JP3561590B2 - コンバージェンス補正回路用の増幅回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＣＲＴ方式のプロジェクションテレビなどに用いられるコンバージェンス補正回路などに用いられる増幅回路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下で従来例に係る偏向回路用の増幅回路について説明する。この回路は、ＣＲＴ方式のプロジェクションテレビなどのコンバージェンス補正回路に用いられる回路であって、偏向信号を増幅して偏向コイルＬに出力し、ブラウン管に照射される電子を偏向してコンバージェンス補正する回路である。説明の簡略化のため偏向信号Ｖｉｎを図４に示すようなノコギリ状の信号波形と仮定する。
【０００３】
図３に示すように、偏向信号Ｖｉｎがアンプ１の正側入力＋に入力され、アンプ１によって増幅されて偏向コイルＬに出力されることにより磁界が発生し、ブラウン管に照射される電子が偏向される。この偏向コイルＬに流れる電流は電圧変換されたのちに抵抗Ｒ５０を有する帰還回路を介してアンプ１の負側入力に帰還されて動作の安定化が図られている。
【０００４】
なお、アンプ１は構成が簡単で取扱いが容易なＢ級のアンプを用いている。
このアンプ１の電源は負側と正側とから供給されている。このアンプによる信号処理の状態すなわち偏向信号Ｖｉｎ，その電流波形Ｉｉｎ，出力電圧Ｖｏの波形，アンプ１に供給される電源電圧＋Ｖｃｃ，−Ｖｃｃの関係を図４に示す。
出力電圧Ｖｏは図４に示すように帰線期間で高電圧のフライバックパルスが生じる。常時これよりも高い電圧をアンプ１の電源電圧として供給すればよいが、それでは低電圧が出力される走査期間において出力電力に対する消費電力のロスが大きく、アンプの効率が低下するので、走査期間と帰線期間とで２種類の電源電圧を使い分けて高効率化を図っている。
【０００５】
すなわち、図３に示すように低電圧の電源電圧＋ＶｃｃＬ，高電圧の電源電圧＋ＶｃｃＨを予め用意し、出力電圧Ｖｏを検出してこれら２種類の電源電圧＋ＶｃｃＬ，＋ＶｃｃＨのうちいずれかを選択する正側の電源切替回路２，負側の電源切替回路３を設けている。
以下でその動作の詳細について説明する。２種類の電源電圧±ＶｃｃＬ，±ＶｃｃＨの切替は、帰線期間に画面表示を一時停止するために用いられるパルスである第１，第２のブランキングパルスＢＬＫ１，ＢＬＫ２を用いる。第１のブランキングパルスＢＬＫ１は、走査期間では“Ｈ”であり、帰線期間で“Ｌ”になるパルスであって、第２のブランキングパルスＢＬＫ２は第１のブランキングパルスＢＬＫ１を反転させたパルスである。
【０００６】
帰線期間では、正側の電源切替回路２を構成するスイッチングトランジスタＱ２のベースに第１のブランキングパルスＢＬＫ１が入力され、スイッチングトランジスタＱ２がＯＮし、これによってスイッチングトランジスタＱ１もＯＮする。これによりアンプ１の正側には高電圧＋ＶｃｃＨ が供給される。
負側の電源切替回路３においても、同様にして第２のブランキングパルスＢＬＫ２がスイッチングトランジスタＱ４のベースに入力され、Ｑ４，Ｑ３がＯＮしてアンプ１の負側にも高電圧−ＶｃｃＨ が供給される。
【０００７】
走査期間においては、ブランキングパルスＢＬＫ１は“Ｈ”に切り替わるので、正側の電源切替回路２においてはスイッチングトランジスタＱ２はＯＦＦし、これによりＱ１もＯＦＦするので、アンプ１の正側には、低電圧＋ＶｃｃＬ がダイオードＤ１を介して供給される。同様にしてアンプの負側でも負側電源切替回路３が低電圧−ＶｃｃＬを選択し、アンプ１の負側に低電圧−ＶｃｃＬ が供給される。
【０００８】
このように電源切替回路２，３を用いて、図４に示すようにフライバックパルスの発生する帰線期間では高電圧＋ＶｃｃＨをアンプ１に電源電圧として供給し、走査期間では低電圧＋ＶｃｃＬをアンプ１に供給することにより、特に走査期間における出力電力に対する消費電力のロスを低減して、一定電圧を電源電圧としているときに比して効率を向上させている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の回路においては、アンプ１にＢ級アンプを用いている。この場合、正電源側からアンプ１の出力段に電流を供給している間は負電源側は完全な無負荷状態であり、この間は、負側電源切替回路３のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４が第２のブランキングパルスＢＬＫ２の立上がりで一度ＯＮしてしまうと、このパルスＢＬＫ２が立ち下がった後にもＯＮ状態を保持してしまう。これはスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４のベースに注入された電荷が、無負荷状態では放出できないためであると考えられる。
【００１０】
このため、図４に示すように第２のブランキングパルスＢＬＫ２が立ち下がった後にも、スイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４がＯＮしているために高電圧−ＶｃｃＨ が選択されたままである。
その後、アンプ１の出力信号が正側から負側へ切り替わる瞬間に、負側にも負荷が接続された状態になるので、スイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４のベースの注入電荷が放出され、これらが急激にＯＦＦする。
【００１１】
このとき、図４に示すようにＢ級アンプの動作に不可避のクロスオーバー歪みもほとんど同時に生じるので、このクロスオーバー歪みと、負電源への切替の際のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４のスイッチングノイズが重畳してしまい、非常に大きな歪みとなって出力電圧Ｖｏに現れ、コンバージェンスの特性，ひいては画面表示にまで悪影響を与えてしまうという問題が生じていた。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記従来の欠点に鑑み成されたもので、図１に示すように、Ｂ級アンプからなり、偏向信号を増幅する信号増幅部と、前記信号増幅部に第１の電圧を正の電源電圧として供給する第１の経路と、前記第１の電圧に比して高い第２の電圧と、前記第１の経路との間に設けられた第２の経路と、前記第２の経路に設けられ、ＯＦＦしたときには前記第１の電圧を前記信号増幅部に正の電源電圧として供給させ、ＯＮしたときは前記第２の電圧を前記信号増幅部の正の電源電圧として供給させる第１のスイッチング回路と、第３の電圧を、前記信号増幅部に負の電源電圧として供給する第３の経路と、前記第３の電圧に比して高い第４の電圧と、前記第３の経路との間に設けられた第４の経路と、前記第４の経路に設けられ、ＯＦＦしたときには前記第３の電圧を前記信号増幅部に負の電源電圧として供給させ、ＯＮしたときは前記第４の電圧を前記信号増幅部の負の電源電圧として供給させる第２のスイッチング回路と、前記第１の経路に設けられた第１の負荷と、前記第３の経路に設けられた第２の負荷とを有することを特徴とするコンバージェンス補正回路用の増幅回路により、上記課題を解決するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下で、本発明の実施形態に係る偏向回路用の増幅回路について図面を参照しながら説明する。この増幅回路は、プロジェクションテレビのコンバージェンス補正回路に用いられる回路であって、偏向信号を増幅して偏向コイルに出力し、ブラウン管に照射される電子を垂直方向に偏向する回路である。
【００１４】
この回路は、図１に示すように、アンプ１１、正側電源切替回路１２、負側電源切替回路１３、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及びコンデンサＣ１１，Ｃ１２を有し、入力信号である偏向信号Ｖｉｎを増幅して負荷である偏向コイルＬに出力する回路である。
図１に示すように、偏向信号Ｖｉｎがアンプ１１の正側入力＋に入力され、アンプ１１によって増幅されて偏向コイルＬに出力されることにより磁界が発生し、ブラウン管に照射される電子が偏向される。この偏向コイルＬに流れる電流は電圧変換されたのちに抵抗Ｒ２０を有する帰還回路を介してアンプ１１の負側入力に帰還されて動作の安定化が図られている。
【００１５】
アンプ１１は信号増幅部の一例であって、偏向信号Ｖｉｎを増幅して偏向コイルＬに出力する回路である。構成が簡単で取扱いが容易なため、Ｂ級のアンプを用いている。
正側電源切替回路１２は、第１のスイッチング回路の一例であり、第１，第２のスイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２からなる。第１のスイッチングトランジスタＱ１１はそのエミッタが高電圧＋ＶｃｃＨ に接続し、コレクタがアンプ１１の正側の電源入力に接続している。第２のスイッチングトランジスタＱ１２はエミッタがスイッチングトランジスタＱ１１のベースに接続し、コレクタが第１のスイッチングトランジスタＱ１１のコレクタに接続し、ベースが後述の第１のブランキングパルスＢＬＫ１の入力端子となっている。
【００１６】
これら第１，第２のスイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２に共通のコレクタと、低電圧＋ＶｃｃＬ との間にはダイオードＤ１１が接続されており、低電圧＋ＶｃｃＬ をアンプ１１へ供給する供給経路を構成している。この供給経路は第１の経路の一例である。また、正側電源切替回路１２は、高電圧＋ＶｃｃＨ をアンプ１１に供給する経路（第２の経路の一例）にもうけられている。さらに、低電圧＋ＶｃｃＬ は第１の電圧の一例であって、高電圧＋ＶｃｃＨ は第２の電圧の一例である。
【００１７】
このダイオードＤ１１と並列に抵抗Ｒ１１が接続されており、抵抗Ｒ１１の一端と接地電位ＧＮＤとの間にはコンデンサＣ１１が接続されている。なお、抵抗Ｒ１１は第１の負荷の一例であるってコンデンサＣ１１は第１の容量素子の一例である。
負側電源切替回路１３は、第２のスイッチング回路の一例であり、第３，第４のスイッチングトランジスタＱ１３，Ｑ１４からなる。第３のスイッチングトランジスタＱ１３はそのエミッタが高電圧−ＶｃｃＨ に接続し、コレクタがアンプ１１の負側の電源入力に接続している。第４のスイッチングトランジスタＱ１４はエミッタが第３のスイッチングトランジスタＱ１３のベースに接続し、コレクタが第３のスイッチングトランジスタＱ１３のコレクタに接続し、ベースが後述の第２のブランキングパルスＢＬＫ２の入力端子となっている。
【００１８】
これら第３，第４のスイッチングトランジスタＱ１３，Ｑ１４に共通のコレクタと、低電圧＋ＶｃｃＬ との間にはダイオードＤ１２が接続されており、低電圧−ＶｃｃＬ をアンプ１１へ供給する供給経路を構成している。この供給経路は第３の経路の一例である。また、負側電源切替回路１３は、高電圧−ＶｃｃＨ をアンプ１１に供給する経路（第４の経路の一例）にもうけられている。さらに、低電圧−ＶｃｃＬ は第３の電圧の一例であって、高電圧−ＶｃｃＨ は第４の電圧の一例である。
【００１９】
このダイオードＤ１２と並列に抵抗Ｒ１２が接続されており、抵抗Ｒ１１の一端と接地電位ＧＮＤとの間にはコンデンサＣ１２が接続されている。なお、抵抗Ｒ１２は第２の負荷の一例であってコンデンサＣ１２は第２の容量素子の一例である。
以下で本実施形態に係る増幅回路の動作について説明する。この回路は基本的に高電圧±ＶｃｃＨ，低電圧±ＶｃｃＬ の２種類の電圧を走査期間、帰線期間で切替えて効率の向上を図るという動作をする。
【００２０】
２種類の電圧±ＶｃｃＬ，±ＶｃｃＨの切替は、帰線期間に画面表示を一時停止するために用いられるパルスである第１，第２のブランキングパルスＢＬＫ１，ＢＬＫ２を用いる。第１のブランキングパルスＢＬＫ１は、走査期間では“Ｈ”であり、帰線期間で“Ｌ”になるパルスであって、第２のブランキングパルスＢＬＫ２は第１のブランキングパルスＢＬＫ１を反転させたパルスである。
【００２１】
帰線期間では、正側の電源切替回路１２を構成するスイッチングトランジスタＱ１２のベースに第１のブランキングパルスＢＬＫ１が入力され、スイッチングトランジスタＱ１２がＯＮし、これによってスイッチングトランジスタＱ１１もＯＮする。これによりアンプ１１の正側には高電圧＋ＶｃｃＨ が供給される。
負側の電源切替回路１３においても、同様にして第２のブランキングパルスＢＬＫ２がスイッチングトランジスタＱ１４のベースに入力され、Ｑ１４，Ｑ１３がＯＮしてアンプ１の負側にも高電圧−ＶｃｃＨ が供給される。
【００２２】
このとき、正電源側からＢ級のアンプ１１の出力段に電流を供給している間は、負電源側については従来は完全な無負荷状態であったが、本実施形態では、ダイオードＤ１２に並列に抵抗Ｒ１２が設けられているので、図１に示すような経路で微小電流Ｉｍが流れ、負側に軽い負荷が接続されている状態となる。
その後、ブランキングパルスＢＬＫ１は“Ｈ”に切り替わり、走査期間に移行する。
【００２３】
走査期間においては、正側の電源切替回路１２においてはスイッチングトランジスタＱ１２はＯＦＦし、これによりＱ１１もＯＦＦするので、アンプ１１の正側には、低電圧＋ＶｃｃＬ がダイオードＤ１１を介して供給される。同様にしてアンプの負側でも負側電源切替回路１３が低電圧−ＶｃｃＬを選択し、アンプ１１の負側に低電圧−ＶｃｃＬ が供給される。
【００２４】
この際にも、従来回路では負側電源切替回路３のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４が第２のブランキングパルスＢＬＫ２の立上がりで一度ＯＮしてしまうと、無負荷状態であるためにスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４のベースに注入された電荷が、放出できず、パルスＢＬＫ２が立ち下がった後にもＯＮ状態を保持してしまっていたが、本実施形態では軽い負荷が接続されたと同じ状態になっているので、図２に示すように第２のブランキングパルスＢＬＫ２が立ち下がった後には、第３，第４のスイッチングトランジスタＱ１３，Ｑ１４は、これらのベースの注入電荷が放出され、これらは第２のブランキングパルスＢＬＫ２の立ち下がりに同期して速やかにＯＦＦする。
【００２５】
従って、図２に示すようにＢ級アンプの動作に不可避のクロスオーバー歪みの生じる瞬間に第３，第４のスイッチングトランジスタＱ１３，Ｑ１４のスイッチングノイズが重畳しない。よってこれらが重畳することで非常に大きな歪みとなって出力電圧Ｖｏに現れ、コンバージェンスの特性，ひいては画面表示にまで悪影響を与えてしまうという問題を抑止することが可能になる。
【００２６】
また、コンデンサＣ２が接続されているが、負側電源切替回路１３の第３，第４のスイッチングトランジスタＱ１３，Ｑ１４がＯＮのときに−ＶｃｃＨ により充電されており、トランジスタがＯＦＦするとＣ２から放電するので、図２に示すようにこのときの±Ｖｃｃのスイッチング波形の立ち下がりを鈍らせることができる。従って、スイッチングノイズのピークレベルを小さくすることが可能になる。
【００２７】
このようにして、抵抗Ｒ１２，コンデンサＣ１２を設けたことにより、コンバージェンス特性を劣化させることなく、電源の切替を行うことが可能になる。
以上のように電源切替回路１２，１３を用いて、図２に示すように第１，第２のフライバックパルスＢＬＫ１，ＢＬＫ２の発生する帰線期間では高電圧＋ＶｃｃＨをアンプ１１に供給し、走査期間では低電圧＋ＶｃｃＬをアンプ１１に供給することにより、特に走査期間における出力電力に対する消費電力のロスを低減して、一定電圧を電源電圧としているときに比して効率を向上させている。
【００２８】
なお、本実施形態では第１〜第４のスイッチングトランジスタＱ１１〜Ｑ１４のＯＮ／ＯＦＦの制御をするのに第１，第２のブランキングパルスをＢＬＫ１、ＢＬＫ２を用いているが、本発明はこれに限らず、走査期間と帰線期間とでレベルが切り替わるパルスを用いれば、同様の効果を奏する。
さらに、本実施形態では上記回路をコンバージェンス補正回路に適用した場合について説明しているが、本発明はこれに限らず、例えば垂直偏向回路など、他の偏向回路に適用しても、同様の効果を奏する。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る偏向回路用の増幅回路は、信号増幅部と、第１，第２，第３，第４の経路と第１，第２のスイッチング回路と、第１の経路に設けられた第１の負荷と、第３の経路に設けられた第２の負荷とを有するので、帰線期間で第１，第２のスイッチング回路がＯＮしているとき、電源供給が正側、負側のどちらの状態にあっても、従来と異なり、常時正側、負側の電源に何らかの負荷が接続されている状態になっている。
【００３０】
このため、その後走査期間に移行しても、正側、負側の各電源に負荷が常時接続されていることにより、Ｂ級アンプの動作に不可避のクロスオーバー歪みの生じる瞬間にこれらのスイッチング回路のスイッチングノイズが重畳することを抑止でき、これらが重畳することで非常に大きな歪みとなって出力電圧Ｖｏに現れ、コンバージェンスの特性，ひいては画面表示にまで悪影響を与えてしまうという問題を抑止することが可能になる。
【００３１】
また、本発明において第１，第２の負荷は抵抗であって、第１の負荷の一端と接地電位との間に接続する第１の容量素子と、第２の負荷の一端と接地電位との間に接続する第２の容量素子とを有する。従ってこれらの時定数により電源電圧の立ち下がり波形を鈍らせることができる。従って、スイッチングノイズのピークレベルを小さくすることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るコンバージェンス補正回路用の増幅回路の回路図である。
【図２】本発明の実施形態に係るコンバージェンス補正回路用の増幅回路の動作を説明する図である。
【図３】従来例に係るコンバージェンス補正回路用の増幅回路の回路図である。
【図４】従来のコンバージェンス補正回路用の増幅回路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
１１ アンプ
１２ 正側電源切替回路（第１のスイッチング回路）
１３ 負側電源切替回路（第２のスイッチング回路）
Ｑ１１ 第１のスイッチングトランジスタ
Ｑ１２ 第２のスイッチングトランジスタ
Ｑ１３ 第３のスイッチングトランジスタ
Ｑ１４ 第４のスイッチングトランジスタ
＋ＶｃｃＬ 低電圧（第１の電圧）
＋ＶｃｃＨ 高電圧（第２の電圧）
−ＶｃｃＬ 低電圧（第３の電圧）
−ＶｃｃＨ 高電圧（第４の電圧）
Ｒ１１ 抵抗（第１の負荷）
Ｒ１２ 抵抗（第２の負荷）
Ｃ１１ コンデンサ（第１の容量素子）
Ｃ１２ コンデンサ（第２の容量素子）
Ｖｉｎ 偏向信号
Ｖｏ 出力電圧
＋Ｖｃｃ 正の電源電圧
−Ｖｃｃ 負の電源電圧
Ｌ 偏向コイル

Claims (3)

1. Ｂ級アンプからなり、偏向信号を増幅する信号増幅器と、
   前記信号増幅器に第1の電圧を正の電源電圧として供給する第1の経路と、
   前記第1の電圧に比して高い第２の電圧と、前記第1の経路との間に設けられた第２の経路と、
   前記第２の経路に設けられ、ブランキングパルスによりＯＦＦしたときには前記第１の電圧を前記信号増幅部に正の電源電圧として供給させ、ＯＮしたときは前記第２の電圧を前記信号増幅部の正の電源電圧として供給させる第1のスイッチング回路と、
   第３の電圧を、前記信号増幅器に負の電源電圧として供給する第３の経路と、
   前記第３の電圧に比して高い第４の電圧と、前記第３の経路との間に設けられた第４の経路と、
   前記第４の経路に設けられ、ブランキングパルスによりＯＦＦしたときには前記第３の電圧を前記信号増幅部に負の電源電圧として供給させ、ＯＮしたときは前記第４の電圧を前記信号増幅部の負の電源電圧として供給させる第２のスイッチング回路と、
   前記第１の経路に設けられた第１の負荷と、
   前記第３の経路に設けられた第２の負荷とを有し、常時負側に軽負荷が接続されている状態とし、第２のスイッチング回路がＯＮしたときに蓄積された注入電荷を放電し、ブラキングパルスによりＯＦＦ状態にされたとき前記第２のスイッチング回路をすぐにＯＦＦすることができるようにしたことを特徴とするコンバージェンス補正回路用の増幅回路。
2. 前記第１のスイッチング回路は、そのエミッタが前記第２の電圧に接続し、コレクタが前記信号増幅部に接続した第１のスイッチングトランジスタと、そのエミッタが前記第１のスイッチングトランジスタのベースに接続し、コレクタが前記第１のスイッチングトランジスタのコレクタに接続し、ベースが電源電圧切替を制御する信号の入力となる第２のスイッチングトランジスタより構成し、
   前記第２のスイッチング回路は、そのエミッタが前記第４の電圧に接続し、コレクタが前記信号増幅部に接続した第３のスイッチングトランジスタと、そのエミッタが前記第３のスイッチングトランジスタのベースに接続し、コレクタが前記第３のスイッチングトランジスタのコレクタに接続し、ベースが電源電圧切替を制御する信号の入力となる第４のスイッチングトランジスタより構成され、
   かつ前記第１、第２のスイッチングトランジスタはＰＮＰ型のトランジスタであって、前記第３、第４のスイッチングトランジスタはＮＰＮ型のトランジスタであることを特徴とする請求項１記載のコンバージェンス補正回路用の増幅回路。
3. 前記第１、第２の負荷は抵抗であって、
   前記第１の負荷の一端と接地電位との間に接続する第１の容量素子と、
   前記第２の負荷の一端と接地電位との間に接続する第２の容量素子とを有することを特徴とする請求項１、請求項２記載のコンバージェンス補正回路用の増幅回路。

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