JP3504660B2 - スイッチング増幅器 - Google Patents
スイッチング増幅器Info
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- JP3504660B2 JP3504660B2 JP51249693A JP51249693A JP3504660B2 JP 3504660 B2 JP3504660 B2 JP 3504660B2 JP 51249693 A JP51249693 A JP 51249693A JP 51249693 A JP51249693 A JP 51249693A JP 3504660 B2 JP3504660 B2 JP 3504660B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/38—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
デジタルまたは２状態信号（すなわち２つの振幅レベ
ルだけを有するもの）を使用した信号処理システムは、
連続的な信号を使用するシステムに優る種々の利点を有
していることが良く知られている。２状態信号は、重要
なのは２つの振幅レベル間の弁別であるためシステムを
構成する電子装置の動作特性の変化に対する感度が低
い。したがって、装置が直線的に動作する必要もない。
能動的な回路素子は電力の消費が連続モードより少ない
切替えモードで動作されることができるため、デジタル
システムは本質的に純粋なアナログシステムより効率的
である。
ルだけを有するもの）を使用した信号処理システムは、
連続的な信号を使用するシステムに優る種々の利点を有
していることが良く知られている。２状態信号は、重要
なのは２つの振幅レベル間の弁別であるためシステムを
構成する電子装置の動作特性の変化に対する感度が低
い。したがって、装置が直線的に動作する必要もない。
能動的な回路素子は電力の消費が連続モードより少ない
切替えモードで動作されることができるため、デジタル
システムは本質的に純粋なアナログシステムより効率的
である。
デジタル技術が適用される１つの一般的な信号処理適
用は増幅である。効率が非常に重要な考慮事項である自
動車音響システム用のオージオ電力増幅器は、特にテジ
タル技術の適用に適している。
用は増幅である。効率が非常に重要な考慮事項である自
動車音響システム用のオージオ電力増幅器は、特にテジ
タル技術の適用に適している。
技術的に良く知られている２状態またはスイッチング
増幅器の１形態の基本的な概略が図１に示されている。
（以下の説明を通して、抵抗またはキャパシタ等の電気
素子の各符号は素子およびその値の両者を示すために使
用される。）比較器U1の反転入力端子はキャパシタC1を
通って接地するように接続され、また負のフィードバッ
ク抵抗Rfを介してU1の出力端子に接続されている。反転
端子に供給される電圧はVcで示され、非反転端子に対す
る電圧はVpで示されている。非反転入力端子は抵抗R1を
介して接地するように接続され、また抵抗R2によってU1
出力端子に接続されている。入力信号Viは比較器U1の反
転入力に供給され、信号VoはU1出力に現れる。抵抗R
3は、入力信号源から増幅器入力を分離するように非常
に大きくされる。増幅器の動作は以下の通りである。比
較器U1は、その非反転および反転端子間の電圧差がそれ
ぞれ負または正であることに応じて、その出力が−10ボ
ルトと＋10ボルトとの間で振れるような電源に接続され
ていると仮定する。最初に抵抗R3は入力信号Viが増幅器
に供給されないように接地されていると仮定する。さら
に出力電圧Voが＋10ボルトである時点を仮定する。この
時点で、キャパシタC1は負のフィードバック抵抗Rfを通
って正の出力電圧の方向に充電される。キャパシタC1の
充電は、R3が非常に大きくされているためRfC1にほぼ等
しい時定数により行われる。R1およびR2はそれぞれ1Kお
よび9Kに等しいため、非反転U1入力に存在する電圧は１
ボルトであると仮定する。これは、キャパシタC1が１ボ
ルトに充電されると直ぐに、比較器は出力電圧を−10ボ
ルトにする状態を切替えることを意味する。この時点
で、キャパシタC1はその＋１ボルトレベルから抵抗Rfを
通って負の出力電圧方向に放電し始める。非反転入力端
子電圧Vpは直ぐに−１ボルトになる。出力Voはキャパシ
タC1が放電してほぼ−１ボルトになるまで−10vのまま
であり、この時点で比較器U1は再度Voを＋10vにする状
態を切替える。その後、サイクルは前の通りに反復す
る。
増幅器の１形態の基本的な概略が図１に示されている。
（以下の説明を通して、抵抗またはキャパシタ等の電気
素子の各符号は素子およびその値の両者を示すために使
用される。）比較器U1の反転入力端子はキャパシタC1を
通って接地するように接続され、また負のフィードバッ
ク抵抗Rfを介してU1の出力端子に接続されている。反転
端子に供給される電圧はVcで示され、非反転端子に対す
る電圧はVpで示されている。非反転入力端子は抵抗R1を
介して接地するように接続され、また抵抗R2によってU1
出力端子に接続されている。入力信号Viは比較器U1の反
転入力に供給され、信号VoはU1出力に現れる。抵抗R
3は、入力信号源から増幅器入力を分離するように非常
に大きくされる。増幅器の動作は以下の通りである。比
較器U1は、その非反転および反転端子間の電圧差がそれ
ぞれ負または正であることに応じて、その出力が−10ボ
ルトと＋10ボルトとの間で振れるような電源に接続され
ていると仮定する。最初に抵抗R3は入力信号Viが増幅器
に供給されないように接地されていると仮定する。さら
に出力電圧Voが＋10ボルトである時点を仮定する。この
時点で、キャパシタC1は負のフィードバック抵抗Rfを通
って正の出力電圧の方向に充電される。キャパシタC1の
充電は、R3が非常に大きくされているためRfC1にほぼ等
しい時定数により行われる。R1およびR2はそれぞれ1Kお
よび9Kに等しいため、非反転U1入力に存在する電圧は１
ボルトであると仮定する。これは、キャパシタC1が１ボ
ルトに充電されると直ぐに、比較器は出力電圧を−10ボ
ルトにする状態を切替えることを意味する。この時点
で、キャパシタC1はその＋１ボルトレベルから抵抗Rfを
通って負の出力電圧方向に放電し始める。非反転入力端
子電圧Vpは直ぐに−１ボルトになる。出力Voはキャパシ
タC1が放電してほぼ−１ボルトになるまで−10vのまま
であり、この時点で比較器U1は再度Voを＋10vにする状
態を切替える。その後、サイクルは前の通りに反復す
る。
電圧VoおよびVcの両振幅は、図2aおよびｂにおいて時
間ｔに対して示されている。Voは＋10ボルトと−10ボル
トとの間で振動する方形波形状であることが認められ
る。他方において、Vcは＋１ボルトと−１ボルトとの間
で振動する三角形の波形であり、キャパシタC1の充電お
よび放電を表す。（キャパシタC1が充電し、放電する周
波数は、本質的に直線であるように十分に高いと仮定す
る。）したがって、説明されたものは方形波発振器であ
る。Voのエッジ転移は、Vcの正および負のピークと一致
する。Voのエッジ転移間の時間は、キャパシタC1がその
負または正のピーク値に充電するために要した時間に依
存することが理解されるべきである。それはもちろんRC
時定数（すなわち、RfC1の値）およびピーク充電電圧の
大きさに依存する。ピーク充電電圧は、それが比較器U1
によってその反転入力の電圧と比較された場合、R2がR1
との組合せで電圧分割器を形成して比較器U1の非反転入
力に出力の一部分をフィードバックするためR2の値に依
存する。R2がR1に関して大きくされた場合、フィードバ
ック電圧は減少され、それはVcが比較器U1に状態を変化
させる時の電圧振動を小さくすることを意味する。した
がって、時定数RfC1が変化されない場合、VcおよびVoの
両者の周波数はR2が大きくされると増加される。R2が無
限大にされる極端な場合（すなわち開回路）では、キャ
パシタC1は比較器U1が状態を変化する前に充電または放
電する機会を有しないため、発振器周波数は理論上無限
大になる。したがって、キャパシタC1が充電または放電
すべきある時間を与えられるように回路にある種のヒス
テリシスを与えることによって、抵抗R2は動作可能な発
振器を可能にする。
間ｔに対して示されている。Voは＋10ボルトと−10ボル
トとの間で振動する方形波形状であることが認められ
る。他方において、Vcは＋１ボルトと−１ボルトとの間
で振動する三角形の波形であり、キャパシタC1の充電お
よび放電を表す。（キャパシタC1が充電し、放電する周
波数は、本質的に直線であるように十分に高いと仮定す
る。）したがって、説明されたものは方形波発振器であ
る。Voのエッジ転移は、Vcの正および負のピークと一致
する。Voのエッジ転移間の時間は、キャパシタC1がその
負または正のピーク値に充電するために要した時間に依
存することが理解されるべきである。それはもちろんRC
時定数（すなわち、RfC1の値）およびピーク充電電圧の
大きさに依存する。ピーク充電電圧は、それが比較器U1
によってその反転入力の電圧と比較された場合、R2がR1
との組合せで電圧分割器を形成して比較器U1の非反転入
力に出力の一部分をフィードバックするためR2の値に依
存する。R2がR1に関して大きくされた場合、フィードバ
ック電圧は減少され、それはVcが比較器U1に状態を変化
させる時の電圧振動を小さくすることを意味する。した
がって、時定数RfC1が変化されない場合、VcおよびVoの
両者の周波数はR2が大きくされると増加される。R2が無
限大にされる極端な場合（すなわち開回路）では、キャ
パシタC1は比較器U1が状態を変化する前に充電または放
電する機会を有しないため、発振器周波数は理論上無限
大になる。したがって、キャパシタC1が充電または放電
すべきある時間を与えられるように回路にある種のヒス
テリシスを与えることによって、抵抗R2は動作可能な発
振器を可能にする。
正のDC電圧Viが抵抗R3を通ってキャパシタC1に供給さ
れると仮定する。キャパシタC1は、回路が通常の演算増
幅器として動作するようにDC信号を開回路させる。した
がって、電圧ViはRf対R3の比だけ反転されて増幅され、
出力Voにおいて負のDC信号として現れる。しかしなが
ら、Voの振幅および基本周波数の両者は回路の固有の特
性のために変化することができないため、負のDC成分が
出力において現れるただ１つの方法は減少する正のパル
スの幅に対してであり、一方負のパルスのそれは増加す
る。結果的に、同じ基本周波数であるが、Riに対するRf
の比で乗算されたViに等しい負のDC成分を持つ波形が生
じる。キャパシタC1は充電に少し多い時間を必要とし、
また放電に少し少ない時間を必要とするため、Voの付加
的なDC成分はまたVcを変化する。正のDC信号Viはキャパ
シタC1を正に充電し、これは上記のように放電時間を増
加し、充電時間を減少する方法でキャパシタC1の循環的
な充電および放電に加わる。図3bは、図2aのVc波形と比
較して波形の正の進行行程の傾斜が急峻であり、一方負
の進行行程の傾斜がゆるやかである結果的なVc波形を示
す。図3aは、正のパルスが狭くされ、一方正パルス間の
時間が増加される対応したVo波形を示す。しかしなが
ら、キャパシタC1の充電時間がかなり減少され、放電時
間は同じ量だけ増加されるため、Voの基本周波数は変化
しない。
れると仮定する。キャパシタC1は、回路が通常の演算増
幅器として動作するようにDC信号を開回路させる。した
がって、電圧ViはRf対R3の比だけ反転されて増幅され、
出力Voにおいて負のDC信号として現れる。しかしなが
ら、Voの振幅および基本周波数の両者は回路の固有の特
性のために変化することができないため、負のDC成分が
出力において現れるただ１つの方法は減少する正のパル
スの幅に対してであり、一方負のパルスのそれは増加す
る。結果的に、同じ基本周波数であるが、Riに対するRf
の比で乗算されたViに等しい負のDC成分を持つ波形が生
じる。キャパシタC1は充電に少し多い時間を必要とし、
また放電に少し少ない時間を必要とするため、Voの付加
的なDC成分はまたVcを変化する。正のDC信号Viはキャパ
シタC1を正に充電し、これは上記のように放電時間を増
加し、充電時間を減少する方法でキャパシタC1の循環的
な充電および放電に加わる。図3bは、図2aのVc波形と比
較して波形の正の進行行程の傾斜が急峻であり、一方負
の進行行程の傾斜がゆるやかである結果的なVc波形を示
す。図3aは、正のパルスが狭くされ、一方正パルス間の
時間が増加される対応したVo波形を示す。しかしなが
ら、キャパシタC1の充電時間がかなり減少され、放電時
間は同じ量だけ増加されるため、Voの基本周波数は変化
しない。
信号Viが負のDC電圧であり、Voの正のパルスが狭くさ
れる代わりに広くされた場合に上記と全く同じ状況が発
生する。Viの最も高い周波数成分がVoの基本的な発振器
周波数に比較して小さい限り、回路は連続的に変化する
Vi信号により同様に動作する。結果として、Vo波形は増
幅されたVi信号によってパルス幅変調される。Vi信号
は、適切なローパスフィルタLPFにVoを通すことによっ
て回復され、増幅された出力信号Vfを提供することがで
きる。
れる代わりに広くされた場合に上記と全く同じ状況が発
生する。Viの最も高い周波数成分がVoの基本的な発振器
周波数に比較して小さい限り、回路は連続的に変化する
Vi信号により同様に動作する。結果として、Vo波形は増
幅されたVi信号によってパルス幅変調される。Vi信号
は、適切なローパスフィルタLPFにVoを通すことによっ
て回復され、増幅された出力信号Vfを提供することがで
きる。
上記に説明されたものは、正のフィードバック抵抗R3
によって提供されるヒステリシスを示すヒステリシスス
イッチング増幅器としばしば呼ばれる。上記の部品特性
に対する無感応性および高い効率の利点はこのような増
幅器により得られる。しかしながら、この増幅器回路に
固有の１つの問題は、正確に比較器U1が状態を変化した
時に関して生じる不確実さである。すなわち、VcがVpに
等しいときである。そのとき、比較器U1は不定状態とな
り、それが応答して状態を切替える時を正しく予測する
ことができない。この不確実さは、Voがローパスフィル
タを通過された後に増幅器の出力において雑音として現
れる。
によって提供されるヒステリシスを示すヒステリシスス
イッチング増幅器としばしば呼ばれる。上記の部品特性
に対する無感応性および高い効率の利点はこのような増
幅器により得られる。しかしながら、この増幅器回路に
固有の１つの問題は、正確に比較器U1が状態を変化した
時に関して生じる不確実さである。すなわち、VcがVpに
等しいときである。そのとき、比較器U1は不定状態とな
り、それが応答して状態を切替える時を正しく予測する
ことができない。この不確実さは、Voがローパスフィル
タを通過された後に増幅器の出力において雑音として現
れる。
発明の説明
本発明は、増幅器の切替え時間の不確実さを減少する
ように設計されたスイッチング増幅器である。結果とし
て、最終出力において改良された信号対雑音比が得られ
る。本発明によると、増幅器の固有の振動は、ヒステリ
シス的な正のフィードバック抵抗の使用によってではな
く、増幅器の比較器を通る順方向の信号路中に存在する
一定の時間遅延により発生することができる。また本発
明によると、比較器の反転入力に供給された信号は、三
角形の波形をさらに正弦波的なものに変えるように動作
するローパスフィルタを通過させられる。結果的に、比
較器がさらに急速に状態を切替える点を通過する波形が
生成される。
ように設計されたスイッチング増幅器である。結果とし
て、最終出力において改良された信号対雑音比が得られ
る。本発明によると、増幅器の固有の振動は、ヒステリ
シス的な正のフィードバック抵抗の使用によってではな
く、増幅器の比較器を通る順方向の信号路中に存在する
一定の時間遅延により発生することができる。また本発
明によると、比較器の反転入力に供給された信号は、三
角形の波形をさらに正弦波的なものに変えるように動作
するローパスフィルタを通過させられる。結果的に、比
較器がさらに急速に状態を切替える点を通過する波形が
生成される。
図面の簡単な説明
図１は、通常のヒステリシススイッチング増幅器の基
本的な概略図である。
本的な概略図である。
図2aおよび2bは、Vi電圧が供給されない場合の図１の
増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
図3aおよび3bは、Vi電圧が正のDC電圧である場合の図
１の増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
１の増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
図４は、ヒステリシスを付加するための正のフィード
バックのないスイッチング増幅器の基本的な概略図であ
る。
バックのないスイッチング増幅器の基本的な概略図であ
る。
図5aおよび5bは、Vi電圧が供給されない場合の図４の
増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
図5cおよび5dは、Vi電圧が正のDC電圧である場合の図
４の増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
４の増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
図6aは、雑音減少用のローパスフィルタが付加された
スイッチング増幅器である。
スイッチング増幅器である。
図6bは、雑音減少用のローパスフィルタが付加された
ヒステリシススイッチング増幅器である。
ヒステリシススイッチング増幅器である。
図7aおよび7bは、Vi電圧が供給されない場合の図６の
増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
増幅器に対するVoおよびVc波形を示す。
図８は、オージオ増幅器適用に対する本発明の１実施
例の概略図である。
例の概略図である。
発明を実行するための最良モード
図４は、正のフィードバック抵抗Rpを有しないスイッ
チング増幅器の基本的な概略図である。上記のように、
比較器がその反転および非反転入力における差に応答し
て状態を瞬間的に変化すると仮定された場合、増幅器は
理論的には無限大の周波数で振動する。この効果が実際
に安定した高い利得増幅器をもたらす。しかしながら、
実際の装置は必然的にある程度の伝播遅延を示し、その
効果は図４の増幅器を不安定にし、それを振動させる。
これは、アナログ増幅器を構成しようとする場合にはも
ちろん望ましくない結果である。しかしながら、振動は
スイッチング増幅器等において望ましく、遅延の量に依
存した周波数で安定した振動を生じさせるためにこのよ
うな伝播遅延が利用されることができる。図４を参照し
て、比較器U1は出力電圧Voがその反転および非反転入力
間の差の極性に応じて−10および＋10ボルトの間で振動
するようにバイアスされると仮定する。また、比較器U1
はそれが状態を変化する前に入力の変化に応答する時に
10μｓの固有の遅延時間を有すると仮定する。図5aおよ
び5bは、10ボルトがVoで供給されたときに、キャパシタ
C1が10μｓで０ボルトから＋１ボルトになるようにC1お
よびRfの値が設定されていると仮定した場合に結果的に
生じるVoおよびVc波形を示す。したがって、増幅器が最
初にVo＝10＋ボルトの状態であるならば、キャパシタC1
は正電圧に充電し始める。Vcが０ボルトに達したとき、
それは比較器U1に状態の変化を開始させ、＋10ボルトか
ら−10ボルトに出力電圧Voを振動させる接地された基準
電圧Vpに等しい。しかしながら、伝播遅延のためにVoの
変化はVcが＋１ボルトに達することを可能にする10μls
ec後まで発生しない。その時点でVoは−10ボルトにな
り、キャパシタC1は負の電圧に向かって放電し始める。
Vcが０ボルトに達したとき、比較器U1は再度状態を変化
し始めるが、しかし前のように伝播遅延はVcが−１ボル
トになることを可能にする10μlsecが経過するまで出力
が変化することを阻止する。したがって、増幅器は正の
フィードバック抵抗の代りに伝播遅延を使用すること除
いて図１のヒステリシス増幅器によって生成される波形
と全く同じVOおよびVcを生成する。図5cおよび5dは、正
のDC電圧Vcが抵抗R3を通してキャパシタC1に供給される
図４の増幅器に対するVOおよびVc波形をそれぞれ示す。
Vcは、より急峻な正の進行過程および平坦な負の進行過
程を持つ図3bのVc波形に類似していることが認められ
る。しかしながら、キャパシタはVc波形がゼロを横切っ
た後、この例では常に10μｓの間充電するため、ここで
はVc波形は図3bと比較してある量だけ上方に垂直にシフ
トされる。所望の振動周波数を提供するのに十分な伝播
遅延は、その応答時間における固有の遅延、信号路中の
付加的な増幅器、信号路中の全通過フィルタネットワー
クまたはその任意の組合わせを有する比較器により生成
されることができる。増幅器の動作はその他の点のほと
んどにおいて図１の増幅器と同じであるため、それは入
力信号Viによって変調された波形Voパルス幅を生成す
る。Viの増幅された出力は、VoにローパスフィルタLPF
をVoに通過させることによって回復される。
チング増幅器の基本的な概略図である。上記のように、
比較器がその反転および非反転入力における差に応答し
て状態を瞬間的に変化すると仮定された場合、増幅器は
理論的には無限大の周波数で振動する。この効果が実際
に安定した高い利得増幅器をもたらす。しかしながら、
実際の装置は必然的にある程度の伝播遅延を示し、その
効果は図４の増幅器を不安定にし、それを振動させる。
これは、アナログ増幅器を構成しようとする場合にはも
ちろん望ましくない結果である。しかしながら、振動は
スイッチング増幅器等において望ましく、遅延の量に依
存した周波数で安定した振動を生じさせるためにこのよ
うな伝播遅延が利用されることができる。図４を参照し
て、比較器U1は出力電圧Voがその反転および非反転入力
間の差の極性に応じて−10および＋10ボルトの間で振動
するようにバイアスされると仮定する。また、比較器U1
はそれが状態を変化する前に入力の変化に応答する時に
10μｓの固有の遅延時間を有すると仮定する。図5aおよ
び5bは、10ボルトがVoで供給されたときに、キャパシタ
C1が10μｓで０ボルトから＋１ボルトになるようにC1お
よびRfの値が設定されていると仮定した場合に結果的に
生じるVoおよびVc波形を示す。したがって、増幅器が最
初にVo＝10＋ボルトの状態であるならば、キャパシタC1
は正電圧に充電し始める。Vcが０ボルトに達したとき、
それは比較器U1に状態の変化を開始させ、＋10ボルトか
ら−10ボルトに出力電圧Voを振動させる接地された基準
電圧Vpに等しい。しかしながら、伝播遅延のためにVoの
変化はVcが＋１ボルトに達することを可能にする10μls
ec後まで発生しない。その時点でVoは−10ボルトにな
り、キャパシタC1は負の電圧に向かって放電し始める。
Vcが０ボルトに達したとき、比較器U1は再度状態を変化
し始めるが、しかし前のように伝播遅延はVcが−１ボル
トになることを可能にする10μlsecが経過するまで出力
が変化することを阻止する。したがって、増幅器は正の
フィードバック抵抗の代りに伝播遅延を使用すること除
いて図１のヒステリシス増幅器によって生成される波形
と全く同じVOおよびVcを生成する。図5cおよび5dは、正
のDC電圧Vcが抵抗R3を通してキャパシタC1に供給される
図４の増幅器に対するVOおよびVc波形をそれぞれ示す。
Vcは、より急峻な正の進行過程および平坦な負の進行過
程を持つ図3bのVc波形に類似していることが認められ
る。しかしながら、キャパシタはVc波形がゼロを横切っ
た後、この例では常に10μｓの間充電するため、ここで
はVc波形は図3bと比較してある量だけ上方に垂直にシフ
トされる。所望の振動周波数を提供するのに十分な伝播
遅延は、その応答時間における固有の遅延、信号路中の
付加的な増幅器、信号路中の全通過フィルタネットワー
クまたはその任意の組合わせを有する比較器により生成
されることができる。増幅器の動作はその他の点のほと
んどにおいて図１の増幅器と同じであるため、それは入
力信号Viによって変調された波形Voパルス幅を生成す
る。Viの増幅された出力は、VoにローパスフィルタLPF
をVoに通過させることによって回復される。
図5aおよび5bを参照すると、比較器U1はVcが０ボルト
に達したときに曖昧な状態であることが理解されるべき
である。比較器U1が状態を変化し始める正確な点は、確
実に予測されることができない。これは、最後の出力Vf
で雑音に変換されるVOパルスの幅をランダムに変化させ
る。不確実さ、およびしたがって雑音はVcがより速い速
度で不確実さのゼロ（すなわち０ボルト）を通過させる
ことができる。これを達成する１つの方法は、それが比
較器U1に達する前にローパスフィルタをVcに通過させる
ことによるものである。Ｖｃ′のような三角形の波形が
ローパスフィルタを通過させられたとき、結果は三角波
よりほぼ1.6倍速い速度でゼロボルトと交差する正弦波
に近似する。
に達したときに曖昧な状態であることが理解されるべき
である。比較器U1が状態を変化し始める正確な点は、確
実に予測されることができない。これは、最後の出力Vf
で雑音に変換されるVOパルスの幅をランダムに変化させ
る。不確実さ、およびしたがって雑音はVcがより速い速
度で不確実さのゼロ（すなわち０ボルト）を通過させる
ことができる。これを達成する１つの方法は、それが比
較器U1に達する前にローパスフィルタをVcに通過させる
ことによるものである。Ｖｃ′のような三角形の波形が
ローパスフィルタを通過させられたとき、結果は三角波
よりほぼ1.6倍速い速度でゼロボルトと交差する正弦波
に近似する。
図6aは、ローパスフィルタを形成するR1pおよびC1pの
付加を除いて図４のもの（全通過フィルタAPFによって
与えられる10μｓの伝播遅延を含む）と同じ基本的なス
イッチング増幅器回路を示す。結果的なVoおよびVc波形
（ここにおいてＶ′ｃはC1pを横切る電圧である）は図7
aおよび7bに示されている。R1pおよびC1pのために、比
較器の反転入力Ｖ′ｃに供給された電圧はもはや三角形
ではなく、その代りとして正弦波的であることが認めら
れる。この回路におけるＶ′ｃのより迅速なゼロ交差
は、比較器U1が状態を変化したときの不確実さを低下さ
せ、したがって最終出力Vfにおける改良された信号対雑
音比を与える。RLPおよびCLPを含むローパスフィルタは
また雑音を減少するためにヒステリシススイッチング増
幅器において使用できることが理解されるべきである。
図6bは、このような増幅器を示す。その場合、さらに正
弦波的なＶ′ｃ波形は、Ｖ′ｃ＝Vpである点をより迅速
に通過する。
付加を除いて図４のもの（全通過フィルタAPFによって
与えられる10μｓの伝播遅延を含む）と同じ基本的なス
イッチング増幅器回路を示す。結果的なVoおよびVc波形
（ここにおいてＶ′ｃはC1pを横切る電圧である）は図7
aおよび7bに示されている。R1pおよびC1pのために、比
較器の反転入力Ｖ′ｃに供給された電圧はもはや三角形
ではなく、その代りとして正弦波的であることが認めら
れる。この回路におけるＶ′ｃのより迅速なゼロ交差
は、比較器U1が状態を変化したときの不確実さを低下さ
せ、したがって最終出力Vfにおける改良された信号対雑
音比を与える。RLPおよびCLPを含むローパスフィルタは
また雑音を減少するためにヒステリシススイッチング増
幅器において使用できることが理解されるべきである。
図6bは、このような増幅器を示す。その場合、さらに正
弦波的なＶ′ｃ波形は、Ｖ′ｃ＝Vpである点をより迅速
に通過する。
図８は、オージオ増幅器に適用した本発明の１実施例
を示す。部品に対する公称値は部品表記の下に与えられ
ている。適切な線形増幅器および信号調整回路（これは
良く知られており、したがってここでは説明しない）を
通過した後、オージオ周波数信号Viは抵抗R1およびR4を
通って比較器U1の反転入力に供給される。比較器U1の非
反転入力は接地に接続される。比較器U1は、抵抗R5を介
して＋15供給電圧に、またツェナーダイオードを介して
−15供給電圧に接続された端子を有する。バイアス抵抗
R2はR1とR4との間の点に＋15供給電圧を供給し、その電
圧はVcで示されている。Vc電圧点はまたキャパシタC1を
介して接地される。抵抗R4およびキャパシタC3はまた接
地にVc電圧点を接続し、前に述べたローパスフィルタ
（すなわち、図６のR1pおよびC1pと同じ）を形成し、電
圧Ｖ′ｃは比較器U1の反転入力に供給される。
を示す。部品に対する公称値は部品表記の下に与えられ
ている。適切な線形増幅器および信号調整回路（これは
良く知られており、したがってここでは説明しない）を
通過した後、オージオ周波数信号Viは抵抗R1およびR4を
通って比較器U1の反転入力に供給される。比較器U1の非
反転入力は接地に接続される。比較器U1は、抵抗R5を介
して＋15供給電圧に、またツェナーダイオードを介して
−15供給電圧に接続された端子を有する。バイアス抵抗
R2はR1とR4との間の点に＋15供給電圧を供給し、その電
圧はVcで示されている。Vc電圧点はまたキャパシタC1を
介して接地される。抵抗R4およびキャパシタC3はまた接
地にVc電圧点を接続し、前に述べたローパスフィルタ
（すなわち、図６のR1pおよびC1pと同じ）を形成し、電
圧Ｖ′ｃは比較器U1の反転入力に供給される。
比較器U1の出力は抵抗R6を介して反転バッファ増幅器
U2に供給され、その出力は高速切替え素子RQ1,RQ2およ
び関連した回路素子を含む反転出力段に供給される。高
速切替え素子RQ1,RQ2は＋30と−30ボルトとの間でそれ
らのドレインにおいて電圧Voを出力するプッシュ・プル
配置のFETであり、その後この電圧Voは抵抗R3を介して
比較器U1の反転入力にフィードバックされる。したがっ
て、回路は比較器U1の出力が負のフィードバックとして
戻される前に、２つの反転増幅器段を通過させられるこ
とを除いて図６の増幅器に類似している。付加的な増幅
器段はまた上記に説明されているように本発明にしたが
って効果が得られる伝播遅延を生じさせる。説明された
実施例において、Voはほぼ500KHzの基本周波数を持つ方
形波形であり、パルス幅は入力信号Viにより変調され
る。その後、増幅されたVi信号はVoがローパスフィルタ
LPFを通過させられたときにVfとして再構成される。
U2に供給され、その出力は高速切替え素子RQ1,RQ2およ
び関連した回路素子を含む反転出力段に供給される。高
速切替え素子RQ1,RQ2は＋30と−30ボルトとの間でそれ
らのドレインにおいて電圧Voを出力するプッシュ・プル
配置のFETであり、その後この電圧Voは抵抗R3を介して
比較器U1の反転入力にフィードバックされる。したがっ
て、回路は比較器U1の出力が負のフィードバックとして
戻される前に、２つの反転増幅器段を通過させられるこ
とを除いて図６の増幅器に類似している。付加的な増幅
器段はまた上記に説明されているように本発明にしたが
って効果が得られる伝播遅延を生じさせる。説明された
実施例において、Voはほぼ500KHzの基本周波数を持つ方
形波形であり、パルス幅は入力信号Viにより変調され
る。その後、増幅されたVi信号はVoがローパスフィルタ
LPFを通過させられたときにVfとして再構成される。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭63−110805（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−258507（ＪＰ，Ａ)
特公 平２−26811（ＪＰ，Ｂ２)
米国特許3294981（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/00 - 3/72
H03K 7/08
Claims (9)
- 【請求項１】比較器の非反転入力と反転入力との間の電
圧差の極性に応じて出力が第１および第２の電圧レベル
間で変動する比較器を具備し、 比較器の反転入力はフィードバック抵抗を通して比較器
出力に接続されると共にキャパシタを通して接地に接続
され、入力信号が入力抵抗を通ってこの反転入力に供給
され、 比較器の非反転入力は一定の電位に維持され、 比較器とフィードバック抵抗とを含む通路の伝播遅延に
よって比較器の反転入力と非反転入力との間の電圧差の
極性の変化後、キャパシタが充電される時間が与えられ
てキャパシタ電圧が実質的に三角形波形となり、その三
角形波形によってキャパシタの値と、フィードバック抵
抗と、第１および第２の電圧レベルとにより定められる
周波数の方形波を比較器出力から出力させ、 さらに、前記キャパシタと前記比較器の反転入力との間
に接続されて前記キャパシタの三角形電圧波形を実質上
正弦波の波形に変換させる第１のローパスフィルタを具
備し、 比較器の反転入力に供給される入力信号によって比較器
出力をパルス幅変調させるパルス幅変調回路。 - 【請求項２】前記第１のローパスフィルタは比較器反転
入力に接続された抵抗およびキャパシタを含んでいる請
求項１記載の変調回路。 - 【請求項３】さらに、パルス幅変調された比較器出力信
号から入力信号を回復するために比較器の出力に第２の
ローパスフィルタを含み、それによって回路がスイッチ
ング増幅器を構成している請求項１記載の変調回路。 - 【請求項４】伝播遅延のために全通過フィルタネットワ
ークを含んでいる請求項１または３記載の変調回路。 - 【請求項５】伝播遅延のために比較器出力とフィードバ
ック抵抗との間に付加的は増幅器段を備えている請求項
３記載の変調回路。 - 【請求項６】反転入力と非反転入力とを備え、非反転入
力と反転入力との間の電圧差の極性に応じて出力が第１
および第２の電圧レベル間で変動する比較器を具備し、 比較器の反転入力はフィードバック抵抗を通して比較器
出力に接続され、入力信号が入力抵抗を通ってこの反転
入力に供給され、 比較器の反転入力を接地に接続しているキャパシタと、 比較器の出力の一部をその非反転入力にフィードバック
するための電圧分割器比較器を形成するように、非反転
入力を接地に接続する第１の抵抗と、比較器の非反転入
力と比較器出力との間に接続されている第２の抵抗とを
備え、 比較器出力の変化後、比較器出力が変化する前にキャパ
シタを第１の抵抗の両端間の電圧に充電してそれによっ
てキャパシタ電圧が実質的に三角形波形とされており、 さらに、前記キャパシタと前記比較器の反転入力との間
に接続されて前記キャパシタの三角形電圧波形を実質上
正弦波の波形に変換させる第１のローパスフィルタと、 比較器の出力から入力信号を回復する第２のローパスフ
ィルタとを具備しているスイッチング増幅器。 - 【請求項７】第１のローパスフィルタは比較器の反転入
力に接続された抵抗およびキャパシタを含んでいる請求
項６記載の増幅器。 - 【請求項８】伝播遅延のために全通過フィルタネットワ
ークを含んでいる請求項６記載の増幅器。 - 【請求項９】伝播遅延のために比較器出力とフィードバ
ック抵抗との間に付加的な増幅器段を備えている請求項
６記載の変調回路。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US817,862 | 1992-01-06 | ||
| US07/817,862 US5218315A (en) | 1992-01-06 | 1992-01-06 | Switching amplifier |
| PCT/US1992/011360 WO1993014563A1 (en) | 1992-01-06 | 1992-12-31 | Switching amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001526843A JP2001526843A (ja) | 2001-12-18 |
| JP3504660B2 true JP3504660B2 (ja) | 2004-03-08 |
Family
ID=25224041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51249693A Expired - Lifetime JP3504660B2 (ja) | 1992-01-06 | 1992-12-31 | スイッチング増幅器 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5218315A (ja) |
| EP (1) | EP0620954A4 (ja) |
| JP (1) | JP3504660B2 (ja) |
| KR (1) | KR940704082A (ja) |
| CA (1) | CA2127446A1 (ja) |
| FI (1) | FI943216A (ja) |
| MX (1) | MX9300021A (ja) |
| MY (1) | MY114758A (ja) |
| NO (1) | NO942536L (ja) |
| WO (1) | WO1993014563A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5306986A (en) * | 1992-05-20 | 1994-04-26 | Diablo Research Corporation | Zero-voltage complementary switching high efficiency class D amplifier |
| US5352986A (en) * | 1993-01-22 | 1994-10-04 | Digital Fidelity, Inc. | Closed loop power controller |
| EP0730344B1 (en) * | 1995-02-28 | 2001-08-08 | STMicroelectronics S.r.l. | Single pole negative feedback for class-D amplifier |
| DE19600593C1 (de) * | 1996-01-10 | 1997-04-03 | Schwerionenforsch Gmbh | Verstärker zum Erzeugen von Hochspannungssignalen |
| PT935846E (pt) * | 1996-10-31 | 2004-04-30 | Bang & Olufsen As | Amplificador de potencia de modulacao de impulso com um processo de controlo de cascata melhorado |
| KR100226226B1 (ko) * | 1997-02-24 | 1999-10-15 | 윤덕용 | 혼합형 증폭기 |
| US5990735A (en) * | 1997-07-02 | 1999-11-23 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for high efficiency power amplification |
| JP2001502156A (ja) * | 1997-08-12 | 2001-02-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ディジタル信号増幅装置 |
| US6188276B1 (en) * | 1998-09-21 | 2001-02-13 | Anastasios V. Simopoulos | Power amplifier |
| DE69829852T2 (de) | 1998-11-13 | 2006-03-02 | Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza | Pulsbreitenmodulierter Brückenverstärker mit konfigurierbarem Eingangsnetzwerk für analogen oder digitalen Eingang ohne Verwendung eines Dreieckwellengenerators |
| US7180758B2 (en) * | 1999-07-22 | 2007-02-20 | Mks Instruments, Inc. | Class E amplifier with inductive clamp |
| US6469919B1 (en) | 1999-07-22 | 2002-10-22 | Eni Technology, Inc. | Power supplies having protection circuits |
| US6476673B2 (en) | 2000-07-12 | 2002-11-05 | Monolithic Power Systems, Inc. | Class D audio amplifier |
| US6420930B1 (en) | 2000-07-12 | 2002-07-16 | Monolithic Power Systems, Inc. | Class D audio amplifier |
| GB0110340D0 (en) * | 2001-04-27 | 2001-06-20 | Watts Robert D | A signal processing circuit |
| KR100516014B1 (ko) | 2001-06-05 | 2005-09-26 | 네오피델리티 주식회사 | Ｐｗｍ 입력신호들의 위상들이 다른 다중채널 디지털앰프 |
| JP4434557B2 (ja) * | 2001-07-31 | 2010-03-17 | ヤマハ株式会社 | 電力増幅回路 |
| EP2215856B1 (en) * | 2007-11-29 | 2019-02-27 | Hiensch Innovations B.V. | An electrostatic speaker system |
| US8344801B2 (en) | 2010-04-02 | 2013-01-01 | Mks Instruments, Inc. | Variable class characteristic amplifier |
| US8446038B2 (en) | 2010-09-10 | 2013-05-21 | Don Roy Sauer | Energy harvesting resistor |
| CN103529376A (zh) * | 2012-07-03 | 2014-01-22 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 时钟测试电路 |
| TWI484752B (zh) * | 2012-07-24 | 2015-05-11 | Orise Technology Co Ltd | 具增強迴轉率的單增益緩衝器 |
| US9214901B2 (en) | 2012-07-27 | 2015-12-15 | Mks Instruments, Inc. | Wideband AFT power amplifier systems with frequency-based output transformer impedance balancing |
| CN107820676A (zh) * | 2015-06-25 | 2018-03-20 | 高准公司 | 用于模拟光耦合器的输入保护电路 |
| US9960784B1 (en) * | 2017-04-13 | 2018-05-01 | Hamilton Sundstrand Corporation | Analog to digital converters |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1365878A (fr) * | 1962-08-15 | 1964-07-03 | Appareil de transmission et transformation de signaux et procédé de transmission par emploi dudit appareil ou appareil similaire | |
| US4415863A (en) * | 1981-03-24 | 1983-11-15 | Pioneer Electronic Corporation | Pulse width modulation amplifier |
| JPS5967719A (ja) * | 1982-10-09 | 1984-04-17 | Nippon Gakki Seizo Kk | パルス幅変調回路 |
-
1992
- 1992-01-06 US US07/817,862 patent/US5218315A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-12-31 JP JP51249693A patent/JP3504660B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-12-31 WO PCT/US1992/011360 patent/WO1993014563A1/en not_active Application Discontinuation
- 1992-12-31 EP EP93902872A patent/EP0620954A4/en not_active Withdrawn
- 1992-12-31 CA CA002127446A patent/CA2127446A1/en not_active Abandoned
- 1992-12-31 KR KR1019940702332A patent/KR940704082A/ko not_active Application Discontinuation
-
1993
- 1993-01-06 MY MYPI93000015A patent/MY114758A/en unknown
- 1993-01-06 MX MX9300021A patent/MX9300021A/es unknown
-
1994
- 1994-07-05 FI FI943216A patent/FI943216A/fi not_active Application Discontinuation
- 1994-07-05 NO NO942536A patent/NO942536L/no unknown
Also Published As
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| FI943216A (fi) | 1994-08-05 |
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