

【0050】そしてこのように交流入力電圧VACの正負
の絶対値が1/2以上の期間に、電流I1によって高速
リカバリ型ダイオードDi1、Di2、Di3、Di4
をスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レ
ベルが平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされ
る期間にも平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるよ
うにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が
交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流
の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
In this way, the fast recovery type diodes Di1, Di2, Di3, Di4 are generated by the current I1 during the period when the positive / negative absolute value of the AC input voltage VAC is 1/2 or more.
By performing the switching operation of, the charging current to the smoothing capacitor Ci is made to flow even during the period when the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci. As a result, the average waveform of the AC input current is made to approach the waveform of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current is expanded, and the power factor is improved.

【0051】図3は、AC/DC電力変換効率(η
AC/DC)、力率PF、直流入力電圧Eiの変化特性を示
している。これは交流入力電圧VAC=100V時の負荷
電力Po=125W〜25Wの変動に対する特性であ
る。なお、図3において点線が図1の回路による特性で
あり、実線は図8の先行技術にかかる特性(交流ライン
にパワーチョークコイルを配した場合の特性)を比較の
ために示している。また図4は、負荷電力Po=125
W時の、交流入力電圧VAC=90〜140Vの変化に対
する力率PFの特性を示している。
FIG. 3 shows the AC / DC power conversion efficiency (η
AC / DC ), power factor PF, and DC input voltage Ei change characteristics are shown. This is a characteristic with respect to fluctuations of the load power Po = 125W to 25W when the AC input voltage VAC = 100V. Note that, in FIG. 3, the dotted line shows the characteristic of the circuit of FIG. 1, and the solid line shows the characteristic of the prior art of FIG. 8 (the characteristic when a power choke coil is arranged on the AC line) for comparison. Further, FIG. 4 shows the load power Po = 125.
The characteristic of the power factor PF with respect to the change of the AC input voltage VAC = 90 to 140 V at the time of W is shown.

【0052】なお、上記図3,図4の特性を得る際の、
図1の回路としての各種定数は次の通りである。 絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1=24T
(ターン) 絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2=45T インダクタンスLP1=22μH インダクタンスLP2=10μH インダクタンスLN=100μH コンデンサCN=1μF 直列共振コンデンサC1=1.6μF 並列共振コンデンサCp=330pF
When obtaining the characteristics shown in FIGS. 3 and 4,
Various constants as the circuit of FIG. 1 are as follows. Insulation converter transformer PIT primary winding N1 = 24T
(Turn) Secondary winding of insulation converter transformer PIT N2 = 45T Inductance LP1 = 22μH Inductance LP2 = 10μH Inductance LN = 100μH Capacitor CN = 1μF Series resonance capacitor C1 = 1.6μF Parallel resonance capacitor Cp = 330pF

【0053】図3、図4からわかるように、図1の回路
では、先行技術の回路よりも力率PFは向上しており、
交流入力電圧VAC=100V、負荷電力Po=125W
の場合において力率PFは0.80を実現している。ま
た交流入力電圧VACの変動に対しても、変化の少ない力
率特性を実現している。また直流入力電圧Eiは上昇し
ており、AC/DC電力変換効率(ηAC/DC)は、負荷
電力Po=125Wの場合において、先行技術の場合の
88.5%が本例では89.1%となり、先行技術の場
合より0.6%向上している。この場合交流入力電力が
0.9W低下し、省エネルギーが図られる。また負荷電
力Poの125W〜25Wの変動に対しての直流入力電
圧Eiの変動は、先行技術の12.0Vから本例の4.
2Vに低減できた。そして直流出力電圧E01のリップル
電圧については、パワーチョークコイルPCHを備えた
図8の場合の50mVとほぼ同等の60mVとすること
ができた。
As can be seen from FIGS. 3 and 4, in the circuit of FIG. 1, the power factor PF is improved as compared with the prior art circuit.
AC input voltage VAC = 100V, load power Po = 125W
In this case, the power factor PF is 0.80. Further, it realizes a power factor characteristic with little change even with a change in the AC input voltage VAC. Further, the DC input voltage Ei is rising, and the AC / DC power conversion efficiency (η AC / DC ) is 88.5% in the case of the prior art in the case of the load power Po = 125 W and 89.1% in this example. %, An improvement of 0.6% over the prior art. In this case, the AC input power is reduced by 0.9 W, and energy saving is achieved. Further, the variation of the DC input voltage Ei with respect to the variation of the load power Po of 125 W to 25 W changes from 12.0 V in the prior art to 4.
It could be reduced to 2V. The ripple voltage of the DC output voltage E01 could be set to 60 mV, which is almost the same as 50 mV in the case of FIG. 8 including the power choke coil PCH.

【0054】即ち図1の実施の形態のスイッチング電源
回路では、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を
組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場
合として、力率の大幅な向上を実現した上で、リップル
電圧対策としての図8に示したようなパワーチョークコ
イルPCHを不要とすることができ、またそれに伴う直
流入力電圧Eiの上昇によって、AC/DC電力変換効
率(ηAC/DC)を向上させることができる。そして交流
入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない
力率改善回路を実現しているものとなる。
That is, in the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1, a significant improvement in the power factor is realized as a case where the power factor is improved in the resonant converter in which the current resonant type converter and the partial voltage resonant circuit are combined. In the above, the power choke coil PCH as shown in FIG. 8 as a measure against the ripple voltage can be eliminated, and due to the increase in the DC input voltage Ei, the AC / DC power conversion efficiency (η AC / DC ) Can be improved. Then, a power factor correction circuit in which the change of the power factor is small with respect to the fluctuation of the AC input power or the load power is realized.

【0055】また、図1の構成の力率改善整流回路10
においては、例えば構成部品の総重量は17g程度とな
り、実装面積は8cm2とできる。つまりパワーチョー
クコイルPCHと比較して重量は1/9、実装面積は1
/1.4となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が
実現できる。さらに、インダクタンスを閉磁路のフェラ
イト磁心で構成することで、漏洩磁束による影響を解消
できる。
Further, the power factor correction rectifier circuit 10 having the configuration shown in FIG.
In, for example, the total weight of the components is about 17 g, and the mounting area can be 8 cm 2 . In other words, compared to the power choke coil PCH, the weight is 1/9 and the mounting area is 1
/1.4, which can reduce the circuit cost, size, and weight. Further, by configuring the inductance with a ferrite magnetic core having a closed magnetic circuit, the influence of leakage magnetic flux can be eliminated.

【0056】また力率改善構成では電圧帰還のために絶
縁コンバータトランスPITに三次巻線を施すという手
法もあるが、このような三次巻線は不要である。そして
本例の場合、力率改善用フェライトトランスPFTの一
次巻線と二次巻線のインダクタンス値(LP1、LP2)と
巻数比によって力率が決定する回路となる。このため設
計が容易なものとなる。
In the power factor improving structure, there is also a method of providing a tertiary winding on the insulating converter transformer PIT for voltage feedback, but such a tertiary winding is not necessary. In the case of this example, the power factor is determined by the inductance value (LP1, LP2) of the primary winding and the secondary winding of the power factor improving ferrite transformer PFT and the winding ratio. Therefore, the design becomes easy.

【0057】図5は本発明の第2の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示す。この図5の電源回路も、ハーフ
ブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチ
のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を
組み合わせたコンバータ回路を備える。そしてこれに対
して、力率改善のための力率改善整流回路11が設けら
れた構成とされている。そしてこの電源回路の、ハーフ
ブリッジ結合された2本のスイッチング素子を有する電
流共振形コンバータについては、その駆動方式は他励式
とされている。なお、絶縁コンバータトランスPITの
二次側については図1と同様であるため、図1と同一符
号を付し説明を省略する。
FIG. 5 shows a switching power supply circuit according to the second embodiment of the present invention. The power supply circuit of FIG. 5 also includes a converter circuit in which a half-bridge coupled current resonance type converter and a partial voltage resonance circuit that resonates in voltage only when the semiconductor switch is turned off are combined. On the other hand, a power factor correction rectifier circuit 11 for improving the power factor is provided. The drive system of the current resonance type converter of this power supply circuit having two half-bridge coupled switching elements is a separately excited system. Since the secondary side of the insulating converter transformer PIT is the same as that in FIG. 1, the same reference numerals as those in FIG.

【0058】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばMOS−FETとされる2石のスイ
ッチング素子Q11、Q12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Q11のドレインを整流平滑電圧Eiの
ラインと接続し、スイッチング素子Q11のソースとスイ
ッチング素子Q12のドレインを接続し、スイッチング素
子Q12のソースを一次側アースに接続することで、他励
式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これらス
イッチング素子Q11、Q12は、発振ドライブ回路2によ
って交互にオン/オフ動作が繰り返されるようにスイッ
チング駆動されて、整流平滑電圧Eiを断続してスイッ
チング出力とする。また、この場合には、各スイッチン
グ素子Q11、Q12のドレイン−ソース間に対して、図に
示す方向によって接続されるクランプダイオードDD1、
DD2が設けられる。
The primary side current resonance type converter shown in this figure is provided with two switching elements Q11 and Q12 which are, for example, MOS-FETs. here,
By connecting the drain of the switching element Q11 to the line of the rectified and smoothed voltage Ei, connecting the source of the switching element Q11 and the drain of the switching element Q12, and connecting the source of the switching element Q12 to the primary side ground, it is possible to support the separately excited system. You have got a half-bridge connection. The switching elements Q11 and Q12 are switching-driven by the oscillation drive circuit 2 so that the ON / OFF operation is alternately repeated, and the rectified and smoothed voltage Ei is intermittently output as a switching output. In this case, the clamp diode DD1, which is connected between the drain and the source of each switching element Q11, Q12 in the direction shown in the figure,
DD2 is provided.

【0059】また、この場合には、スイッチング素子Q
11、Q12のソース−ドレインの接続点(スイッチング出
力点)に対して、絶縁コンバータトランスPITの一次
巻線N1 の巻始め端を接続することで、一次巻線N1 に
対してスイッチング出力を供給するようにされる。一次
巻線N1 の巻終わり端は、直列共振コンデンサC1及び
力率改善用フェライトトランスPFTの一次巻線(イン
ダクタンスLP1)を介して、平滑コンデンサCiの正極
側に接続される。
In this case, the switching element Q
The switching output is supplied to the primary winding N1 by connecting the winding start end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT to the source-drain connection point (switching output point) of 11 and Q12. To be done. The winding end of the primary winding N1 is connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci via the series resonance capacitor C1 and the primary winding (inductance LP1) of the power factor improving ferrite transformer PFT.

【0060】この場合にも、直列共振コンデンサC1 の
キャパシタンス及び一次巻線N1 を含む絶縁コンバータ
トランスPITの漏洩インダクタンス成分L1により、
スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路
を形成している。また、スイッチング素子Q12のドレイ
ン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデン
サCpと、一次巻線N1 の漏洩インダクタンス成分L1
により部分電圧共振回路が形成される。
In this case as well, due to the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component L1 of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1,
A current resonance circuit in which the switching power supply circuit is a current resonance type is formed. Further, the parallel resonant capacitor Cp connected in parallel between the drain and source of the switching element Q12 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1.
This forms a partial voltage resonance circuit.

【0061】この場合の制御回路1は、例えば直流出力
電圧EO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路2に出力する。発振ドライブ回路2では制御
回路1から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路2からスイッチング素子Q11,Q12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。これに
より、図1の場合と同様に定電圧制御が行われる。起動
回路3は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電
圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路2を起動
させるために設けられるもので、絶縁コンバータトラン
スPITに追加的に巻装した巻線N4を、整流ダイオー
ドD30及び平滑コンデンサC30により整流して得られる
低レベルの直流電圧を動作電源としている。
In this case, the control circuit 1 outputs to the oscillation drive circuit 2 a control signal of a level corresponding to the fluctuation of the DC output voltage EO1, for example. In the oscillation drive circuit 2, based on the control signal supplied from the control circuit 1, the frequency of the switching drive signal supplied from the oscillation drive circuit 2 to the gates of the switching elements Q11 and Q12 is changed,
The switching frequency is variable. As a result, constant voltage control is performed as in the case of FIG. The starting circuit 3 is provided to detect the voltage or current obtained in the rectifying and smoothing line immediately after the power is turned on and start the oscillation drive circuit 2, and the winding additionally wound around the insulating converter transformer PIT. A low level DC voltage obtained by rectifying N4 with a rectifying diode D30 and a smoothing capacitor C30 is used as an operating power supply.

【0062】この場合の力率改善整流回路11も、交流
入力電流IACの整流作用を有するとともに、その力率改
善作用を有するものとされる。力率改善整流回路11
は、4つの低速リカバリ型ダイオードによって形成され
るブリッジ整流回路Diが交流電源ラインに設けられて
いる。そしてブリッジ整流回路Diの正極側には、コン
デンサCNとインダクタンスLNによるノーマルモードノ
イズ抑圧用のフィルタが接続される。また上記のノーマ
ルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列に高速リカバリ
型ダイオードD1と力率改善用フェライトトランスPF
Tの二次巻線(インダクタンスLP2)の直列回路が接続
される。力率改善用フェライトトランスPFTの二次巻
線(LP2)の他端は平滑コンデンサCiの正極に接続さ
れる。つまり低速リカバリ型ダイオードにより構成され
る配されるブリッジ整流回路Diの正極は、ノーマルモ
ードノイズフィルタ(LN、CN)と高速リカバリ型ダイ
オードD1と力率改善用トランスPFTの二次巻線(L
P2)を介して平滑コンデンサCiの正極に接続される。
また力率改善用トランスPFTの一次巻線(インダクタ
ンスLP1)は上記電流共振回路(N1、C1)と平滑コ
ンデンサCiの正極側の間に接続される。
In this case, the power factor correction rectifier circuit 11 also has a rectification function for the AC input current IAC and also has a power factor correction function. Power factor correction rectifier circuit 11
Is provided with a bridge rectifier circuit Di formed by four low speed recovery type diodes in the AC power supply line. A filter for suppressing normal mode noise by a capacitor CN and an inductance LN is connected to the positive side of the bridge rectifier circuit Di. Further, a high speed recovery type diode D1 and a power factor improving ferrite transformer PF are connected in series with the above normal mode noise suppressing filter.
A series circuit of T secondary windings (inductance LP2) is connected. The other end of the secondary winding (LP2) of the power factor improving ferrite transformer PFT is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci. That is, the positive electrode of the bridge rectifier circuit Di configured by the low speed recovery type diode is the normal mode noise filter (LN, CN), the high speed recovery type diode D1, and the secondary winding (L of the power factor improving transformer PFT).
It is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via P2).
The primary winding (inductance LP1) of the power factor improving transformer PFT is connected between the current resonance circuit (N1, C1) and the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci.

【0063】このような力率改善整流回路11において
は、低速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路
Diによって全波整流が行われる。そしてその整流電流
に対して高速リカバリ型ダイオードD1の作用により力
率改善が行われる。
In the power factor correction rectifier circuit 11 as described above, full-wave rectification is performed by the bridge rectifier circuit Di composed of low-speed recovery type diodes. Then, with respect to the rectified current, the power factor is improved by the action of the fast recovery type diode D1.

【0064】この場合も、力率改善用フェライトトラン
スPFTの一次巻線(インダクタンスLP1)には、一次
側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて、
一次側直列共振電流が流れることになる。従って力率改
善用フェライトトランスPFTの二次巻線(インダクタ
ンスLP2)には、矩形波状のパルス電圧が誘起し、これ
が高速リカバリ型ダイオードD1への帰還電圧となる。
そして本例では、交流入力電圧VACの正負の絶対値が1
/2以上の時に高速リカバリ型ダイオードD1がスイッ
チング動作するように、インダクタンスLP1、LP2を設
定しており、高速リカバリ型ダイオードD1が整流電流
を高速に断続するスイッチング動作を行うことで、交流
入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られること
になる。この図5の実施の形態によっても、図1の実施
の形態と同様の効果を得ることができる。
In this case as well, the primary winding (inductance LP1) of the power factor improving ferrite transformer PFT has the following characteristics based on the switching operation of the primary side current resonance converter.
The primary side series resonance current will flow. Therefore, a rectangular wave pulse voltage is induced in the secondary winding (inductance LP2) of the power factor improving ferrite transformer PFT, and this becomes a feedback voltage to the fast recovery diode D1.
In this example, the positive / negative absolute value of the AC input voltage VAC is 1
The inductances LP1 and LP2 are set so that the high speed recovery type diode D1 performs a switching operation when it is / 2 or more, and the high speed recovery type diode D1 performs a switching operation that switches the rectified current at a high speed to obtain an AC input current The conduction angle is increased, and the power factor is improved. Also according to the embodiment of FIG. 5, the same effect as that of the embodiment of FIG. 1 can be obtained.

【0065】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。上記各
実施の形態では、バイポーラトランジスタ、或いはMO
S−FETによるハーフブリッジ結合の電流共振形コン
バータを例に挙げたが、さらにはIGBTをハーフブリ
ッジ結合させた電流共振形コンバータの場合も本発明を
適用できる。また、絶縁コンバータトランスPITの二
次側の整流平滑回路の構成は図1,図5の例に限定され
ず、所要の直流出力電圧が得られる構成であればどのよ
うなものでもよい。
Although the embodiments have been described above, various modifications of the present invention are possible. In each of the above embodiments, the bipolar transistor or the MO
Although the current resonance type converter of the half bridge coupling by S-FET is taken as an example, the present invention can be applied to the case of the current resonance type converter in which the IGBT is half bridge coupled. The configuration of the rectifying / smoothing circuit on the secondary side of the insulating converter transformer PIT is not limited to the examples of FIGS. 1 and 5, and may be any configuration as long as a required DC output voltage can be obtained.

【0066】[0066]

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電流共振
形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コ
ンバータに対して力率改善を図る構成において、力率の
大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策とし
てのパワーチョークコイルを不要とすることと、直流入
力電圧が上昇することによって、AC/DC電力変換効
率を向上させることができるという効果がある。また交
流入力電力や負荷電力の変動に対して変化が少ない力率
特性を実現でき、また直流入力電圧も変動の少ないもの
とできる。
As described above, according to the present invention, the power factor is significantly improved in the configuration for improving the power factor in the resonant converter in which the current resonant type converter and the partial voltage resonant circuit are combined. First, there is an effect that the AC / DC power conversion efficiency can be improved by eliminating the need for a power choke coil as a measure against ripple voltage and increasing the DC input voltage. Further, it is possible to realize a power factor characteristic that is less changed with respect to changes in the AC input power and the load power, and the DC input voltage is also less changed.

【0067】またパワーチョークコイルを不要とするこ
とから、構成部品の重量を著しく低減することができ、
また実装面積も縮小できる。これによって回路のコスト
ダウンや小型化、軽量化が実現できる。さらに、インダ
クタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩
磁束による影響を解消でき、配置設計の自由度が向上さ
れ、また磁気シールド等の対策も不要となる。
Since the power choke coil is unnecessary, the weight of the constituent parts can be remarkably reduced,
Also, the mounting area can be reduced. As a result, the cost of the circuit can be reduced, and the size and weight of the circuit can be reduced. Furthermore, if the inductance is formed of a ferrite magnetic core having a closed magnetic circuit, the influence of leakage magnetic flux can be eliminated, the degree of freedom in layout design is improved, and measures such as a magnetic shield are unnecessary.

【0068】また絶縁コンバータトランスに三次巻線を
施すことは不要であり、力率改善用トランスの一次巻線
と二次巻線のインダクタンス値と巻数比によって力率が
決定される回路となるため、設計が容易なものとなると
いう利点が得られる。
Further, it is not necessary to provide a tertiary winding on the insulating converter transformer, and the power factor is determined by the inductance value and the turn ratio of the primary winding and the secondary winding of the power factor improving transformer. The advantage is that the design is easy.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明の第1の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.

【図2】第1の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation of the switching power supply circuit according to the first embodiment.

【図3】第1の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いてのAC/DC変換効率、力率、直流入力電圧の特性
の説明図である。
FIG. 3 is an explanatory diagram of characteristics of AC / DC conversion efficiency, power factor, and DC input voltage of the switching power supply circuit according to the first embodiment.

【図4】第1の実施の形態の力率特性の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a power factor characteristic of the first embodiment.

【図5】本発明の第2の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.

【図6】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as prior art.

【図7】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as prior art.

【図8】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.

【図9】先行技術の電源回路についてのAC/DC変換
効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
FIG. 9 is an explanatory diagram of AC / DC conversion efficiency, power factor, and DC input voltage characteristics of the power supply circuit of the prior art.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 制御回路、10,11 力率改善整流回路、Ci
平滑コンデンサ、D1高速リカバリ型ダイオード、Di
ブリッジ整流回路、Di1,Di2,Di3,Di4
高速リカバリ型ダイオード、C1 直列共振コンデン
サ、Cp 並列共振コンデンサ、PRT ドライブトラ
ンス、PIT 絶縁コンバータトランス、Q1,Q2,Q
11,Q12 スイッチング素子、PFT 力率改善用フェ
ライトトランス
1 control circuit, 10,11 power factor correction rectifier circuit, Ci
Smoothing capacitor, D1 fast recovery diode, Di
Bridge rectifier circuit, Di1, Di2, Di3, Di4
Fast recovery type diode, C1 series resonance capacitor, Cp parallel resonance capacitor, PRT drive transformer, PIT isolation converter transformer, Q1, Q2, Q
11, Q12 switching element, PFT ferrite transformer for power factor improvement

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5H006 AA02 CA01 CB01 CC01 CC08 DA04 DB01 DC05 5H730 AA15 AA18 AS01 BB26 BB52 BB62 BB75 CC01 DD02 EE02 EE03 EE07 EE59 EE73 FD01 FG02 FG09    ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page    F-term (reference) 5H006 AA02 CA01 CB01 CC01 CC08                       DA04 DB01 DC05                 5H730 AA15 AA18 AS01 BB26 BB52                       BB62 BB75 CC01 DD02 EE02                       EE03 EE07 EE59 EE73 FD01                       FG02 FG09

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 整流電流を平滑して直流入力電圧を出力
する平滑手段と、 一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された
二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトラ
ンスと、 上記直流入力電圧をハーフブリッジ結合された2つのス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、 上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
チング駆動手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
れた直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形
成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とす
る電流共振回路と、 上記各スイッチング素子の一方に対して並列接続された
並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分に
よって形成され、上記各スイッチング素子のターンオフ
期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路と、 交流電源ラインに配されたノーマルモードノイズフィル
タと、4つの高速リカバリ型ダイオードにより形成され
るブリッジ整流回路と、力率改善用トランスとを有し、
上記力率改善用トランスの一次巻線は上記電流共振回路
と上記平滑手段の正極側の間に接続され、上記力率改善
用トランスの二次巻線は上記ノーマルモードノイズフィ
ルタと上記ブリッジ整流回路の間に接続されて成り、上
記ブリッジ整流回路により交流電源を整流するととも
に、上記スイッチング手段のスイッチング動作に基づく
電圧が、上記力率改善用トランスによって帰還され、こ
の帰還電圧に基づいて上記ブリッジ整流回路を構成する
高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続することに
より力率を改善する力率改善整流手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
ング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御
手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
1. A smoothing means for smoothing a rectified current to output a DC input voltage, and a primary side output provided to a primary winding for transmitting to a secondary side on which a secondary winding is wound. An insulating converter transformer, a switching unit configured to intermittently output the DC input voltage by two switching elements which are half-bridge coupled and output to the primary winding of the insulating converter transformer, and drive switching of each of the switching elements. A switching drive means, at least a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, and a capacitance of a series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means is a current resonance type. The current resonance circuit and one of the switching elements above are connected in parallel. A partial voltage resonance circuit formed by the capacitance of the parallel resonance capacitor and the leakage inductance component of the primary winding of the insulation converter transformer, which performs voltage resonance operation during the turn-off period of each switching element, and a normal voltage arranged on the AC power line. It has a mode noise filter, a bridge rectification circuit formed by four high-speed recovery type diodes, and a power factor improving transformer,
The primary winding of the power factor improving transformer is connected between the current resonance circuit and the positive electrode side of the smoothing means, and the secondary winding of the power factor improving transformer is the normal mode noise filter and the bridge rectifying circuit. The AC power source is rectified by the bridge rectifier circuit, the voltage based on the switching operation of the switching means is fed back by the power factor improving transformer, and the bridge rectifier circuit is based on the feedback voltage. The high-speed recovery type diode that constitutes the circuit connects and disconnects the rectification current to improve the power factor, and input the alternating voltage obtained in the secondary winding of the isolation converter transformer to perform the rectification operation. A DC output voltage generating means configured to generate a secondary side DC output voltage, and a level of the secondary side DC output voltage. A constant voltage control means configured to perform constant voltage control for the secondary side DC output voltage by controlling the switching drive means in accordance with the above, and varying the switching frequency of the switching means. A switching power supply circuit characterized by the above.
【請求項2】 整流電流を平滑して直流入力電圧を出力
する平滑手段と、 一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線が巻装された
二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトラ
ンスと、 上記直流入力電圧をハーフブリッジ結合された2つのス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、 上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
チング駆動手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
れた直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形
成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とす
る電流共振回路と、 上記各スイッチング素子の一方に対して並列接続された
並列共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分に
よって形成され、上記各スイッチング素子のターンオフ
期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路と、 4つの低速リカバリ型ダイオードにより構成され交流電
源ラインに配されるブリッジ整流回路と、ノーマルモー
ドノイズフィルタと、力率改善用トランスと、高速リカ
バリ型ダイオードとを有し、上記ブリッジ整流回路の正
極は、上記ノーマルモードノイズフィルタと上記高速リ
カバリ型ダイオードと上記力率改善用トランスの二次巻
線を介して上記平滑手段の正極に接続され、上記力率改
善用トランスの一次巻線は上記電流共振回路と上記平滑
手段の正極側の間に接続されて成り、上記ブリッジ整流
回路により交流電源を整流するとともに、上記スイッチ
ング手段のスイッチング動作に基づく電圧が、上記力率
改善用トランスによって帰還され、この帰還電圧に基づ
いて上記高速リカバリ型ダイオードが整流電流を断続す
ることにより力率を改善する力率改善整流手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
ング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御
手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. A smoothing means for smoothing the rectified current to output a DC input voltage, and a primary side output obtained from the primary winding for transmitting to the secondary side on which the secondary winding is wound. An insulating converter transformer, a switching unit configured to intermittently output the DC input voltage by two switching elements which are half-bridge coupled and output to the primary winding of the insulating converter transformer, and drive switching of each of the switching elements. A switching drive means, at least a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, and a capacitance of a series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means is a current resonance type. The current resonance circuit and one of the switching elements above are connected in parallel. A partial voltage resonance circuit formed by the capacitance of the parallel resonance capacitor and the leakage inductance component of the primary winding of the insulation converter transformer, which performs a voltage resonance operation during the turn-off period of each switching element, and four low speed recovery type diodes. And a bridge rectifier circuit arranged in the AC power supply line, a normal mode noise filter, a power factor improving transformer, and a high-speed recovery type diode, and the positive electrode of the bridge rectifier circuit has the normal mode noise filter and the normal mode noise filter. It is connected to the positive electrode of the smoothing means through the high speed recovery type diode and the secondary winding of the power factor improving transformer, and the primary winding of the power factor improving transformer has the current resonance circuit and the positive electrode side of the smoothing means. AC power source is connected by the bridge rectifier circuit. The voltage based on the switching operation of the switching means is fed back by the power factor improving transformer, and the power factor improving the power factor by interrupting the rectified current by the fast recovery diode based on the feedback voltage. Rate improving rectifying means, and DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectifying operation to generate a secondary side DC output voltage. , Is configured to perform constant voltage control for the secondary side DC output voltage by controlling the switching drive means according to the level of the secondary side DC output voltage and varying the switching frequency of the switching means. And a constant voltage control means, and a switching power supply circuit.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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