JPH04368471A - Power source - Google Patents

Power source

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JPH04368471A
JPH04368471A JP14360991A JP14360991A JPH04368471A JP H04368471 A JPH04368471 A JP H04368471A JP 14360991 A JP14360991 A JP 14360991A JP 14360991 A JP14360991 A JP 14360991A JP H04368471 A JPH04368471 A JP H04368471A
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JP
Japan
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voltage
transistor
input voltage
input
period
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Application number
JP14360991A
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Japanese (ja)
Inventor
Yukio Yamanaka
幸男 山中
Akio Okude
奥出 章雄
Nariyuki Yamauchi
得志 山内
Fumiaki Ito
文彰 伊藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Electric Works Co Ltd
Original Assignee
Matsushita Electric Works Ltd
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Publication date
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Abstract

PURPOSE:To reduce power loss of a driving circuit of a switching element by maintaining an operating frequency of the element of a chopper constant during a period in which a momentary value of an input voltage of an AC power source is low. CONSTITUTION:In this circuit, an input voltage is detected by divided voltage of resistors R1, R2, and a DC voltage of a capacitor C3 is applied through a resistor R9. A rectified voltage of the divided sine wave is applied to a terminal 11 of an IC. Further, a voltage across a smoothing capacitor C1 is detected by a divided voltage of resistors R4, R5, and they are multiplied to decide a target waveform value of a peak value of a current flowing to a transistor(Tr) Q1. A current flowing to the Tr Q1 is detected by a voltage of a resistor R3. That is, as an input voltage is lowered during a period A of this circuit, a switching frequency is raised. However, since the target waveform of the peak value of the current flowing to the Tr Q1 is constant irrespective of the amplitude of the input voltage during a period B, rising of the frequency can be prevented.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

【0001】0001

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源からの入
力電圧をスイッチング素子により所定の動作周波数でス
イッチングして入力力率を改善するチョッパー装置を利
用した電源装置に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device using a chopper device that improves the input power factor by switching the input voltage from a commercial AC power source at a predetermined operating frequency using a switching element.

【0002】0002

【従来の技術】従来、商用電源の交流電圧を整流平滑し
た直流電圧をインバータ装置に入力し、インバータ装置
によって高周波に変換して放電灯に供給し、放電灯を高
周波点灯させる放電灯点灯装置が広く用いられている。 この種の点灯装置において、商用交流電圧の整流出力を
平滑しているのは、放電灯に供給される高周波電流の包
絡線が商用交流周期で変動しないようにすることにより
、放電灯の再点弧現象を実質的に無くし、放電灯の発光
効率を向上させて装置の消費電力を少なくし、また、光
のちらつきも無くして、照明装置としての性能を向上さ
せるためである。
[Prior Art] Conventionally, there has been a discharge lamp lighting device that inputs a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an AC voltage from a commercial power source to an inverter device, converts it into a high frequency voltage by the inverter device, and supplies it to a discharge lamp, thereby lighting the discharge lamp at high frequency. Widely used. In this type of lighting device, the rectified output of the commercial AC voltage is smoothed so that the envelope of the high-frequency current supplied to the discharge lamp does not fluctuate with the commercial AC cycle. This is to substantially eliminate the arc phenomenon, improve the luminous efficiency of the discharge lamp, reduce the power consumption of the device, and eliminate flickering of light, thereby improving the performance of the lighting device.

【0003】しかしながら、商用交流電圧を整流平滑す
ると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商
用交流電圧のピーク値付近でのみ流れることになり、商
用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の
高い電流となるため、入力力率が悪くなる。また、交流
基本周波数に対して多くの高次高調波電流成分を含むこ
とになり、同じ交流配電系に接続される他の機器への高
周波ノイズの混入等の悪影響があった。そのため、入力
電流の力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且
つ可能な限り平坦な直流平滑電圧をインバータに供給す
るために、以下に述べるような工夫がなされている。
However, when the commercial AC voltage is rectified and smoothed, the current flowing from the commercial power source into the smoothing capacitor flows only near the peak value of the commercial AC voltage, and the current flows only around the peak value of the commercial AC voltage. Since the current has a high value, the input power factor deteriorates. In addition, it contains many high-order harmonic current components with respect to the AC fundamental frequency, which has an adverse effect such as mixing high-frequency noise into other devices connected to the same AC power distribution system. Therefore, in order to increase the power factor of the input current, reduce harmonic components, and supply the inverter with a DC smoothed voltage that is as flat as possible, the following measures have been taken.

【0004】図7は従来例の回路図である。この回路に
あっては、全波整流器DB1 と平滑コンデンサC1 
の間に、昇圧型チョッパーCHPを挿入したものである
。平滑コンデンサC1 に得られる直流電圧はインバー
タ装置1により高周波電圧に変換されて負荷2に供給さ
れる。 昇圧型チョッパーCHPは、全波整流器DB1 の整流
出力端にスイッチング用のトランジスタQ1 を介して
チョークL1 を接続し、トランジスタQ1 の両端に
逆流阻止用のダイオードD1 を介して平滑コンデンサ
C1 を接続して構成されている。駆動回路3によりス
イッチング用のトランジスタQ1 を高周波でスイッチ
ングすることにより、トランジスタQ1 のオン期間で
チョークL1 にエネルギーを蓄積し、トランジスタQ
1 のオフ期間でチョークL1 の自己誘導起電力を全
波整流器DB1 の整流出力と重畳して平滑コンデンサ
C1 に充電する。これにより、全波整流器DB1 の
整流出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平滑
コンデンサC1 に充電される。 この回路方式では、商用電源Vsからの入力電流Iin
には休止期間がほとんど発生しないという利点があり、
また、入力力率が高く、しかも入力電流の高調波成分を
低く抑えることが可能である。
FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional example. In this circuit, full-wave rectifier DB1 and smoothing capacitor C1
A step-up chopper CHP is inserted between the two. The DC voltage obtained at the smoothing capacitor C1 is converted into a high frequency voltage by the inverter device 1 and supplied to the load 2. The step-up chopper CHP has a choke L1 connected to the rectified output terminal of a full-wave rectifier DB1 via a switching transistor Q1, and a smoothing capacitor C1 connected to both ends of the transistor Q1 via a backflow blocking diode D1. It is configured. By switching the switching transistor Q1 at high frequency by the drive circuit 3, energy is accumulated in the choke L1 during the ON period of the transistor Q1, and the transistor Q
1, the self-induced electromotive force of the choke L1 is superimposed on the rectified output of the full-wave rectifier DB1 to charge the smoothing capacitor C1. As a result, the smoothing capacitor C1 is charged with a voltage higher than the peak voltage obtained at the rectified output terminal of the full-wave rectifier DB1. In this circuit system, the input current Iin from the commercial power supply Vs
has the advantage of almost no downtime,
Further, the input power factor is high, and harmonic components of the input current can be suppressed to a low level.

【0005】図8は昇圧型チョッパーCHPの回路構成
を示している。昇圧型チョッパーCHPの入力電圧をV
0 とすると、トランジスタQ1 のオン期間にはイン
ダクタL1 に直線的に増加する電流が流れる。トラン
ジスタQ1 のオン期間をt0 とすると、インダクタ
L1 に流れる電流のピーク値は、図9に示すように、
t0 ×(V0 /L1 )となる。駆動回路3では、
トランジスタQ1 の動作周波数を固定して、オン/オ
フ・デューティを制御することにより、平滑コンデンサ
C1 の電圧を制御するものである。
FIG. 8 shows a circuit configuration of a boost chopper CHP. The input voltage of the boost chopper CHP is set to V
0, a linearly increasing current flows through the inductor L1 during the on period of the transistor Q1. Assuming that the on-period of transistor Q1 is t0, the peak value of the current flowing through inductor L1 is as shown in FIG.
The result is t0×(V0/L1). In the drive circuit 3,
The voltage of the smoothing capacitor C1 is controlled by fixing the operating frequency of the transistor Q1 and controlling the on/off duty.

【0006】図10は昇圧型チョッパーCHPの入力電
圧が高い場合、図11は昇圧型チョッパーCHPの入力
電圧が低い場合について、(a)トランジスタQ1 へ
のON信号、(b)トランジスタQ1 に流れる電流、
(c)チョークL1 に流れる電流、(d)トランジス
タQ1 の両端電圧の各波形を示している。このように
、トランジスタQ1 の動作周波数を固定してオン/オ
フ・デューティを制御する場合には、チョッパーチョー
クL1 に流れる電流に休止期間が生じ、その休止期間
の長さは入力電圧の大きさに応じて変化する。なお、休
止期間が無くなり、チョークL1 に電流が流れている
ときに、トランジスタQ1 をONさせると、トランジ
スタQ1 に急峻な電流が流れて、ストレスも大きくな
る。したがって、チョークL1 に流れる電流が無くな
った後に、トランジスタQ1 をONさせることが必要
である。このような動作周波数を固定とした制御方式で
は、チョークL1 の使い方が効率的ではなく、また、
トランジスタQ1 の両端には休止期間に浮遊容量等の
影響で共振電圧が発生して、ノイズレベルが高くなると
いう問題がある。
FIG. 10 shows the case where the input voltage of the step-up chopper CHP is high, and FIG. 11 shows the case where the input voltage of the step-up chopper CHP is low. (a) ON signal to transistor Q1, (b) current flowing through transistor Q1. ,
(c) The waveforms of the current flowing through the choke L1 and (d) the voltage across the transistor Q1 are shown. In this way, when the operating frequency of the transistor Q1 is fixed and the on/off duty is controlled, a rest period occurs in the current flowing through the chopper choke L1, and the length of the rest period depends on the magnitude of the input voltage. It changes accordingly. Note that if the transistor Q1 is turned on when there is no rest period and current is flowing through the choke L1, a steep current will flow through the transistor Q1, increasing stress. Therefore, it is necessary to turn on the transistor Q1 after the current flowing through the choke L1 disappears. In such a control method where the operating frequency is fixed, the use of choke L1 is not efficient, and
There is a problem in that a resonant voltage is generated at both ends of the transistor Q1 during the idle period due to the influence of stray capacitance, and the noise level becomes high.

【0007】図12は昇圧型チョッパーCHPの他の制
御方式を示している。この回路では、トランジスタQ1
 の動作周波数を可変とし、オン/オフ・デューティを
固定としている。駆動回路は、スイッチングレギュレー
タ用の汎用IC(シーメンス社製TDA4814A)を
使用しており、チョッパー用チョークL1 に流れる電
流が無くなるのを検出して、トランジスタQ1 をオン
させるものである。以下、この回路の動作原理について
説明する。入力電圧を抵抗R1 ,R2 の分圧により
検出し、更に抵抗R4 ,R5 の分圧により平滑コン
デンサC1 の両端電圧を検出して、これらを乗算する
ことにより、トランジスタQ1 に流す電流のピーク値
の目標波形値を決めている。そして、トランジスタQ1
 に流れる電流を抵抗R3 により検出する。したがっ
て、トランジスタQ1 に流すピーク値の目標波形値と
同じ電流がトランジスタQ1 に流れたとき、トランジ
スタQ1 をOFFさせることによってトランジスタQ
1 のON期間が決定される。このように制御すれば、
トランジスタQ1 に流れる電流のピーク値は入力電圧
波形と同じ正弦波上の点となる。なお、トランジスタQ
1 をオンさせるタイミングは、チョークL1 の2次
巻線の電圧を検出することにより、チョークL1 に流
れる電流が無くなった時点でIC(シーメンス社製TD
A4814A)に同期信号が入り、トランジスタQ1 
をオンさせる。
FIG. 12 shows another control method for the boost chopper CHP. In this circuit, transistor Q1
The operating frequency is variable and the on/off duty is fixed. The drive circuit uses a general-purpose IC for a switching regulator (TDA4814A manufactured by Siemens), and detects that the current flowing through the chopper choke L1 disappears and turns on the transistor Q1. The operating principle of this circuit will be explained below. The input voltage is detected by the voltage division of resistors R1 and R2, and the voltage across the smoothing capacitor C1 is detected by the voltage division of resistors R4 and R5, and by multiplying these, the peak value of the current flowing through the transistor Q1 is calculated. Determining the target waveform value. And transistor Q1
The current flowing through the resistor R3 is detected. Therefore, when the same current as the target waveform value of the peak value flowing through the transistor Q1 flows through the transistor Q1, by turning off the transistor Q1, the transistor Q
1 is determined. If you control it like this,
The peak value of the current flowing through the transistor Q1 is a point on the same sine wave as the input voltage waveform. In addition, the transistor Q
1 is turned on by detecting the voltage of the secondary winding of choke L1, and when the current flowing through choke L1 disappears, the IC (TD
A4814A) receives a synchronizing signal, and transistor Q1
Turn on.

【0008】図13は昇圧型チョッパーCHPの入力電
圧が高い場合、図14は昇圧型チョッパーCHPの入力
電圧が低い場合について、(a)トランジスタQ1 へ
のON信号、(b)トランジスタQ1 に流れる電流、
(c)チョークL1 に流れる電流、(d)トランジス
タQ1 の両端電圧の各波形を示している。このように
、トランジスタQ1 の動作周波数を可変とし、入力電
圧が高い場合には、図13に示すようにスイッチング周
波数を低く、入力電圧が低い場合には、図14に示すよ
うにスイッチング周波数を高くするように制御すれば、
チョッパーチョークL1 に流れる電流に休止期間が生
じることはなくなる。
FIG. 13 shows the case where the input voltage of the boost chopper CHP is high, and FIG. 14 shows the case where the input voltage of the boost chopper CHP is low. (a) ON signal to transistor Q1, (b) current flowing through transistor Q1 ,
(c) The waveforms of the current flowing through the choke L1 and (d) the voltage across the transistor Q1 are shown. In this way, the operating frequency of transistor Q1 is made variable, and when the input voltage is high, the switching frequency is lowered as shown in Figure 13, and when the input voltage is low, the switching frequency is raised as shown in Figure 14. If you control it so that
There is no longer any rest period in the current flowing through the chopper choke L1.

【0009】[0009]

【発明が解決しようとする課題】ところが、図12に示
すような周波数可変の制御を行う場合には、次のような
問題点がある。図14に示すように、入力電圧が低くな
ると、スイッチング周波数が高くなるが、入力電圧が特
に低くなって0V近傍となった場合においては、入力力
率や電流歪みには余り影響の無い領域であるにもかかわ
らず、チョッパーのスイッチング周波数が高くなり、ト
ランジスタQ1 を動作させるための駆動回路3での電
力ロスが大きくなるという問題がある。
However, when performing variable frequency control as shown in FIG. 12, there are the following problems. As shown in Figure 14, as the input voltage decreases, the switching frequency increases, but when the input voltage is particularly low and approaches 0V, it is in a region that has little effect on the input power factor and current distortion. Despite this, there is a problem that the switching frequency of the chopper becomes high and the power loss in the drive circuit 3 for operating the transistor Q1 becomes large.

【0010】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、チョッパー式の電
源装置において、商用電源からの入力電圧が所定電圧以
下となる期間でのスイッチングによる電力ロスを低減さ
せることにある。
[0010] The present invention has been made in view of the above points, and its object is to perform switching in a chopper type power supply device by switching during a period when the input voltage from the commercial power source is below a predetermined voltage. The purpose is to reduce power loss.

【0011】[0011]

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、交流電源からの入
力電圧の瞬時値に応じてスイッチング素子の動作周波数
を変化させて、入力電流の包絡線を正弦波状とするチョ
ッパー装置において、入力電圧が所定電圧以下では、ス
イッチング素子の動作周波数を一定化する手段、又は、
スイッチング動作を停止させる手段を備えることを特徴
とするものである。
[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems, the power supply device of the present invention changes the operating frequency of the switching element according to the instantaneous value of the input voltage from the AC power supply. In a chopper device in which the envelope of the input current is sinusoidal, when the input voltage is below a predetermined voltage, means for making the operating frequency of the switching element constant, or
The device is characterized in that it includes means for stopping the switching operation.

【0012】ここで、所定電圧としては、入力電圧のピ
ーク値の0.37倍以下とすることが好ましい。
[0012] Here, the predetermined voltage is preferably 0.37 times or less the peak value of the input voltage.

【0013】[0013]

【作用】図6に示すように、入力電流が0〜θ0 、π
−θ0 〜π+θ0 、2π−θ0 〜2πの区間、入
力電流に休止が生じたときの力率を求める。入力電圧、
入力電流のピーク値をそれぞれV0 ,I0 とすると
[Operation] As shown in Figure 6, the input current is 0 to θ0, π
The power factor is determined when there is a pause in the input current in the sections -θ0 to π+θ0 and 2π-θ0 to 2π. input voltage,
Letting the peak values of the input current be V0 and I0, respectively,

【0014】[0014]

【数1】[Math 1]

【0015】[0015]

【数2】[Math 2]

【0016】[0016]

【数3】[Math 3]

【0017】[0017]

【数4】 一般に、0.85以上を高力率と呼んでいるが、特性ば
らつき等で10%の余裕を考慮して、0.85×1.1
=0.935となる。よって、ψ≧0.935であれば
、入力電流に休止角が生じても十分に高力率と言える。 したがって、
[Equation 4] Generally, a value of 0.85 or more is called a high power factor, but considering a 10% margin due to characteristic variations, etc., 0.85×1.1
=0.935. Therefore, if ψ≧0.935, it can be said that the power factor is sufficiently high even if a rest angle occurs in the input current. therefore,

【0018】[0018]

【数5】[Math 5]

【0019】故に、θ0 ≦0.38である。つまり、
V0 ・sinθ0 =0.37×V0 の電圧以下に
関しては、入力電流を流さなくとも特性ばらつきを含め
ても高力率として扱うことができる。本発明は上記の原
理に着目したものであり、入力電圧が所定電圧(入力電
圧のピーク値の0.37倍)以下のときには、動作周波
数を一定化して、チョッパー用のスイッチング素子のオ
ン期間を長くすることにより、動作周波数が高くなるこ
とを防止したものである。また、入力電圧が所定電圧以
下のときには、請求項2記載の発明のように、スイッチ
ング動作を停止させても、力率改善効果は十分に得るこ
とができ、しかもスイッチング素子における電力損失を
低減する作用は更に高くなる。
Therefore, θ0≦0.38. In other words,
A voltage below V0 · sin θ0 = 0.37×V0 can be treated as a high power factor even if no input current is applied and characteristic variations are included. The present invention focuses on the above principle, and when the input voltage is below a predetermined voltage (0.37 times the peak value of the input voltage), the operating frequency is kept constant and the on period of the switching element for the chopper is reduced. By increasing the length, the operating frequency is prevented from increasing. Furthermore, when the input voltage is below a predetermined voltage, even if the switching operation is stopped, a sufficient power factor improvement effect can be obtained, and the power loss in the switching element is reduced. The effect is even higher.

【0020】[0020]

【実施例】図1は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。商用電源Vsは全
波整流器DB1 の交流入力端子に接続されている。全
波整流器DB1 の直流出力端子には、抵抗R1 ,R
2 の直列回路が並列接続されると共に、チョッパー用
のチョークL1 とスイッチング用のトランジスタQ1
 と抵抗R3 の直列回路が並列接続されている。トラ
ンジスタQ1 と抵抗R3 の直列回路には、逆流防止
用のダイオードD1 を介して平滑用のコンデンサC1
 が接続されている。コンデンサC1 には抵抗R4 
,R5 の直列回路が並列接続されると共に、インバー
タ装置1の直流入力端子が並列接続されている。インバ
ータ装置1の高周波出力端子には、負荷2が並列接続さ
れている。チョッパー用チョークL1 の2次巻線L2
 には抵抗R6 が接続されており、抵抗R6 に生じ
る電圧はスイッチングレギュレータ用の汎用IC(シー
メンス製TDA4814A)の14番端子に接続されて
いる。抵抗R4 ,R5 の接続点は上記ICの12番
端子に接続されると共に、抵抗R7 とコンデンサC2
 の並列回路を介して上記ICの13番端子に接続され
ている。全波整流器DB1 の直流出力端子には、抵抗
R8 を介してコンデンサC3 とツェナダイオードZ
D1 の並列回路が接続されている。コンデンサC3 
の両端に生じる電圧は、上記ICの1番端子と3番端子
の間に印加されている。抵抗R1 とR2 の接続点は
、上記ICの11番端子に接続されると共に、抵抗R9
 を介して上記ICの3番端子に接続されている。トラ
ンジスタQ1 と抵抗R3 の接続点は上記ICの4番
端子に接続されている。また、上記ICの2番端子はト
ランジスタQ1 のゲートに接続されている。ここで、
上記IC(シーメンス製TDA4814A)は、図12
に示すように、オペアンプOPと乗算器MX、コンパレ
ータCP、アンド回路&、フリップフロップFF、並び
にその他のロジック回路で構成されている。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. The circuit configuration will be explained below. The commercial power supply Vs is connected to the AC input terminal of the full-wave rectifier DB1. Resistors R1 and R are connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB1.
2 series circuits are connected in parallel, and a chopper choke L1 and a switching transistor Q1 are connected in parallel.
and a resistor R3 are connected in parallel. A smoothing capacitor C1 is connected to the series circuit of the transistor Q1 and the resistor R3 via a diode D1 for preventing backflow.
is connected. Resistor R4 is connected to capacitor C1.
, R5 are connected in parallel, and the DC input terminals of the inverter device 1 are connected in parallel. A load 2 is connected in parallel to the high frequency output terminal of the inverter device 1 . Secondary winding L2 of chopper choke L1
A resistor R6 is connected to the resistor R6, and the voltage generated at the resistor R6 is connected to the 14th terminal of a general-purpose IC (Siemens TDA4814A) for a switching regulator. The connection point of resistors R4 and R5 is connected to the 12th terminal of the above IC, as well as the resistor R7 and capacitor C2.
It is connected to the 13th terminal of the above IC via a parallel circuit. A capacitor C3 and a Zener diode Z are connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB1 via a resistor R8.
A parallel circuit of D1 is connected. Capacitor C3
The voltage generated across the IC is applied between the first and third terminals of the IC. The connection point between resistors R1 and R2 is connected to the 11th terminal of the above IC, and the resistor R9
It is connected to the No. 3 terminal of the above IC via. The connection point between the transistor Q1 and the resistor R3 is connected to the No. 4 terminal of the above IC. Further, the second terminal of the above IC is connected to the gate of the transistor Q1. here,
The above IC (Siemens TDA4814A) is shown in Figure 12.
As shown in , it is composed of an operational amplifier OP, a multiplier MX, a comparator CP, an AND circuit &, a flip-flop FF, and other logic circuits.

【0021】以下、本実施例の動作について説明する。 この回路では、抵抗R1 ,R2 の分圧により入力電
圧を検出し、この検出電圧に対して更に抵抗R9 を通
じてコンデンサC3 の直流電圧を加えることにより、
上記IC(シーメンス製TDA4814A)の11番端
子には、図2に示すように、谷埋めされた正弦波の整流
電圧が印加される。さらに、抵抗R4 ,R5 の分圧
により平滑コンデンサC1 の両端電圧を検出して、こ
れらを乗算することにより、トランジスタQ1 に流す
電流のピーク値の目標波形値を決めている。そして、ト
ランジスタQ1 に流れる電流を抵抗R3 の電圧によ
り検出する。
The operation of this embodiment will be explained below. In this circuit, the input voltage is detected by voltage division between resistors R1 and R2, and by further adding the DC voltage of capacitor C3 through resistor R9 to this detected voltage,
As shown in FIG. 2, a rectified voltage with a valley-filled sine wave is applied to the 11th terminal of the above IC (TDA4814A manufactured by Siemens). Further, the voltage across the smoothing capacitor C1 is detected by the voltage division of the resistors R4 and R5, and by multiplying these, the target waveform value of the peak value of the current flowing through the transistor Q1 is determined. Then, the current flowing through the transistor Q1 is detected by the voltage of the resistor R3.

【0022】このような回路においては、図2のA期間
では、入力電圧が高くなるにつれて、スイッチング周波
数が低く、入力電圧が低くなるにつれて、スイッチング
周波数が高くなる。しかしながら、図2のB期間では、
入力電圧の大きさにかかわらず、トランジスタQ1 に
流す電流のピーク値の目標波形は一定である。言い換え
れば、図2のB期間では、入力電圧が低いほど、トラン
ジスタQ1 のオン期間が長くならなければ、目標波形
の電流値が得られないことになる。したがって、B期間
では、入力電圧が低くなるほど、トランジスタQ1 の
オン期間が長くなり、動作周波数が高くなるのを防止し
ている。
In such a circuit, during period A in FIG. 2, the higher the input voltage, the lower the switching frequency, and the lower the input voltage, the higher the switching frequency. However, in period B in Figure 2,
Regardless of the magnitude of the input voltage, the target waveform of the peak value of the current flowing through the transistor Q1 is constant. In other words, in the period B of FIG. 2, the lower the input voltage, the longer the on period of the transistor Q1 becomes, or the current value of the target waveform cannot be obtained. Therefore, in the B period, the lower the input voltage, the longer the on period of the transistor Q1 becomes, thereby preventing the operating frequency from increasing.

【0023】図3は本発明の他の実施例の回路図である
。この実施例では、全波整流器DB1 の出力端にコン
デンサC4 を並列的に接続することにより、全波整流
器DB1 に高周波の電流が流れないようにしたもので
ある。上記ICの11番端子への印加電圧を谷埋めする
ための抵抗R9 が無い図12の従来例に示すような制
御を行った場合、図4に示すように、入力電圧の低い期
間においては、コンデンサC4 の電圧が入力電圧より
も高くなり、この期間には入力電流が流れず、入力力率
や電流歪みが悪くなるという問題がある。これに対して
、本実施例においては、上記ICの11番端子への印加
電圧を谷埋めするための抵抗R9 を設けたので、入力
電圧の低い期間においては、トランジスタQ1 のON
期間が長くなり、コンデンサC4 の電荷の放出量が多
くなる。このため、コンデンサC4 の電圧が入力電圧
よりも高くなる期間は従来例に比べて短くなり、入力電
流の休止期間が短くなるため、入力力率や入力電流歪み
の点で有利である。
FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. In this embodiment, a capacitor C4 is connected in parallel to the output terminal of the full-wave rectifier DB1 to prevent high-frequency current from flowing through the full-wave rectifier DB1. When controlling as shown in the conventional example of FIG. 12 without the resistor R9 for filling the valley of the voltage applied to the No. 11 terminal of the above IC, as shown in FIG. 4, during the period when the input voltage is low, There is a problem that the voltage of the capacitor C4 becomes higher than the input voltage, and no input current flows during this period, resulting in poor input power factor and current distortion. On the other hand, in this embodiment, a resistor R9 is provided to fill in the valley of the voltage applied to the 11th terminal of the IC, so that the transistor Q1 is turned on during periods when the input voltage is low.
The period becomes longer, and the amount of charge discharged from the capacitor C4 increases. Therefore, the period during which the voltage of the capacitor C4 is higher than the input voltage is shorter than in the conventional example, and the input current rest period is shortened, which is advantageous in terms of input power factor and input current distortion.

【0024】図5は本発明の別の実施例の回路図である
。この実施例では、全波整流器DB1 の出力端の電圧
を抵抗R10,R11により分圧した電圧をバッファ回
路IC1 に入力し、トランジスタQ1 のゲートをダ
イオードD2 のアノード・カソード間を介してバッフ
ァ回路IC1 の出力に接続したものである。その他の
回路構成については図12の従来例と同様であり、谷埋
め用の抵抗R9は省略されている。入力電圧が所定電位
よりも低くなった場合には、バッファ回路IC1 の出
力がLowレベルとなり、ダイオードD2 を介してト
ランジスタQ1 のゲート電位をLowレベルにクラン
プするので、トランジスタQ1 は強制的にOFFされ
る。これにより、入力電圧の低い期間でのスイッチング
周波数が高くなることを防止している。
FIG. 5 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. In this embodiment, a voltage obtained by dividing the voltage at the output end of the full-wave rectifier DB1 by resistors R10 and R11 is input to the buffer circuit IC1, and the gate of the transistor Q1 is connected to the buffer circuit IC1 via the anode and cathode of the diode D2. It is connected to the output of The other circuit configuration is the same as that of the conventional example shown in FIG. 12, and the valley-filling resistor R9 is omitted. When the input voltage becomes lower than a predetermined potential, the output of the buffer circuit IC1 becomes a low level, and the gate potential of the transistor Q1 is clamped to a low level via the diode D2, so the transistor Q1 is forcibly turned off. Ru. This prevents the switching frequency from increasing during periods when the input voltage is low.

【0025】[0025]

【発明の効果】本発明の電源装置では、上述のように、
交流電源からの入力電圧の瞬時値が低い期間には、チョ
ッパー装置のスイッチング素子の動作周波数を一定化し
てスイッチング素子のオン期間を長くするか、あるいは
、スイッチング素子を強制的にオフさせて、動作周波数
が高くなることを防止しているので、スイッチング素子
を動作させるための駆動回路における電力ロスが低減で
き、装置全体としての効率を改善できるという効果があ
る。
[Effects of the Invention] In the power supply device of the present invention, as described above,
During periods when the instantaneous value of the input voltage from the AC power supply is low, the operating frequency of the switching element of the chopper device is held constant to lengthen the on period of the switching element, or the switching element is forcibly turned off to prevent operation. Since the frequency is prevented from increasing, power loss in the drive circuit for operating the switching elements can be reduced, and the efficiency of the entire device can be improved.

【0026】なお、交流電源を全波整流する全波整流器
の出力端にコンデンサが並列的に接続された実施例にお
いては、入力力率の改善や入力電流の高調波歪みの低減
の効果も得られるものである。
[0026] In an embodiment in which a capacitor is connected in parallel to the output terminal of a full-wave rectifier that performs full-wave rectification of an AC power source, it is also possible to improve the input power factor and reduce harmonic distortion of the input current. It is something that can be done.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

【図1】本発明の一実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.

【図2】本発明の一実施例の動作波形図である。FIG. 2 is an operational waveform diagram of an embodiment of the present invention.

【図3】本発明の他の実施例の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.

【図4】本発明の他の実施例の動作波形図である。FIG. 4 is an operational waveform diagram of another embodiment of the present invention.

【図5】本発明の別の実施例の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of another embodiment of the invention.

【図6】本発明の別の実施例の動作波形図である。FIG. 6 is an operational waveform diagram of another embodiment of the present invention.

【図7】従来例の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional example.

【図8】従来例に用いるチョッパー装置の回路図である
FIG. 8 is a circuit diagram of a chopper device used in a conventional example.

【図9】従来例に用いるチョッパー装置の動作波形図で
ある。
FIG. 9 is an operation waveform diagram of a chopper device used in a conventional example.

【図10】従来例の入力電圧が高い場合の動作波形図で
ある。
FIG. 10 is an operational waveform diagram when the input voltage is high in the conventional example.

【図11】従来例の入力電圧が低い場合の動作波形図で
ある。
FIG. 11 is an operation waveform diagram when the input voltage of the conventional example is low.

【図12】他の従来例の回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram of another conventional example.

【図13】他の従来例の入力電圧が高い場合の動作波形
図である。
FIG. 13 is an operation waveform diagram of another conventional example when the input voltage is high.

【図14】他の従来例の入力電圧が低い場合の動作波形
図である。
FIG. 14 is an operation waveform diagram of another conventional example when the input voltage is low.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

Vs      商用電源 DB1     全波整流器 L1       チョッパー用のチョークQ1   
    スイッチング用のトランジスタD1     
  ダイオード C1       平滑コンデンサ 1        インバータ装置 2        負荷 3        駆動回路
Vs Commercial power supply DB1 Full wave rectifier L1 Choke for chopper Q1
Transistor D1 for switching
Diode C1 Smoothing capacitor 1 Inverter device 2 Load 3 Drive circuit

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】    交流電源からの入力電圧の瞬時値
に応じてスイッチング素子の動作周波数を変化させて、
入力電流の包絡線を正弦波状とするチョッパー装置にお
いて、入力電圧が所定電圧以下では、スイッチング素子
の動作周波数を一定化する手段を備えることを特徴とす
る電源装置。
[Claim 1] Changing the operating frequency of the switching element according to the instantaneous value of the input voltage from the AC power supply,
What is claimed is: 1. A power supply device in a chopper device in which the envelope of an input current is sinusoidal, characterized in that the chopper device includes means for making the operating frequency of a switching element constant when the input voltage is below a predetermined voltage.
【請求項2】    交流電源からの入力電圧の瞬時値
に応じてスイッチング素子の動作周波数を変化させて、
入力電流の包絡線を正弦波状とするチョッパー装置にお
いて、入力電圧が所定電圧以下では、スイッチング動作
を停止させる手段を備えることを特徴とする電源装置。
[Claim 2] Changing the operating frequency of the switching element according to the instantaneous value of the input voltage from the AC power supply,
What is claimed is: 1. A power supply device in a chopper device in which the envelope of an input current is sinusoidal, comprising means for stopping a switching operation when the input voltage is below a predetermined voltage.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2021095688A (en) * 2019-12-13 2021-06-24 Toto株式会社 Toilet device
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