JP2004180406A

JP2004180406A - Switching power unit

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Publication number: JP2004180406A
Application number: JP2002342779A
Authority: JP
Inventors: Mamoru Tsuruya; 守鶴谷
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2002-11-26
Filing date: 2002-11-26
Publication date: 2004-06-24
Anticipated expiration: 2022-11-26
Also published as: JP4306234B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To cope with the regulation of harmonic waves with one converter and realize the downsizing and the increase in efficiency. <P>SOLUTION: This switching power unit has a first series circuit which is connected between the output end 1 on the positive electrode side of a full wave rectifying circuit B1 and the output end 2 on the negative electrode side and where the first winding 6a of a transformer T2 and a reactor L1, and a diode D2 and a main switch Q1 are connected in series, s second series circuit which is connected between the output end on the positive electrode side of B1 and the output end on negative electrode side and where the second winding 6b of T2, and D3 and C2 are connected in series, a third series circuit which is connected in parallel with C2 and where the primary winding of T1 and Q1 are connected in series, a capacitor C4 for resonance which is connected in parallel to both ends of the first winding of T2 or both ends of the second winding of T2, and a control circuit 10 which controls the output voltage from a smoothing and rectifying circuit 7 which is connected to the second winding of T1 and has D1 and C1 into specified voltage by alternately switching on or switching off the rectifying and smoothing circuit 7 and Q1 by the signal having specified switching frequency. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、高力率を図ることができるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４に従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図１４に示すスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を全波整流する全波整流回路Ｂ１と、この全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧をチョークコイルＬ１を介して入力し、制御回路１０１からの制御信号によりスイッチＱ２をオン／オフさせて、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路５０と、この力率改善回路５０からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路６０とを有している。
【０００３】
力率改善回路５０内の制御回路１０１は、スイッチＱ２を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチＱ２のオン期間を制御するとともに、チョークコイルＬ１の電流がゼロになってからスイッチＱ２をターンオンさせる。具体的には、制御回路１０１は、スイッチＱ２の電流を検出する抵抗ｒ３の両端電圧と、入力電圧（全波整流電圧）を抵抗ｒ１と抵抗ｒ２とで分圧した電圧とをコンパレータ（図示せず）に入力し、このコンパレータの出力信号によりＲＳフリップフロップ（図示せず）を動作させてスイッチＱ２をターンオフさせる。これにより、スイッチＱ２のピーク電流は入力電圧に比例する。また、チョークコイルＬ１に補助巻線１０３を付加し、制御回路１０１は、補助巻線１０３に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチＱ２をターンオンさせる。即ち、チョークコイルＬ１に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Ｖａｃ１に流れる入力電流（交流電流）も交流電源Ｖａｃ１の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。
【０００４】
また、制御回路１０１は、コンデンサＣ３の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチＱ２をオン／オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。
【０００５】
一方、コンバータ回路６０において、コンデンサＣ３にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１０２のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００６】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００７】
制御回路１０２は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００８】
次に、コンバータ回路６０の動作を図１５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１５では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００９】
まず、時刻ｔ_３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、コンデンサＣ３からトランスＴ１の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００１０】
なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
【００１１】
次に、時刻ｔ_３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタ）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、抵抗Ｒ２を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタＬｇとスナバコンデンサＣ２とにより電圧共振が形成され、その共振周波数ｆは、式（１）で表される。
【００１２】
ｆ＝１／［２π＊｛Ｌｇ＊Ｃ２｝^１／２］・・・（１）
る。なお、スナバコンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれまた、そのときの共振波形は、図１６に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となり、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形ＲＧは、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ_３３直前まで継続する。また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉはゼロになる。
【００１３】
なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
【００１４】
このようなコンバータ回路６０によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１５】
また、従来のスイッチング電源装置として、例えば特許文献１がある。
【００１６】
【特許文献１】
特開２００１−１５７４５０号（第１図、第３図）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路５０とコンバータ回路６０の２コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が２系統（力率改善回路用、コンバータ回路用）必要であり、スイッチング回路も２系統必要であった。
【００１８】
このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が２回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。
【００１９】
本発明は、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第２トランスの第１巻線とリアクトルと第１整流素子と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第２トランスの第２巻線と第２整流素子とコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記コンデンサに並列に接続され、第１トランスの１次巻線と前記主スイッチとが直列に接続された第３直列回路と、前記第２トランスの第１巻線の両端又は前記第２トランスの第２巻線の両端に並列に接続された共振用コンデンサと、前記第１トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフ制御して前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明では、前記リアクトルは、前記第２トランスの第１巻線及び第２巻線間のリーケージインダクタからなることを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明は、前記第２トランスの第１巻線及び第２巻線と前記共振用コンデンサと前記リアクトルとで構成される共振回路の共振周波数を、前記スイッチング周波数の近傍としたことを特徴とする。
【００２３】
請求項４の発明は、前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出された入力電流に基づき該入力電流が正弦波に近くなるように前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、有することを特徴とする。
【００２４】
請求項５の発明は、前記コンデンサの電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、を有することを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明は、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００２６】
請求項７の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００２７】
請求項８の発明では、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２９】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置であって、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、ディザー回路の電圧を共振回路の共振作用により昇圧して主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることを特徴とし、これにより小電流容量の主スイッチを使用でき、小型化、高効率化を図ったものである。
【００３０】
図１は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧を整流して正極側出力端１及び負極側出力端２に出力する。トランスＴ２は、第１巻線６ａ（巻数ｎ３）とこの第１巻線６ａに電磁結合している第２巻線６ｂ（巻数ｎ４）とを有しており、第１巻線６ａの一端と第２巻線６ｂの一端は、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１に接続されている。
【００３１】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、トランスＴ２の第１巻線６ａとリアクトルＬ１とダイオードＤ２と主スイッチＱ１とからなる第１直列回路が接続されている。
【００３２】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、トランスＴ２の第２巻線６ｂとダイオードＤ３とコンデンサＣ２とからなる第２直列回路が接続されている。トランスＴ２の第２巻線６ｂの両端にはディザー回路の共振用のコンデンサＣ４が並列に接続されている。
【００３３】
コンデンサＣ２には、並列にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と主スイッチＱ１とからなる第３直列回路が接続されている。主スイッチＱ１は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、リアクトルＬ１は、トランスＴ２のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【００３４】
トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂには、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１を有する整流平滑回路７が接続されている。この整流平滑回路７は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００３５】
制御回路１０は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００３６】
次に、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置が特徴とするディザー回路の共振回路を説明する。この共振回路は、トランスＴ２とコンデンサＣ４とリアクトルＬ１とからなる。この共振回路の原理図を図５に示す。図５に示す共振回路は、トランスＴ２の第１巻線６ａ側に換算した等価回路である。図５において、Ｖａｃ２は、スイッチング周波数の交流電圧源であり、主スイッチＱ１のオン、オフにより与えられる。スイッチング周波数は、主スイッチＱ１をオン、オフさせる周波数である。ＬａはトランスＴ２の励磁インダクタンスに相当し、コンデンサＣａは、コンデンサＣ４をトランスＴ２の第１巻線側に換算したものであり、Ｌ１はリアクトルである。
【００３７】
図６は交流電圧源Ｖａｃ２の周波数を変化させた場合におけるコンデンサＣａの電圧を示し、共振周波数ｆ_０でコンデンサＣａの電圧が最大となる。共振周波数ｆ_０は、計算により求めると、式（２）で表される。
【００３８】
ｆ_０＝｛Ｌａ＋Ｌ１｝^１／２／［２π＊｛Ｌａ＊Ｌ１＊Ｃａ｝^１／２］・・・（２）
なお、Ｌａ≫Ｌ１であるため、共振周波数ｆ_０は、式（３）で近似的に表される。
【００３９】
ｆ_０＝１／［２π＊｛Ｌ１＊Ｃａ｝^１／２］・・・（３）
すなわち、共振周波数ｆ_０は、リアクトルＬ１とコンデンサＣａとの直列共振回路による周波数である。第１の実施の形態では、スイッチング周波数を、共振周波数の付近（例えばｆ_１）に設定することにより、コンデンサＣａの電圧を、通常の電圧の数倍に昇圧するようになっている。
【００４０】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図２乃至図６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は図２に示すタイミングチャートのＡ部の詳細なタイミングチャートである。図４は共振回路による共振作用時における各部の信号の波形を示す図である。
【００４１】
なお、図２乃至図４では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２、ダイオードＤ３に流れる電流Ｉｄ３、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、全波整流回路Ｂ１の全波整流電圧Ｂ１ｖ、コンデンサＣ４の両端電圧Ｃ４ｖ、トランスＴ１の１次巻線５ａに流れる電流ｎ１ｉ、主スイッチＱ１の両端間電圧Ｑ１ｖ、トランスＴ２の第２巻線６ｂの両端電圧Ｖｎ４を示している。
【００４２】
まず、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧が、全波整流回路Ｂ１により整流されて全波整流電圧が正極側出力端１及び負極側出力端２から出力される。そして、時刻ｔ_０において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の閉ループが形成されて、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【００４３】
また、これと同時に、Ｂ１→６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｑ１→Ｂ１の閉ループが形成される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧は、リアクトルＬ１とトランスＴ２の第１巻線６ａに加わる。この第１巻線６ａには全波整流電圧に応じた電力が蓄えられる。これと同時にトランスＴ２の第２巻線６ｂにも電圧が発生し、コンデンサＣ４を充電する。このため、コンデンサＣ４の両端電圧Ｃ４ｖは、図３に示すように、時刻ｔ_０から時刻ｔ_１まで上昇していく。また、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２は、図３に示すように、時刻ｔ_０から時刻ｔ_１まで直線的に増加していく。
【００４４】
次に、時刻ｔ_１において、主スイッチＱ１がオフすると、図３に示すように、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２は、直線的に減少していき、時刻ｔ_２でゼロとなる。また、このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスＴ１の２次巻線５ｂにも逆起電力が誘起されて、２次巻線５ｂからダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び負荷ＲＬに電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。また、トランスＴ２の第１巻線６ａ及びリアクトルＬ１に蓄えられた電力も、逆極性の電圧を発生させ、ダイオードＤ２を介して、トランスＴ１の１次巻線５ａを通り、２次巻線５ｂ側から負荷ＲＬに電力を供給すると共に、コンデンサＣ２を充電する。
【００４５】
以下、同様にして、時刻ｔ_２以降においても主スイッチＱ１をオン／オフすると、ダイオードＤ２の電流Ｉｄ２が増加／減少して、三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形（各三角形の包絡線波形）が図２及び図４に示すような電流Ｉｄ２の波形となる。コンデンサＣ２の電圧が入力電圧Ｖｉ（交流電圧）を全波整流して得られた全波整流電圧より高い場合、トランスＴ２の第１巻線６ａを介してダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２は、図４に示すように、時刻ｔ_０から時刻ｔ_１０まで入力電圧Ｖｉに比例して増加する。
【００４６】
また、トランスＴ２の第１及び第２巻線には、主スイッチＱ１をオン／オフさせるためのスイッチング周波数の交流電圧が発生する。このスイッチング周波数は、共振周波数ｆ_０の付近の例えばｆ_１に設定されており、トランスＴ２とコンデンサＣ４とリアクトルＬ１とによる共振回路の共振作用により、図５に示すコンデンサＣａの電圧を、通常の電圧の数倍に昇圧することができる。このため、図１の回路のコンデンサＣ４の電圧Ｃ４ｖは、トランスＴ２の巻数比（ｎ３：ｎ４で例えば１：１０である。）から得られる電圧の数倍の電圧を得ることができる。この電圧Ｃ４ｖを全波整流電圧Ｂ１ｖに加えて、コンデンサＣ２を充電することにより、ディザー回路を構成できる。
【００４７】
即ち、コンデンサＣ４の電圧Ｃ４ｖ（トランスＴ２の第２巻線６ｂの両端電圧Ｖｎ４と同じ）と全波整流電圧Ｂ１ｖとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合（図４に示す時刻ｔ_１０〜ｔ_１７）には、６ｂ→Ｄ３→Ｃ２と電流が流れて（即ち、ディザー動作時）、コンデンサＣ２が充電される。このとき、電流Ｉｄ３は、図４に示すような波形ＷＶ３となる。
【００４８】
ディザー回路により入力電流歪みを減少させるためには、加える高周波電圧の全波整流電圧Ｂ１ｖに対する割合を大きくすればよい。即ち、この割合はトランスＴ２の巻数比（ｎ３：ｎ４）で決定され、ｎ３：ｎ４が１：１０であるよりも、ｎ３：ｎ４が１：３の方が大きい。
【００４９】
しかし、この割合を大きくすると、主スイッチＱ１のピーク電流を増加させ、軽負荷時のコンデンサＣ２の電圧上昇を招き、好ましくない。このため、共振回路による共振現象を利用し、電圧を数倍に昇圧できることは、トランスＴ２の巻数比を数分の一にできることを意味する。即ち、ｎ３：ｎ４を１：１０に設定しても、トランスＴ２の第１巻線側の共振作用によりトランスＴ２の第１巻線６ａの両端電圧とリアクトルＬ１の両端電圧とを合わせた電圧Ｖが数倍に昇圧されるため、トランスＴ２の巻数比を数分の一にしたことに相当する。
【００５０】
共振時には前記電圧Ｖが数倍に昇圧されているため、ディザー動作時（ダイオードＤ３に電流が流れている時で時刻ｔ_１０〜ｔ_１７）における共振回路電流（ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２）は、図４の電流波形ＷＶ２に示すように、低く抑えられる。この電流Ｉｄ２と、トランスＴ１の１次巻線５ａに流れる電流ｎ１ｉとの和が、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉであるから、主スイッチＱ１のピーク電流も低く抑えられる。このため、ディザー導通時のトランスＴ２の第１巻線側の電流を増大させることなく、コンデンサＣ２を充電できる。なお、共振が発生しない場合には、入力電圧Ｖｉに比例した電流波形ＷＶ１となる。
【００５１】
また、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ３に流れる電流Ｉｄ３との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。即ち、１つのコンバータで高調波規制に対応することができる。
【００５２】
このように、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、共振回路により電圧を昇圧できるため、主スイッチＱ１の電流の最小限の増加により高調波を減少させることができるため、一つのコンバータで高調波規制に対応でき、小電流容量のスイッチング素子（主スイッチＱ１）を使用でき、効率の低下も少なく、小型化、高効率化を図ることができる。また、トランスＴ２の巻線比を大きくしてあるので、軽負荷時のコンデンサＣ２の電圧上昇の問題もない。
【００５３】
図７は交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。交流入力電流の半周期の波形が、図７の太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入る特殊波形の交流入力電流を有する機器をクラスＤと判定し、限度値が適用される。限度値は国際標準規格ＩＥＣ６１０００−３−２による。実施の形態の入力電流波形も図７（ｂ）に示すように、太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入っているので、特殊波形とみなされ、限度値が適用される。また、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とによる低域フィルタにより、高い周波数を抑制できるので、高調波を大幅に低減することができる。
【００５４】
なお、図１に示すスイッチング電源装置では、共振回路のコンデンサＣ４をトランスＴ２の第２巻線６ｂに並列に接続したが、コンデンサＣ４を例えばトランスＴ２の第１巻線６ａに並列に接続しても良い。この場合には、コンデンサＣ４の容量値を、トランスＴ２の巻数比（ｎ３：ｎ４）の２乗分の１の容量値にする必要がある。
【００５５】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。図８は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図８に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、ＦＭ変調及びＰＷＭ変調を用い、且つ電流検出抵抗Ｒを設け、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング周波数を制御して、入力電流歪みの減少を図ったものである。また、コンデンサＣ２の電圧を監視し、この電圧が既定値より高くなった場合にスイッチング周波数を制御して、コンデンサＣ２の電圧の過上昇防止を図ったものである。
【００５６】
電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端２と主スイッチＱ１の一端及びコンデンサＣ２の一端との間に接続され、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。
【００５７】
制御回路１０ａは、差動増幅器１１１、乗算器１１２、差動増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１４、差動増幅器１１５、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。
【００５８】
差動増幅器１１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、コンデンサＣ２の電圧が−端子に入力され、コンデンサＣ２の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差からなる誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、差動増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を差動増幅器１１３の＋端子に出力する。
【００５９】
差動増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒによる電圧と乗算出力電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してＶＣＯ１１４に出力する。
【００６０】
ＶＣＯ１１４（本発明の周波数制御手段に対応）は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を変化させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成するもので、図９に示すように、電圧Ｖ_１２，Ｖ_１１，Ｖ_０が増加するに従ってスイッチッング周波数ｆ_１２，ｆ_１１，ｆ_０が増加する電圧周波数変換特性ＣＶを有している。ここで、周波数ｆ_０は、図６に示す共振周波数であり、周波数ｆ_１１は、周波数ｆ_０の近傍の周波数である。
【００６１】
即ち、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値（入力電流に比例した電圧）に基づき入力電流が正弦波に近くなるようにスイッチング周波数を変化させるようになっている。また、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値（コンデンサＣ２の電圧に比例した電圧）に基づきコンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｅ１以上にならないようにスイッチング周波数を変化させるようになっている。
【００６２】
差動増幅器１１５は、基準電圧Ｅ２が＋端子に入力され、コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ２との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＰＷＭコンパレータ１１６（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、ＶＣＯ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、差動増幅器１１５からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、図１０に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加してコンデンサＣ１の出力電圧を所定電圧に制御する。
【００６３】
また、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すように、コンデンサＣ１の出力電圧が基準電圧Ｅ２に達して、フィードバック信号がＦＢからＦＢ１に低下すると、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上となるパルスオン幅を短くすることによって、出力電圧を所定電圧に制御する。即ち、パルス幅を制御している。
【００６４】
次に、このように構成された第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図８乃至図１０を参照しながら説明する。
【００６５】
まず、スイッチング周波数が図６及び図９に示すようにｆ_０に設定され、誤差電圧信号の電圧がＶ_０に設定されているとき、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流が増加するため、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流に比例して増加した電圧が差動増幅器１１３の−端子に入力されるので、差動増幅器１１３の誤差電圧信号の電圧値は減少する。
【００６６】
このため、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値が小さいので、図１０に示すように、スイッチング周波数ｆ_０より低いスイッチング周波数ｆ_１１を持つ三角波信号を生成する。スイッチング周波数ｆ_１１が共振周波数ｆ_０より低い周波数であるので、入力電流は減少し正弦波に近くなる。
【００６７】
そして、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなるスイッチング周波数ｆ_１１を持つパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加する。
【００６８】
一方、スイッチング周波数が図６及び図９に示すようにｆ_１２に設定され、誤差電圧信号の電圧がＶ_１２に設定されているとき、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流が減少するため、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流に比例して減少した電圧が差動増幅器１１３の−端子に入力されるので、差動増幅器１１３の誤差電圧信号の電圧値は増加する。
【００６９】
このため、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値が大きいので、図１０に示すように、スイッチング周波数ｆ_１２より高いスイッチング周波数ｆ_１１を持つ三角波信号を生成する。スイッチング周波数ｆ_１１が共振周波数ｆ_０より低い周波数であるので、入力電流は増加し正弦波に近くなる。
【００７０】
そして、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなるスイッチング周波数ｆ_１１を持つパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加する。
【００７１】
このように、スイッチング周波数ｆ_１１を共振周波数ｆ_０の近傍の周波数で低い周波数で制御することにより、入力電流が正弦波に近くなる。即ち、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング周波数を制御することにより、入力電流歪みの減少を図ることができる。また、同様にして、スイッチング周波数を共振周波数ｆ_０の近傍の周波数で高い周波数（図６に示すｆ_１，ｆ_２）で制御しても同様な動作となる。
【００７２】
次に、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｅ１に達すると、差動増幅器１１１から出力される誤差電圧信号は、小さい値となるので、乗算器１１２からの乗算出力電圧もより小さい値となる。このため、差動増幅器１１３の誤差電圧信号も小さい値となり、この誤差電圧信号がＶＣＯ１１４に出力される。
【００７３】
ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値が小さいので、図９の特性からもわかるように、より低いスイッチング周波数を持つ三角波信号を生成する。
【００７４】
そして、ＶＣＯ１１４からより低いスイッチング周波数を持つ三角波信号がＰＷＭコンパレータ１１６の−端子に入力されるので、ＰＷＭコンパレータ１１６は、パルスオン幅の短いパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加する。このため、コンデンサＣ２の電圧を基準電圧Ｅ１に制御できるから、コンデンサＣ２の電圧の過上昇防止を図ることができる。また、同様にして、スイッチング周波数を共振周波数ｆ_０の近傍の周波数で高い周波数（図６に示すｆ_１，ｆ_２）で制御しても同様な動作となる。
【００７５】
（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第１及び第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【００７６】
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃｉｎｄｕｃｔｉｏｎｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【００７７】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【００７８】
そこで、第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【００７９】
図１１は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１１に示すスイッチング電源装置は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御するノーマリオン回路を有していることを特徴とする。
【００８０】
このノーマリオン回路は以下のように構成される。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端２と、主スイッチＱ１ｎとコンデンサＣ２との接続点との間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。主スイッチＱ１ｎは、ＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチであり、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【００８１】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【００８２】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ１２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ１２の両端電圧を主スイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、コンデンサＣ２に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【００８３】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ１２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオンする。
【００８４】
制御回路１１は、コンデンサＣ２の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力し、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【００８５】
また、トランスＴ１に設けられた補助巻線５ｃ（巻数ｎ５）の一端は、主スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ１３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｃの他端は、ダイオードＤ１３のカソードに接続され、ダイオードＤ１３のアノードはコンデンサＣ１３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｃとダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｃで発生した電圧をダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給する。
【００８６】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１１乃至図１３を参照しながら説明する。
【００８７】
なお、図１３において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、Ｃ１２電圧は、コンデンサＣ１２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ１の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【００８８】
まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、コンデンサＣ２を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図１２中の▲１▼）。
【００８９】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ１２に蓄えられる（図１２中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ１２の端子ｆ側が例えばゼロ電位となり、コンデンサＣ１２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ１２の電圧は、図１３に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ１２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【００９０】
そして、コンデンサＣ１２の電圧が、主スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１３の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１２中の▲３▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【００９１】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、コンデンサＣ２は、充電されて（図１２中の▲４▼）、コンデンサＣ２の電圧が上昇していき、コンデンサＣ２の充電が完了する。
【００９２】
次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１２中の▲５▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、コンデンサＣ２→５ａ→Ｑ１ｎと電流が流れる（図１２中の▲６▼）。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。
【００９３】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１から６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｑ１ｎに電流が流れる（図１２中の▲７▼）。また、トランスＴ１の１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｃにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給される（図１２中の▲８▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、主スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【００９４】
次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３に主スイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、２次巻線５ｂからダイオードＤ１を介して負荷ＲＬ及びコンデンサＣ１に電流が流れて、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１２中の▲９▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【００９５】
なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えばコンデンサＣ２と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ２・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎは、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【００９６】
このように第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧により主スイッチＱ１ｎをオフさせ、コンデンサＣ２が充電された後、主スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。また、第１の実施の形態の効果が得られる。ノーマリオン回路は、例えば、第２の実施の形態の装置に追加しても良い。
【００９７】
なお、本発明は第１乃至第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置に限定されるものではない。第１乃至第３の実施の形態では、リバース方式を採用したが、本発明は、リバース方式に限ることなく、パルス幅制御で出力を安定化させる回路例えばフォワード方式、ハーフブリッジ方式、また、補助スイッチ付部分共振コンバータ等にも適用可能である。また、共振回路の直列インダクタンスＬ１は、トランスＴ２の第１巻線６ａと第２巻線６ｂとを疎結合とし、得られるリーケージインダクタンスを使用することも可能である。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、共振回路により電圧を昇圧できるため、主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることができるから、一つのコンバータで高調波規制に対応でき、小電流容量のスイッチング素子を使用でき、効率の低下も少なく、小型化、高効率化を図るスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】図２に示すタイミングチャートのＡ部の詳細なタイミングチャートである。
【図４】共振回路による共振作用時における各部の信号の波形を示す図である。
【図５】共振回路の原理図である。
【図６】共振回路の特性を示す図である。
【図７】交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。
【図８】第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図９】ＶＣＯの特性を示す図である。
【図１０】ＶＣＯの周波数の変化に応じてＰＷＭコンパレータのパルス周波数が変化した様子を示す図である。
【図１１】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１２】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図１３】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１５】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１６】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖａｃ１交流電源
Ｂ１全波整流回路
１０，１０ａ，１１，１０１，１０２制御回路
Ｑ１，Ｑ１ｎ主スイッチ
ＲＬ負荷
Ｒ電流検出抵抗
Ｃ１〜Ｃ４コンデンサ
Ｓ１スイッチ
Ｔ１，Ｔ２トランス
５ａ１次巻線
５ｂ２次巻線
５ｃ補助巻線
７整流平滑回路
１２起動電源部
１３通常動作電源部
Ｌ１リアクトル
Ｄ１〜Ｄ３ダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply that can achieve high efficiency and a high power factor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 shows a circuit configuration diagram of a conventional two-converter type switching power supply device including a power factor correction circuit and a converter circuit. The switching power supply device shown in FIG. 14 controls a full-wave rectifier circuit B1 that performs full-wave rectification of an AC voltage of an AC power supply Vac1, and a full-wave rectified voltage from the full-wave rectifier circuit B1 via a choke coil L1. The switch Q2 is turned on / off by a control signal from the circuit 101 and rectified and smoothed by the diode D2 and the capacitor C3 to obtain a DC voltage. And a converter circuit 60 for converting the DC voltage.
[0003]
The control circuit 101 in the power factor improvement circuit 50 controls the ON period of the switch Q2 so that the peak current flowing through the switch Q2 is proportional to the input voltage, and switches the switch Q2 after the current of the choke coil L1 becomes zero. Turn on. Specifically, the control circuit 101 compares a voltage between both ends of a resistor r3 for detecting a current of the switch Q2 and a voltage obtained by dividing an input voltage (full-wave rectified voltage) by the resistors r1 and r2 (see FIG. ), And an RS flip-flop (not shown) is operated by the output signal of the comparator to turn off the switch Q2. Thus, the peak current of the switch Q2 is proportional to the input voltage. Further, the auxiliary winding 103 is added to the choke coil L1, and the control circuit 101 detects that the flyback voltage generated in the auxiliary winding 103 becomes zero, and turns on the switch Q2. That is, the current flowing through the choke coil L1 starts from zero, reaches a peak on the sine wave envelope, and returns to zero from there. As a result, the input current (AC current) flowing in the AC power supply Vac1 also has a sine wave current waveform following the AC voltage of the AC power supply Vac1, and the power factor is greatly improved.
[0004]
Further, the control circuit 101 controls the switch Q2 on / off based on the output voltage of the capacitor C3, the reference voltage, and the full-wave rectified voltage, so that the output voltage is kept constant.
[0005]
On the other hand, in the converter circuit 60, a main switch Q1 composed of a MOSFET or the like is connected to the capacitor C3 via the primary winding 5a (number of turns n1) of the transformer T1, and both ends of the main switch Q1 are connected in series. The resistor R2 and the snubber capacitor C2 are connected. The main switch Q1 is turned on / off by PWM control of the control circuit 102.
[0006]
The primary winding 5a of the transformer T1 and the secondary winding 5b of the transformer T1 are wound so as to generate mutually opposite phase voltages, and the secondary winding 5b (the number of turns n2) of the transformer T1 is wound around the primary winding 5a. A rectifying / smoothing circuit including a diode D1 and a capacitor C1 is connected. This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) induced in the secondary winding 5b of the transformer T1, and outputs a DC output to the load RL.
[0007]
The control circuit 102 has an operational amplifier and a photocoupler (not shown). The operational amplifier compares the output voltage of the load RL with a reference voltage, and when the output voltage of the load RL becomes higher than the reference voltage, the main switch. Control is performed so as to narrow the ON width of the pulse applied to Q1. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the main switch Q1.
[0008]
Next, the operation of converter circuit 60 will be described with reference to the timing chart shown in FIG. In FIG. 15, the voltage Q1v across the main switch Q1, the current Q1i flowing through the main switch Q1, the current n1i flowing through the primary winding 5a (number of turns n1) of the transformer T1, the current D1i flowing through the diode D1, and the main switch 5 shows a Q1 control signal for controlling ON / OFF of Q1.
[0009]
First, time t ₃₁ , The main switch Q1 is turned on by the Q1 control signal, and a current Q1i flows from the capacitor C3 to the main switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer T1. This current is at time t ₃₂ It increases linearly with the passage of time. The current n1i flowing through the primary winding 5a is also the same as the current Q1i at time t1. ₃₂ It increases linearly with the passage of time.
[0010]
Note that time t ₃₁ To time t ₃₂ In this case, the main switch Q1 side of the primary winding 5a is on the minus side, and the primary winding 5a and the secondary winding 5b are in opposite phases, so that the anode side of the diode D1 is on the minus side. No current D1i flows through D1.
[0011]
Next, at time t ₃₂ , The main switch Q1 changes from the on state to the off state by the Q1 control signal. At this time, of the excitation energy induced in the primary winding 5a of the transformer T1, the excitation energy of the leakage inductor Lg (the inductor not coupled to the secondary winding 5b) is not transmitted to the secondary winding 5b. , Is stored in the snubber capacitor C2 via the resistor R2. For this reason, voltage resonance is formed by the leakage inductor Lg of the primary winding 5a of the transformer T1 and the snubber capacitor C2, and the resonance frequency f is expressed by Expression (1).
[0012]
f = 1 / [2π * {Lg * C2} ^1/2 ] (1)
You. The value of the snubber capacitor C2 and the value of the resistor R2 may be adjusted to appropriate values. At that time, the resonance waveform at the time of turn-off (change from the on-state to the off-state) as shown in FIG. This results in a waveform RG (damped oscillation waveform), and this ringing waveform can be made extremely small. Then, the ringing waveform RG is attenuated with the passage of time by the resistor R2 and becomes a constant value. ₃₃ Continue until just before. Time t ₃₂ To time t ₃₃ In this case, since the main switch Q1 is off, the current Q1i and the current n1i become zero.
[0013]
Note that time t ₃₂ To time t ₃₃ Since the main switch Q1 side of the primary winding 5a is on the + side, and the primary winding 5a and the secondary winding 5b are in opposite phases, the anode side of the diode D1 is on the + side. A current D1i flows through the diode D1.
[0014]
According to such a converter circuit 60, the snubber circuits (C2, R2) are inserted at both ends of the main switch Q1, and the temporal change of the voltage of the main switch Q1 is moderated, so that the switching noise can be reduced. The surge voltage to the main switch Q1 due to the leakage inductor Lg of the transformer T1 can be suppressed.
[0015]
Further, as a conventional switching power supply device, there is, for example, Patent Document 1.
[0016]
[Patent Document 1]
JP-A-2001-157450 (FIGS. 1 and 3)
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, in this type of conventional switching power supply device, in order to comply with the harmonic regulation, the two-converter system of the power factor improvement circuit 50 and the converter circuit 60 is used. For this reason, two control circuits are required (for the power factor correction circuit and the converter circuit), and two switching circuits are required.
[0018]
For this reason, the circuit becomes complicated, and since there are two switching parts, noise and loss increase, which hinders miniaturization, low noise, and high efficiency.
[0019]
An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can comply with harmonic regulations with a single converter, and that can be reduced in size and improved in efficiency.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has the following configurations in order to solve the above problems. The invention according to claim 1 is a switching power supply device that inputs an alternating current, improves a power factor, and outputs a direct current. The switching power supply device is connected to an alternating current power source, and rectifies an alternating current voltage. A second transformer having two windings, connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, a first winding and a reactor of the second transformer, a first rectifier, and a main switch Are connected in series between a first series circuit connected in series, a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, and a second winding of the second transformer, a second rectifier element, a capacitor, Are connected in series, a third series circuit is connected in parallel to the capacitor, the primary winding of the first transformer and the main switch are connected in series, and a second series circuit is connected to the capacitor. Both ends of the first winding or the second winding of the second transformer A resonance capacitor connected in parallel to the end, a rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding of the first transformer and having a rectifying element and a smoothing element, and the main switch alternately switched by a signal having a predetermined switching frequency. And a control circuit for controlling the output voltage from the rectifying / smoothing circuit to a predetermined voltage by performing on / off control.
[0021]
The invention according to claim 2 is characterized in that the reactor comprises a leakage inductor between the first winding and the second winding of the second transformer.
[0022]
The invention according to claim 3 is that the resonance frequency of a resonance circuit including the first winding and the second winding of the second transformer, the resonance capacitor, and the reactor is set near the switching frequency. Features.
[0023]
According to a fourth aspect of the present invention, a current detecting means for detecting an input current flowing through the rectifier circuit, and the switching frequency is changed based on the input current detected by the current detecting means so that the input current becomes close to a sine wave. Frequency control means for generating a frequency control signal, and a pulse signal for controlling a pulse width based on the output voltage and changing the switching frequency in accordance with the frequency control signal generated by the frequency control means. And a pulse width control unit for applying the pulse signal to the main switch to control the output voltage to the predetermined voltage.
[0024]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an error voltage generating means for generating an error voltage signal comprising an error between the voltage of the capacitor and a reference voltage, and the error voltage signal generated by the error voltage generating means in accordance with the value of the error voltage signal. Frequency control means for generating a frequency control signal having a changed switching frequency, and controlling the pulse width based on the output voltage and changing the switching frequency in accordance with the frequency control signal generated by the frequency control means. Pulse width control means for generating a pulse signal, applying the pulse signal to the main switch, and controlling the output voltage to the predetermined voltage.
[0025]
The invention according to claim 6 has an inrush current limiting resistor connected between the rectifier circuit and the capacitor to reduce an inrush current of the capacitor when the AC power supply is turned on. A normally-on type switch, wherein the control circuit turns off the main switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power is turned on, and after the capacitor is charged, the main switch A switching operation for turning on / off the switch is started.
[0026]
The invention according to claim 7 is characterized in that the transformer further includes an auxiliary winding, and a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in the auxiliary winding of the transformer to the control circuit.
[0027]
In the invention according to claim 8, there is provided a semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor, wherein the control circuit turns on the semiconductor switch after starting a switching operation of the main switch. And
[0028]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a switching power supply device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0029]
(First Embodiment)
The switching power supply device according to the first embodiment is a switching power supply device that inputs an alternating current and outputs a direct current, in which a single converter can cope with harmonic regulation, and the voltage of a dither circuit is controlled by the resonance effect of the resonance circuit. In this case, the harmonics are reduced by increasing the current of the main switch by a minimum, whereby the main switch having a small current capacity can be used, and the size and efficiency are improved.
[0030]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the switching power supply device according to the first embodiment. In FIG. 1, the full-wave rectifier circuit B1 is connected to an AC power supply Vac1, rectifies an AC voltage from the AC power supply Vac1, and outputs the rectified voltage to a positive output terminal 1 and a negative output terminal 2. The transformer T2 has a first winding 6a (number of turns n3) and a second winding 6b (number of turns n4) electromagnetically coupled to the first winding 6a. One end of the second winding 6b is connected to the positive output terminal 1 of the full-wave rectifier circuit B1.
[0031]
A first series circuit including the first winding 6a of the transformer T2, the reactor L1, the diode D2, and the main switch Q1 is connected between the positive output terminal 1 and the negative output terminal 2 of the full-wave rectifier circuit B1. Have been.
[0032]
A second series circuit including the second winding 6b of the transformer T2, the diode D3, and the capacitor C2 is connected between the positive output terminal 1 and the negative output terminal 2 of the full-wave rectifier circuit B1. I have. A capacitor C4 for resonance of a dither circuit is connected in parallel to both ends of the second winding 6b of the transformer T2.
[0033]
A third series circuit including the primary winding 5a (number of turns n1) of the transformer T1 and the main switch Q1 is connected in parallel to the capacitor C2. As the main switch Q1, any one of a bipolar transistor, an FET, and an IGBT can be used. Reactor L1 may be a leakage inductor of transformer T2, or may be an inductor different from the leakage inductor.
[0034]
The primary winding 5a of the transformer T1 and the secondary winding 5b of the transformer T1 are wound so that mutually opposite voltages are generated. The secondary winding 5b of the transformer T1 has a diode D1 and a capacitor C1. Is connected. The rectifying and smoothing circuit 7 rectifies and smoothes the voltage (on / off controlled pulse voltage) induced in the secondary winding 5b of the transformer T1, and outputs a DC output to the load RL.
[0035]
The control circuit 10 has an operational amplifier and a photocoupler (not shown). The operational amplifier compares the output voltage of the load RL with a reference voltage, and when the output voltage of the load RL becomes higher than the reference voltage, the main switch. Control is performed so as to narrow the ON width of the pulse applied to Q1. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the main switch Q1.
[0036]
Next, a resonance circuit of a dither circuit which is a feature of the switching power supply according to the first embodiment will be described. This resonance circuit includes a transformer T2, a capacitor C4, and a reactor L1. FIG. 5 shows a principle diagram of this resonance circuit. The resonance circuit shown in FIG. 5 is an equivalent circuit converted to the first winding 6a side of the transformer T2. In FIG. 5, Vac2 is an AC voltage source having a switching frequency, and is given by turning on and off the main switch Q1. The switching frequency is a frequency at which the main switch Q1 is turned on and off. La is equivalent to the exciting inductance of the transformer T2, the capacitor Ca is a value obtained by converting the capacitor C4 to the first winding side of the transformer T2, and L1 is a reactor.
[0037]
FIG. 6 shows the voltage of the capacitor Ca when the frequency of the AC voltage source Vac2 is changed. ₀ , The voltage of the capacitor Ca becomes maximum. Resonance frequency f ₀ Is obtained by calculation and is expressed by equation (2).
[0038]
f ₀ = {La + L1} ^1/2 / [2π * {La * L1 * Ca} ^1/2 ] (2)
Since La≫L1, the resonance frequency f ₀ Is approximately represented by equation (3).
[0039]
f ₀ = 1 / [2π * {L1 * Ca} ^1/2 ] ... (3)
That is, the resonance frequency f ₀ Is the frequency of the series resonance circuit of the reactor L1 and the capacitor Ca. In the first embodiment, the switching frequency is set near the resonance frequency (for example, f ₁ ), The voltage of the capacitor Ca is boosted to several times the normal voltage.
[0040]
Next, the operation of the thus configured switching power supply according to the first embodiment will be described with reference to timing charts shown in FIGS. FIG. 2 is a timing chart of signals in each section of the switching power supply according to the first embodiment. FIG. 3 is a detailed timing chart of part A of the timing chart shown in FIG. FIG. 4 is a diagram showing waveforms of signals of respective parts when a resonance operation is performed by the resonance circuit.
[0041]
2 to 4, an input voltage Vi (AC voltage) of the AC power supply Vac1, an input current Ii (AC current) flowing through the AC power supply Vac1, a current Id2 flowing through the diode D2, a current Id3 flowing through the diode D3, and a main switch. The current Q1i flowing through Q1, the full-wave rectified voltage B1v of the full-wave rectifier circuit B1, the voltage C4v across the capacitor C4, the current n1i flowing through the primary winding 5a of the transformer T1, the voltage Q1v across the main switch Q1, and the The voltage Vn4 across the second winding 6b is shown.
[0042]
First, the AC voltage from the AC power supply Vac1 is rectified by the full-wave rectifier circuit B1, and the full-wave rectified voltage is output from the positive output terminal 1 and the negative output terminal 2. And time t ₀ When the main switch Q1 is turned on, a closed loop of C2 → 5a → Q1 → C2 is formed, and the electric charge stored in the capacitor C2 is discharged through the primary winding 5a of the transformer T1, and Electric power is stored in the exciting inductance.
[0043]
At the same time, a closed loop of B1 → 6a → L1 → D2 → Q1 → B1 is formed. Therefore, the full-wave rectified voltage rectified by the full-wave rectifier circuit B1 is applied to the reactor L1 and the first winding 6a of the transformer T2. Power corresponding to the full-wave rectified voltage is stored in the first winding 6a. At the same time, a voltage is also generated in the second winding 6b of the transformer T2, and charges the capacitor C4. For this reason, as shown in FIG. ₀ To time t ₁ It rises until. Further, as shown in FIG. 3, the current Id2 flowing through the diode D2 is at time t ₀ To time t ₁ It increases linearly until.
[0044]
Next, at time t ₁ When the main switch Q1 is turned off, the current Id2 flowing through the diode D2 decreases linearly as shown in FIG. ₂ And becomes zero. At this time, back electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T1, and back electromotive force is induced in the secondary winding 5b of the transformer T1 by the back electromotive force. , A current flows through the diode D1, the capacitor C1, and the load RL to supply power to the load RL. The electric power stored in the first winding 6a of the transformer T2 and the reactor L1 also generates a voltage of the opposite polarity, passes through the primary winding 5a of the transformer T1 via the diode D2, and the secondary winding 5b. Side supplies power to the load RL and charges the capacitor C2.
[0045]
Hereinafter, similarly, at time t ₂ Thereafter, when the main switch Q1 is turned on / off, the current Id2 of the diode D2 increases / decreases, resulting in a triangular waveform. The waveform connecting the vertices of each triangle (the envelope waveform of each triangle) is the waveform of the current Id2 as shown in FIGS. When the voltage of the capacitor C2 is higher than the full-wave rectified voltage obtained by full-wave rectification of the input voltage Vi (AC voltage), the current Id2 flowing through the diode D2 via the first winding 6a of the transformer T2 is as shown in FIG. As shown in FIG. ₀ To time t ₁₀ Up to the input voltage Vi.
[0046]
An AC voltage having a switching frequency for turning on / off the main switch Q1 is generated in the first and second windings of the transformer T2. This switching frequency is the resonance frequency f ₀ Near f ₁ The voltage of the capacitor Ca shown in FIG. 5 can be increased to several times the normal voltage by the resonance action of the resonance circuit including the transformer T2, the capacitor C4, and the reactor L1. Therefore, the voltage C4v of the capacitor C4 in the circuit of FIG. 1 can be several times the voltage obtained from the turns ratio of the transformer T2 (for example, n3: n4 is 1:10). A dither circuit can be configured by adding the voltage C4v to the full-wave rectified voltage B1v and charging the capacitor C2.
[0047]
That is, when the sum of the voltage C4v of the capacitor C4 (same as the voltage Vn4 across the second winding 6b of the transformer T2) and the full-wave rectified voltage B1v becomes higher than the voltage of the capacitor C2 (time t shown in FIG. 4). ₁₀ ~ T ₁₇ ), The current flows in the order of 6b → D3 → C2 (that is, during dither operation), and the capacitor C2 is charged. At this time, the current Id3 has a waveform WV3 as shown in FIG.
[0048]
In order to reduce the input current distortion by the dither circuit, the ratio of the applied high-frequency voltage to the full-wave rectified voltage B1v may be increased. That is, this ratio is determined by the turns ratio (n3: n4) of the transformer T2, and the ratio of n3: n4 is 1: 3 is larger than that of n3: n4 is 1:10.
[0049]
However, if this ratio is increased, the peak current of the main switch Q1 is increased, and the voltage of the capacitor C2 at a light load is increased, which is not preferable. For this reason, the fact that the voltage can be boosted several times using the resonance phenomenon of the resonance circuit means that the turns ratio of the transformer T2 can be reduced to a fraction. That is, even if n3: n4 is set to 1:10, the voltage V which is the sum of the voltage across the first winding 6a of the transformer T2 and the voltage across the reactor L1 due to the resonance action on the first winding side of the transformer T2. Is increased several times, which is equivalent to reducing the turns ratio of the transformer T2 to a fraction.
[0050]
At the time of resonance, the voltage V is increased by several times, so that the dither operation (when a current flows through the diode D3 at time t ₁₀ ~ T ₁₇ 4), the current Id2 flowing through the diode D2 is kept low as shown by the current waveform WV2 in FIG. Since the sum of the current Id2 and the current n1i flowing through the primary winding 5a of the transformer T1 is the current Q1i flowing through the main switch Q1, the peak current of the main switch Q1 is also suppressed. For this reason, the capacitor C2 can be charged without increasing the current on the first winding side of the transformer T2 during the dither conduction. When no resonance occurs, the current waveform WV1 is proportional to the input voltage Vi.
[0051]
Further, the input current Ii is the sum of the current Id2 flowing through the diode D2 and the current Id3 flowing through the diode D3, and has a waveform having a nub-shaped peak current near the peak of the sinusoidal current, thereby satisfying the harmonic regulation. It can be a waveform. That is, one converter can cope with the harmonic regulation.
[0052]
As described above, according to the switching power supply device according to the first embodiment, since the voltage can be boosted by the resonance circuit, the harmonics can be reduced by the minimum increase in the current of the main switch Q1, so that The two converters can cope with harmonic regulation, use a switching element (main switch Q1) with a small current capacity, reduce the efficiency little, and achieve miniaturization and high efficiency. Further, since the winding ratio of the transformer T2 is increased, there is no problem of a voltage increase of the capacitor C2 at a light load.
[0053]
FIG. 7 is a diagram showing a class D determination waveform for determining a half cycle waveform of the AC input current. A device having a special waveform AC input current whose half-cycle waveform of the AC input current enters at least 95% of the half cycle within the thick solid line W1 in FIG. 7 is determined as class D, and the limit value is applied. Is done. The limit value is based on the international standard IEC61000-3-2. As shown in FIG. 7B, the input current waveform according to the embodiment also falls within the thick solid line W1 for at least 95% of the half cycle, so that it is regarded as a special waveform, and the limit value is applied. You. Further, a high frequency can be suppressed by the low-pass filter including the reactor L1 and the capacitor C2, so that harmonics can be greatly reduced.
[0054]
In the switching power supply device shown in FIG. 1, the capacitor C4 of the resonance circuit is connected in parallel to the second winding 6b of the transformer T2, but the capacitor C4 is connected in parallel to, for example, the first winding 6a of the transformer T2. Is also good. In this case, the capacitance value of the capacitor C4 needs to be a capacitance value that is one half of the turns ratio (n3: n4) of the transformer T2.
[0055]
(Second embodiment)
Next, a switching power supply according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the switching power supply according to the second embodiment. The switching power supply according to the second embodiment shown in FIG. 8 uses FM modulation and PWM modulation, is provided with a current detection resistor R, and has a switching frequency such that an input current flowing through the current detection resistor R approaches a sine wave. Is controlled to reduce the input current distortion. Further, the voltage of the capacitor C2 is monitored, and when this voltage becomes higher than a predetermined value, the switching frequency is controlled to prevent the voltage of the capacitor C2 from excessively rising.
[0056]
The current detection resistor R is connected between the negative output terminal 2 of the full-wave rectifier circuit B1, one end of the main switch Q1, and one end of the capacitor C2, and detects an input current flowing through the full-wave rectifier circuit B1.
[0057]
The control circuit 10a includes a differential amplifier 111, a multiplier 112, a differential amplifier 113, a voltage controlled oscillator (VCO) 114, a differential amplifier 115, and a PWM comparator 116.
[0058]
The differential amplifier 111 (corresponding to the error voltage generating means of the present invention) is configured such that the reference voltage E1 is input to the + terminal, the voltage of the capacitor C2 is input to the-terminal, and the difference between the voltage of the capacitor C2 and the reference voltage E1 is calculated. An error voltage signal is generated and output to the multiplier 112. The multiplier 112 multiplies the error voltage signal from the differential amplifier 111 by the full-wave rectified voltage from the positive output terminal 1 of the full-wave rectifier circuit B1, and outputs a multiplied output voltage to the + terminal of the differential amplifier 113. I do.
[0059]
In the differential amplifier 113, a voltage proportional to the input current detected by the current detection resistor R is input to a − terminal, a multiplication output voltage from the multiplier 112 is input to a + terminal, and the voltage by the current detection resistor R is multiplied by the multiplication output. An error voltage signal consisting of an error with the voltage is generated and output to the VCO 114.
[0060]
The VCO 114 (corresponding to the frequency control means of the present invention) generates a triangular wave signal (corresponding to the frequency control signal of the present invention) whose switching frequency is changed according to the voltage value of the error voltage signal from the differential amplifier 113. Thus, as shown in FIG. ₁₂ , V ₁₁ , V ₀ As the switching frequency f increases ₁₂ , F ₁₁ , F ₀ Have a voltage frequency conversion characteristic CV that increases. Here, the frequency f ₀ Is the resonance frequency shown in FIG. ₁₁ Is the frequency f ₀ Is a frequency in the vicinity of.
[0061]
That is, the VCO 114 changes the switching frequency based on the voltage value (voltage proportional to the input current) of the error voltage signal from the differential amplifier 113 so that the input current approaches a sine wave. Further, the VCO 114 changes the switching frequency based on the voltage value of the error voltage signal from the differential amplifier 113 (a voltage proportional to the voltage of the capacitor C2) so that the voltage of the capacitor C2 does not exceed the reference voltage E1. ing.
[0062]
The differential amplifier 115 inputs the reference voltage E2 to the + terminal, inputs the voltage of the capacitor C1 to the − terminal, generates an error voltage signal including an error between the voltage of the capacitor C1 and the reference voltage E2, and generates the error voltage signal. The signal is output to the PWM comparator 116 as a feedback signal FB. In the PWM comparator 116 (corresponding to the pulse width control means of the present invention), the triangular wave signal from the VCO 114 is input to the − terminal, and the feedback signal FB from the differential amplifier 115 is input to the + terminal, as shown in FIG. A pulse signal that is turned on when the value of the feedback signal FB is equal to or greater than the value of the triangular wave signal and is turned off when the value of the feedback signal FB is less than the value of the triangular wave signal, and applies the pulse signal to the main switch Q1 Then, the output voltage of the capacitor C1 is controlled to a predetermined voltage.
[0063]
Further, as shown in FIG. 10, when the output voltage of the capacitor C1 reaches the reference voltage E2 and the feedback signal drops from FB to FB1, as shown in FIG. 10, the value of the feedback signal FB becomes equal to or more than the value of the triangular wave signal. The output voltage is controlled to a predetermined voltage by shortening the pulse-on width. That is, the pulse width is controlled.
[0064]
Next, the operation of the thus configured switching power supply according to the second embodiment will be described with reference to FIGS.
[0065]
First, as shown in FIG. 6 and FIG. ₀ And the voltage of the error voltage signal is V ₀ Since the input current flowing through the current detection resistor R increases when the voltage is set to, the voltage increased in proportion to the input current flowing through the current detection resistor R is input to the negative terminal of the differential amplifier 113, so that the difference The voltage value of the error voltage signal of the operational amplifier 113 decreases.
[0066]
For this reason, the VCO 114 has a small voltage value of the error voltage signal from the differential amplifier 113, and as shown in FIG. ₀ Lower switching frequency f ₁₁ Generate a triangular wave signal with. Switching frequency f ₁₁ Is the resonance frequency f ₀ Because of the lower frequency, the input current decreases and approaches a sine wave.
[0067]
Then, as shown in FIG. 10, the PWM comparator 116 changes the value of the feedback signal FB to the switching frequency f. ₁₁ Is turned on when the value of the triangular wave signal is equal to or higher than the value of the feedback signal FB and the switching frequency f ₁₁ Switching frequency f that is turned off when the value is less than the value of the triangular wave signal having ₁₁ Is generated, and the pulse signal is applied to the main switch Q1.
[0068]
On the other hand, as shown in FIG. 6 and FIG. ₁₂ And the voltage of the error voltage signal is V ₁₂ Since the input current flowing through the current detection resistor R decreases when the voltage is set to, the voltage that is reduced in proportion to the input current flowing through the current detection resistor R is input to the negative terminal of the differential amplifier 113. The voltage value of the error voltage signal of the operational amplifier 113 increases.
[0069]
Therefore, the VCO 114 has a large voltage value of the error voltage signal from the differential amplifier 113, and as shown in FIG. ₁₂ Higher switching frequency f ₁₁ Generate a triangular wave signal with. Switching frequency f ₁₁ Is the resonance frequency f ₀ Because of the lower frequency, the input current increases and approaches a sine wave.
[0070]
Then, as shown in FIG. 10, the PWM comparator 116 changes the value of the feedback signal FB to the switching frequency f. ₁₁ Is turned on when the value of the triangular wave signal is equal to or higher than the value of the feedback signal FB and the switching frequency f ₁₁ Switching frequency f that is turned off when the value is less than the value of the triangular wave signal having ₁₁ Is generated, and the pulse signal is applied to the main switch Q1.
[0071]
Thus, the switching frequency f ₁₁ Is the resonance frequency f ₀ By controlling at a low frequency at a frequency near the input current, the input current becomes close to a sine wave. That is, by controlling the switching frequency so that the input current flowing through the current detection resistor R approaches a sine wave, the input current distortion can be reduced. Similarly, the switching frequency is set to the resonance frequency f. ₀ At a high frequency (f in FIG. 6). ₁ , F ₂ The same operation is performed even if the control is performed in ()).
[0072]
Next, when the voltage of the capacitor C2 reaches the reference voltage E1, the error voltage signal output from the differential amplifier 111 has a small value, so that the multiplied output voltage from the multiplier 112 also has a small value. Therefore, the error voltage signal of the differential amplifier 113 also has a small value, and this error voltage signal is output to the VCO 114.
[0073]
Since the voltage value of the error voltage signal from the differential amplifier 113 is small, the VCO 114 generates a triangular wave signal having a lower switching frequency as can be seen from the characteristics in FIG.
[0074]
Then, since a triangular wave signal having a lower switching frequency is input from the VCO 114 to the negative terminal of the PWM comparator 116, the PWM comparator 116 generates a pulse signal with a short pulse-on width and applies the pulse signal to the main switch Q1. . For this reason, since the voltage of the capacitor C2 can be controlled to the reference voltage E1, it is possible to prevent the voltage of the capacitor C2 from excessively rising. Similarly, the switching frequency is set to the resonance frequency f. ₀ At a high frequency (f in FIG. 6). ₁ , F ₂ The same operation is performed even if the control is performed in ()).
[0075]
(Third embodiment)
Next, a switching power supply according to a third embodiment will be described. In the switching power supply according to the first and second embodiments, a normally-off type MOS FET or the like is used as a switch. This normally-off type switch is a switch that is turned off when the power is off.
[0076]
On the other hand, a normally-on type switch such as an SIT (static induction transistor) is a switch that is turned on when the power is off. This normally-on type switch is an ideal element when used in a power conversion device such as a switching power supply because of its high switching speed and low on-resistance, and can expect high efficiency by reducing switching loss.
[0077]
However, in a normally-on type switching element, when the power is turned on, the switch is in an on state, so that the switch is short-circuited. For this reason, the normally-on type switch cannot be started, and cannot be used for any purpose other than the special purpose.
[0078]
Therefore, the switching power supply according to the third embodiment has the configuration of the switching power supply according to the first embodiment, and uses the normally-on type switch as the main switch Q1. Sometimes, the voltage due to the voltage drop of the inrush current limiting resistor inserted for the purpose of reducing the inrush current of the capacitor is used for the reverse bias voltage of the normally-on type switch, and a configuration that eliminates the problem at power-on has been added. It is characterized by the following.
[0079]
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the switching power supply device according to the third embodiment. The switching power supply device shown in FIG. 11 has the configuration of the switching power supply device according to the first embodiment shown in FIG. 1, and has a main switch Q1n that is a normally-on type switch such as a SIT, and turns the main switch Q1n on. And a normally-on circuit for performing on / off control.
[0080]
This normally-on circuit is configured as follows. An inrush current limiting resistor R1 is connected between the negative output terminal 2 of the full-wave rectifier circuit B1 and a connection point between the main switch Q1n and the capacitor C2. The main switch Q1n is a normally-on type switch such as SIT, and is turned on / off by PWM control of the control circuit 11.
[0081]
A switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1. The switch S <b> 1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOSFET or a BJT (bipolar junction transistor), and is turned on by a short-circuit signal from the control circuit 11.
[0082]
To both ends of the inrush current limiting resistor R1, a start-up power supply unit 12 including a capacitor C12, a resistor R2, and a diode D12 is connected. The start-up power supply unit 12 extracts a voltage generated across the inrush current limiting resistor R1, and outputs the voltage to the control circuit 11 in order to use the voltage across the capacitor C12 as a reverse bias voltage to the gate of the main switch Q1n. Further, the charging voltage charged in the capacitor C2 is supplied to the control circuit 11.
[0083]
When the AC power supply Vac1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C12, outputs a reverse bias voltage from the terminal b to the gate of the main switch Q1n as a control signal, and turns off the main switch Q1n. . This control signal is composed of, for example, a pulse signal of −15 V and 0 V. The main switch Q1n is turned off by a voltage of −15 V, and the main switch Q1n is turned on by a voltage of 0V.
[0084]
After the charging of the capacitor C2 is completed, the control circuit 11 outputs a pulse signal of 0 V and −15 V as a control signal from the terminal b to the gate of the main switch Q1n to cause the main switch Q1n to perform a switching operation. After performing a switching operation of the main switch Q1n, the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed, and turns on the switch S1.
[0085]
One end of the auxiliary winding 5c (number of turns n5) provided in the transformer T1 is connected to one end of the main switch Q1n, one end of the capacitor C13, and the control circuit 11, and the other end of the auxiliary winding 5c is connected to the diode D13. The anode of the diode D13 is connected to the other end of the capacitor C13 and the terminal c of the control circuit 11. The auxiliary winding 5c, the diode D13, and the capacitor C13 form a normal operation power supply unit 13. The normal operation power supply unit 13 supplies the voltage generated in the auxiliary winding 5c to the control circuit 11 via the diode D13 and the capacitor C13. Supply.
[0086]
Next, the operation of the thus configured switching power supply according to the third embodiment will be described with reference to FIGS.
[0087]
In FIG. 13, Vac1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1, the input current indicates the current flowing through the AC power supply Vac1, the R1 voltage indicates the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1, and the C2 voltage indicates , The voltage of the capacitor C2, the voltage C12 indicates the voltage of the capacitor C12, the output voltage indicates the voltage of the capacitor C1, and the control signal is output from the terminal b of the control circuit 11 to the gate of the main switch Q1n. Indicates a signal.
[0088]
First, time t ₀ When the AC power supply Vac1 is applied (turned on), the AC voltage of the AC power supply Vac1 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit B1. At this time, the normally-on type main switch Q1n is on, and the switch S1 is off. Therefore, the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 is applied to the inrush current limiting resistor R1 via the capacitor C2 ((1) in FIG. 12).
[0089]
The voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C12 via the diode D12 and the resistor R2 ((2) in FIG. 12). Here, the terminal f side of the capacitor C12 has a zero potential, for example, and the terminal g side of the capacitor C12 has a negative potential, for example. Therefore, the voltage of the capacitor C12 becomes a negative voltage (reverse bias voltage) as shown in FIG. The negative voltage of the capacitor C12 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
[0090]
Then, when the voltage of the capacitor C12 becomes the threshold voltage THL of the main switch Q1n (at time t in FIG. 13). ₁ ), The control circuit 11 outputs a control signal of −15 V from the terminal b to the gate of the main switch Q1n ((3) in FIG. 12). Therefore, the main switch Q1n is turned off.
[0091]
Then, the capacitor C2 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 ((4) in FIG. 12), the voltage of the capacitor C2 increases, and the charging of the capacitor C2 is completed.
[0092]
Next, at time t ₂ In, the control circuit 11 starts the switching operation. First, a control signal of 0 V is output from the terminal b to the gate of the main switch Q1n ((5) in FIG. 12). Therefore, the main switch Q1n is turned on, so that a current flows through the capacitors C2 → 5a → Q1n ([6] in FIG. 12). Therefore, energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T1.
[0093]
Further, a current flows from the positive output terminal 1 of the full-wave rectifier circuit B1 to 6a → L1 → D2 → Q1n ((7) in FIG. 12). Further, a voltage is also generated in the auxiliary winding 5c electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T1, and the generated voltage is supplied to the control circuit 11 via the diode D13 and the capacitor C13 (FIG. 12). (8 in the middle). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the main switch Q1n can be continuously performed.
[0094]
Next, at time t ₃ , A control signal of −15 V is output from the terminal b to the gate of the main switch Q1n. Therefore, the time t ₃ When the main switch Q1n is turned off, a current flows from the secondary winding 5b to the load RL and the capacitor C1 via the diode D1 due to the back electromotive force generated in the primary winding 5a, and the output voltage is applied to the load RL. appear. Time t ₃ When the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the switch S1, the switch S1 is turned on ([9] in FIG. 12), and both ends of the rush current limiting resistor R1 are short-circuited. Therefore, the loss of the inrush current limiting resistor R1 can be reduced.
[0095]
Note that time t ₃ Is when the AC power supply Vac1 is turned on (at time t ₀ ) Is set as a time that is, for example, about five times or more the time constant (τ = C2 · R1) of the capacitor C2 and the inrush current limiting resistor R1. After that, the main switch Q1n repeats the on / off switching operation. After the main switch Q1n starts the switching operation, the main switch Q1n operates as the switch Q1 of the switching power supply according to the first embodiment shown in FIG. 1, that is, the operation according to the timing chart shown in FIG. Works the same as.
[0096]
As described above, according to the switching power supply according to the third embodiment, the control circuit 11 turns off the main switch Q1n by the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 when the AC power supply Vac1 is turned on, and After C2 is charged, the switching operation for turning on / off the main switch Q1n is started, so that there is no problem when the power is turned on. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and it is possible to provide a switching power supply device with small loss, that is, high efficiency. Further, the effects of the first embodiment can be obtained. The normally-on circuit may be added to the device of the second embodiment, for example.
[0097]
The present invention is not limited to the switching power supply according to the first to third embodiments. In the first to third embodiments, the reverse method is adopted. However, the present invention is not limited to the reverse method, but a circuit for stabilizing the output by pulse width control, for example, a forward method, a half-bridge method, and an auxiliary method. The present invention is also applicable to a partial resonance converter with a switch. As the series inductance L1 of the resonance circuit, the leakage inductance obtained by loosely coupling the first winding 6a and the second winding 6b of the transformer T2 can be used.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the voltage can be boosted by the resonance circuit, and the harmonics can be reduced by the minimum increase in the current of the main switch. Thus, a switching power supply that can use a switching element with a small current capacity, has little reduction in efficiency, and can be made smaller and more efficient can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a timing chart of signals in each section of the switching power supply according to the first embodiment.
FIG. 3 is a detailed timing chart of a part A of the timing chart shown in FIG. 2;
FIG. 4 is a diagram illustrating waveforms of signals of respective units when a resonance operation is performed by a resonance circuit.
FIG. 5 is a principle diagram of a resonance circuit.
FIG. 6 is a diagram illustrating characteristics of a resonance circuit.
FIG. 7 is a diagram showing a class D determination waveform for determining a half cycle waveform of an AC input current.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a switching power supply according to a second embodiment.
FIG. 9 is a diagram showing characteristics of a VCO.
FIG. 10 is a diagram illustrating a state in which a pulse frequency of a PWM comparator changes according to a change in a frequency of a VCO.
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a switching power supply according to a third embodiment.
FIG. 12 is a diagram for explaining an operation of the switching power supply according to the third embodiment.
FIG. 13 is a timing chart of signals in each section of the switching power supply according to the third embodiment.
FIG. 14 is a circuit configuration diagram of a conventional two-converter switching power supply device including a power factor correction circuit and a converter circuit.
FIG. 15 is a timing chart of signals in respective parts of a converter circuit in a conventional switching power supply device.
FIG. 16 is a timing chart showing a ringing waveform when a main switch in a converter circuit in a conventional switching power supply device is turned off.
[Explanation of symbols]
Vac1 AC power supply
B1 Full-wave rectifier circuit
10, 10a, 11, 101, 102 control circuit
Q1, Q1n main switch
RL load
R Current detection resistor
C1-C4 capacitor
S1 switch
T1, T2 transformer
5a Primary winding
5b Secondary winding
5c auxiliary winding
7 Rectifier smoothing circuit
12 Startup power supply
13 Normal operation power supply
L1 reactor
D1 to D3 diode

Claims

A switching power supply that inputs an alternating current, improves a power factor, and outputs a direct current,
A rectifier circuit that connects to an AC power supply and rectifies the AC voltage;
A second transformer having a first winding and a second winding;
A first series circuit connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, wherein a first winding, a reactor, a first rectifier, and a main switch of the second transformer are connected in series; When,
A second series circuit connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, wherein a second winding, a second rectifier, and a capacitor of the second transformer are connected in series;
A third series circuit connected in parallel to the capacitor, wherein a primary winding of a first transformer and the main switch are connected in series;
A resonance capacitor connected in parallel to both ends of a first winding of the second transformer or both ends of a second winding of the second transformer;
A rectifying and smoothing circuit connected to a secondary winding of the first transformer and having a rectifying element and a smoothing element;
A switching circuit for controlling the output voltage of the rectifying / smoothing circuit to a predetermined voltage by alternately turning on / off the main switch with a signal having a predetermined switching frequency.

The switching power supply device according to claim 1, wherein the reactor comprises a leakage inductor between a first winding and a second winding of the second transformer.

The resonance frequency of a resonance circuit including the first winding and the second winding of the second transformer, the resonance capacitor, and the reactor is set near the switching frequency. The switching power supply device according to claim 2.

Current detection means for detecting an input current flowing through the rectifier circuit,
Frequency control means for generating a frequency control signal in which the switching frequency is changed such that the input current is close to a sine wave based on the input current detected by the current detection means,
By controlling a pulse width based on the output voltage and generating a pulse signal in which the switching frequency is changed in accordance with the frequency control signal generated by the frequency control means, applying the pulse signal to the main switch Pulse width control means for controlling the output voltage to the predetermined voltage,
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, further comprising:

Error voltage generating means for generating an error voltage signal comprising an error between the voltage of the capacitor and a reference voltage,
Frequency control means for generating a frequency control signal in which the switching frequency is changed according to the value of the error voltage signal generated by the error voltage generation means,
By controlling a pulse width based on the output voltage and generating a pulse signal in which the switching frequency is changed in accordance with the frequency control signal generated by the frequency control means, applying the pulse signal to the main switch Pulse width control means for controlling the output voltage to the predetermined voltage,
The switching power supply according to any one of claims 1 to 4, further comprising:

A rush current limiting resistor connected between the rectifier circuit and the capacitor, for reducing the rush current of the capacitor when the AC power supply is turned on;
The main switch comprises a normally-on type switch,
The control circuit performs a switching operation of turning off the main switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power is turned on, and turning on / off the main switch after the capacitor is charged. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching power supply device is started.

7. The switching power supply device according to claim 6, wherein the transformer further includes an auxiliary winding, and further includes a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in the auxiliary winding of the transformer to the control circuit.

A semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor,
8. The switching power supply according to claim 6, wherein the control circuit turns on the semiconductor switch after starting the switching operation of the main switch.