JP4306234B2 - Switching power supply - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、高力率を図ることができるスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図14に従来の力率改善回路とコンバータ回路との2コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図14に示すスイッチング電源装置は、交流電源Vac1の交流電圧を全波整流する全波整流回路B1と、この全波整流回路B1からの全波整流電圧をチョークコイルL1を介して入力し、制御回路101からの制御信号によりスイッチQ2をオン/オフさせて、ダイオードD2及びコンデンサC3により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路50と、この力率改善回路50からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路60とを有している。
【0003】
力率改善回路50内の制御回路101は、スイッチQ2を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチQ2のオン期間を制御するとともに、チョークコイルL1の電流がゼロになってからスイッチQ2をターンオンさせる。具体的には、制御回路101は、スイッチQ2の電流を検出する抵抗r3の両端電圧と、入力電圧(全波整流電圧)を抵抗r1と抵抗r2とで分圧した電圧とをコンパレータ(図示せず)に入力し、このコンパレータの出力信号によりRSフリップフロップ(図示せず)を動作させてスイッチQ2をターンオフさせる。これにより、スイッチQ2のピーク電流は入力電圧に比例する。また、チョークコイルL1に補助巻線103を付加し、制御回路101は、補助巻線103に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチQ2をターンオンさせる。即ち、チョークコイルL1に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Vac1に流れる入力電流(交流電流)も交流電源Vac1の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。
【0004】
また、制御回路101は、コンデンサC3の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチQ2をオン/オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。
【0005】
一方、コンバータ回路60において、コンデンサC3にトランスT1の1次巻線5a(巻数n1)を介してMOSFET等からなる主スイッチQ1が接続され、この主スイッチQ1の両端には、直列に接続された抵抗R2及びスナバコンデンサC2が接続されている。主スイッチQ1は、制御回路102のPWM制御によりオン/オフするようになっている。
【0006】
また、トランスT1の1次巻線5aとトランスT1の2次巻線5bとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスT1の2次巻線5b(巻数n2)にはダイオードD1及びコンデンサC1からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスT1の2次巻線5bに誘起された電圧(オン/オフ制御されたパルス電圧)を整流平滑して直流出力を負荷RLに出力する。
【0007】
制御回路102は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷RLの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチQ1に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチQ1のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【0008】
次に、コンバータ回路60の動作を図15に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図15では、主スイッチQ1の両端間の電圧Q1v、主スイッチQ1に流れる電流Q1i、トランスT1の1次巻線5a(巻数n1)に流れる電流n1i、ダイオードD1に流れる電流D1i、主スイッチQ1をオン/オフ制御するQ1制御信号を示している。
【0009】
まず、時刻t31において、Q1制御信号により主スイッチQ1がオンし、コンデンサC3からトランスT1の1次巻線5aを介して主スイッチQ1に電流Q1iが流れる。この電流は、時刻t32まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、1次巻線5aを流れる電流n1iも電流Q1iと同様に時刻t32まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【0010】
なお、時刻t31から時刻t32では、1次巻線5aの主スイッチQ1側が−側になり、1次巻線5aと2次巻線5bとは逆相になっているので、ダイオードD1のアノード側が−側になるため、ダイオードD1には電流D1iは流れない。
【0011】
次に、時刻t32において、主スイッチQ1は、Q1制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスT1の1次巻線5aに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタLg(2次巻線5bと結合していないインダクタ)の励磁エネルギーは、2次巻線5bに伝送されないため、抵抗R2を介してスナバコンデンサC2に蓄えられる。このため、トランスT1の1次巻線5aのリーケージインダクタLgとスナバコンデンサC2とにより電圧共振が形成され、その共振周波数fは、式(1)で表される。
【0012】
f=1/[2π*{Lg*C2}1/2] ・・・(1)
る。なお、スナバコンデンサC2の値と抵抗R2の値とを適当な値に調整すれ また、そのときの共振波形は、図16に示すように、ターンオフ時(オン状態からオフ状態に変わること)にリンギング波形RG(減衰振動波形)となり、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形RGは、抵抗R2により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻t33直前まで継続する。また、時刻t32〜時刻t33では、主スイッチQ1がオフであるため、電流Q1i及び電流n1iはゼロになる。
【0013】
なお、時刻t32から時刻t33では、1次巻線5aの主スイッチQ1側が+側になり、且つ1次巻線5aと2次巻線5bとは逆相になっているので、ダイオードD1のアノード側が+側になるため、ダイオードD1に電流D1iが流れる。
【0014】
このようなコンバータ回路60によれば、主スイッチQ1の両端にスナバ回路(C2,R2)を挿入し、主スイッチQ1の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスT1のリーケージインダクタLgによる主スイッチQ1へのサージ電圧を抑制することができる。
【0015】
また、従来のスイッチング電源装置として、例えば特許文献1がある。
【0016】
【特許文献1】
特開2001−157450号(第1図、第3図)
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路50とコンバータ回路60の2コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が2系統(力率改善回路用、コンバータ回路用)必要であり、スイッチング回路も2系統必要であった。
【0018】
このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が2回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。
【0019】
本発明は、1つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。
【0020】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項1の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、第1巻線と第2巻線とを有する第2トランスと、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第2トランスの第1巻線とリアクトルと第1整流素子と主スイッチとが直列に接続された第1直列回路と、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第2トランスの第2巻線と第2整流素子とコンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、前記コンデンサに並列に接続され、第1トランスの1次巻線と前記主スイッチとが直列に接続された第3直列回路と、前記第2トランスの第1巻線の両端又は前記第2トランスの第2巻線の両端に並列に接続された共振用コンデンサと、前記第1トランスの2次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン/オフ制御して前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有し、ディザー動作時に、前記第1整流素子に流れる電流と前記第2整流素子に流れる電流との和の電流の波形は、正弦波状電流の波形のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形であることを特徴とする。
【0021】
請求項2の発明では、前記リアクトルは、前記第2トランスの第1巻線及び第2巻線間のリーケージインダクタからなることを特徴とする。
【0022】
請求項3の発明は、前記第2トランスの第1巻線及び第2巻線と前記共振用コンデンサと前記リアクトルとで構成される共振回路の共振周波数を、前記スイッチング周波数の近傍としたことを特徴とする。
【0023】
請求項4の発明は、前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出された入力電流に基づき該入力電流が正弦波に近くなるように前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、有することを特徴とする。
【0024】
請求項5の発明は、前記コンデンサの電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、を有することを特徴とする。
【0025】
請求項6の発明は、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン/オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【0026】
請求項7の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【0027】
請求項8の発明では、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【0028】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【0029】
(第1の実施の形態)
第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置であって、1つのコンバータで高調波規制に対応でき、ディザー回路の電圧を共振回路の共振作用により昇圧して主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることを特徴とし、これにより小電流容量の主スイッチを使用でき、小型化、高効率化を図ったものである。
【0030】
図1は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図1において、全波整流回路B1は、交流電源Vac1に接続され、交流電源Vac1からの交流電圧を整流して正極側出力端1及び負極側出力端2に出力する。トランスT2は、第1巻線6a(巻数n3)とこの第1巻線6aに電磁結合している第2巻線6b(巻数n4)とを有しており、第1巻線6aの一端と第2巻線6bの一端は、全波整流回路B1の正極側出力端1に接続されている。
【0031】
全波整流回路B1の正極側出力端1と負極側出力端2との間には、トランスT2の第1巻線6aとリアクトルL1とダイオードD2と主スイッチQ1とからなる第1直列回路が接続されている。
【0032】
また、全波整流回路B1の正極側出力端1と負極側出力端2との間には、トランスT2の第2巻線6bとダイオードD3とコンデンサC2とからなる第2直列回路が接続されている。トランスT2の第2巻線6bの両端にはディザー回路の共振用のコンデンサC4が並列に接続されている。
【0033】
コンデンサC2には、並列にトランスT1の1次巻線5a(巻数n1)と主スイッチQ1とからなる第3直列回路が接続されている。主スイッチQ1は、バイポーラトランジスタ、FET、IGBTのいずれかを用いることができる。なお、リアクトルL1は、トランスT2のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【0034】
トランスT1の1次巻線5aとトランスT1の2次巻線5bとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスT1の2次巻線5bには、ダイオードD1及びコンデンサC1を有する整流平滑回路7が接続されている。この整流平滑回路7は、トランスT1の2次巻線5bに誘起された電圧(オン/オフ制御されたパルス電圧)を整流平滑して直流出力を負荷RLに出力する。
【0035】
制御回路10は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷RLの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチQ1に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチQ1のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【0036】
次に、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置が特徴とするディザー回路の共振回路を説明する。この共振回路は、トランスT2とコンデンサC4とリアクトルL1とからなる。この共振回路の原理図を図5に示す。図5に示す共振回路は、トランスT2の第1巻線6a側に換算した等価回路である。図5において、Vac2は、スイッチング周波数の交流電圧源であり、主スイッチQ1のオン、オフにより与えられる。スイッチング周波数は、主スイッチQ1をオン、オフさせる周波数である。LaはトランスT2の励磁インダクタンスに相当し、コンデンサCaは、コンデンサC4をトランスT2の第1巻線側に換算したものであり、L1はリアクトルである。
【0037】
図6は交流電圧源Vac2の周波数を変化させた場合におけるコンデンサCaの電圧を示し、共振周波数f0でコンデンサCaの電圧が最大となる。共振周波数f0は、計算により求めると、式(2)で表される。
【0038】
f0={La+L1}1/2/[2π*{La*L1*Ca}1/2] ・・・(2)
なお、La≫L1であるため、共振周波数f0は、式(3)で近似的に表される。
【0039】
f0=1/[2π*{L1*Ca}1/2] ・・・(3)
すなわち、共振周波数f0は、リアクトルL1とコンデンサCaとの直列共振回路による周波数である。第1の実施の形態では、スイッチング周波数を、共振周波数の付近(例えばf1)に設定することにより、コンデンサCaの電圧を、通常の電圧の数倍に昇圧するようになっている。
【0040】
次にこのように構成された第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図2乃至図6に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図2は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図3は図2に示すタイミングチャートのA部の詳細なタイミングチャートである。図4は共振回路による共振作用時における各部の信号の波形を示す図である。
【0041】
なお、図2乃至図4では、交流電源Vac1の入力電圧Vi(交流電圧)、交流電源Vac1を流れる入力電流Ii(交流電流)、ダイオードD2に流れる電流Id2、ダイオードD3に流れる電流Id3、主スイッチQ1に流れる電流Q1i、全波整流回路B1の全波整流電圧B1v、コンデンサC4の両端電圧C4v、トランスT1の1次巻線5aに流れる電流n1i、主スイッチQ1の両端間電圧Q1v、トランスT2の第2巻線6bの両端電圧Vn4を示している。
【0042】
まず、交流電源Vac1からの交流電圧が、全波整流回路B1により整流されて全波整流電圧が正極側出力端1及び負極側出力端2から出力される。そして、時刻t0において、主スイッチQ1をオンさせると、C2→5a→Q1→C2の閉ループが形成されて、コンデンサC2に蓄えられた電荷は、トランスT1の1次巻線5aを通って放電し、トランスT1の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【0043】
また、これと同時に、B1→6a→L1→D2→Q1→B1の閉ループが形成される。このため、全波整流回路B1により整流された全波整流電圧は、リアクトルL1とトランスT2の第1巻線6aに加わる。この第1巻線6aには全波整流電圧に応じた電力が蓄えられる。これと同時にトランスT2の第2巻線6bにも電圧が発生し、コンデンサC4を充電する。このため、コンデンサC4の両端電圧C4vは、時刻t0から時刻t1まで上昇していく。また、ダイオードD2に流れる電流Id2は、時刻t0から時刻t1まで直線的に増加していく。
【0044】
次に、時刻t1において、主スイッチQ1がオフすると、ダイオードD2に流れる電流Id2は、直線的に減少していき、時刻t2でゼロとなる。また、このとき、トランスT1の1次巻線5aには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスT1の2次巻線5bにも逆起電力が誘起されて、2次巻線5bからダイオードD1、コンデンサC1及び負荷RLに電流が流れて、負荷RLに電力が供給される。また、トランスT2の第1巻線6a及びリアクトルL1に蓄えられた電力も、逆極性の電圧を発生させ、ダイオードD2を介して、トランスT1の1次巻線5aを通り、2次巻線5b側から負荷RLに電力を供給すると共に、コンデンサC2を充電する。
【0045】
以下、同様にして、時刻t2以降においても主スイッチQ1をオン/オフすると、ダイオードD2の電流Id2が増加/減少して、三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形(各三角形の包絡線波形)が図2及び図4に示すような電流Id2の波形となる。コンデンサC2の電圧が入力電圧Vi(交流電圧)を全波整流して得られた全波整流電圧より高い場合、トランスT2の第1巻線6aを介してダイオードD2に流れる電流Id2は、図4に示すように、時刻t0から時刻t10まで入力電圧Viに比例して増加する。
【0046】
また、トランスT2の第1及び第2巻線には、主スイッチQ1をオン/オフさせるためのスイッチング周波数の交流電圧が発生する。このスイッチング周波数は、共振周波数f0の付近の例えばf1に設定されており、トランスT2とコンデンサC4とリアクトルL1とによる共振回路の共振作用により、図5に示すコンデンサCaの電圧を、通常の電圧の数倍に昇圧することができる。このため、図1の回路のコンデンサC4の電圧C4vは、トランスT2の巻数比(n3:n4で例えば1:10である。)から得られる電圧の数倍の電圧を得ることができる。この電圧C4vを全波整流電圧B1vに加えて、コンデンサC2を充電することにより、ディザー回路を構成できる。
【0047】
即ち、コンデンサC4の電圧C4v(トランスT2の第2巻線6bの両端電圧Vn4と同じ)と全波整流電圧B1vとの和がコンデンサC2の電圧より高くなった場合(図4に示す時刻t10〜t17)には、6b→D3→C2と電流が流れて(即ち、ディザー動作時)、コンデンサC2が充電される。このとき、電流Id3は、図4に示すような波形WV3となる。
【0048】
ディザー回路により入力電流歪みを減少させるためには、加える高周波電圧の全波整流電圧B1vに対する割合を大きくすればよい。即ち、この割合はトランスT2の巻数比(n3:n4)で決定され、n3:n4が1:10であるよりも、n3:n4が1:3の方が大きい。
【0049】
しかし、この割合を大きくすると、主スイッチQ1のピーク電流を増加させ、軽負荷時のコンデンサC2の電圧上昇を招き、好ましくない。このため、共振回路による共振現象を利用し、電圧を数倍に昇圧できることは、トランスT2の巻数比を数分の一にできることを意味する。即ち、n3:n4を1:10に設定しても、トランスT2の第1巻線側の共振作用によりトランスT2の第1巻線6aの両端電圧とリアクトルL1の両端電圧とを合わせた電圧Vが数倍に昇圧されるため、トランスT2の巻数比を数分の一にしたことに相当する。
【0050】
共振時には前記電圧Vが数倍に昇圧されているため、ディザー動作時(ダイオードD3に電流が流れている時で時刻t10〜t17)における共振回路電流(ダイオードD2に流れる電流Id2)は、図4の電流波形WV2に示すように、低く抑えられる。この電流Id2と、トランスT1の1次巻線5aに流れる電流n1iとの和が、主スイッチQ1に流れる電流Q1iであるから、主スイッチQ1のピーク電流も低く抑えられる。このため、ディザー導通時のトランスT2の第1巻線側の電流を増大させることなく、コンデンサC2を充電できる。なお、共振が発生しない場合には、入力電圧Viに比例した電流波形WV1となる。
【0051】
また、入力電流Iiは、ダイオードD2に流れる電流Id2とダイオードD3に流れる電流Id3との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。即ち、1つのコンバータで高調波規制に対応することができる。
【0052】
このように、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、共振回路により電圧を昇圧できるため、主スイッチQ1の電流の最小限の増加により高調波を減少させることができるため、一つのコンバータで高調波規制に対応でき、小電流容量のスイッチング素子(主スイッチQ1)を使用でき、効率の低下も少なく、小型化、高効率化を図ることができる。また、トランスT2の巻線比を大きくしてあるので、軽負荷時のコンデンサC2の電圧上昇の問題もない。
【0053】
図7は交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスD判定波形を示す図である。交流入力電流の半周期の波形が、図7の太い実線W1の内側に、少なくとも半周期の95%に渡って入る特殊波形の交流入力電流を有する機器をクラスDと判定し、限度値が適用される。限度値は国際標準規格IEC61000−3−2による。実施の形態の入力電流波形も図7(b)に示すように、太い実線W1の内側に、少なくとも半周期の95%に渡って入っているので、特殊波形とみなされ、限度値が適用される。また、リアクトルL1とコンデンサC2とによる低域フィルタにより、高い周波数を抑制できるので、高調波を大幅に低減することができる。
【0054】
なお、図1に示すスイッチング電源装置では、共振回路のコンデンサC4をトランスT2の第2巻線6bに並列に接続したが、コンデンサC4を例えばトランスT2の第1巻線6aに並列に接続しても良い。この場合には、コンデンサC4の容量値を、トランスT2の巻数比(n3:n4)の2乗分の1の容量値にする必要がある。
【0055】
(第2の実施の形態)
次に、本発明の第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。図8は第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図8に示す第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、FM変調及びPWM変調を用い、且つ電流検出抵抗Rを設け、電流検出抵抗Rに流れる入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング周波数を制御して、入力電流歪みの減少を図ったものである。また、コンデンサC2の電圧を監視し、この電圧が既定値より高くなった場合にスイッチング周波数を制御して、コンデンサC2の電圧の過上昇防止を図ったものである。
【0056】
電流検出抵抗Rは、全波整流回路B1の負極側出力端2と主スイッチQ1の一端及びコンデンサC2の一端との間に接続され、全波整流回路B1に流れる入力電流を検出する。
【0057】
制御回路10aは、差動増幅器111、乗算器112、差動増幅器113、電圧制御発振器(VCO)114、差動増幅器115、PWMコンパレータ116を有して構成される。
【0058】
差動増幅器111(本発明の誤差電圧生成手段に対応)は、基準電圧E1が+端子に入力され、コンデンサC2の電圧が−端子に入力され、コンデンサC2の電圧と基準電圧E1との誤差からなる誤差電圧信号を生成して乗算器112に出力する。乗算器112は、差動増幅器111からの誤差電圧信号と全波整流回路B1の正極側出力端1からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を差動増幅器113の+端子に出力する。
【0059】
差動増幅器113は、電流検出抵抗Rで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器112からの乗算出力電圧が+端子に入力され、電流検出抵抗Rによる電圧と乗算出力電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してVCO114に出力する。
【0060】
VCO114(本発明の周波数制御手段に対応)は、差動増幅器113からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を変化させた三角波信号(本発明の周波数制御信号に対応)を生成するもので、図9に示すように、電圧V12,V11,V0が増加するに従ってスイッチッング周波数f12,f11,f0が増加する電圧周波数変換特性CVを有している。ここで、周波数f0は、図6に示す共振周波数であり、周波数f11は、周波数f0の近傍の周波数である。
【0061】
即ち、VCO114は、差動増幅器113からの誤差電圧信号の電圧値(入力電流に比例した電圧)に基づき入力電流が正弦波に近くなるようにスイッチング周波数を変化させるようになっている。また、VCO114は、差動増幅器113からの誤差電圧信号の電圧値(コンデンサC2の電圧に比例した電圧)に基づきコンデンサC2の電圧が基準電圧E1以上にならないようにスイッチング周波数を変化させるようになっている。
【0062】
差動増幅器115は、基準電圧E2が+端子に入力され、コンデンサC1の電圧が−端子に入力され、コンデンサC1の電圧と基準電圧E2との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号FBとしてPWMコンパレータ116に出力する。PWMコンパレータ116(本発明のパルス幅制御手段に対応)は、VCO114からの三角波信号が−端子に入力され、差動増幅器115からのフィードバック信号FBが+端子に入力され、図10に示すように、フィードバック信号FBの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号FBの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチQ1に印加してコンデンサC1の出力電圧を所定電圧に制御する。
【0063】
また、PWMコンパレータ116は、図10に示すように、コンデンサC1の出力電圧が基準電圧E2に達して、フィードバック信号がFBからFB1に低下すると、フィードバック信号FBの値が三角波信号の値以上となるパルスオン幅を短くすることによって、出力電圧を所定電圧に制御する。即ち、パルス幅を制御している。
【0064】
次に、このように構成された第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図8乃至図10を参照しながら説明する。
【0065】
まず、スイッチング周波数が図6及び図9に示すようにf0に設定され、誤差電圧信号の電圧がV0に設定されているとき、電流検出抵抗Rに流れる入力電流が増加するため、電流検出抵抗Rに流れる入力電流に比例して増加した電圧が差動増幅器113の−端子に入力されるので、差動増幅器113の誤差電圧信号の電圧値は減少する。
【0066】
このため、VCO114は、差動増幅器113からの誤差電圧信号の電圧値が小さいので、図10に示すように、スイッチング周波数f0より低いスイッチング周波数f11を持つ三角波信号を生成する。スイッチング周波数f11が共振周波数f0より低い周波数であるので、入力電流は減少し正弦波に近くなる。
【0067】
そして、PWMコンパレータ116は、図10に示すように、フィードバック信号FBの値がスイッチング周波数f11を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号FBの値がスイッチング周波数f11を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなるスイッチング周波数f11を持つパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチQ1に印加する。
【0068】
一方、スイッチング周波数が図6及び図9に示すようにf12に設定され、誤差電圧信号の電圧がV12に設定されているとき、電流検出抵抗Rに流れる入力電流が減少するため、電流検出抵抗Rに流れる入力電流に比例して減少した電圧が差動増幅器113の−端子に入力されるので、差動増幅器113の誤差電圧信号の電圧値は増加する。
【0069】
このため、VCO114は、差動増幅器113からの誤差電圧信号の電圧値が大きいので、図10に示すように、スイッチング周波数f12より高いスイッチング周波数f11を持つ三角波信号を生成する。スイッチング周波数f11が共振周波数f0より低い周波数であるので、入力電流は増加し正弦波に近くなる。
【0070】
そして、PWMコンパレータ116は、図10に示すように、フィードバック信号FBの値がスイッチング周波数f11を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号FBの値がスイッチング周波数f11を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなるスイッチング周波数f11を持つパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチQ1に印加する。
【0071】
このように、スイッチング周波数f11を共振周波数f0の近傍の周波数で低い周波数で制御することにより、入力電流が正弦波に近くなる。即ち、電流検出抵抗Rに流れる入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング周波数を制御することにより、入力電流歪みの減少を図ることができる。また、同様にして、スイッチング周波数を共振周波数f0の近傍の周波数で高い周波数(図6に示すf1,f2)で制御しても同様な動作となる。
【0072】
次に、コンデンサC2の電圧が基準電圧E1に達すると、差動増幅器111から出力される誤差電圧信号は、小さい値となるので、乗算器112からの乗算出力電圧もより小さい値となる。このため、差動増幅器113の誤差電圧信号も小さい値となり、この誤差電圧信号がVCO114に出力される。
【0073】
VCO114は、差動増幅器113からの誤差電圧信号の電圧値が小さいので、図9の特性からもわかるように、より低いスイッチング周波数を持つ三角波信号を生成する。
【0074】
そして、VCO114からより低いスイッチング周波数を持つ三角波信号がPWMコンパレータ116の−端子に入力されるので、PWMコンパレータ116は、パルスオン幅の短いパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチQ1に印加する。このため、コンデンサC2の電圧を基準電圧E1に制御できるから、コンデンサC2の電圧の過上昇防止を図ることができる。また、同様にして、スイッチング周波数を共振周波数f0の近傍の周波数で高い周波数(図6に示すf1,f2)で制御しても同様な動作となる。
【0075】
(第3の実施の形態)
次に第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第1及び第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのMOS FET等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【0076】
一方、SIT(static induction transistor、静電誘導トランジスタ)等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【0077】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【0078】
そこで、第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチQ1にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【0079】
図11は第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図11に示すスイッチング電源装置は、図1に示す第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチQ1nをSIT等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチQ1nをオン/オフ制御するノーマリオン回路を有していることを特徴とする。
【0080】
このノーマリオン回路は以下のように構成される。全波整流回路B1の負極側出力端2と、主スイッチQ1nとコンデンサC2との接続点との間には、突入電流制限抵抗R1が接続されている。主スイッチQ1nは、SIT等のノーマリオンタイプのスイッチであり、制御回路11のPWM制御によりオン/オフする。
【0081】
また、突入電流制限抵抗R1の両端にはスイッチS1が接続されている。このスイッチS1は、例えばノーマリオフタイプのMOSFET,BJT(バイポーラ接合トランジスタ)等の半導体スイッチであり、制御回路11からの短絡信号によりオン制御される。
【0082】
突入電流制限抵抗R1の両端には、コンデンサC12と抵抗R2とダイオードD12とからなる起動電源部12が接続されている。この起動電源部12は、突入電流制限抵抗R1の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサC12の両端電圧を主スイッチQ1nのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路11に出力する。また、コンデンサC2に充電された充電電圧を制御回路11に供給する。
【0083】
制御回路11は、交流電源Vac1をオンしたときに、コンデンサC12から供給された電圧により起動し、制御信号として端子bから主スイッチQ1nのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチQ1nをオフさせる。この制御信号は、例えば、−15Vと0Vとのパルス信号からなり、−15Vの電圧により主スイッチQ1nがオフし、0Vの電圧により主スイッチQ1nがオンする。
【0084】
制御回路11は、コンデンサC2の充電が完了した後、端子bから制御信号として0Vと−15Vとのパルス信号を主スイッチQ1nのゲートに出力し、主スイッチQ1nをスイッチング動作させる。制御回路11は、主スイッチQ1nをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチS1のゲートに短絡信号を出力し、スイッチS1をオンさせる。
【0085】
また、トランスT1に設けられた補助巻線5c(巻数n5)の一端は、主スイッチQ1nの一端とコンデンサC13の一端と制御回路11とに接続され、補助巻線5cの他端は、ダイオードD13のカソードに接続され、ダイオードD13のアノードはコンデンサC13の他端及び制御回路11の端子cに接続されている。補助巻線5cとダイオードD13とコンデンサC13とは通常動作電源部13を構成し、この通常動作電源部13は、補助巻線5cで発生した電圧をダイオードD13及びコンデンサC13を介して制御回路11に供給する。
【0086】
次にこのように構成された第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図11乃至図13を参照しながら説明する。
【0087】
なお、図13において、Vac1は、交流電源Vac1の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Vac1に流れる電流を示し、R1電圧は、突入電流制限抵抗R1に発生する電圧を示し、C2電圧は、コンデンサC2の電圧を示し、C12電圧は、コンデンサC12の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサC1の電圧を示し、制御信号は、制御回路11の端子bから主スイッチQ1nのゲートへ出力される信号を示す。
【0088】
まず、時刻t0において、交流電源Vac1を印加(オン)すると、交流電源Vac1の交流電圧は全波整流回路B1で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチQ1nは、オン状態であり、スイッチS1は、オフ状態である。このため、全波整流回路B1からの電圧は、コンデンサC2を介して突入電流制限抵抗R1に印加される(図12中の▲1▼)。
【0089】
この突入電流制限抵抗R1に発生した電圧は、ダイオードD12、抵抗R2を介してコンデンサC12に蓄えられる(図12中の▲2▼)。ここで、コンデンサC12の端子f側が例えばゼロ電位となり、コンデンサC12の端子g側が例えば負電位となる。このため、コンデンサC12の電圧は、図13に示すように、負電圧(逆バイアス電圧)となる。このコンデンサC12の負電圧が端子aを介して制御回路11に供給される。
【0090】
そして、コンデンサC12の電圧が、主スイッチQ1nのスレッシホールド電圧THLになった時点(図13の時刻t1)で、制御回路11は、端子bから−15Vの制御信号を主スイッチQ1nのゲートに出力する(図12中の▲3▼)。このため、主スイッチQ1nは、オフ状態となる。
【0091】
すると、全波整流回路B1からの電圧により、コンデンサC2は、充電されて(図12中の▲4▼)、コンデンサC2の電圧が上昇していき、コンデンサC2の充電が完了する。
【0092】
次に、時刻t2において、制御回路11は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子bから0Vの制御信号を主スイッチQ1nのゲートに出力する(図12中の▲5▼)。このため、主スイッチQ1nは、オン状態となるため、コンデンサC2→5a→Q1nと電流が流れる(図12中の▲6▼)。このため、トランスT1の1次巻線5aにエネルギーが蓄えられる。
【0093】
また、全波整流回路B1の正極側出力端1から6a→L1→D2→Q1nに電流が流れる(図12中の▲7▼)。また、トランスT1の1次巻線5aと電磁結合している補助巻線5cにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードD13及びコンデンサC13を介して制御回路11に供給される(図12中の▲8▼)。このため、制御回路11が動作を継続することができるので、主スイッチQ1nのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【0094】
次に、時刻t3において、端子bから−15Vの制御信号を主スイッチQ1nのゲートに出力する。このため、時刻t3に主スイッチQ1nがオフして、1次巻線5aに発生した逆起電力により、2次巻線5bからダイオードD1を介して負荷RL及びコンデンサC1に電流が流れて、負荷RLに出力電圧が発生する。また、時刻t3に制御回路11から短絡信号をスイッチS1に出力すると、スイッチS1がオンして(図12中の▲9▼)、突入電流制限抵抗R1の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗R1の損失を減ずることができる。
【0095】
なお、時刻t3は、交流電源Vac1をオンしたとき(時刻t0)からの経過時間として設定され、例えばコンデンサC2と突入電流制限抵抗R1との時定数(τ=C2・R1)の約5倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチQ1nはオン/オフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチQ1nがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチQ1nは、図1に示す第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチQ1の動作、即ち、図2に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【0096】
このように第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路11は、交流電源Vac1がオンされたときに突入電流制限抵抗R1に発生した電圧により主スイッチQ1nをオフさせ、コンデンサC2が充電された後、主スイッチQ1nをオン/オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。また、第1の実施の形態の効果が得られる。ノーマリオン回路は、例えば、第2の実施の形態の装置に追加しても良い。
【0097】
なお、本発明は第1乃至第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置に限定されるものではない。第1乃至第3の実施の形態では、リバース方式を採用したが、本発明は、リバース方式に限ることなく、パルス幅制御で出力を安定化させる回路例えばフォワード方式、ハーフブリッジ方式、また、補助スイッチ付部分共振コンバータ等にも適用可能である。また、共振回路の直列インダクタンスL1は、トランスT2の第1巻線6aと第2巻線6bとを疎結合とし、得られるリーケージインダクタンスを使用することも可能である。
【0098】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、共振回路により電圧を昇圧できるため、主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることができるから、一つのコンバータで高調波規制に対応でき、小電流容量のスイッチング素子を使用でき、効率の低下も少なく、小型化、高効率化を図るスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図2】第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図3】図2に示すタイミングチャートのA部の詳細なタイミングチャートである。
【図4】共振回路による共振作用時における各部の信号の波形を示す図である。
【図5】共振回路の原理図である。
【図6】共振回路の特性を示す図である。
【図7】交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスD判定波形を示す図である。
【図8】第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図9】VCOの特性を示す図である。
【図10】VCOの周波数の変化に応じてPWMコンパレータのパルス周波数が変化した様子を示す図である。
【図11】第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図12】第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図13】第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図14】従来の力率改善回路とコンバータ回路との2コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図15】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図16】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
Vac1 交流電源
B1 全波整流回路
10,10a,11,101,102 制御回路
Q1,Q1n 主スイッチ
RL 負荷
R 電流検出抵抗
C1〜C4 コンデンサ
S1 スイッチ
T1,T2 トランス
5a 1次巻線
5b 2次巻線
5c 補助巻線
7 整流平滑回路
12 起動電源部
13 通常動作電源部
L1 リアクトル
D1〜D3 ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device that can achieve high efficiency and high power factor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 shows a circuit configuration diagram of a conventional two-converter switching power supply device including a power factor correction circuit and a converter circuit. The switching power supply shown in FIG. 14 is controlled by inputting a full-wave rectification circuit B1 for full-wave rectification of the AC voltage of the AC power supply Vac1 and a full-wave rectification voltage from the full-wave rectification circuit B1 via the choke coil L1. A power
[0003]
The
[0004]
In addition, since the
[0005]
On the other hand, in the
[0006]
Further, the
[0007]
The
[0008]
Next, the operation of the
[0009]
First, time t 31 , The main switch Q1 is turned on by the Q1 control signal, and a current Q1i flows from the capacitor C3 to the main switch Q1 through the
[0010]
Note that time t 31 To time t 32 Then, since the primary switch Q1 side of the
[0011]
Next, time t 32 The main switch Q1 is changed from the on state to the off state by the Q1 control signal. At this time, among the excitation energies induced in the
[0012]
f = 1 / [2π * {Lg * C2} 1/2 ] (1)
The Note that the value of the snubber capacitor C2 and the value of the resistor R2 are adjusted to appropriate values. The resonance waveform at that time is ringing at the time of turn-off (change from the on state to the off state) as shown in FIG. It becomes a waveform RG (damped oscillation waveform), and this ringing waveform can be made very small. The ringing waveform RG is attenuated to a constant value with the lapse of time by the resistor R2, and this constant value is the time t. 33 Continue until just before. Also, time t 32 ~ Time t 33 Then, since the main switch Q1 is off, the current Q1i and the current n1i become zero.
[0013]
Note that time t 32 To time t 33 Then, since the main switch Q1 side of the
[0014]
According to such a
[0015]
Moreover, there exists
[0016]
[Patent Document 1]
JP 2001-157450 A (FIGS. 1 and 3)
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, in this type of conventional switching power supply device, in order to comply with the harmonic regulation, the two-converter system of the power
[0018]
For this reason, the circuit is complicated and there are two switching portions, so noise and loss increase, which hinders miniaturization, low noise, and high efficiency.
[0019]
An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can cope with harmonic regulation with a single converter, and that achieves miniaturization and high efficiency.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has the following configuration in order to solve the above problems. The invention according to
[0021]
According to a second aspect of the present invention, the reactor includes a leakage inductor between the first winding and the second winding of the second transformer.
[0022]
According to a third aspect of the present invention, the resonance frequency of a resonance circuit including the first winding and the second winding of the second transformer, the resonance capacitor, and the reactor is set in the vicinity of the switching frequency. Features.
[0023]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided current detection means for detecting an input current flowing through the rectifier circuit, and the switching frequency is changed based on the input current detected by the current detection means so that the input current is close to a sine wave. A frequency control means for generating a frequency control signal, and a pulse signal for controlling a pulse width based on the output voltage and changing the switching frequency in accordance with the frequency control signal generated by the frequency control means. And pulse width control means for applying the pulse signal to the main switch to control the output voltage to the predetermined voltage.
[0024]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an error voltage generating means for generating an error voltage signal comprising an error between the capacitor voltage and a reference voltage, and the error voltage signal generated by the error voltage generating means in accordance with the value of the error voltage signal. Frequency control means for generating a frequency control signal with a switching frequency changed, and pulse width is controlled based on the output voltage, and the switching frequency is changed according to the frequency control signal generated by the frequency control means. And pulse width control means for generating a pulse signal and applying the pulse signal to the main switch to control the output voltage to the predetermined voltage.
[0025]
The invention according to claim 6 includes an inrush current limiting resistor connected between the rectifier circuit and the capacitor and reducing an inrush current of the capacitor when the AC power supply is turned on, and the main switch includes: The control circuit comprises a normally-on type switch, and the control circuit turns off the main switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power supply is turned on, and after the capacitor is charged, the main switch A switching operation for turning on / off is started.
[0026]
According to a seventh aspect of the present invention, the transformer further includes an auxiliary winding, and has a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in the auxiliary winding of the transformer to the control circuit.
[0027]
The invention according to claim 8 further includes a semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor, and the control circuit turns on the semiconductor switch after starting the switching operation of the main switch. And
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a switching power supply apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
[0029]
(First embodiment)
The switching power supply device according to the first embodiment is a switching power supply device that inputs alternating current and outputs direct current, and is capable of responding to harmonic regulation with one converter, and the voltage of the dither circuit is adjusted to the resonant action of the resonant circuit. And the harmonics are reduced by a minimum increase in the current of the main switch, whereby the main switch having a small current capacity can be used, and the size and the efficiency are improved.
[0030]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the switching power supply device according to the first embodiment. In FIG. 1, a full-wave rectifier circuit B1 is connected to an AC power supply Vac1, rectifies an AC voltage from the AC power supply Vac1, and outputs the rectified voltage to the
[0031]
A first series circuit including a first winding 6a of the transformer T2, a reactor L1, a diode D2, and a main switch Q1 is connected between the
[0032]
Further, a second series circuit including a second winding 6b of the transformer T2, a diode D3, and a capacitor C2 is connected between the
[0033]
A third series circuit including a primary winding 5a (number of turns n1) of the transformer T1 and a main switch Q1 is connected to the capacitor C2 in parallel. The main switch Q1 can use any of a bipolar transistor, FET, and IGBT. Reactor L1 may be a leakage inductor of transformer T2, or may be an inductor different from the leakage inductor.
[0034]
The primary winding 5a of the transformer T1 and the secondary winding 5b of the transformer T1 are wound so that opposite phase voltages are generated. The secondary winding 5b of the transformer T1 includes a diode D1 and a capacitor C1. Is connected. The rectifying /
[0035]
The
[0036]
Next, a description will be given of a dither circuit resonance circuit characterized by the switching power supply according to the first embodiment. This resonance circuit includes a transformer T2, a capacitor C4, and a reactor L1. The principle diagram of this resonant circuit is shown in FIG. The resonance circuit shown in FIG. 5 is an equivalent circuit converted to the first winding 6a side of the transformer T2. In FIG. 5, Vac2 is an AC voltage source having a switching frequency and is given by turning on and off the main switch Q1. The switching frequency is a frequency that turns on and off the main switch Q1. La corresponds to the exciting inductance of the transformer T2, the capacitor Ca is obtained by converting the capacitor C4 to the first winding side of the transformer T2, and L1 is a reactor.
[0037]
FIG. 6 shows the voltage of the capacitor Ca when the frequency of the AC voltage source Vac2 is changed, and the resonance frequency f 0 Thus, the voltage of the capacitor Ca becomes maximum. Resonance frequency f 0 Is obtained by calculation, it is expressed by equation (2).
[0038]
f 0 = {La + L1} 1/2 / [2π * {La * L1 * Ca} 1/2 ] (2)
Since La >> L1, the resonance frequency f 0 Is approximately expressed by equation (3).
[0039]
f 0 = 1 / [2π * {L1 * Ca} 1/2 ] (3)
That is, the resonance frequency f 0 Is a frequency by the series resonance circuit of the reactor L1 and the capacitor | condenser Ca. In the first embodiment, the switching frequency is set near the resonance frequency (for example, f 1 ), The voltage of the capacitor Ca is boosted to several times the normal voltage.
[0040]
Next, the operation of the switching power supply according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to timing charts shown in FIGS. FIG. 2 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply according to the first embodiment. FIG. 3 is a detailed timing chart of part A of the timing chart shown in FIG. FIG. 4 is a diagram showing the waveform of the signal of each part at the time of resonance by the resonance circuit.
[0041]
2 to 4, the input voltage Vi (AC voltage) of the AC power supply Vac1, the input current Ii (AC current) flowing through the AC power supply Vac1, the current Id2 flowing through the diode D2, the current Id3 flowing through the diode D3, and the main switch The current Q1i flowing through Q1, the full-wave rectified voltage B1v of the full-wave rectifier circuit B1, the voltage C4v across the capacitor C4, the current n1i flowing through the primary winding 5a of the transformer T1, the voltage Q1v across the main switch Q1, and the transformer T2 A voltage Vn4 across the second winding 6b is shown.
[0042]
First, the AC voltage from the AC power source Vac1 is rectified by the full-wave rectifier circuit B1, and the full-wave rectified voltage is output from the positive electrode
[0043]
At the same time, a closed loop of
[0044]
Next, time t 1 When the main switch Q1 is turned off , Da The current Id2 flowing through the iode D2 decreases linearly at time t 2 It becomes zero. At this time, a counter electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T1, and this counter electromotive force induces a counter electromotive force in the secondary winding 5b of the transformer T1. Current flows from the diode D1, the capacitor C1, and the load RL to supply power to the load RL. Further, the electric power stored in the first winding 6a and the reactor L1 of the transformer T2 also generates a reverse polarity voltage, passes through the primary winding 5a of the transformer T1 via the diode D2, and the secondary winding 5b. Power is supplied to the load RL from the side, and the capacitor C2 is charged.
[0045]
In the same manner, time t 2 Thereafter, when the main switch Q1 is turned on / off, the current Id2 of the diode D2 increases / decreases, and a triangular waveform is obtained. The waveform connecting the vertices of the triangles (envelope waveform of each triangle) becomes the waveform of the current Id2 as shown in FIGS. When the voltage of the capacitor C2 is higher than the full-wave rectified voltage obtained by full-wave rectification of the input voltage Vi (alternating voltage), the current Id2 flowing through the diode D2 via the first winding 6a of the transformer T2 is as shown in FIG. As shown in FIG. 0 To time t 10 Increases in proportion to the input voltage Vi.
[0046]
Further, an alternating voltage having a switching frequency for turning on / off the main switch Q1 is generated in the first and second windings of the transformer T2. This switching frequency is the resonance frequency f 0 For example near f 1 The voltage of the capacitor Ca shown in FIG. 5 can be boosted to several times the normal voltage by the resonance action of the resonance circuit by the transformer T2, the capacitor C4, and the reactor L1. For this reason, the voltage C4v of the capacitor C4 in the circuit of FIG. 1 can be several times the voltage obtained from the turn ratio of the transformer T2 (n3: n4 is, for example, 1:10). A dither circuit can be configured by adding the voltage C4v to the full-wave rectified voltage B1v and charging the capacitor C2.
[0047]
That is, when the sum of the voltage C4v of the capacitor C4 (same as the voltage Vn4 across the second winding 6b of the transformer T2) and the full-wave rectified voltage B1v is higher than the voltage of the capacitor C2 (time t shown in FIG. 4). 10 ~ T 17 ) Flows through 6b → D3 → C2 (that is, during the dither operation), and the capacitor C2 is charged. At this time, the current Id3 has a waveform WV3 as shown in FIG.
[0048]
In order to reduce the input current distortion by the dither circuit, the ratio of the applied high-frequency voltage to the full-wave rectified voltage B1v may be increased. That is, this ratio is determined by the turn ratio (n3: n4) of the transformer T2, and n3: n4 is larger than 1: 3 than n3: n4 is 1:10.
[0049]
However, increasing this ratio is not preferable because it increases the peak current of the main switch Q1 and increases the voltage of the capacitor C2 at light load. For this reason, the fact that the voltage can be boosted several times by utilizing the resonance phenomenon by the resonance circuit means that the turns ratio of the transformer T2 can be reduced to a fraction. That is, even if n3: n4 is set to 1:10, the voltage V obtained by combining the both-ends voltage of the first winding 6a of the transformer T2 and the both-ends voltage of the reactor L1 due to the resonance action on the first winding side of the transformer T2. Is boosted several times, which is equivalent to reducing the turns ratio of the transformer T2 to a fraction.
[0050]
At the time of resonance, the voltage V is boosted several times, so that during dither operation (when a current flows through the diode D3, the time t 10 ~ T 17 The resonance circuit current (current Id2 flowing through the diode D2) in FIG. 4 is kept low as shown by the current waveform WV2 in FIG. Since the sum of this current Id2 and the current n1i flowing through the primary winding 5a of the transformer T1 is the current Q1i flowing through the main switch Q1, the peak current of the main switch Q1 is also kept low. For this reason, the capacitor C2 can be charged without increasing the current on the first winding side of the transformer T2 during the dither conduction. When resonance does not occur, the current waveform WV1 is proportional to the input voltage Vi.
[0051]
Further, the input current Ii is the sum of the current Id2 flowing through the diode D2 and the current Id3 flowing through the diode D3, and has a waveform having a bumpy peak current near the peak of the sinusoidal current, satisfying the harmonic regulation. It can be a waveform. That is, it is possible to cope with harmonic regulation with one converter.
[0052]
As described above, according to the switching power supply according to the first embodiment, the voltage can be boosted by the resonance circuit, so that the harmonics can be reduced by the minimum increase in the current of the main switch Q1, and therefore, One converter can cope with harmonic regulation, a switching element (main switch Q1) with a small current capacity can be used, there is little decrease in efficiency, and miniaturization and high efficiency can be achieved. Further, since the winding ratio of the transformer T2 is increased, there is no problem of the voltage rise of the capacitor C2 at light load.
[0053]
FIG. 7 is a diagram showing a class D determination waveform for determining a half-cycle waveform of the AC input current. A device with a special waveform AC input current in which the waveform of the half cycle of the AC input current enters at least 95% of the half cycle inside the thick solid line W1 in FIG. 7 is determined as class D, and the limit value is applied Is done. The limit value is based on the international standard IEC61000-3-2. As shown in FIG. 7 (b), the input current waveform of the embodiment is also inside the thick solid line W1 over at least 95% of the half cycle, so it is regarded as a special waveform and the limit value is applied. The Moreover, since a high frequency can be suppressed by the low-pass filter by the reactor L1 and the capacitor | condenser C2, a harmonic can be reduced significantly.
[0054]
In the switching power supply shown in FIG. 1, the capacitor C4 of the resonance circuit is connected in parallel to the second winding 6b of the transformer T2, but the capacitor C4 is connected in parallel to the first winding 6a of the transformer T2, for example. Also good. In this case, it is necessary to set the capacitance value of the capacitor C4 to a capacitance value of 1 / square of the turns ratio (n3: n4) of the transformer T2.
[0055]
(Second Embodiment)
Next, a switching power supply device according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the switching power supply device according to the second embodiment. The switching power supply according to the second embodiment shown in FIG. 8 uses FM modulation and PWM modulation, is provided with a current detection resistor R, and has a switching frequency so that the input current flowing through the current detection resistor R approaches a sine wave. Is controlled to reduce the input current distortion. Further, the voltage of the capacitor C2 is monitored, and when this voltage becomes higher than a predetermined value, the switching frequency is controlled to prevent the capacitor C2 from excessively rising.
[0056]
The current detection resistor R is connected between the
[0057]
The
[0058]
In the differential amplifier 111 (corresponding to the error voltage generating means of the present invention), the reference voltage E1 is input to the + terminal, the voltage of the capacitor C2 is input to the-terminal, and the error between the voltage of the capacitor C2 and the reference voltage E1 is detected. An error voltage signal is generated and output to the
[0059]
In the
[0060]
The VCO 114 (corresponding to the frequency control means of the present invention) generates a triangular wave signal (corresponding to the frequency control signal of the present invention) in which the switching frequency is changed in accordance with the voltage value of the error voltage signal from the
[0061]
That is, the
[0062]
In the
[0063]
Further, as shown in FIG. 10, when the output voltage of the capacitor C1 reaches the reference voltage E2 and the feedback signal decreases from FB to FB1, the PWM comparator 116 makes the value of the feedback signal FB greater than the value of the triangular wave signal. By shortening the pulse-on width, the output voltage is controlled to a predetermined voltage. That is, the pulse width is controlled.
[0064]
Next, the operation of the switching power supply device according to the second embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
[0065]
First, the switching frequency is f as shown in FIGS. 0 And the voltage of the error voltage signal is V 0 Since the input current flowing through the current detection resistor R increases when the voltage is set to, a voltage increased in proportion to the input current flowing through the current detection resistor R is input to the negative terminal of the
[0066]
For this reason, since the voltage value of the error voltage signal from the
[0067]
As shown in FIG. 10, the PWM comparator 116 determines that the value of the feedback signal FB is the switching frequency f. 11 ON when the value is equal to or greater than the value of the triangular wave signal having the value of the feedback signal FB is the switching frequency f 11 Switching frequency f that is off when the value is less than the value of the triangular wave signal having 11 Is generated, and the pulse signal is applied to the main switch Q1.
[0068]
On the other hand, the switching frequency is f as shown in FIGS. 12 And the voltage of the error voltage signal is V 12 Since the input current flowing through the current detection resistor R decreases when the voltage is set to, a voltage that decreases in proportion to the input current flowing through the current detection resistor R is input to the negative terminal of the
[0069]
For this reason, since the voltage value of the error voltage signal from the
[0070]
As shown in FIG. 10, the PWM comparator 116 determines that the value of the feedback signal FB is the switching frequency f. 11 ON when the value is equal to or greater than the value of the triangular wave signal having the value of the feedback signal FB is the switching frequency f 11 Switching frequency f that is off when the value is less than the value of the triangular wave signal having 11 Is generated, and the pulse signal is applied to the main switch Q1.
[0071]
Thus, the switching frequency f 11 The resonance frequency f 0 By controlling at a low frequency in the vicinity of, the input current becomes close to a sine wave. In other words, the input current distortion can be reduced by controlling the switching frequency so that the input current flowing through the current detection resistor R approaches a sine wave. Similarly, the switching frequency is set to the resonance frequency f. 0 Is a high frequency (f shown in FIG. 1 , F 2 ), The same operation is performed.
[0072]
Next, when the voltage of the capacitor C2 reaches the reference voltage E1, the error voltage signal output from the
[0073]
Since the voltage value of the error voltage signal from the
[0074]
Since a triangular wave signal having a lower switching frequency is input from the
[0075]
(Third embodiment)
Next, a switching power supply device according to a third embodiment will be described. In the switching power supply according to the first and second embodiments, a normally-off type MOS FET or the like is used as a switch. This normally-off type switch is a switch that is turned off when the power is turned off.
[0076]
On the other hand, normally-on type switches such as SIT (static induction transistor) are switches that are turned on when the power is turned off. This normally-on type switch has a high switching speed, a low on-resistance, and is an ideal element when used in a power conversion device such as a switching power supply, and can be expected to reduce switching loss and achieve high efficiency.
[0077]
However, in the normally-on type switching element, when the power is turned on, the switch is in an on state, so that the switch is short-circuited. For this reason, normally-on type switches cannot be activated and cannot be used for anything other than special purposes.
[0078]
Therefore, the switching power supply device according to the third embodiment has the configuration of the switching power supply device according to the first embodiment, and uses a normally-on type switch for the main switch Q1, so that the AC power supply is turned on. Occasionally, the voltage caused by the voltage drop of the inrush current limiting resistor inserted for the purpose of reducing the inrush current of the capacitor is used as the reverse bias voltage of the normally-on type switch to eliminate the problem of power-on. It is characterized by that.
[0079]
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a switching power supply apparatus according to the third embodiment. The switching power supply device shown in FIG. 11 has the configuration of the switching power supply device according to the first embodiment shown in FIG. 1, and the main switch Q1n is a normally-on type switch such as SIT, and the main switch Q1n is turned on. It has a normally-on circuit that performs on / off control.
[0080]
This normally-on circuit is configured as follows. An inrush current limiting resistor R1 is connected between the
[0081]
A switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1. The switch S1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOSFET or BJT (bipolar junction transistor), and is ON-controlled by a short circuit signal from the
[0082]
A starting
[0083]
When the AC power supply Vac1 is turned on, the
[0084]
After the charging of the capacitor C2 is completed, the
[0085]
One end of the auxiliary winding 5c (number of turns n5) provided in the transformer T1 is connected to one end of the main switch Q1n, one end of the capacitor C13, and the
[0086]
Next, the operation of the switching power supply according to the third embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
[0087]
In FIG. 13, Vac1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1, the input current indicates the current flowing through the AC power supply Vac1, the R1 voltage indicates the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1, and the C2 voltage is , The voltage of the capacitor C2, the C12 voltage indicates the voltage of the capacitor C12, the output voltage indicates the voltage of the capacitor C1, and the control signal is output from the terminal b of the
[0088]
First, time t 0 When the AC power supply Vac1 is applied (turned on), the AC voltage of the AC power supply Vac1 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit B1. At this time, the normally-on type main switch Q1n is in the on state, and the switch S1 is in the off state. For this reason, the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 is applied to the inrush current limiting resistor R1 via the capacitor C2 ((1) in FIG. 12).
[0089]
The voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C12 via the diode D12 and the resistor R2 ((2) in FIG. 12). Here, the terminal f side of the capacitor C12 is, for example, zero potential, and the terminal g side of the capacitor C12 is, for example, negative potential. For this reason, the voltage of the capacitor C12 becomes a negative voltage (reverse bias voltage) as shown in FIG. The negative voltage of the capacitor C12 is supplied to the
[0090]
Then, when the voltage of the capacitor C12 becomes the threshold voltage THL of the main switch Q1n (time t in FIG. 13). 1 ), The
[0091]
Then, the capacitor C2 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 ((4) in FIG. 12), the voltage of the capacitor C2 increases, and the charging of the capacitor C2 is completed.
[0092]
Next, time t 2 The
[0093]
Further, a current flows from the
[0094]
Next, time t 3 , A -15V control signal is output from the terminal b to the gate of the main switch Q1n. Therefore, time t 3 When the main switch Q1n is turned off, a back electromotive force generated in the primary winding 5a causes a current to flow from the secondary winding 5b to the load RL and the capacitor C1 via the diode D1, and an output voltage is applied to the load RL. appear. Also, time t 3 When a short circuit signal is output from the
[0095]
Note that time t 3 When the AC power supply Vac1 is turned on (time t 0 For example, a time that is about five times or more the time constant (τ = C2 · R1) between the capacitor C2 and the inrush current limiting resistor R1. Thereafter, the main switch Q1n repeats the switching operation by on / off. After the main switch Q1n starts the switching operation, the main switch Q1n operates the switch Q1 of the switching power supply device according to the first embodiment shown in FIG. 1, that is, the operation according to the timing chart shown in FIG. Works as well.
[0096]
As described above, according to the switching power supply according to the third embodiment, the
[0097]
The present invention is not limited to the switching power supply device according to the first to third embodiments. In the first to third embodiments, the reverse method is adopted. However, the present invention is not limited to the reverse method, and a circuit that stabilizes the output by pulse width control, such as the forward method, the half bridge method, and the auxiliary method. It can also be applied to a partial resonance converter with a switch. Further, as the series inductance L1 of the resonance circuit, it is also possible to use a leakage inductance obtained by loosely coupling the first winding 6a and the second winding 6b of the transformer T2.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the voltage can be boosted by the resonance circuit, the harmonics can be reduced by the minimum increase in the current of the main switch, so that one converter can cope with the harmonic regulation. In addition, a switching power supply that can use a switching element with a small current capacity, has little decrease in efficiency, and is small and highly efficient can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a switching power supply according to a first embodiment.
FIG. 2 is a signal timing chart in each part of the switching power supply according to the first embodiment;
FIG. 3 is a detailed timing chart of a part A of the timing chart shown in FIG. 2;
FIG. 4 is a diagram illustrating waveforms of signals at various parts during resonance by a resonance circuit.
FIG. 5 is a principle diagram of a resonance circuit.
FIG. 6 is a diagram illustrating characteristics of a resonance circuit.
FIG. 7 is a diagram showing a class D determination waveform for determining a half-cycle waveform of an AC input current.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device according to a second embodiment.
FIG. 9 is a diagram showing the characteristics of a VCO.
FIG. 10 is a diagram illustrating a state in which the pulse frequency of the PWM comparator is changed in accordance with a change in the frequency of the VCO.
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device according to a third embodiment.
FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the switching power supply according to the third embodiment.
FIG. 13 is a signal timing chart in each part of the switching power supply according to the third embodiment.
FIG. 14 is a circuit configuration diagram of a conventional two-converter switching power supply device including a power factor correction circuit and a converter circuit.
FIG. 15 is a signal timing chart in each part of a converter circuit in a conventional switching power supply device;
FIG. 16 is a timing chart showing a ringing waveform when a main switch is turned off in a converter circuit in a conventional switching power supply device;
[Explanation of symbols]
Vac1 AC power supply
B1 Full-wave rectifier circuit
10, 10a, 11, 101, 102 Control circuit
Q1, Q1n Main switch
RL load
R Current detection resistor
C1-C4 capacitors
S1 switch
T1, T2 transformer
5a Primary winding
5b Secondary winding
5c Auxiliary winding
7 Rectifier smoothing circuit
12 Start-up power supply
13 Normal operation power supply
L1 reactor
D1-D3 diode
Claims (8)
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
第1巻線と第2巻線とを有する第2トランスと、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第2トランスの第1巻線とリアクトルと第1整流素子と主スイッチとが直列に接続された第1直列回路と、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第2トランスの第2巻線と第2整流素子とコンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、
前記コンデンサに並列に接続され、第1トランスの1次巻線と前記主スイッチとが直列に接続された第3直列回路と、
前記第2トランスの第1巻線の両端又は前記第2トランスの第2巻線の両端に並列に接続された共振用コンデンサと、
前記第1トランスの2次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、
前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン/オフ制御して前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、を有し、
ディザー動作時に、前記第1整流素子に流れる電流と前記第2整流素子に流れる電流との和の電流の波形は、正弦波状電流の波形のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形であることを特徴とするスイッチング電源装置。A switching power supply that inputs alternating current, improves power factor and outputs direct current,
A rectifier circuit that rectifies the AC voltage by connecting to an AC power source;
A second transformer having a first winding and a second winding;
A first series circuit connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, wherein a first winding, a reactor, a first rectifier element, and a main switch of the second transformer are connected in series. When,
A second series circuit connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, wherein a second winding of the second transformer, a second rectifier element, and a capacitor are connected in series;
A third series circuit connected in parallel to the capacitor, wherein the primary winding of the first transformer and the main switch are connected in series;
A resonant capacitor connected in parallel to both ends of the first winding of the second transformer or both ends of the second winding of the second transformer;
A rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding of the first transformer and having a rectifying element and a smoothing element;
A control circuit for controlling the output voltage from the rectifying and smoothing circuit to a predetermined voltage by alternately turning on and off the main switch by a signal having a predetermined switching frequency ,
During the dither operation, the waveform of the sum of the current flowing through the first rectifying element and the current flowing through the second rectifying element is a waveform having a hump-like peak current near the peak of the sinusoidal current waveform. The switching power supply device characterized by the above-mentioned.
この電流検出手段で検出された入力電流に基づき該入力電流が正弦波に近くなるように前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、
を有することを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載のスイッチング電源装置。Current detection means for detecting an input current flowing in the rectifier circuit;
Frequency control means for generating a frequency control signal in which the switching frequency is changed based on the input current detected by the current detection means so that the input current is close to a sine wave;
A pulse width is controlled based on the output voltage, and a pulse signal is generated by changing the switching frequency according to the frequency control signal generated by the frequency control means, and the pulse signal is applied to the main switch. Pulse width control means for controlling the output voltage to the predetermined voltage;
The switching power supply device according to claim 1, further comprising:
この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、
を有することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか1項記載のスイッチング電源装置。Error voltage generating means for generating an error voltage signal comprising an error between the voltage of the capacitor and a reference voltage;
Frequency control means for generating a frequency control signal in which the switching frequency is changed according to the value of the error voltage signal generated by the error voltage generation means;
A pulse width is controlled based on the output voltage, and a pulse signal is generated by changing the switching frequency according to the frequency control signal generated by the frequency control means, and the pulse signal is applied to the main switch. Pulse width control means for controlling the output voltage to the predetermined voltage;
5. The switching power supply device according to claim 1, comprising:
前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン/オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項1乃至請求項5のいずれか1項記載のスイッチング電源装置。An inrush current limiting resistor that is connected between the rectifier circuit and the capacitor and reduces the inrush current of the capacitor when the AC power supply is turned on;
The main switch is a normally-on type switch,
The control circuit performs a switching operation of turning off the main switch by the voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power source is turned on, and turning on / off the main switch after the capacitor is charged. 6. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching power supply device is started.
前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項6又は請求項7記載のスイッチング電源装置。Having a semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor;
8. The switching power supply device according to claim 6, wherein the control circuit turns on the semiconductor switch after starting a switching operation of the main switch.
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