JP3526669B2 - 送信装置 - Google Patents
送信装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線交信に使用する
送信装置に係わり、特に時分割多重アクセス通信（ＴＤ
ＭＡ）システムで使用されるバースト波の送信装置に関
する。 【０００２】 【従来の技術】携帯電話等の移動体通信手段が一般に浸
透するにしたがって電波資源の不足が著しくなってお
り、デジタル変調波による周波数の有効利用が図られて
いる。即ち現在、携帯電話システムではπ／４シフト差
動ＱＰＳＫ変調が用いられているが、この変調方式は情
報を位相にのみ変調するため伝送効率が悪い。 【０００３】この課題を解決するために、位相のみなら
ず振幅も同時に変調する１６ＱＡＭや１６ＱＡＭの変形
であるＭ１６ＱＡＭが移動体通信に適用されるようにな
っている。例えばＭ１６ＱＡＭがデジタルＭＣＡシステ
ムに採用され、高い伝送効率を実現している。 【０００４】しかしながら、Ｍ１６ＱＡＭのように周波
数だけでなく振幅も変調する方式では増幅器の非線形性
の影響による歪を生じやすく、隣接チャンネルへの干渉
や伝送エラー率の増加となって現れる。従って非線形性
を補償することが必要となるが、本出願人は環境変化に
起因するものを含めて増幅器の非線形性の補償機能を具
備する送信装置を既に提案している。 【０００５】図２は本出願人の提案にかかる送信装置の
構成図であって、トレーニング期間および情報送出期間
における動作は以下のように行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成器３１は歪測
定信号を出力すると共に、前置歪付与部２２のスイッチ
２２２を乗算器２２１を通過しない経路側に制御する。 【０００６】歪測定信号は、クロック発振器２３１から
発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ２
３２においてアナログ信号に変換される。アナログ歪測
定信号はフィルタ２３３で帯域制限された後、直交搬送
波生成器２３４から出力される直交搬送波を用いて直交
変調器２３５において直交変調され増幅器２４１に加え
られる。 【０００７】増幅器２４１の送信出力の一部は方向性結
合器２４２を介して直交復調器２５１に導かれ、直交搬
送波生成器２３４の出力を用いて直交復調される。直交
復調された歪測定信号は、フィルタ２５２を通過した後
Ａ／Ｄコンバータ２５３でディジタル信号に変換され
る。なおＤ／Ａコンバータ２３２とＡ／Ｄコンバータ２
５３は同一のクロック発振器２３１から発振されるクロ
ックによって動作するが、これは歪を算出する際の同時
性を確保するためである。 【０００８】ディジタル信号に変換された復調信号は増
幅器２４１の歪成分を含んでいるが、Ｄ／Ａコンバータ
２３２からＡ／Ｄコンバータ２５３までの利得も乗算さ
れているので、送信信号生成部２１から出力される歪測
定信号とピーク振幅値が同一になるように定数設定器２
５４と乗算器２５５によって利得調整を施す。歪算出手
段を構成する除算器２６１において、利得調整された復
調信号と歪測信号とから「歪を示す値」として「歪の逆
数」を求める。 【０００９】算出された「歪の逆数」は前置歪算出手段
を構成する歪メモリ２９１に記憶される。さらに第１振
幅２乗値算出器２７１で算出された復調信号の振幅２乗
値は振幅メモリ２９２に記憶される。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部２１は、送信信号
を出力すると共に、スイッチ２２２を乗算器２２１を通
過する側に制御する。 【００１０】第２振幅算出器２８１で送信信号の振幅の
２乗値を算出する。振幅メモリ２９２に記憶されている
振幅の２乗値の中から、振幅の２乗値に最も近い振幅の
２乗値を最小差アドレス検索部２９３で検索する。歪メ
モリ２９１に記憶されている「歪の逆数」を読みだし、
乗算器２２１でバースト信号に乗算される。 【００１１】その後Ｄ／Ａコンバータ２３２でデジタル
信号からアナログ信号に変換され、フィルタ２３３で帯
域制限された後、直交搬送波生成器２３４の出力を用い
て直交変調器２３５において直交変調され増幅器２４１
で増幅され、方向性結合器２４２を介して出力される。
即ちトレーニング期間において振幅の関数として記憶さ
れた「歪の逆数」を、送信信号生成部から出力される送
信信号を、その振幅の２乗値に応じて歪補償することに
より増幅器の歪を補償することが可能となる。 【００１２】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記提案
にかかる送信装置にあっては、開平器および除算器の使
用を避けるために歪の逆数を振幅の２乗値の関数として
前置歪補償に使用するため、「振幅対歪」の関係が直線
的である場合は「振幅の２乗値対歪の逆数」は双曲線と
なる。 【００１３】このため「振幅の２乗値」を直線で補間し
て前置歪補償に使用する「歪の逆数」を求めた場合には
誤差が十分に補償されず、スペクトルが拡大することを
避けることはできない。この場合トレーニング期間にお
いて、トレーニング点数を多くすれば誤差を減少するこ
とが可能であるが歪補償のための演算時間が長くなると
いう課題を生じる。 【００１４】本発明は上記課題に鑑みなされたものであ
って、歪補償の精度を向上しスペクトルが拡大すること
を抑制することの可能な送信装置を提供することを目的
とする。 【００１５】 【課題を解決するための手段】図１は本発明にかかる送
信装置の基本構成図であって、送信信号を生成する送信
信号生成手段１０１と、送信信号生成手段１０１で生成
された送信信号に所定の前置歪を付与する前置歪付与手
段１０２と、前置歪付与手段１０２によって前置歪付与
された送信信号を所定の搬送波で変調する変調手段１０
３と、変調手段１０３で変調された送信信号を電力増幅
する増幅手段１０４と、増幅手段１０４の出力を復調す
る復調手段１０５と、復調手段１０５の出力と前置歪付
与手段１０２の出力に基づいて増幅手段１０４の出力に
含まれる歪の逆数を算出する歪逆数算出手段と、第１振
幅２乗値算出手段１０７で算出された隣合う２つの復調
手段の出力の振幅の２乗値を予め定められた比率で補間
して補間振幅２乗値を算出する振幅２乗値補間手段１０
８と、歪逆数算出手段１０６で算出された歪逆数に基づ
いて振幅２乗値補間手段１０８で算出された補間振幅２
乗値に対応する歪逆数を算出する歪逆数補間手段１０９
と、送信信号生成手段１０１で生成された送信信号の振
幅の２乗値を算出する第２振幅２乗値算出手段１１０
と、補間振幅２乗値算出手段１０８で算出された振幅２
乗補間値と第２振幅算出手段１１０で算出された送信信
号の振幅の２乗値と歪逆数補間手段１０９で算出された
補間歪逆数とに基づいて前置歪付与手段１０２において
送信信号に付与する所定の前置歪を算出する前置歪算出
手段１１１と、を具備する。 【００１６】 【発明の実施の形態】図３は本発明にかかる送信装置の
第１の実施例の構成図、図４は送信フォーマット図であ
る。即ち送信はトレーニング期間Ｔと、その後の情報送
出期間Ｊとに分割されて行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成器３０１は歪
測定信号Ｔ(i) を出力すると共に、前置歪付与手段３０
２のスイッチ３０２２を乗算部３０２１を通過しない経
路側に制御する。 【００１７】歪測定信号は、クロック発振器３０３１か
ら発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ
３０３２においてアナログ信号に変換される。アナログ
歪測定信号はフィルタ３０３３で帯域制限された後、直
交搬送波生成器３０３４から出力される直交搬送波を用
いて直交変調器３０３５において直交変調され増幅器３
０４１に加えられる。 【００１８】増幅器３０４１の送信出力の一部は方向性
結合器３０４２を介して直交復調器３０５１に導かれ、
直交搬送波生成器３０３４の出力を用いて直交復調され
復調信号Ｒ(i) となる。復調信号Ｒ(i) は、フィルタ３
０５２を通過した後、クロック発振器３０３１およびク
ロックシフタ３０５３を介して出力されるクロックによ
って駆動されるＡ／Ｄコンバータ３０５４でディジタル
信号に変換される。 【００１９】なおＤ／Ａコンバータ３０３２とＡ／Ｄコ
ンバータ３０５４は同一のクロック発振器３０３１から
発振されるクロックによって動作するが、これは歪を算
出する際の同時性を確保するためである。ディジタル信
号に変換された復調信号Ｒ(i) は増幅器２０４１の歪成
分を含んでいるが、Ｄ／Ａコンバータ３０３２からＡ／
Ｄコンバータ３０５４までの利得も乗算されているの
で、送信信号生成部３０１から出力される歪測定信号Ｔ
(i)とピーク振幅値が同一になるように定数設定器３０
５５と乗算器３０５６によって利得調整を施す。なお利
得調整は方向性結合器３０４２からＡ／Ｄコンバータ３
０５４までのどの位置においても良い。 【００２０】除算器３０６１において、歪測信号Ｔ(i)
を利得調整された復調信号Ｒ(i) で除算して「歪ｈ(i)
の逆数」を求める。 １／ｈ(i) ＝Ｔ(i) ／Ｒ(i) 「歪の逆数」１／ｈ(i) は逆数レジスタ３０９１に記憶
され、２乗逆数レジスタ３０９２には「歪の逆数」の２
乗値｛１／ｈ(i) ｝2 が記憶される。 【００２１】さらに振幅レジスタ３０８１には振幅２乗
値算出器３０７１において算出された復調信号Ｒ(i) の
振幅２乗値ｅ(i)2が記憶される。次に同様の手順で歪測
定信号Ｔ(i+2) に対してＲ(i+2) 、｛１／ｈ(i+2) ｝2
およびｅ(i+2)2が算出される。そしてＣ値算出器３０９
３において次式に基づき、Ｃの値が算出される。 【００２２】Ｃ＝ｅ(i)2／｛ｅ(i+2)2＋ｅ(i)2｝ また内挿点振幅２乗値ｅ(i+1)2が次式に基づき算出され
る。 ｅ(i+1)2＝（１−ｐ2 ）×ｅ(i)2＋ｐ2 ×ｅ(i+2)2 ここでｐ2 は予め定められた定数である。そしてこの内
挿点振幅２乗値ｅ(i+1)2は、復調信号Ｒの振幅２乗値ｅ
(i)2およびｅ(i+2)2とともに振幅２乗メモリ３１１１に
記憶される。 【００２３】除算器３０９４と開平器３０９５とを使用
して、次式により歪逆数比ｈr を算出する。 ｈr ＝〔｛ｈ(i+2) ／ｈ(i) ｝2 〕1/2 ＝ｈ(i+2) ／ｈ
(i) さらに内挿歪逆数算出器３０９７により内挿歪逆数ｈ(i
+1) を次式により算出する。 【００２４】 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) ここでｐ-1は内挿比算出器３０９６において次式により
算出される。 ｐ-1＝ｐ1 ×ｈr ／｛１＋ｐ1 ×（ｈr −１）｝ ｐ1 ＝｛（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛（１／Ｃ＋
１）1/2 −１｝ そしてこの内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は、歪逆数１／ｈ
(i) および１／ｈ(i+2)とともに歪逆数メモリ３１１２
に記憶される。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部３０１は、送信信
号を出力すると共に、スイッチ３０２２を乗算器３０２
１を通過する側に制御する。 【００２５】第２振幅２乗算出器３１０１で送信信号の
振幅値 "Ｂ" を算出する。振幅メモリ３１１１に記憶さ
れている振幅値の中から、振幅値 "Ｂ" に最も近い振幅
値を最小差アドレス検索部３１１３で検索する。この最
小差アドレス検索部３１１３で探索されたアドレスをア
ドレスシフタ３１１４を介して歪逆数メモリ３１１２に
記憶されている「歪の逆数」を読みだし、乗算器３０２
１で送信信号に乗算される。 【００２６】その後Ｄ／Ａコンバータ３０３２でデジタ
ル信号からアナログ信号に変換され、フィルタ３０３３
で帯域制限された後、直交搬送波生成器３０３４の出力
を用いて直交変調器３０３５において直交変調され増幅
器３０４１で増幅され、方向性結合器３０４２を介して
出力される。以上説明したように第１の実施例によれば
歪測定信号に対して測定された歪の逆数の間を補間して
仮想的に測定点を増加することにより増幅器の歪を高精
度に補償することが可能となるが、演算および構成が複
雑となる欠点がある。 【００２７】第２の実施例は上記欠点を解決したもので
あって、歪逆数比を使用せずに演算を簡略化する。即
ち、 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐx ）／ｈ(i) ＋ｐx ／ｈ(i+2) ｐx ＝｛ｅ(i) x −ｅ(i+1) x ｝／｛ｅ(i+2) x −ｅ(i
+1) x ｝ とし送信信号のスペクトルが最良となる変数X をシミュ
レーションにより求めた。 【００２８】X＝−１のときにスペクトルは最良となる
ことが確認されるが、この時内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は
次式により算出される。 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) ただし、 ｐ-1＝｛ｅ(i) -1−ｅ(i+1) -1｝／｛ｅ(i+2) -1−ｅ(i+1) -1｝ ＝｛１／（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛１／（１／Ｃ＋１）1/2 −１｝ 第１および第２の実施例においては、演算をディスクリ
ート素子によって実行することとしているが、Ｄ／Ａコ
ンバータ３０３２より上流およびＡ／Ｄコンバータ３０
５２より下流の処理をＤＳＰのようなマイクロコンピュ
ータによって実行することも可能である。 【００２９】図５はＤＳＰで実行されるメインルーチン
のフローチャートであって、ステップＳ１で歪測定処理
を、ステップＳ２で送信処理を実行してこのルーチンを
終了する。図６はメインルーチンのステップＳ１で実行
される歪測定処理の詳細フローチャートであって、ステ
ップＳ１１において歪測定を行う回数を示すインデック
スｉを初期値 "０" に設定する。 【００３０】ステップＳ１２において歪測定信号Ｘ
T (i) を生成し、ステップＳ１３においてＤ／Ａコンバ
ータ３３２から歪測定信号ＸT (i) をアナログ信号に変
換して出力する。ステップＳ１４において復調信号ＹT
(i) をＡ／Ｄコンバータ３５３によってディジタル信号
に変換して読み込む。 【００３１】ステップＳ１５においてゲイン調整された
復調信号ＹT (i) の振幅の２乗値ｅ(i) を算出する。ス
テップＳ１６において「歪の逆数」１／ｈ(i) をＸ
T (i) ／ＹT (i) として算出する。ステップＳ１７にお
いて内挿処理を実行し、ステップＳ１８においてインデ
ックスｉが所定値Ｎ以上であるかを判定し、否定判定さ
れたときはステップＳ１９においてインデックスｉを "
２" だけインクリメントしてステップＳ１２に戻る。 【００３２】ステップＳ１８において肯定判定されたと
きは、この処理を終了する。図７は歪測定処理のステッ
プＳ１７において実行される内挿処理のフローチャート
であって、Ｓ１７１において次式に基づきＣの値が算出
される。 Ｃ＝ｅ(i)2／｛ｅ(i+2)2＋ｅ(i)2｝ そしてステップＳ１７２において内挿点振幅２乗値ｅ(i
+1)2が次式に基づき算出される。 【００３３】 ｅ(i+1)2＝（１−ｐ2 ）×ｅ(i)2＋ｐ2 ×ｅ(i+2)2 ここでｐ2 は予め定められた定数である。ステップＳ１
７３において、次式により歪逆数比ｈr を算出する。 ｈr ＝〔｛ｈ(i+2) ／ｈ(i) ｝2 〕1/2 ＝ｈ(i+2) ／ｈ
(i) さらにステップＳ１７４によりｐ1 を次式により算出す
る。 ｐ1 ＝｛（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛（１／Ｃ＋
１）1/2 −１｝ ステップＳ１７５においてｐ-1を次式により算出する。 【００３４】 ｐ-1＝ｐ1 ×ｈr ／｛１＋ｐ1 ×（ｈr −１）｝ さらにステップＳ１７６において内挿歪逆数１／ｈ(i+
1) を次式により算出する。 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) そしてステップＳ１７７において、内挿点振幅２乗値ｅ
(i+1)2は振幅２乗値ｅ(i)2およびｅ(i+2)2 とともに、
またこの内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は歪逆数１／ｈ(i) お
よび１／ｈ(i+2) とともに記憶される。 【００３５】図８はメインルーチンのステップＳ２で実
行される送信処理のフローチャートであって、ステップ
Ｓ２１で時間を示すインデックスｊを初期値 "０" に設
定する。ステップＳ２２において送信信号ＸB (j) を生
成し、ステップＳ２３において送信信号ＸB (j) の振幅
の２乗値Ｅ(j)2を算出する。 【００３６】ステップＳ２４において振幅の２乗値Ｅ
(j)2を引数として前置歪Ｄ(j) を算出し、ステップＳ２
５において送信信号ＸB (j) と前置歪Ｄ(j) とを乗算し
て送信出力信号ＹB （ｊ）を算出する。ステップＳ２６
において送信出力信号ＹB （ｊ）をＤ／Ａコンバータ３
３２から出力する。 【００３７】そしてステップＳ２７においてインデック
スｊが所定値Ｍ以上であるかを判定し、否定判定された
ときはステップＳ２８においてインデックスｊをインク
リメントしてステップＳ２２に戻る。ステップＳ２７に
おいて否定判定されたときはこの処理を終了する。 【００３８】 【発明の効果】本発明にかかる送信装置によれば、トレ
ーニング期間における歪測定信号数が少ない場合にも内
挿処理によって歪測定点を増加し、増幅器の歪を高精度
に補償することが可能となる。
送信装置に係わり、特に時分割多重アクセス通信（ＴＤ
ＭＡ）システムで使用されるバースト波の送信装置に関
する。 【０００２】 【従来の技術】携帯電話等の移動体通信手段が一般に浸
透するにしたがって電波資源の不足が著しくなってお
り、デジタル変調波による周波数の有効利用が図られて
いる。即ち現在、携帯電話システムではπ／４シフト差
動ＱＰＳＫ変調が用いられているが、この変調方式は情
報を位相にのみ変調するため伝送効率が悪い。 【０００３】この課題を解決するために、位相のみなら
ず振幅も同時に変調する１６ＱＡＭや１６ＱＡＭの変形
であるＭ１６ＱＡＭが移動体通信に適用されるようにな
っている。例えばＭ１６ＱＡＭがデジタルＭＣＡシステ
ムに採用され、高い伝送効率を実現している。 【０００４】しかしながら、Ｍ１６ＱＡＭのように周波
数だけでなく振幅も変調する方式では増幅器の非線形性
の影響による歪を生じやすく、隣接チャンネルへの干渉
や伝送エラー率の増加となって現れる。従って非線形性
を補償することが必要となるが、本出願人は環境変化に
起因するものを含めて増幅器の非線形性の補償機能を具
備する送信装置を既に提案している。 【０００５】図２は本出願人の提案にかかる送信装置の
構成図であって、トレーニング期間および情報送出期間
における動作は以下のように行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成器３１は歪測
定信号を出力すると共に、前置歪付与部２２のスイッチ
２２２を乗算器２２１を通過しない経路側に制御する。 【０００６】歪測定信号は、クロック発振器２３１から
発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ２
３２においてアナログ信号に変換される。アナログ歪測
定信号はフィルタ２３３で帯域制限された後、直交搬送
波生成器２３４から出力される直交搬送波を用いて直交
変調器２３５において直交変調され増幅器２４１に加え
られる。 【０００７】増幅器２４１の送信出力の一部は方向性結
合器２４２を介して直交復調器２５１に導かれ、直交搬
送波生成器２３４の出力を用いて直交復調される。直交
復調された歪測定信号は、フィルタ２５２を通過した後
Ａ／Ｄコンバータ２５３でディジタル信号に変換され
る。なおＤ／Ａコンバータ２３２とＡ／Ｄコンバータ２
５３は同一のクロック発振器２３１から発振されるクロ
ックによって動作するが、これは歪を算出する際の同時
性を確保するためである。 【０００８】ディジタル信号に変換された復調信号は増
幅器２４１の歪成分を含んでいるが、Ｄ／Ａコンバータ
２３２からＡ／Ｄコンバータ２５３までの利得も乗算さ
れているので、送信信号生成部２１から出力される歪測
定信号とピーク振幅値が同一になるように定数設定器２
５４と乗算器２５５によって利得調整を施す。歪算出手
段を構成する除算器２６１において、利得調整された復
調信号と歪測信号とから「歪を示す値」として「歪の逆
数」を求める。 【０００９】算出された「歪の逆数」は前置歪算出手段
を構成する歪メモリ２９１に記憶される。さらに第１振
幅２乗値算出器２７１で算出された復調信号の振幅２乗
値は振幅メモリ２９２に記憶される。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部２１は、送信信号
を出力すると共に、スイッチ２２２を乗算器２２１を通
過する側に制御する。 【００１０】第２振幅算出器２８１で送信信号の振幅の
２乗値を算出する。振幅メモリ２９２に記憶されている
振幅の２乗値の中から、振幅の２乗値に最も近い振幅の
２乗値を最小差アドレス検索部２９３で検索する。歪メ
モリ２９１に記憶されている「歪の逆数」を読みだし、
乗算器２２１でバースト信号に乗算される。 【００１１】その後Ｄ／Ａコンバータ２３２でデジタル
信号からアナログ信号に変換され、フィルタ２３３で帯
域制限された後、直交搬送波生成器２３４の出力を用い
て直交変調器２３５において直交変調され増幅器２４１
で増幅され、方向性結合器２４２を介して出力される。
即ちトレーニング期間において振幅の関数として記憶さ
れた「歪の逆数」を、送信信号生成部から出力される送
信信号を、その振幅の２乗値に応じて歪補償することに
より増幅器の歪を補償することが可能となる。 【００１２】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記提案
にかかる送信装置にあっては、開平器および除算器の使
用を避けるために歪の逆数を振幅の２乗値の関数として
前置歪補償に使用するため、「振幅対歪」の関係が直線
的である場合は「振幅の２乗値対歪の逆数」は双曲線と
なる。 【００１３】このため「振幅の２乗値」を直線で補間し
て前置歪補償に使用する「歪の逆数」を求めた場合には
誤差が十分に補償されず、スペクトルが拡大することを
避けることはできない。この場合トレーニング期間にお
いて、トレーニング点数を多くすれば誤差を減少するこ
とが可能であるが歪補償のための演算時間が長くなると
いう課題を生じる。 【００１４】本発明は上記課題に鑑みなされたものであ
って、歪補償の精度を向上しスペクトルが拡大すること
を抑制することの可能な送信装置を提供することを目的
とする。 【００１５】 【課題を解決するための手段】図１は本発明にかかる送
信装置の基本構成図であって、送信信号を生成する送信
信号生成手段１０１と、送信信号生成手段１０１で生成
された送信信号に所定の前置歪を付与する前置歪付与手
段１０２と、前置歪付与手段１０２によって前置歪付与
された送信信号を所定の搬送波で変調する変調手段１０
３と、変調手段１０３で変調された送信信号を電力増幅
する増幅手段１０４と、増幅手段１０４の出力を復調す
る復調手段１０５と、復調手段１０５の出力と前置歪付
与手段１０２の出力に基づいて増幅手段１０４の出力に
含まれる歪の逆数を算出する歪逆数算出手段と、第１振
幅２乗値算出手段１０７で算出された隣合う２つの復調
手段の出力の振幅の２乗値を予め定められた比率で補間
して補間振幅２乗値を算出する振幅２乗値補間手段１０
８と、歪逆数算出手段１０６で算出された歪逆数に基づ
いて振幅２乗値補間手段１０８で算出された補間振幅２
乗値に対応する歪逆数を算出する歪逆数補間手段１０９
と、送信信号生成手段１０１で生成された送信信号の振
幅の２乗値を算出する第２振幅２乗値算出手段１１０
と、補間振幅２乗値算出手段１０８で算出された振幅２
乗補間値と第２振幅算出手段１１０で算出された送信信
号の振幅の２乗値と歪逆数補間手段１０９で算出された
補間歪逆数とに基づいて前置歪付与手段１０２において
送信信号に付与する所定の前置歪を算出する前置歪算出
手段１１１と、を具備する。 【００１６】 【発明の実施の形態】図３は本発明にかかる送信装置の
第１の実施例の構成図、図４は送信フォーマット図であ
る。即ち送信はトレーニング期間Ｔと、その後の情報送
出期間Ｊとに分割されて行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成器３０１は歪
測定信号Ｔ(i) を出力すると共に、前置歪付与手段３０
２のスイッチ３０２２を乗算部３０２１を通過しない経
路側に制御する。 【００１７】歪測定信号は、クロック発振器３０３１か
ら発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ
３０３２においてアナログ信号に変換される。アナログ
歪測定信号はフィルタ３０３３で帯域制限された後、直
交搬送波生成器３０３４から出力される直交搬送波を用
いて直交変調器３０３５において直交変調され増幅器３
０４１に加えられる。 【００１８】増幅器３０４１の送信出力の一部は方向性
結合器３０４２を介して直交復調器３０５１に導かれ、
直交搬送波生成器３０３４の出力を用いて直交復調され
復調信号Ｒ(i) となる。復調信号Ｒ(i) は、フィルタ３
０５２を通過した後、クロック発振器３０３１およびク
ロックシフタ３０５３を介して出力されるクロックによ
って駆動されるＡ／Ｄコンバータ３０５４でディジタル
信号に変換される。 【００１９】なおＤ／Ａコンバータ３０３２とＡ／Ｄコ
ンバータ３０５４は同一のクロック発振器３０３１から
発振されるクロックによって動作するが、これは歪を算
出する際の同時性を確保するためである。ディジタル信
号に変換された復調信号Ｒ(i) は増幅器２０４１の歪成
分を含んでいるが、Ｄ／Ａコンバータ３０３２からＡ／
Ｄコンバータ３０５４までの利得も乗算されているの
で、送信信号生成部３０１から出力される歪測定信号Ｔ
(i)とピーク振幅値が同一になるように定数設定器３０
５５と乗算器３０５６によって利得調整を施す。なお利
得調整は方向性結合器３０４２からＡ／Ｄコンバータ３
０５４までのどの位置においても良い。 【００２０】除算器３０６１において、歪測信号Ｔ(i)
を利得調整された復調信号Ｒ(i) で除算して「歪ｈ(i)
の逆数」を求める。 １／ｈ(i) ＝Ｔ(i) ／Ｒ(i) 「歪の逆数」１／ｈ(i) は逆数レジスタ３０９１に記憶
され、２乗逆数レジスタ３０９２には「歪の逆数」の２
乗値｛１／ｈ(i) ｝2 が記憶される。 【００２１】さらに振幅レジスタ３０８１には振幅２乗
値算出器３０７１において算出された復調信号Ｒ(i) の
振幅２乗値ｅ(i)2が記憶される。次に同様の手順で歪測
定信号Ｔ(i+2) に対してＲ(i+2) 、｛１／ｈ(i+2) ｝2
およびｅ(i+2)2が算出される。そしてＣ値算出器３０９
３において次式に基づき、Ｃの値が算出される。 【００２２】Ｃ＝ｅ(i)2／｛ｅ(i+2)2＋ｅ(i)2｝ また内挿点振幅２乗値ｅ(i+1)2が次式に基づき算出され
る。 ｅ(i+1)2＝（１−ｐ2 ）×ｅ(i)2＋ｐ2 ×ｅ(i+2)2 ここでｐ2 は予め定められた定数である。そしてこの内
挿点振幅２乗値ｅ(i+1)2は、復調信号Ｒの振幅２乗値ｅ
(i)2およびｅ(i+2)2とともに振幅２乗メモリ３１１１に
記憶される。 【００２３】除算器３０９４と開平器３０９５とを使用
して、次式により歪逆数比ｈr を算出する。 ｈr ＝〔｛ｈ(i+2) ／ｈ(i) ｝2 〕1/2 ＝ｈ(i+2) ／ｈ
(i) さらに内挿歪逆数算出器３０９７により内挿歪逆数ｈ(i
+1) を次式により算出する。 【００２４】 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) ここでｐ-1は内挿比算出器３０９６において次式により
算出される。 ｐ-1＝ｐ1 ×ｈr ／｛１＋ｐ1 ×（ｈr −１）｝ ｐ1 ＝｛（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛（１／Ｃ＋
１）1/2 −１｝ そしてこの内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は、歪逆数１／ｈ
(i) および１／ｈ(i+2)とともに歪逆数メモリ３１１２
に記憶される。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部３０１は、送信信
号を出力すると共に、スイッチ３０２２を乗算器３０２
１を通過する側に制御する。 【００２５】第２振幅２乗算出器３１０１で送信信号の
振幅値 "Ｂ" を算出する。振幅メモリ３１１１に記憶さ
れている振幅値の中から、振幅値 "Ｂ" に最も近い振幅
値を最小差アドレス検索部３１１３で検索する。この最
小差アドレス検索部３１１３で探索されたアドレスをア
ドレスシフタ３１１４を介して歪逆数メモリ３１１２に
記憶されている「歪の逆数」を読みだし、乗算器３０２
１で送信信号に乗算される。 【００２６】その後Ｄ／Ａコンバータ３０３２でデジタ
ル信号からアナログ信号に変換され、フィルタ３０３３
で帯域制限された後、直交搬送波生成器３０３４の出力
を用いて直交変調器３０３５において直交変調され増幅
器３０４１で増幅され、方向性結合器３０４２を介して
出力される。以上説明したように第１の実施例によれば
歪測定信号に対して測定された歪の逆数の間を補間して
仮想的に測定点を増加することにより増幅器の歪を高精
度に補償することが可能となるが、演算および構成が複
雑となる欠点がある。 【００２７】第２の実施例は上記欠点を解決したもので
あって、歪逆数比を使用せずに演算を簡略化する。即
ち、 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐx ）／ｈ(i) ＋ｐx ／ｈ(i+2) ｐx ＝｛ｅ(i) x −ｅ(i+1) x ｝／｛ｅ(i+2) x −ｅ(i
+1) x ｝ とし送信信号のスペクトルが最良となる変数X をシミュ
レーションにより求めた。 【００２８】X＝−１のときにスペクトルは最良となる
ことが確認されるが、この時内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は
次式により算出される。 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) ただし、 ｐ-1＝｛ｅ(i) -1−ｅ(i+1) -1｝／｛ｅ(i+2) -1−ｅ(i+1) -1｝ ＝｛１／（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛１／（１／Ｃ＋１）1/2 −１｝ 第１および第２の実施例においては、演算をディスクリ
ート素子によって実行することとしているが、Ｄ／Ａコ
ンバータ３０３２より上流およびＡ／Ｄコンバータ３０
５２より下流の処理をＤＳＰのようなマイクロコンピュ
ータによって実行することも可能である。 【００２９】図５はＤＳＰで実行されるメインルーチン
のフローチャートであって、ステップＳ１で歪測定処理
を、ステップＳ２で送信処理を実行してこのルーチンを
終了する。図６はメインルーチンのステップＳ１で実行
される歪測定処理の詳細フローチャートであって、ステ
ップＳ１１において歪測定を行う回数を示すインデック
スｉを初期値 "０" に設定する。 【００３０】ステップＳ１２において歪測定信号Ｘ
T (i) を生成し、ステップＳ１３においてＤ／Ａコンバ
ータ３３２から歪測定信号ＸT (i) をアナログ信号に変
換して出力する。ステップＳ１４において復調信号ＹT
(i) をＡ／Ｄコンバータ３５３によってディジタル信号
に変換して読み込む。 【００３１】ステップＳ１５においてゲイン調整された
復調信号ＹT (i) の振幅の２乗値ｅ(i) を算出する。ス
テップＳ１６において「歪の逆数」１／ｈ(i) をＸ
T (i) ／ＹT (i) として算出する。ステップＳ１７にお
いて内挿処理を実行し、ステップＳ１８においてインデ
ックスｉが所定値Ｎ以上であるかを判定し、否定判定さ
れたときはステップＳ１９においてインデックスｉを "
２" だけインクリメントしてステップＳ１２に戻る。 【００３２】ステップＳ１８において肯定判定されたと
きは、この処理を終了する。図７は歪測定処理のステッ
プＳ１７において実行される内挿処理のフローチャート
であって、Ｓ１７１において次式に基づきＣの値が算出
される。 Ｃ＝ｅ(i)2／｛ｅ(i+2)2＋ｅ(i)2｝ そしてステップＳ１７２において内挿点振幅２乗値ｅ(i
+1)2が次式に基づき算出される。 【００３３】 ｅ(i+1)2＝（１−ｐ2 ）×ｅ(i)2＋ｐ2 ×ｅ(i+2)2 ここでｐ2 は予め定められた定数である。ステップＳ１
７３において、次式により歪逆数比ｈr を算出する。 ｈr ＝〔｛ｈ(i+2) ／ｈ(i) ｝2 〕1/2 ＝ｈ(i+2) ／ｈ
(i) さらにステップＳ１７４によりｐ1 を次式により算出す
る。 ｐ1 ＝｛（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛（１／Ｃ＋
１）1/2 −１｝ ステップＳ１７５においてｐ-1を次式により算出する。 【００３４】 ｐ-1＝ｐ1 ×ｈr ／｛１＋ｐ1 ×（ｈr −１）｝ さらにステップＳ１７６において内挿歪逆数１／ｈ(i+
1) を次式により算出する。 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) そしてステップＳ１７７において、内挿点振幅２乗値ｅ
(i+1)2は振幅２乗値ｅ(i)2およびｅ(i+2)2 とともに、
またこの内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は歪逆数１／ｈ(i) お
よび１／ｈ(i+2) とともに記憶される。 【００３５】図８はメインルーチンのステップＳ２で実
行される送信処理のフローチャートであって、ステップ
Ｓ２１で時間を示すインデックスｊを初期値 "０" に設
定する。ステップＳ２２において送信信号ＸB (j) を生
成し、ステップＳ２３において送信信号ＸB (j) の振幅
の２乗値Ｅ(j)2を算出する。 【００３６】ステップＳ２４において振幅の２乗値Ｅ
(j)2を引数として前置歪Ｄ(j) を算出し、ステップＳ２
５において送信信号ＸB (j) と前置歪Ｄ(j) とを乗算し
て送信出力信号ＹB （ｊ）を算出する。ステップＳ２６
において送信出力信号ＹB （ｊ）をＤ／Ａコンバータ３
３２から出力する。 【００３７】そしてステップＳ２７においてインデック
スｊが所定値Ｍ以上であるかを判定し、否定判定された
ときはステップＳ２８においてインデックスｊをインク
リメントしてステップＳ２２に戻る。ステップＳ２７に
おいて否定判定されたときはこの処理を終了する。 【００３８】 【発明の効果】本発明にかかる送信装置によれば、トレ
ーニング期間における歪測定信号数が少ない場合にも内
挿処理によって歪測定点を増加し、増幅器の歪を高精度
に補償することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる送信装置の基本構成図である。
【図２】従来の送信装置の構成図である。
【図３】第１の実施例の構成図である。
【図４】送信フォーマット図である。
【図５】メインルーチンのフローチャートである。
【図６】歪測定処理のフローチャートである。
【図７】内挿処理のフローチャートである。
【図８】送信処理のフローチャートである。
【符号の説明】
３０１…送信信号生成部
３０２…前置歪付与部
３０３１…クロック発振器
３０３２…Ｄ／Ａコンバータ
３０３４…直交搬送波生成器
３０３５…直交変調器
３０４１…増幅器
３０４２…方向性結合器
３０５１…直交復調器
３０５３…クロックシフタ
３０５４…Ａ／Ｄコンバータ
３０６１…除算器
３０７１…振幅２乗器
３０８…振幅２乗値補間器
３０９…歪逆数補間器
３１０１…振幅２乗器
３１１１…振幅２乗メモリ
３１１２…歪逆数メモリ
３１１３…隣接振幅２乗アドレス検索部
３１１４…アドレスシフタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平９−69863（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−121326（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−268703（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−244206（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−30147（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−182060（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−135249（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−79143（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 1/00
H04L 27/36
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 送信信号を生成する送信信号生成手段
と、 前記送信信号生成手段で生成された送信信号に所定の前
置歪を付与する前置歪付与手段と、 前記前置歪付与手段によって前置歪付与された送信信号
を所定の搬送波で変調する変調手段と、 前記変調手段で変調された送信信号を電力増幅する増幅
手段と、 前記増幅手段の出力を復調する復調手段と、 前記復調手段の出力と前記前置歪付与手段の出力に基づ
いて前記増幅手段の出力に含まれる歪の逆数を算出する
歪逆数算出手段と、 前記復調手段の出力の振幅の２乗値を算出する第１振幅
２乗値算出手段と、 前記第１振幅２乗値算出手段で算出された隣合う２つの
復調手段の出力の振幅の２乗値を予め定められた比率で
補間して補間振幅２乗値を算出する振幅２乗値補間手段
と、 前記歪逆数算出手段で算出された歪逆数に基づいて前記
振幅２乗値補間手段で算出された補間振幅２乗値に対応
する歪逆数を算出する歪逆数補間手段と、 前記送信信号生成手段で生成された送信信号の振幅の２
乗値を算出する第２振幅２乗値算出手段と、 前記振幅２乗値補間手段で算出された補間振幅２乗値
と、前記第２振幅算出手段で算出された送信信号の振幅
の２乗値と、前記歪逆数補間手段で算出された補間歪逆
数とに基づいて、前記前置歪付与手段において送信信号
に付与する所定の前置歪を算出する前置歪算出手段と、
を具備する送信装置。
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
| JP23534595A JP3526669B2 (ja) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | 送信装置 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23534595A Expired - Fee Related JP3526669B2 (ja) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | 送信装置 |
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