JP3633551B2

JP3633551B2 - Switching power supply circuit

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Publication number: JP3633551B2
Application number: JP2001377520A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-12-11
Filing date: 2001-12-11
Publication date: 2005-03-30
Anticipated expiration: 2021-12-11
Also published as: JP2003189627A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図９，図１０はそれぞれ、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
まず図９の電源回路は、自励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路が設けられた構成である。
そして、この電源回路はハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回路２０が設けられた構成とされている。
【０００４】
この図９に示す電源回路においては、交流入力電流ＩＡＣは力率改善整流回路２０によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
力率改善整流回路２０については後述する。
【０００５】
また、この電源回路には、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ベースに対して接続される抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が挿入される。クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を決定する。
【０００６】
ドライブトランスＰＲＴ（ＰｏｗｅｒＲｅｇｕｌａｔｉｎｇＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１の一端は、抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに接続される。駆動巻線ＮＢ１の他端側は、共振電流検出巻線ＮＤに連続されるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮＢ１の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２のベースと接続されている。
駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【０００７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ（ＰｏｗｅｒＩｓｏｌａｔｉｏｎＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮＤを介してスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ１の他端は、直列共振コンデンサＣ１を介するようにして、力率改善回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対して接続されている。
【０００８】
この場合、直列共振コンデンサＣ１及び一次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐの接続により、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路が形成される。
【００１０】
この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣＯ２を図のように接続することで、［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］の組と、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ１を生成し、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ２を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥＯ１及び直流出力電圧ＥＯ２は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥＯ１を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥＯ２を制御回路１の動作電源として利用する。
【００１１】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給することにより定電圧制御を行う。
【００１２】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ１が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１の出力として、共振電流検出巻線ＮＤ →一次巻線Ｎ１ →直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２に交番出力を得る。
【００１３】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給することにより定電圧制御を行う。
即ち直流電圧出力ＥＯ１のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮＣに流すことで、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これによって直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は上記のような方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
続いて、力率改善整流回路２０の構成について説明する。
この力率改善整流回路２０は静電結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。
そしてこの力率改善整流回路２０は、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００１５】
力率改善整流回路２０においては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣＮとしてフィルムコンデンサが配される。
またチョークコイル（インダクタンスＬ１０）を介して２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は直列共振コンデンサＣ１を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらにコンデンサＣ２１、Ｃ２２が設けられる。コンデンサＣ２２は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列に接続され、またコンデンサＣ２１は高速リカバリ型ダイオードＤ２に対して並列に接続される。
【００１６】
このような力率改善整流回路２０においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→インダクタンスＬ１０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００１７】
力率改善整流回路２０による力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対しては、直列共振コンデンサＣ１と一次巻線Ｎ１による電流共振回路が接続されている。またこの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対してはインダクタンスＬ１０、コンデンサＣ２１、Ｃ２２が接続されている。
この場合、一次側直列共振電流をインダクタンスＬ１０や、コンデンサＣ２１、Ｃ２２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に回生する電力帰還によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００１８】
図１０は、先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例である。
この電源回路も２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式については他励式とされている。また、この場合にも力率改善を図るための力率改善整流回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図９と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１９】
この図に示す一次側の電流共振形コンバータとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２が備えられている。
ここでは、スイッチング素子Ｑ１１のドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ１１のソースとスイッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ１２のソースを一次側アースに接続することで、他励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。
これらスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とする。
また、この場合には、各スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して、図に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤＤ１、ＤＤ２が設けられる。
【００２０】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端を接続することで、一次巻線Ｎ１に対してスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線Ｎ１の他端は、直列共振コンデンサＣ１を介して、力率改善整流回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対して接続される。
【００２１】
この場合にも、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデンサＣｐと、一次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンス成分Ｌ１により部分電圧共振回路が形成される。
【００２２】
この場合の制御回路１は、例えば直流出力電圧ＥＯ１の変動に対応したレベルの制御信号を発振ドライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。これにより、図９の場合と同様に定電圧制御が行われる。
起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオードＤ３０及び平滑コンデンサＣ３０により整流して得られる低レベルの直流電圧を動作電源としている。
【００２３】
この図に示す力率改善整流回路２１では、磁気結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。そしてこの力率改善整流回路２１も、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００２４】
力率改善整流回路２１においては、交流ラインに対してインダクタンスＬＮとコンデンサＣＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。またチョークコイル（インダクタンスＬ１０）を介して２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は直列共振コンデンサＣ１を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらにコンデンサＣ２１、Ｃ２２が設けられる。コンデンサＣ２２は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列に接続され、またコンデンサＣ２１は高速リカバリ型ダイオードＤ２に対して並列に接続される。
【００２５】
このような力率改善整流回路２１においても、上記図９の場合と同様にして、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が倍電圧整流方式としての整流回路として機能する。
また力率改善整流回路２１による力率改善機能も同様であり、２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対しては、直列共振コンデンサＣ１と一次巻線Ｎ１による電流共振回路が接続されていることで、一次側直列共振電流をインダクタンスＬ１０や、コンデンサＣ２１、Ｃ２２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に回生する電力帰還によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、これらのような電源回路では、次のような問題がある。
一次側直列共振電流を高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に電力帰還しているため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１一次巻線Ｎ１に流れる共振電流に商用交流電流周期の電流が重畳する。
このため二次側の直流出力電圧Ｅ０１、Ｅ０２の商用電源周期のリップル電圧が力率改善前よりも増加する。例えば図９，図１０において力率改善整流回路２０，２１の部分を単に整流回路として構成して力率改善機能を備えない場合、力率ＰＦ＝０．５５程度となるが、図９，図１０の回路構成として力率ＰＦ＝０．８程度とした場合にリップル電圧は５〜６倍に増加する。
【００２７】
この対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ０１、Ｃ０２の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、平滑コンデンサＣ０１、Ｃ０２の静電容量を５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図９、図１０のような回路は例えばリップル電圧が少ない仕様とされるべきテレビジョン受像器等に採用することができない。
【００２８】
そこで現状の家電・汎用電子機器の高調波歪規制クラスＤをクリアするための力率改善技術としては、例えば図１１に示すように、交流電源ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入して力率ＰＦ＝０．７５程度に改善するものである。この場合、図１２の実線で示すように、負荷電力Ｐｏが、最大負荷時に力率ＰＦ＝０．７５となるようにパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃの値を設定している。
しかしながらこの場合も、次のような問題がある。
【００２９】
まず、パワーチョークコイルＰＣＨは鉄損と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧も低下するため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηＡＣ／ＤＣが低下するという問題がある。
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃは４．４ｍＨで力率ＰＦ＝０．７６であり、高調波歪規制値をクリアするが、図１２に点線で示すパワーチョークコイルＰＣＨを接続しない場合と比較して、パワーチョークコイルＰＣＨの電力損失と、直流入力電圧Ｅｉが１３．５Ｖ低下するためにＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηＡＣ／ＤＣが０．３％低下し、交流入力電力が０．６Ｗ増加する。
【００３０】
また負荷電力の増大に伴ってパワーチョークコイルＰＣＨは大型化し、重量、サイズ、コストが増大する。
例えば必要なパワーチョークコイルＰＣＨの重量は２４０ｇ程度であり、占有体積は４８ｃｍ^３、プリント基板への実装面積は１９．２ｃｍ^２である。これによって小型化、低コスト化に障害となる。
【００３１】
さらに、パワーチョークコイルＰＣＨの配置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなければならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにする対策が必要となる。
従って、基板上の配置設計の困難化や、或いはシールド部材が必要になるなどの欠点が生ずる。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
即ち、一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路は、第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路とを備え、上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対して並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つのダイオードおよび上記第二の接続点と上記三次巻線の一端との間に共振コンデンサを配し、上記三次巻線の他端を上記第一の平滑コンデンサの正極に接続するとともに上記第二の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、上記２つのダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記三次巻線と接続された共振コンデンサを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作するように構成する。
【００３３】
また本発明の、一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路は、第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路とを備え、上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対してそれぞれ並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つの高速リカバリ型ダイオードおよび第三の接続点を介して直列接続される２つの低速リカバリ型ダイオードと、上記第二の接続点と上記三次巻線を介して直列接続されるインダクタとを配し、上記第三の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、上記２つの高速リカバリ型ダイオード及び上記２つの低速リカバリ型ダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記２つの高速リカバリ型ダイオードは、上記三次巻線と接続された上記インダクタを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作するよう構成する。
【００３４】
上記各構成によれば、スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバータ回路において、負荷電力が１５０Ｗ以上で入力倍電圧整流方式の場合の力率改善を、絶縁コンバータトランス一次側に巻装された三次巻線と直列に直列共振コンデンサ（又はインダクタンス）を接続して２つのダイオードによる倍電圧整流回路に電圧帰還することで行う。これにより力率の向上とともに、電力変換効率の向上や、小型・軽量化を実現する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図１の電源回路は、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回路１０が設けられた構成とされている。
【００３６】
図１に示す電源回路においては、交流入力電流ＩＡＣは力率改善整流回路１０によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
力率改善整流回路１０については後述する。
【００３７】
この電源回路には、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。
この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ベースに対して接続される抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が挿入される。クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は、ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を決定する。
【００３８】
ドライブトランスＰＲＴ（ＰｏｗｅｒＲｅｇｕｌａｔｉｎｇＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１の一端は、抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに接続される。駆動巻線ＮＢ１の他端側は、共振電流検出巻線ＮＤに連続されるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮＢ１の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２のベースと接続されている。
駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【００３９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ（ＰｏｗｅｒＩｓｏｌａｔｉｏｎＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端は、共振電流検出巻線ＮＤを介してスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端は、直列共振コンデンサＣ１を介するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極側に接続されている。
【００４０】
この場合、直列共振コンデンサＣ１及び一次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐの接続により、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路が形成される。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には、さらに三次巻線Ｎ３が巻回される。三次巻線Ｎ３の巻始め端は平滑コンデンサＣｉ１の正極側に接続され、三次巻線Ｎ３の巻終わり端は直列共振コンデンサＣ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣＯ２を図のように接続することで、［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］の組と、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ１を生成し、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ２を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥＯ１及び直流出力電圧ＥＯ２は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥＯ１を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥＯ２を制御回路１の動作電源として利用する。
【００４４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給することにより定電圧制御を行う。
【００４５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ１が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１の出力として、共振電流検出巻線ＮＤ →一次巻線Ｎ１ →直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２に交番出力を得る。
【００４６】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給することにより定電圧制御を行う。
即ち直流電圧出力ＥＯ１のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮＣに流すことで、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これによって直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御される。つまりスイッチング周波数制御方式による二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
【００４７】
続いて、力率改善整流回路１０の構成について説明する。
この力率改善整流回路１０は、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００４８】
力率改善整流回路１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタンスＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタンスＬ１０）が接続される。
また直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。この高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３からは直列共振コンデンサＣ２が直列接続され、直列共振コンデンサＣ２は高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。上記チョークコイル（インダクタンスＬ１０）も高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
三次巻線Ｎ３と直列共振コンデンサＣ２の直列回路は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列接続される状態となる。
【００４９】
このような力率改善整流回路１０においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→インダクタンスＬ１０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００５０】
力率改善整流回路１０による力率改善機能は次のようになる。
三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパルス電圧である。
ここで、三次巻線Ｎ３のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ２の静電容量によって直列共振回路が形成されるが、この直列共振周波数は、上述したように電流共振回路と部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータのスイッチング周波数より低くなるように設定される。つまり直列共振周波数がスイッチング周波数より低くなるように三次巻線Ｎ３の巻数と直列共振コンデンサＣ２の静電容量が選定される。
【００５１】
そして、三次巻線Ｎ３の誘起電圧が正の期間では、直列共振電流Ｉ２は、三次巻線Ｎ３→直列共振コンデンサＣ２→高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチング動作させる。
同時に電流Ｉ１が、コンデンサＣＮ→インダクタンスＬ１０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１に流れる。
一方、三次巻線Ｎ３の誘起電圧が負の期間では、直列共振電流Ｉ２は、三次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ１→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ２をスイッチング動作させる。
同時に交流入力電圧ＶＡＣが負の期間に電流Ｉ１が、コンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２→インダクタンスＬ１０に流れる。
このような電流Ｉ１，Ｉ２の動作波形については、図２に交流入力電圧ＶＡＣ、交流入力電流ＩＡＣに対応した期間として示している。
【００５２】
そして直列共振電流Ｉ２によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００５３】
図３は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_{ＡＣ／ＤＣ}）、力率ＰＦ、倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。これは交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性である。なお、図３において点線が図１の回路による特性であり、実線は図１１の先行技術にかかる特性（交流ラインにパワーチョークコイルを配した場合の特性）を比較のために示している。
また図４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０〜１４０Ｖの変化に対する力率ＰＦの特性を示している。
【００５４】
なお、上記図３，図４の特性を得る際の、図１の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ（ターン）
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝４Ｔ
インダクタンスＬ１０＝９２μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
直列共振コンデンサＣ２＝０．２７μＦ
【００５５】
図３、図４からわかるように、図１の回路では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率ＰＦは０．８３を実現している。また交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても、変化の少ない力率特性を実現している。
また倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉは２４．２Ｖ上昇しており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_{ＡＣ／ＤＣ}）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、先行技術の場合より０．３％向上している。この場合交流入力電力が０．５Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。
直流出力電圧Ｅ０１のリップル電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１１の場合と同等（６０ｍＶ）とすることができた。
【００５６】
即ち図１の実施の形態のスイッチング電源回路では、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場合として、力率の大幅な向上を実現した上で、リップル電圧対策としての図１１に示したようなパワーチョークコイルＰＣＨを不要とし、またそれに伴う直流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_{ＡＣ／ＤＣ}）を向上させることができる。
そして交流入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない力率改善回路を実現しているものとなる。
【００５７】
また、図１の構成の力率改善整流回路１０においては、例えば構成部品の総重量は２２ｇ程度となり、実装面積は９ｃｍ^２とできる。つまりパワーチョークコイルＰＣＨと比較して重量は１／１１、実装面積は１／２となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消できる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３も４Ｔと少ない巻数でよいという利点もある。
【００５８】
図５は本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。
この図５の電源回路も、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路を備える。そしてこれに対して、力率改善のための力率改善整流回路１１が設けられた構成とされている。
なお、力率改善整流回路１１以外は図１と同様であるため、同一符号を付して説明を省略する。
【００５９】
この場合の力率改善整流回路１１も、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
力率改善整流回路１１においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタンスＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタンスＬ１０）が接続される。
また直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。この高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
そして、チョークコイル（インダクタンスＬ１０）は絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻終わり端に接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端が高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらに、低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が直列接続され、この低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が平滑コンデンサＣｉ１の正極と一次側アース間に配される。低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点はノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタを介した交流ラインと接続されている。
【００６０】
このような力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が第１の整流回路として機能し、また低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が第２の整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→インダクタンスＬ１０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→低速リカバリ型ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
【００６１】
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ４→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００６２】
このように第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。そして図６に低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流Ｉ３の波形を示しているが、この電流Ｉ３は交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺でのみ流れるものとなる。
これは、交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１又はＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺においては電流Ｉ３が低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２に対しては高周波の電流Ｉ４のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
【００６３】
力率改善整流回路１１による力率改善機能は次のようになる。
上述のように力率改善整流回路１１は、ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）からインダクタンスＬ１０と三次巻線Ｎ３を直列接続して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続する構成を採る。
そして三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパルス電圧であり、このパルス電圧Ｖ２が、図６に示すように交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺において電圧帰還され、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２に対して電流Ｉ４が流れるものとなる。
【００６４】
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、電流Ｉ４は、コンデンサＣＮ→インダクタンスＬ１０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１と流れて、高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチング動作させる。
交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、電流Ｉ４は、コンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ１→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ２をスイッチング動作させる。
【００６５】
そしてこのように電流Ｉ４によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００６６】
図７は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_{ＡＣ／ＤＣ}）、力率ＰＦ、倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。これは交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性である。なお、図３において点線が図５の回路による特性であり、実線は図１１の先行技術にかかる特性を比較のために示している。
また図８は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０〜１４０Ｖの変化に対する力率ＰＦの特性を示している。
【００６７】
なお、上記図７，図８の特性を得る際の、図５の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ（ターン）
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１３Ｔ
インダクタンスＬ１０＝９２μＨ
インダクタンスＬＮ＝１００μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
コンデンサＣＮ＝１μＦ
【００６８】
図７、図８からわかるように、図５の回路では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率ＰＦは０．８３を実現している。また交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても、変化の少ない力率特性を実現している。
また倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉは２２．２Ｖ上昇しており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_{ＡＣ／ＤＣ}）は、先行技術の場合より０．５％向上している。この場合交流入力電力が１．２Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。
直流出力電圧Ｅ０１のリップル電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１１の場合と同等（６０ｍＶ）とすることができた。
【００６９】
即ち図５の実施の形態のスイッチング電源回路でも、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場合として、力率の大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策としての図１１に示したようなパワーチョークコイルＰＣＨを不要とし、またそれに伴う直流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（η_{ＡＣ／ＤＣ}）を向上させることができる。
そして交流入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない力率改善回路を実現しているものとなる。
【００７０】
また、図１の構成の力率改善整流回路１０においては、例えば構成部品の総重量は２５ｇ程度となり、実装面積は７ｃｍ^２とできる。つまりパワーチョークコイルＰＣＨと比較して重量は１／１０、実装面積は１／２．７となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消できる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻数と、インダクタンスＬ１０のインダクタンス値によって力率が決定するため、設計が容易なものとなる。
【００７１】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
上記各実施の形態では、バイポーラトランジスタによるハーフブリッジ結合の電流共振形コンバータを例に挙げたが、例えば図１０に示したＭＯＳ−ＦＥＴや、さらにはＩＧＢＴをハーフブリッジ結合させた電流共振形コンバータの場合も本発明を適用できる。
また、２石構成のスイッチング素子に対するドライブ回路は、自励発振ドライブ回路の他に、図１０に示した他励発振ドライブ回路としても良い。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の整流平滑回路の構成は図１，図５の例に限定されず、所要の直流出力電圧が得られる構成であればどのようなものでもよい。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る構成において、力率の大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策としてのパワーチョークコイルを不要とすることと、直流入力電圧が上昇することによって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができるという効果がある。
また交流入力電力や負荷電力の変動に対して変化が少ない力率特性を実現できる。
【００７３】
またパワーチョークコイルを不要とすることから、構成部品の重量を著しく低減することができ、また実装面積も縮小できる。これによって回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消でき、配置設計の自由度が向上され、また磁気シールド等の対策も不要となる。
【００７４】
また請求項１にかかる発明の場合は特に、絶縁コンバータトランスの三次巻線の巻数が少なくてすむという利点もある。
請求項２に係る発明の場合は、絶縁コンバータトランスの三次巻線の巻数と、三次巻線と直列接続されたインダクタンス値によって力率が決定するため、設計が容易なものとなるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【図８】第２の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】先行技術の電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【符号の説明】
１制御回路、１０，１１力率改善回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２高速リカバリ型ダイオード、Ｄ３，Ｄ４低速リカバリ型ダイオード、Ｃ１，Ｃ２直列共振コンデンサ、Ｃｐ並列共振コンデンサ、ＰＲＴドライブトランス、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit including a power factor correction circuit.
[0002]
[Prior art]
The present applicant has previously proposed various power supply circuits including a resonance type converter on the primary side. Various power supply circuits configured with a power factor correction circuit for improving the power factor of the resonant converter have also been proposed.
9 and 10 are circuit diagrams each showing an example of a switching power supply circuit configured based on the invention previously filed by the present applicant.
[0003]
First, the power supply circuit of FIG. 9 has a configuration in which a power factor improving circuit for improving the power factor is provided for a self-excited current resonance type switching converter.
This power supply circuit includes a half-bridge coupled current resonance type converter and a converter circuit that combines a partial voltage resonance circuit that resonates only when the semiconductor switch is turned off. It is set as the provided structure.
[0004]
In the power supply circuit shown in FIG. 9, the AC input current IAC is rectified by the power factor correction rectifier circuit 20 and smoothed by the two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 connected in series. A rectified smoothing voltage Ei that is twice that of the rectifying system is obtained.
The power factor correction rectifier circuit 20 will be described later.
[0005]
The power supply circuit includes a self-excited current resonance converter that uses a rectified and smoothed voltage Ei that is a voltage across the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 as an operation power supply. In this current resonance type converter, switching elements Q1 and Q2 by two bipolar transistors are half-bridge coupled as shown in the figure, and then connected so as to be inserted between the positive side of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground. Has been.
Starting resistors RS1 and RS2 are inserted between the collectors and bases of the switching elements Q1 and Q2, respectively. The resistors RB1 and RB2 connected to the bases of the switching elements Q1 and Q2 set the base current (drive current) of the switching elements Q1 and Q2.
Clamp diodes DD1 and DD2 are inserted between the bases and emitters of the switching elements Q1 and Q2, respectively. Clamp diodes DD1 and DD2 form a current path for a clamp current that flows through the base-emitter during a period in which switching elements Q1 and Q2 are turned off, respectively.
The resonance capacitors CB1 and CB2 together with drive windings NB1 and NB2 of the drive transformer PRT described below form a series resonance circuit (self-oscillation drive circuit) for self-oscillation, and switching elements Q1, Determine the switching frequency of Q2.
[0006]
A drive transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control by variably controlling the switching frequency. In this case, the drive transformer NB1, NB2 is wound, and further, an orthogonal type saturable reactor is formed in which the control winding NC is wound in a direction perpendicular to the respective windings.
One end of the drive winding NB1 of the drive transformer PRT is connected to the base of the switching element Q1 via a series connection of a resistor RB1 and a resonance capacitor CB1. The other end side of the drive winding NB1 is a tap point continuing to the resonance current detection winding ND, and the other end (tap point) of the drive winding NB1 is connected to the emitter of the switching element Q1. .
One end of the drive winding NB2 is grounded to the ground, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 through a series connection of a resistor RB2 and a resonance capacitor CB2.
The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages having opposite polarities are generated.
[0007]
An insulating converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND, so that the switching output Will be obtained.
The other end of the primary winding N1 is connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2 in the power factor correction circuit 20 through the series resonant capacitor C1.
[0008]
In this case, the series resonant capacitor C1 and the primary winding N1 are connected in series, but the capacitance of the series resonant capacitor C1 and the leakage inductance (leakage) of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1 (series resonant winding). The primary current resonance circuit for making the operation of the switching converter a current resonance type is formed by the (inductance) component L1.
[0009]
A parallel resonant capacitor Cp is connected in parallel with the collector-emitter of the switching element Q2.
By connecting the parallel resonant capacitor Cp, the voltage resonant operation can be obtained only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off by the capacitance of the parallel resonant capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. That is, a partial voltage resonance circuit is formed.
[0010]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT in this figure, a center tap is provided for the secondary winding N2, and rectifier diodes DO1, DO2, DO3, DO4 and smoothing capacitors CO1, CO2 are connected as shown in the figure. By doing so, two sets of full-wave rectifier circuits are provided by the set of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] and the set of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2]. A full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] generates a DC output voltage EO1, and a full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2] generates a DC output voltage EO2. To do.
In this case, the DC output voltage EO1 and the DC output voltage EO2 are also branched and input to the control circuit 1. In the control circuit 1, the DC output voltage EO 1 is used as a detection voltage, and the DC output voltage EO 2 is used as an operation power supply for the control circuit 1.
[0011]
The control circuit 1 performs constant voltage control, for example, by supplying a DC current whose level is variable according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side to the control winding NC of the drive transformer PRT as a control current. .
[0012]
As a switching operation of the power supply circuit having the above configuration, when commercial AC power is first turned on, for example, a starting current is supplied to the bases of the switching elements Q1 and Q2 via the starting resistors RS1 and RS2. If the switching element Q1 is turned on first, the switching element Q2 is controlled to be turned off. Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows through the resonance current detection winding ND → the primary winding N1 → the series resonance capacitor C1. The switching element Q2 is turned on and the switching element Q1 Controlled to be off. Then, a resonance current in the opposite direction flows through the switching element Q2. Thereafter, a self-excited switching operation in which the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on is started.
As described above, the switching elements Q1 and Q2 alternately open and close using the terminal voltages of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 as an operation power supply, thereby supplying a drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. An alternating output is obtained at the secondary winding N2.
[0013]
As described above, the control circuit 1 is determined by supplying, for example, a DC current whose level is variable according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side to the control winding NC of the drive transformer PRT as a control current. Perform voltage control.
That is, by passing a control current according to the level of the DC voltage output EO1 to the control winding NC, the inductance of the drive windings NB1 and NB2 is changed, thereby changing the conditions of the self-excited oscillation circuit to control the switching frequency. To do. As a result, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is varied according to the level of the DC output voltage EO1, and the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit is controlled and transmitted to the secondary side. As a result, the secondary side DC output voltage is controlled at a constant voltage.
Hereinafter, the constant voltage control method using the above method will be referred to as a “switching frequency control method”.
[0014]
Next, the configuration of the power factor correction rectifier circuit 20 will be described.
This power factor correction rectifier circuit 20 adopts a power factor correction circuit configuration as an electrostatic coupling type power feedback system.
The power factor improving rectifier circuit 20 has a rectifying action of the AC input current IAC and also has a power factor improving action.
[0015]
In the power factor correction rectifier circuit 20, a film capacitor is disposed between the AC lines as a capacitor CN for suppressing normal mode noise.
Two fast recovery diodes D1 and D2 are provided via a choke coil (inductance L10).
The fast recovery diodes D1 and D2 are connected in series, and are arranged between the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground.
The primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2 via the series resonant capacitor C1.
Further, capacitors C21 and C22 are provided. Capacitor C22 is connected in parallel to fast recovery diode D1, and capacitor C21 is connected in parallel to fast recovery diode D2.
[0016]
In such a power factor correction rectifier circuit 20, the fast recovery diodes D1 and D2 function as a rectifier circuit.
That is, during the positive period of the AC input voltage VAC, the AC power source AC → the inductanceL 10A rectification current flows through the system of → high-speed recovery type diode D1 → smoothing capacitor Ci1 →... To charge the smoothing capacitor Ci1.
Further, during the negative period of the AC input voltage VAC, a rectification current flows through the system of AC power supply AC → smoothing capacitor Ci2 → primary side ground → fast recovery type diode D2 →... To charge the smoothing capacitor Ci2.
Then, the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series, and the rectified and smoothed voltage Ei is extracted from the positive terminal side of the smoothing capacitor Ci1, so that the voltage doubler rectification method is achieved.
[0017]
The power factor correction function by the power factor correction rectifier circuit 20 is as follows.
As described above, the current resonance circuit including the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 is connected to the connection point between the two fast recovery diodes D1 and D2. An inductance L10 and capacitors C21 and C22 are connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2.
In this case, the fast-recovery diodes D1 and D2 are connected to the AC input voltage VAC by power feedback that regenerates the primary series resonance current to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 via the inductance L10 and the capacitors C21 and C22.Near peak valueSwitching operation will be performed.
As a result, the charging current to the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2) flows even during a period when the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2).
As a result, the average waveform of the AC input current approaches the waveform of the AC input voltage, and the conduction angle of the AC input current is expanded. As a result, the power factor is improved.
[0018]
FIG. 10 shows another configuration example of the switching power supply circuit as the prior art.
This power supply circuit is also provided with a current resonance type converter in which two switching elements are half-bridge coupled, and the drive system is a separately excited type. Also in this case, the power factor improving rectifier circuit 21 for improving the power factor is provided.
Note that the same parts as those in FIG.
[0019]
The primary-side current resonance type converter shown in this figure includes two stone switching elements Q11 and Q12 which are, for example, MOS-FETs.
Here, the drain of the switching element Q11 is connected to the line of the rectified smoothing voltage Ei, the source of the switching element Q11 and the drain of the switching element Q12 are connected, and the source of the switching element Q12 is connected to the primary side ground. The half-bridge connection corresponding to the excitation type is obtained.
These switching elements Q11 and Q12 are switching-driven so that the on / off operation is alternately repeated by the oscillation drive circuit 2, and the rectified and smoothed voltage Ei is intermittently used as a switching output.
In this case, clamp diodes DD1 and DD2 connected in the direction shown in the drawing are provided between the drains and sources of the switching elements Q11 and Q12.
[0020]
In this case, one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the connection point (switching output point) of the source and drain of the switching elements Q11 and Q12, so that the primary winding N1 is connected to the primary winding N1. In contrast, a switching output is supplied. The other end of the primary winding N1 is connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2 of the power factor correction rectifier circuit 21 via the series resonant capacitor C1.
[0021]
Also in this case, a current resonance circuit in which the switching power supply circuit is a current resonance type is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component L1 of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1.
A partial voltage resonance circuit is formed by the parallel resonance capacitor Cp connected in parallel between the drain and source of the switching element Q12 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1.
[0022]
In this case, the control circuit 1 outputs, for example, a control signal having a level corresponding to the fluctuation of the DC output voltage EO1 to the oscillation drive circuit 2. The oscillation drive circuit 2 varies the switching frequency by changing the frequency of the switching drive signal supplied from the oscillation drive circuit 2 to each gate of the switching elements Q11 and Q12 based on the control signal supplied from the control circuit 1. I have to. Thereby, the constant voltage control is performed as in the case of FIG.
The start circuit 3 is provided to detect the voltage or current obtained on the rectifying and smoothing line immediately after the power is turned on to start the oscillation drive circuit 2, and is additionally wound around the insulating converter transformer PIT. A low-level DC voltage obtained by rectifying N4 with a rectifier diode D30 and a smoothing capacitor C30 is used as an operation power supply.
[0023]
The power factor correction rectifier circuit 21 shown in this figure employs a power factor correction circuit configuration as a magnetically coupled power feedback system. The power factor improving rectifier circuit 21 also has a rectifying action of the AC input current IAC and also has a power factor improving action.
[0024]
In the power factor correction rectifier circuit 21, a filter for suppressing normal mode noise by an inductance LN and a capacitor CN is formed for the AC line. Two fast recovery diodes D1 and D2 are provided via a choke coil (inductance L10).
The fast recovery diodes D1 and D2 are connected in series, and are arranged between the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground.
The primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2 via the series resonant capacitor C1.
Further, capacitors C21 and C22 are provided. Capacitor C22 is connected in parallel to fast recovery diode D1, and capacitor C21 is connected in parallel to fast recovery diode D2.
[0025]
In such a power factor correction rectifier circuit 21, as in the case of FIG. 9, the fast recovery diodes D1 and D2 function as a rectifier circuit as a voltage doubler rectifier system.
The power factor correction function by the power factor correction rectifier circuit 21 is the same, and the current resonance circuit by the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1 is connected to the connection point of the two fast recovery diodes D1 and D2. Thus, the fast-recovery diodes D1 and D2 are connected to the AC input voltage VAC by power feedback that regenerates the primary series resonance current to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 via the inductance L10 and the capacitors C21 and C22.Near peak valueSwitching operation will be performed.
As a result, the charging current to the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2) is allowed to flow even during a period when the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2). The power factor is improved as a result of increasing the conduction angle of the AC input current by making the current waveform approach the waveform of the AC input voltage.
[0026]
[Problems to be solved by the invention]
However, these power supply circuits have the following problems.
Since the primary series resonance current is fed back to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 via the fast recovery diodes D1 and D2, the commercial AC current is converted into the resonance current flowing through the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT and the primary winding N1. Periodic current is superimposed.
For this reason, the ripple voltage of the commercial power supply cycle of the DC output voltages E01 and E02 on the secondary side increases from before the power factor improvement. For example, when the power factor correction rectifier circuits 20 and 21 in FIG. 9 and FIG. 10 are simply configured as a rectifier circuit and no power factor improvement function is provided, the power factor PF is about 0.55. When the power factor PF is about 0.8 in the circuit configuration of 10, the ripple voltage increases 5 to 6 times.
[0027]
As a countermeasure, the capacitance of the smoothing capacitors C01 and C02 for smoothing the DC output voltage must be increased 5 to 6 times. That is, even if the gain of the control circuit 1 is improved as much as possible, in order to make it equivalent to the circuit before the power factor improvement, it is necessary to increase the capacitance of the smoothing capacitors C01 and C02 by 5 to 6 times. The cost will be greatly increased, and practical application will be impractical. Since such a countermeasure is not practical, the circuits as shown in FIGS. 9 and 10 cannot be employed in a television receiver or the like that should have a low ripple voltage, for example.
[0028]
Therefore, as a power factor improvement technique for clearing the harmonic distortion regulation class D of the current home appliances / general-purpose electronic devices, for example, as shown in FIG. 11, a power choke coil PCH is inserted into the AC power supply line, and the power factor PF It is improved to about 0.75. In this case, as indicated by a solid line in FIG. 12, the value of the inductance Lc of the power choke coil PCH is set so that the load power Po becomes a power factor PF = 0.75 at the maximum load.
However, even in this case, there are the following problems.
[0029]
First, the power choke coil PCH has iron loss and copper loss, which increases power loss and lowers the DC input voltage, resulting in a problem that AC / DC power conversion efficiency ηAC / DC is lowered.
When the load power Po = 200 W, the inductance Lc of the power choke coil PCH is 4.4 mH and the power factor PF = 0.76, which clears the harmonic distortion regulation value, but the power choke coil PCH indicated by the dotted line in FIG. Compared with the case where the power is not connected, the power loss of the power choke coil PCH and the DC input voltage Ei are reduced by 13.5 V, so the AC / DC power conversion efficiency ηAC / DC is reduced by 0.3%, and the AC input power is reduced. Increases by 0.6W.
[0030]
Further, as the load power increases, the power choke coil PCH increases in size and increases in weight, size, and cost.
For example, the weight of the necessary power choke coil PCH is about 240 g and the occupied volume is 48 cm.³The mounting area on the printed circuit board is 19.2cm²It is. This hinders downsizing and cost reduction.
[0031]
Furthermore, a place where there is no influence of the leakage magnetic flux must be selected as an arrangement position of the power choke coil PCH. Or measures to prevent the influence of leakage magnetic flux are required.
Accordingly, there are disadvantages such as difficulty in the layout design on the substrate and the need for a shield member.
[0032]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is,Insulating converter transformer that transmits the voltage obtained in the primary winding wound on the primary side to the secondary winding wound on the secondary side, and rectifies the voltage transmitted to the secondary winding to output DC A switching power supply circuit having a DC output voltage generating means for generating a voltage and a power factor improving rectifying means has a negative electrode of a first smoothing capacitor and a positive electrode of a second smoothing capacitor via a first connection point.Smoothing the rectified current with two smoothing capacitors connected in seriesDouble voltage DC voltageSmoothing means to outputAnd the above double voltage DC voltageSwitching means for intermittently outputting the output to the primary winding of the insulating converter transformer, switching driving means for switching the switching elements, and at least the insulation A current resonance circuit formed by a leakage inductance component of a primary winding of a converter transformer and a capacitance of a series resonance capacitor connected in series with the primary winding, wherein the operation of the switching means is a current resonance type.A tertiary winding having a smaller number of turns than the primary winding and the secondary winding is further wound on the primary side of the insulating converter transformer, and the power factor improving means includes the two smoothing capacitors Connected in parallel to and through the second connection pointConnected in seriesRuTwoNo daIodeAnd second aboveConnection point and tertiary windingAnd one end ofA resonant capacitor is placed betweenThe other end of the tertiary winding is connected to the positive electrode of the first smoothing capacitor and an AC line is connected to the second connection point and the first connection point.Above twoNo daIodeRectifies AC from the AC lineWith,UpConnected with tertiary windingTogetherFeedback via vibration capacitorsRudenBased on pressureTo operate switchingConstitute.
[0033]
In the present invention,Insulating converter transformer that transmits the voltage obtained in the primary winding wound on the primary side to the secondary winding wound on the secondary side, and rectifies the voltage transmitted to the secondary winding to output DC DC output voltage generating means for generating voltage and power factor improving rectifying meansSwitching power supply circuitThe negative electrode of the first smoothing capacitor and the positive electrode of the second smoothing capacitor are connected via the first connection point.Smoothing the rectified current with two smoothing capacitors connected in seriesDouble voltage DC voltageSmoothing means to outputAnd the above double voltage DC voltageSwitching means for intermittently outputting the output to the primary winding of the insulating converter transformer, switching driving means for switching the switching elements, and at least the insulation A current resonance circuit formed by a leakage inductance component of a primary winding of a converter transformer and a capacitance of a series resonance capacitor connected in series with the primary winding, wherein the operation of the switching means is a current resonance type.A tertiary winding having a smaller number of turns than the primary winding and the secondary winding is further wound on the primary side of the insulating converter transformer, and the power factor improving means includes the two smoothing capacitors Are connected in parallel with each other and through a second connection point.Connected in seriesRuTwo fast recovery diodesAnd through a third connection pointConnected in seriesRuTwo slow recovery diodesAnd an inductor connected in series via the tertiary winding, and the third connection point and the first connection point.An AC line is connected, the two fast recovery diodes and the two slow recovery diodesRectifies AC from the AC lineAlong with the above two fast recovery diodesIs configured to perform a switching operation based on a voltage fed back through the inductor connected to the tertiary winding.
[0034]
According to each of the above configurations, a switching frequency control type current resonance type converter.TimesTo improve the power factor when the load power is 150 W or more and the input voltage doubler rectification method is used in the road, connect a series resonant capacitor (or inductance) in series with the tertiary winding wound on the primary side of the isolated converter transformer. OneNo daThis is done by feeding back the voltage to the voltage doubler rectifier circuit based on Iode. This improves power factor, improves power conversion efficiency, and reduces size and weight.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
The power supply circuit of FIG. 1 is a power factor improving rectifier circuit for power factor improvement with respect to a converter circuit that combines a half-bridge coupled current resonant converter and a partial voltage resonant circuit that resonates only when the semiconductor switch is turned off. 10 is provided.
[0036]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, the AC input current IAC is rectified by the power factor correction rectifier circuit 10 and smoothed by two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 connected in series. A rectified and smoothed voltage Ei that is twice that of the system is obtained.
The power factor correction rectifier circuit 10 will be described later.
[0037]
The power supply circuit includes a self-excited current resonance converter that uses a rectified and smoothed voltage Ei that is a voltage across the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 as an operation power supply.
In this current resonance type converter, switching elements Q1 and Q2 by two bipolar transistors are half-bridge coupled as shown in the figure, and then connected so as to be inserted between the positive side of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground. Has been.
Starting resistors RS1 and RS2 are inserted between the collectors and bases of the switching elements Q1 and Q2, respectively. The resistors RB1 and RB2 connected to the bases of the switching elements Q1 and Q2 set the base current (drive current) of the switching elements Q1 and Q2.
Clamp diodes DD1 and DD2 are inserted between the bases and emitters of the switching elements Q1 and Q2, respectively. Clamp diodes DD1 and DD2 form a current path for a clamp current that flows through the base-emitter during a period in which switching elements Q1 and Q2 are turned off, respectively.
The resonance capacitors CB1 and CB2 together with the drive windings NB1 and NB2 of the drive transformer PRT form a series resonance circuit (self-oscillation drive circuit) for self-oscillation, and switching of the switching elements Q1 and Q2 Determine the frequency.
[0038]
A drive transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control by variably controlling the switching frequency. In this case, the drive transformer NB1, NB2 is wound, and further, an orthogonal type saturable reactor is formed in which the control winding NC is wound in a direction perpendicular to the respective windings.
One end of the drive winding NB1 of the drive transformer PRT is connected to the base of the switching element Q1 via a series connection of a resistor RB1 and a resonance capacitor CB1. The other end side of the drive winding NB1 is a tap point continuing to the resonance current detection winding ND, and the other end (tap point) of the drive winding NB1 is connected to the emitter of the switching element Q1. .
One end of the drive winding NB2 is grounded to the ground, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 through a series connection of a resistor RB2 and a resonance capacitor CB2.
The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages having opposite polarities are generated.
[0039]
An insulating converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side.
The winding start end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND. A switching output is obtained.
The winding end of the primary winding N1 is connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci1 through the series resonant capacitor C1.
[0040]
In this case, the series resonant capacitor C1 and the primary winding N1 are connected in series, but the capacitance of the series resonant capacitor C1 and the leakage inductance (leakage) of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1 (series resonant winding). The primary current resonance circuit for making the operation of the switching converter a current resonance type is formed by the (inductance) component L1.
[0041]
A parallel resonant capacitor Cp is connected in parallel with the collector-emitter of the switching element Q2.
By connecting the parallel resonant capacitor Cp, the voltage resonant operation can be obtained only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off by the capacitance of the parallel resonant capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. That is, a partial voltage resonance circuit is formed.
[0042]
A tertiary winding N3 is further wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT. The winding start end of the tertiary winding N3 is connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci1, and the winding end end of the tertiary winding N3 is connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2 via the series resonance capacitor C2.
[0043]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, a center tap is provided for the secondary winding N2, and the rectifier diodes DO1, DO2, DO3, DO4 and the smoothing capacitors CO1, CO2 are connected as shown in the figure. , Two sets of full-wave rectifier circuits are provided: a set of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] and a set of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2]. A full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] generates a DC output voltage EO1, and a full-wave rectifier circuit composed of [rectifier diodes DO3, DO4, smoothing capacitor CO2] generates a DC output voltage EO2. To do.
In this case, the DC output voltage EO1 and the DC output voltage EO2 are also branched and input to the control circuit 1. In the control circuit 1, the DC output voltage EO 1 is used as a detection voltage, and the DC output voltage EO 2 is used as an operation power supply for the control circuit 1.
[0044]
The control circuit 1 performs constant voltage control, for example, by supplying a DC current whose level is variable according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side to the control winding NC of the drive transformer PRT as a control current. .
[0045]
As a switching operation of the power supply circuit having the above configuration, when commercial AC power is first turned on, for example, a starting current is supplied to the bases of the switching elements Q1 and Q2 via the starting resistors RS1 and RS2. If the switching element Q1 is turned on first, the switching element Q2 is controlled to be turned off. Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows through the resonance current detection winding ND → the primary winding N1 → the series resonance capacitor C1. The switching element Q2 is turned on and the switching element Q1 Controlled to be off. Then, a resonance current in the opposite direction flows through the switching element Q2. Thereafter, a self-excited switching operation in which the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on is started.
As described above, the switching elements Q1 and Q2 alternately open and close using the terminal voltages of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 as an operation power supply, thereby supplying a drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. An alternating output is obtained at the secondary winding N2.
[0046]
As described above, the control circuit 1 is determined by supplying, for example, a DC current whose level is variable according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side to the control winding NC of the drive transformer PRT as a control current. Perform voltage control.
That is, by passing a control current according to the level of the DC voltage output EO1 to the control winding NC, the inductance of the drive windings NB1 and NB2 is changed, thereby changing the conditions of the self-excited oscillation circuit to control the switching frequency. To do. As a result, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is varied according to the level of the DC output voltage EO1, and the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit is controlled and transmitted to the secondary side. Energy is controlled. That is, constant voltage control of the secondary side DC output voltage by the switching frequency control method is achieved.
[0047]
Next, the configuration of the power factor correction rectifier circuit 10 will be described.
The power factor improving rectifier circuit 10 has a rectifying action of the AC input current IAC and also has a power factor improving action.
[0048]
In the power factor correction rectifier circuit 10, a filter for suppressing normal mode noise by a capacitor CN and an inductance LN is formed for the AC line. In addition, a choke coil (inductance L10) is connected in series to the normal mode noise suppression filter.
Two fast recovery diodes D1 and D2 connected in series are also provided. The series connection of the fast recovery diodes D1 and D2 is arranged between the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground.
A series resonant capacitor C2 is connected in series from the tertiary winding N3 of the insulating converter transformer PIT, and the series resonant capacitor C2 is connected to a connection point of the fast recovery diodes D1 and D2. The choke coil (inductance L10) is also connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2.
The series circuit of the tertiary winding N3 and the series resonant capacitor C2 is connected in parallel to the fast recovery diode D1.
[0049]
In such a power factor correction rectifier circuit 10, the fast recovery diodes D1 and D2 function as a rectifier circuit.
That is, during the positive period of the AC input voltage VAC, the AC power supply AC → normal mode noise suppression filter (LN, CN) → inductanceL 10A rectification current flows through the system of → high-speed recovery type diode D1 → smoothing capacitor Ci1 →... To charge the smoothing capacitor Ci1.
Further, during the negative period of the AC input voltage VAC, a rectification current flows through the system of AC power supply AC → smoothing capacitor Ci2 → primary side ground → fast recovery type diode D2 →... To charge the smoothing capacitor Ci2.
Then, the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series, and the rectified and smoothed voltage Ei is extracted from the positive terminal side of the smoothing capacitor Ci1, so that the voltage doubler rectification method is achieved.
[0050]
The power factor correction function by the power factor correction rectifier circuit 10 is as follows.
The voltage induced in the tertiary winding N3 is a voltage induced based on the switching operation of the primary side current resonance converter, and has a rectangular wave shape proportional to the turn ratio (N3 / N1) between the tertiary winding N3 and the primary winding N1. Pulse voltage.
Here, a series resonance circuit is formed by the inductance of the tertiary winding N3 and the capacitance of the series resonance capacitor C2, and this series resonance frequency is a resonance having a current resonance circuit and a partial voltage resonance circuit as described above. It is set to be lower than the switching frequency of the converter. That is, the number of turns of the tertiary winding N3 and the capacitance of the series resonance capacitor C2 are selected so that the series resonance frequency is lower than the switching frequency.
[0051]
Then, during the period when the induced voltage of the tertiary winding N3 is positive, the series resonance current I2 flows from the tertiary winding N3 → the series resonance capacitor C2 → the fast recovery diode D1, and the fast recovery diode D1 is switched.
At the same time, the current I1 flows from the capacitor CN → the inductance L10 → the fast recovery diode D1 → the smoothing capacitor Ci1.
On the other hand, during the period in which the induced voltage of the tertiary winding N3 is negative, the series resonance current I2 flows from the tertiary winding N3 → smoothing capacitor Ci1 → smoothing capacitor Ci2 → fast recovery diode D2, and performs switching operation of the fast recovery diode D2. Let
At the same time, during the period when the AC input voltage VAC is negative, the current I1 flows from the capacitor CN → the smoothing capacitor Ci2 → the fast recovery diode D2 → the inductance L10.
Such operation waveforms of the currents I1 and I2 are shown in FIG. 2 as periods corresponding to the AC input voltage VAC and the AC input current IAC.
[0052]
The high-speed recovery diodes D1 and D2 are connected to the AC input voltage VAC by the series resonance current I2.Near peak valueBy performing the switching operation, the charging current to the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2) flows even during a period in which the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2).
As a result, the average waveform of the AC input current approaches the waveform of the AC input voltage, and the conduction angle of the AC input current is expanded. As a result, the power factor is improved.
[0053]
FIG. 3 shows the AC / DC power conversion efficiency (η_{AC / DC}), And the change characteristics of the power factor PF and the voltage doubler rectified DC input voltage Ei. This is a characteristic with respect to fluctuations in the load power Po = 200 W to 25 W when the AC input voltage VAC = 100V. In FIG. 3, the dotted line is the characteristic of the circuit of FIG. 1, and the solid line shows the characteristic according to the prior art of FIG. 11 (characteristic when the power choke coil is arranged on the AC line) for comparison.
FIG. 4 shows the characteristics of the power factor PF with respect to changes in the AC input voltage VAC = 90 to 140 V when the load power Po = 200 W.
[0054]
Various constants as the circuit of FIG. 1 when obtaining the characteristics of FIGS. 3 and 4 are as follows.
Primary winding N1 of insulating converter transformer PIT = 45T (turn)
Secondary winding N2 of the isolated converter transformer PIT = 45T
Insulating converter transformer PIT tertiary winding N3 = 4T
Inductance L10 = 92 μH
Series resonant capacitor C1 = 0.056 μF
Series resonant capacitor C2 = 0.27μF
[0055]
As can be seen from FIGS. 3 and 4, in the circuit of FIG. 1, the power factor PF is improved as compared with the prior art circuit, and when the load power Po = 200 W, the power factor PF is 0.83. ing. Further, a power factor characteristic with little change is realized even when the AC input voltage VAC fluctuates.
Further, the voltage doubler rectified DC input voltage Ei is increased by 24.2 V, and the AC / DC power conversion efficiency (η_{AC / DC}) Is improved by 0.3% over the prior art when the load power Po = 200 W. In this case, the AC input power is reduced by 0.5 W to save energy.
The ripple voltage of the DC output voltage E01 could be made equal (60 mV) to that in FIG. 11 provided with the power choke coil PCH.
[0056]
That is, in the switching power supply circuit of the embodiment of FIG. 1, after realizing a significant improvement in the power factor as a power factor improvement for a resonant converter that combines a current resonant converter and a partial voltage resonant circuit, As a countermeasure against the ripple voltage, the power choke coil PCH as shown in FIG. 11 is not required, and the accompanying increase in the DC input voltage Ei causes the AC / DC power conversion efficiency (η_{AC / DC}) Can be improved.
And the power factor improvement circuit with little change of a power factor with respect to the fluctuation | variation of alternating current input power or load electric power is implement | achieved.
[0057]
In the power factor correction rectifier circuit 10 having the configuration shown in FIG. 1, for example, the total weight of the components is about 22 g, and the mounting area is 9 cm.²And can. That is, compared with the power choke coil PCH, the weight is 1/11, and the mounting area is 1/2, so that the circuit cost can be reduced, the size can be reduced, and the weight can be reduced.
Furthermore, if the inductance is composed of a ferrite core having a closed magnetic circuit, the influence of leakage magnetic flux can be eliminated.
Also, there is an advantage that the tertiary winding N3 of the insulating converter transformer PIT can be as small as 4T.
[0058]
FIG. 5 shows a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.
The power supply circuit of FIG. 5 also includes a converter circuit that combines a half-bridge coupled current resonance type converter and a partial voltage resonance circuit that performs voltage resonance only when the semiconductor switch is turned off. On the other hand, the power factor improving rectifier circuit 11 for improving the power factor is provided.
In addition, since it is the same as that of FIG. 1 except the power factor improvement rectifier circuit 11, it attaches | subjects the same code | symbol and abbreviate | omits description.
[0059]
The power factor improving rectifier circuit 11 in this case also has the rectifying action of the AC input current IAC and the power factor improving action.
In the power factor correction rectifier circuit 11, a filter for suppressing normal mode noise by a capacitor CN and an inductance LN is formed for the AC line. In addition, a choke coil (inductance L10) is connected in series to the normal mode noise suppression filter.
Two fast recovery diodes D1 and D2 connected in series are also provided. The series connection of the fast recovery diodes D1 and D2 is arranged between the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground.
The choke coil (inductance L10) is connected to the winding end of the tertiary winding N3 of the insulating converter transformer PIT, and the winding start of the tertiary winding N3 is connected to the connection point of the fast recovery diodes D1 and D2.
Further, the low speed recovery diodes D3 and D4 are connected in series, and the low speed recovery diodes D3 and D4 are arranged between the positive electrode of the smoothing capacitor Ci1 and the primary side ground. The connection point of the low speed recovery type diodes D3 and D4 is connected to an AC line through a filter for suppressing normal mode noise.
[0060]
In such a power factor correction rectifier circuit 11, the fast recovery diodes D1 and D2 function as a first rectifier circuit, and the slow recovery diodes D3 and D4 function as a second rectifier circuit.
That is, during the positive period of the AC input voltage VAC, the AC power supply AC → normal mode noise suppression filter (LN, CN) → inductanceL 10The rectified current from the first rectifier circuit flows through the system of the tertiary winding N3, the fast recovery diode D1, the smoothing capacitor Ci1, and so on, and the smoothing capacitor Ci1 is charged. At the same time, in the system of AC power supply AC → normal mode noise suppression filter (LN, CN) → low-speed recovery type diode D3 → smoothing capacitor Ci1 →... Is charged.
[0061]
In the negative period of the AC input voltage VAC, a rectified current from the first rectifier circuit flows through the system of AC power supply AC → smoothing capacitor Ci2 → primary side ground → fast recovery diode D2 →... To the smoothing capacitor Ci2. Charged. At the same time, in the system of AC power supply AC → smoothing capacitor Ci2 → primary side ground → low speed recovery type diode D4 →..., A rectified current by the second rectifier circuit flows and charges the smoothing capacitor Ci2.
That is, the rectified current is divided into two systems by the first and second rectifier circuits and supplied to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2.
Then, the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series, and the rectified and smoothed voltage Ei is extracted from the positive terminal side of the smoothing capacitor Ci1, so that the voltage doubler rectification method is achieved.
[0062]
As described above, the charging currents to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are shunted by the action of the first and second rectifier circuits. FIG. 6 shows the waveform of the current I3 flowing through the low-speed recovery diodes D3 and D4. The current I3 flows only near the positive and negative peak values of the AC input voltage VAC.
This prevents an excessive charging current from flowing through the fast recovery diode D1 or D2 in the vicinity of the positive and negative peak values of the AC input voltage VAC. That is, the current is near the positive and negative peak values of the AC input voltage VAC.I3Flows through the low-speed recovery diodes D3 and D4, and the high-speed recovery diodes D1 and D2 have a high-frequency current.I4Only flows. For this reason, the power loss of the fast recovery diodes D1 and D2 is reduced, and high efficiency can be achieved.
[0063]
The power factor correction function by the power factor correction rectifier circuit 11 is as follows.
As described above, the power factor correction rectifier circuit 11 has a configuration in which the inductance L10 and the tertiary winding N3 are connected in series from the normal mode noise suppression filter (LN, CN) and connected to the connection point of the fast recovery diodes D1, D2. Take.
The voltage induced in the tertiary winding N3 is a voltage induced based on the switching operation of the primary side current resonance converter, and is a rectangular wave proportional to the turn ratio (N3 / N1) between the tertiary winding N3 and the primary winding N1. The pulse voltage V2 has a shape of the AC input voltage VAC as shown in FIG.Near peak valueThe voltage is fed back, and the current I4 flows through the fast recovery diodes D1 and D2.
[0064]
During the period when the AC input voltage VAC is positive, the current I4 flows in the order of the capacitor CN → the inductance L10 → the tertiary winding N3 → the high speed recovery type diode D1 → the smoothing capacitor Ci1 to perform the switching operation of the high speed recovery type diode D1.
In the period in which the AC input voltage VAC is negative, the current I4 flows from the capacitor CN → the smoothing capacitor Ci1 → the smoothing capacitor Ci2 → the high-speed recovery type diode D2 to switch the high-speed recovery type diode D2.
[0065]
In this way, the fast recovery diodes D1 and D2 are connected to the AC input voltage VAC by the current I4.Near peak valueBy performing the switching operation, the charging current to the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2) flows even during a period in which the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci1 (or Ci2).
As a result, the average waveform of the AC input current approaches the waveform of the AC input voltage, and the conduction angle of the AC input current is expanded. As a result, the power factor is improved.
[0066]
FIG. 7 shows the AC / DC power conversion efficiency (η_{AC / DC}), And the change characteristics of the power factor PF and the voltage doubler rectified DC input voltage Ei. This is a characteristic with respect to fluctuations in the load power Po = 200 W to 25 W when the AC input voltage VAC = 100V. In FIG. 3, the dotted line indicates the characteristics of the circuit of FIG. 5, and the solid line indicates the characteristics according to the prior art of FIG. 11 for comparison.
FIG. 8 shows the characteristics of the power factor PF with respect to changes in the AC input voltage VAC = 90 to 140 V when the load power Po = 200 W.
[0067]
The various constants as the circuit of FIG. 5 when obtaining the characteristics of FIGS. 7 and 8 are as follows.
Primary winding N1 of insulating converter transformer PIT = 45T (turn)
Secondary winding N2 of the isolated converter transformer PIT = 45T
Insulating converter transformer PIT tertiary winding N3 = 13T
Inductance L10 = 92 μH
Inductance LN = 100μH
Series resonant capacitor C1 = 0.056 μF
Capacitor CN = 1μF
[0068]
As can be seen from FIGS. 7 and 8, in the circuit of FIG. 5, the power factor PF is improved as compared with the prior art circuit, and the power factor PF is 0.83 when the load power Po = 200 W. ing. Further, a power factor characteristic with little change is realized even when the AC input voltage VAC fluctuates.
Further, the voltage doubler rectified DC input voltage Ei has increased by 22.2 V, and AC / DC power conversion efficiency (η_{AC / DC}) Is improved by 0.5% over the prior art. In this case, the AC input power is reduced by 1.2 W, thereby saving energy.
The ripple voltage of the DC output voltage E01 could be made equal (60 mV) to that in FIG. 11 provided with the power choke coil PCH.
[0069]
That is, in the switching power supply circuit of the embodiment of FIG. 5 as well, when the power factor is improved with respect to the resonant converter that combines the current resonant converter and the partial voltage resonant circuit, First, the power choke coil PCH as shown in FIG. 11 as a countermeasure against the ripple voltage is not required, and the AC input voltage Ei is increased accordingly, whereby the AC / DC power conversion efficiency (η_{AC / DC}) Can be improved.
And the power factor improvement circuit with little change of a power factor with respect to the fluctuation | variation of alternating current input power or load electric power is implement | achieved.
[0070]
Further, in the power factor correction rectifier circuit 10 having the configuration of FIG. 1, for example, the total weight of the components is about 25 g, and the mounting area is 7 cm.²And can. That is, the weight is 1/10 and the mounting area is 1 / 2.7 as compared with the power choke coil PCH, and the circuit can be reduced in cost, size, and weight.
Furthermore, if the inductance is composed of a ferrite core having a closed magnetic circuit, the influence of leakage magnetic flux can be eliminated.
Further, since the power factor is determined by the number of turns of the tertiary winding N3 of the insulating converter transformer PIT and the inductance value of the inductance L10, the design becomes easy.
[0071]
While the embodiments have been described above, various modifications of the present invention are possible.
In each of the above embodiments, a half-bridge coupled current resonance type converter using a bipolar transistor has been described as an example. For example, a MOS-FET shown in FIG. 10 or a current resonance type converter in which an IGBT is half-bridge coupled can be used. The present invention can also be applied to cases.
In addition to the self-oscillation drive circuit, the drive circuit for the switching element having a two-stone configuration may be a separately-excited oscillation drive circuit shown in FIG.
Further, the configuration of the rectifying / smoothing circuit on the secondary side of the insulating converter transformer PIT is not limited to the examples of FIGS. 1 and 5, and may be any configuration as long as a required DC output voltage can be obtained.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, the present invention realizes a significant improvement in the power factor in the configuration for improving the power factor for the resonant converter combining the current resonant converter and the partial voltage resonant circuit. This eliminates the need for the power choke coil and raises the DC input voltage, thereby improving the AC / DC power conversion efficiency.
Further, it is possible to realize a power factor characteristic with little change with respect to fluctuations in AC input power and load power.
[0073]
Further, since the power choke coil is not required, the weight of the component can be significantly reduced, and the mounting area can be reduced. As a result, the circuit can be reduced in cost, size and weight.
Furthermore, if the inductance is formed of a ferrite core having a closed magnetic circuit, the influence of leakage magnetic flux can be eliminated, the degree of freedom in layout design is improved, and measures such as a magnetic shield are not required.
[0074]
The invention according to claim 1 also has an advantage that the number of turns of the tertiary winding of the insulating converter transformer can be reduced.
In the case of the invention according to claim 2, since the power factor is determined by the number of turns of the tertiary winding of the insulating converter transformer and the inductance value connected in series with the tertiary winding, there is an advantage that the design becomes easy. It is done.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation of the switching power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 3 is an explanatory diagram of AC / DC conversion efficiency, power factor, and DC input voltage characteristics of the switching power supply circuit according to the first embodiment;
FIG. 4 is an explanatory diagram of power factor characteristics according to the first embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation of the switching power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 7 is an explanatory diagram of characteristics of AC / DC conversion efficiency, power factor, and DC input voltage for the switching power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 8 is an explanatory diagram of power factor characteristics according to the second embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 12 is an explanatory diagram of the characteristics of AC / DC conversion efficiency, power factor, and DC input voltage for a power supply circuit according to the prior art.
[Explanation of symbols]
1 control circuit, 10, 11 power factor correction circuit, Ci1, Ci2 smoothing capacitor, D1, D2 high speed recovery type diode, D3, D4 low speed recovery type diode, C1, C2 series resonance capacitor, Cp parallel resonance capacitor, PRT drive transformer, PIT isolated converter transformer, Q1, Q2 switching element

Claims

Insulating converter transformer that transmits the voltage obtained in the primary winding wound on the primary side to the secondary winding wound on the secondary side, and rectifies the voltage transmitted to the secondary winding to output DC In a switching power supply circuit having a DC output voltage generating means for generating a voltage and a power factor improving rectifying means,
Smoothing means for smoothing the rectified current and outputting a double voltage DC voltage by two smoothing capacitors in which the negative electrode of the first smoothing capacitor and the positive electrode of the second smoothing capacitor are connected in series via the first connection point ; ,
Switching means adapted to intermittently output the double voltage DC voltage by two switching elements coupled by a half bridge and to output to the primary winding of the insulating converter transformer;
Switching driving means for switching and driving each of the switching elements;
A current resonant circuit formed by at least a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a series resonant capacitor connected in series with the primary winding, and the operation of the switching means being a current resonant type ;
With
The primary side of the insulating converter transformer is further wound with a tertiary winding having a smaller number of turns than the primary and secondary windings,
Said power factor improving means, the second of the two diodes that will be connected in series via a connection point and said second connection point and said tertiary winding is connected in parallel to the two smoothing capacitors A resonance capacitor is disposed between one end of the third winding and the other end of the tertiary winding is connected to the positive electrode of the first smoothing capacitor, and an AC line is connected to the second connection point and the first connection point. Made up of,
The two diodes is configured to rectify the alternating current from the AC line, characterized in that the switching operation based on the fed back Ru voltage through a resonant capacitor connected to the upper Symbol tertiary winding Switching power supply circuit.

Insulating converter transformer that transmits the voltage obtained in the primary winding wound on the primary side to the secondary winding wound on the secondary side, and rectifies the voltage transmitted to the secondary winding to output DC In a switching power supply circuit having a DC output voltage generating means for generating a voltage and a power factor improving rectifying means,
Smoothing means for smoothing the rectified current and outputting a double voltage DC voltage by two smoothing capacitors in which the negative electrode of the first smoothing capacitor and the positive electrode of the second smoothing capacitor are connected in series via the first connection point ; ,
Switching means adapted to intermittently output the double voltage DC voltage by two switching elements coupled by a half bridge and to output to the primary winding of the insulating converter transformer;
Switching driving means for switching and driving each of the switching elements;
A current resonant circuit formed by at least a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a series resonant capacitor connected in series with the primary winding, and the operation of the switching means being a current resonant type ;
With
The primary side of the insulating converter transformer is further wound with a tertiary winding having a smaller number of turns than the primary and secondary windings,
It said power factor improving means, in series through the second of the two high speed recovery type diode that will be connected in series via a connecting point and third connecting point is connected in parallel to said two smoothing capacitors and two low speed recovery type diode that will be connected, arranged an inductor connected in series through the second connection point and said tertiary winding, alternating current to said third connection point and the first connection point The lines are connected,
The two fast recovery diodes and the two slow recovery diodes rectify alternating current from the alternating current line, and the two fast recovery diodes are connected via the inductor connected to the tertiary winding. A switching power supply circuit that performs a switching operation based on a feedback voltage .