JP3503796B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents
電力変換装置及び電力変換方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力を直流電
力に変換する電力変換装置及び電力変換方法に関する。
力に変換する電力変換装置及び電力変換方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電力を直流電力に変換する電力変換
装置が、電源回路装置として産業用に広く利用されてい
る。従来、このような電力変換装置としては、サイリス
タの整流作用を利用して交流電力を直流電力に変換する
装置が使われていた。しかし、このサイリスタを用いた
電力変換装置では、サイリスタに交流電力を入力するた
めの入力回路に各種の高調波が発生し、このため、電力
損失が増加したり、負荷に悪影響を及ぼしたりするとい
う問題がある。
装置が、電源回路装置として産業用に広く利用されてい
る。従来、このような電力変換装置としては、サイリス
タの整流作用を利用して交流電力を直流電力に変換する
装置が使われていた。しかし、このサイリスタを用いた
電力変換装置では、サイリスタに交流電力を入力するた
めの入力回路に各種の高調波が発生し、このため、電力
損失が増加したり、負荷に悪影響を及ぼしたりするとい
う問題がある。
【０００３】そこで、近年、自己消弧形スイッチング素
子を用いたＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータと一般に
呼ばれる電力変換装置が用いられるようになってきた。
このＰＷＭコンバータはスイッチング素子を備えてお
り、このスイッチング素子のスイッチオン時間とスイッ
チオフ時間とを制御することにより交流電力を直流電力
に変換するものである。
子を用いたＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータと一般に
呼ばれる電力変換装置が用いられるようになってきた。
このＰＷＭコンバータはスイッチング素子を備えてお
り、このスイッチング素子のスイッチオン時間とスイッ
チオフ時間とを制御することにより交流電力を直流電力
に変換するものである。
【０００４】ＰＷＭコンバータには、負荷に所定値の定
電流を供給する電流形タイプと、負荷に所定値の定電圧
を供給する電圧形タイプとがある。これらのタイプのう
ち電流形タイプは、汎用性の高い装置として広く使われ
ている。この電流形タイプのＰＷＭコンバータでは、例
えば、パルス幅変調信号である三角波（キャリア波）の
振幅とスイッチング素子に入力される交流電流の振幅と
を比較して、スイッチング素子をオン・オフさせるゲー
トパルスを発生し、このゲートパルスによってスイッチ
オン時間とスイッチオフ時間とを制御することにより交
流電力を直流電力に変換している。
電流を供給する電流形タイプと、負荷に所定値の定電圧
を供給する電圧形タイプとがある。これらのタイプのう
ち電流形タイプは、汎用性の高い装置として広く使われ
ている。この電流形タイプのＰＷＭコンバータでは、例
えば、パルス幅変調信号である三角波（キャリア波）の
振幅とスイッチング素子に入力される交流電流の振幅と
を比較して、スイッチング素子をオン・オフさせるゲー
トパルスを発生し、このゲートパルスによってスイッチ
オン時間とスイッチオフ時間とを制御することにより交
流電力を直流電力に変換している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記した電
流形タイプのＰＷＭコンバータでは、三角波が交流電源
に漏れることがある。そこで、この漏れを防止するため
に、通常、交流電源とスイッチング素子との間に、コン
デンサＣとインダクタンスＬとからなるＡＣフィルタを
接続させている。このＡＣフィルタは自己共振周波数を
もっており、また、交流電源には、通常、基本波の周波
数よりも高い周波数をもつ高調波成分が含まれている。
このため、この高調波成分の周波数とＡＣフィルタの自
己共振周波数とが一致して共振現象が起こり、ＰＷＭコ
ンバータに入力された交流電流（交流入力電流）が歪
む。
流形タイプのＰＷＭコンバータでは、三角波が交流電源
に漏れることがある。そこで、この漏れを防止するため
に、通常、交流電源とスイッチング素子との間に、コン
デンサＣとインダクタンスＬとからなるＡＣフィルタを
接続させている。このＡＣフィルタは自己共振周波数を
もっており、また、交流電源には、通常、基本波の周波
数よりも高い周波数をもつ高調波成分が含まれている。
このため、この高調波成分の周波数とＡＣフィルタの自
己共振周波数とが一致して共振現象が起こり、ＰＷＭコ
ンバータに入力された交流電流（交流入力電流）が歪
む。
【０００６】上記した交流電源の高調波成分は、その周
波数が低いほど振幅が大きい。従って、ＡＣフィルタの
自己共振周波数が低い場合、この低い自己共振周波数に
一致する周波数をもつ高調波成分が交流電力に存在する
と共振現象が大きくなり、交流入力電流が大きく歪む。
波数が低いほど振幅が大きい。従って、ＡＣフィルタの
自己共振周波数が低い場合、この低い自己共振周波数に
一致する周波数をもつ高調波成分が交流電力に存在する
と共振現象が大きくなり、交流入力電流が大きく歪む。
【０００７】ところで、キャリア波の漏れを防止するＡ
Ｃフィルタの自己共振周波数はキャリア波の周波数（キ
ャリア周波数）に比例し、キャリア周波数が高いほどＡ
Ｃフィルタの自己共振周波数も高い。従って、キャリア
周波数を高くしてＡＣフィルタの自己共振周波数を高く
すると、この高い自己共振周波数に一致する高調波成分
の周波数が高くなって、その分、高調波成分の振幅が小
さくなる。この結果、共振現象が軽減されて、交流入力
電流の歪みも小さくなる。しかし、キャリア周波数を高
くすると、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子をオン
・オフさせる際の損失が増え、電力変換効率が悪くなる
という問題が生じる。
Ｃフィルタの自己共振周波数はキャリア波の周波数（キ
ャリア周波数）に比例し、キャリア周波数が高いほどＡ
Ｃフィルタの自己共振周波数も高い。従って、キャリア
周波数を高くしてＡＣフィルタの自己共振周波数を高く
すると、この高い自己共振周波数に一致する高調波成分
の周波数が高くなって、その分、高調波成分の振幅が小
さくなる。この結果、共振現象が軽減されて、交流入力
電流の歪みも小さくなる。しかし、キャリア周波数を高
くすると、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子をオン
・オフさせる際の損失が増え、電力変換効率が悪くなる
という問題が生じる。
【０００８】一方、キャリア周波数が低い場合、ＡＣフ
ィルタを構成するコンデンサＣの容量やインダクタンス
Ｌの値を大きくしなければ、上述した漏れを防止できな
い。このため、ＰＷＭコンバータの電力変換効率を向上
させるためにキャリア周波数を低めると共に、上述の漏
れを防止するためにコンデンサＣの容量やインダクタン
スＬの値を大きくすると、低めたキャリア周波数に比例
してＡＣフィルタの自己共振周波数も低まる。この場
合、スイッチング素子に入力される交流電力の全ての高
調波成分の周波数よりもＡＣフィルタの自己共振周波数
が低くなる程度にコンデンサＣの容量やインダクタンス
Ｌの値を大きくすると、共振現象が抑制されて交流入力
電流の歪みが小さくなる。しかし、コンデンサＣの容量
やインダクタンスＬの値を大きくした分、コンデンサＣ
やインダクタンスＬのコストが高くなるなどの問題が生
じる。
ィルタを構成するコンデンサＣの容量やインダクタンス
Ｌの値を大きくしなければ、上述した漏れを防止できな
い。このため、ＰＷＭコンバータの電力変換効率を向上
させるためにキャリア周波数を低めると共に、上述の漏
れを防止するためにコンデンサＣの容量やインダクタン
スＬの値を大きくすると、低めたキャリア周波数に比例
してＡＣフィルタの自己共振周波数も低まる。この場
合、スイッチング素子に入力される交流電力の全ての高
調波成分の周波数よりもＡＣフィルタの自己共振周波数
が低くなる程度にコンデンサＣの容量やインダクタンス
Ｌの値を大きくすると、共振現象が抑制されて交流入力
電流の歪みが小さくなる。しかし、コンデンサＣの容量
やインダクタンスＬの値を大きくした分、コンデンサＣ
やインダクタンスＬのコストが高くなるなどの問題が生
じる。
【０００９】このように、ＡＣフィルタを構成するコン
デンサＣの容量やインダクタンスＬの値を大きくする
と、共振現象を抑制できて交流入力電流の歪みが小さく
なるものの、コンデンサＣやインダクタンスＬのコスト
アップとなるという問題が生じる。
デンサＣの容量やインダクタンスＬの値を大きくする
と、共振現象を抑制できて交流入力電流の歪みが小さく
なるものの、コンデンサＣやインダクタンスＬのコスト
アップとなるという問題が生じる。
【００１０】本発明は、上記事情に鑑み、コンデンサＣ
の容量やインダクタンスＬの値を小さくしても共振現象
を抑制して、入力された交流電流の歪みを小さくした電
力変換装置及び電力変換方法を提供することを目的とす
る。
の容量やインダクタンスＬの値を小さくしても共振現象
を抑制して、入力された交流電流の歪みを小さくした電
力変換装置及び電力変換方法を提供することを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明の第１の電力変換装置は、交流電力が入力され
るスイッチング素子を備え、このスイッチング素子のス
イッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御することに
より、このスイッチング素子に入力された交流電力を直
流電力に変換する電力変換装置において、（１）上記ス
イッチング素子に入力される交流電力のうち、所定の周
波数よりも高い周波数をもつ高調波成分を検出する第１
の高調波検出手段（２）この第１の高調波検出手段によ
って検出された高調波成分に基づいて、この検出された
高調波成分を打ち消すように上記スイッチング素子のス
イッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御する第１の
制御手段を備えたことを特徴とするものである。
の本発明の第１の電力変換装置は、交流電力が入力され
るスイッチング素子を備え、このスイッチング素子のス
イッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御することに
より、このスイッチング素子に入力された交流電力を直
流電力に変換する電力変換装置において、（１）上記ス
イッチング素子に入力される交流電力のうち、所定の周
波数よりも高い周波数をもつ高調波成分を検出する第１
の高調波検出手段（２）この第１の高調波検出手段によ
って検出された高調波成分に基づいて、この検出された
高調波成分を打ち消すように上記スイッチング素子のス
イッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御する第１の
制御手段を備えたことを特徴とするものである。
【００１２】また、上記目的を達成するための本発明の
第２の電力変換装置は、交流電源に接続されるスイッチ
ング素子と、このスイッチング素子をオンオフさせるゲ
ートパルスを生成するためのキャリアを発生するキャリ
ア発生器と、このキャリア発生器で発生したキャリアが
上記交流電源に漏れることを防止するＡＣフィルタとを
備え、上記キャリア発生器で発生したキャリアに基づい
てゲートパルスを生成して上記スイッチング素子のスイ
ッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御することによ
り、このスイッチング素子に入力された交流電力を直流
電力に変換する電力変換装置において、（３）上記スイ
ッチング素子に入力される交流電力のうちの、上記ＡＣ
フィルタの有する自己共振周波数に一致する周波数を有
する高調波成分を検出する第２の高調波検出手段（４）
この第２の高調波検出手段によって検出された高調波成
分に基づいて、この検出された高調波成分を打ち消すよ
うに上記スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッ
チオフ時間とを制御する第２の制御手段を備えたことを
特徴とするものである。
第２の電力変換装置は、交流電源に接続されるスイッチ
ング素子と、このスイッチング素子をオンオフさせるゲ
ートパルスを生成するためのキャリアを発生するキャリ
ア発生器と、このキャリア発生器で発生したキャリアが
上記交流電源に漏れることを防止するＡＣフィルタとを
備え、上記キャリア発生器で発生したキャリアに基づい
てゲートパルスを生成して上記スイッチング素子のスイ
ッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御することによ
り、このスイッチング素子に入力された交流電力を直流
電力に変換する電力変換装置において、（３）上記スイ
ッチング素子に入力される交流電力のうちの、上記ＡＣ
フィルタの有する自己共振周波数に一致する周波数を有
する高調波成分を検出する第２の高調波検出手段（４）
この第２の高調波検出手段によって検出された高調波成
分に基づいて、この検出された高調波成分を打ち消すよ
うに上記スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッ
チオフ時間とを制御する第２の制御手段を備えたことを
特徴とするものである。
【００１３】また、上記目的を達成するための本発明の
第１の電力変換方法は、スイッチング素子のスイッチオ
ン時間とスイッチオフ時間とを制御することにより、こ
のスイッチング素子に入力された交流電力を直流電力に
変換する電力変換方法において、（５）上記スイッチン
グ素子に入力された交流電力のうち、所定の周波数より
も高い周波数をもつ高調波成分を打ち消すと共に上記所
定の周波数をもつ交流電力を直流電力に変換するように
上記スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオ
フ時間とを制御することにより、このスイッチング素子
に入力された交流電力を直流電力に変換することを特徴
とするものである。
第１の電力変換方法は、スイッチング素子のスイッチオ
ン時間とスイッチオフ時間とを制御することにより、こ
のスイッチング素子に入力された交流電力を直流電力に
変換する電力変換方法において、（５）上記スイッチン
グ素子に入力された交流電力のうち、所定の周波数より
も高い周波数をもつ高調波成分を打ち消すと共に上記所
定の周波数をもつ交流電力を直流電力に変換するように
上記スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオ
フ時間とを制御することにより、このスイッチング素子
に入力された交流電力を直流電力に変換することを特徴
とするものである。
【００１４】また、上記目的を達成するための本発明の
第２の電力変換方法は、交流電源に接続されるスイッチ
ング素子をオンオフさせるゲートパルスを生成するため
のキャリアを発生すると共に、発生したキャリアが上記
交流電源に漏れることをＡＣフィルタによって防止しな
がら、上記キャリアに基づいてゲートパルスを生成して
上記スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオ
フ時間とを制御することにより、このスイッチング素子
に入力された交流電力を直流電力に変換する電力変換方
法において、（６）上記スイッチング素子に入力される
交流電力のうちの、上記ＡＣフィルタの有する自己共振
周波数に一致する周波数を有する高調波成分を打ち消す
と共にこの高調波成分以外の交流電力を直流電力に変換
するように、上記スイッチング素子のスイッチオン時間
とスイッチオフ時間とを制御することにより、このスイ
ッチング素子に入力された交流電力を直流電力に変換す
ることを特徴とするものである。
第２の電力変換方法は、交流電源に接続されるスイッチ
ング素子をオンオフさせるゲートパルスを生成するため
のキャリアを発生すると共に、発生したキャリアが上記
交流電源に漏れることをＡＣフィルタによって防止しな
がら、上記キャリアに基づいてゲートパルスを生成して
上記スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオ
フ時間とを制御することにより、このスイッチング素子
に入力された交流電力を直流電力に変換する電力変換方
法において、（６）上記スイッチング素子に入力される
交流電力のうちの、上記ＡＣフィルタの有する自己共振
周波数に一致する周波数を有する高調波成分を打ち消す
と共にこの高調波成分以外の交流電力を直流電力に変換
するように、上記スイッチング素子のスイッチオン時間
とスイッチオフ時間とを制御することにより、このスイ
ッチング素子に入力された交流電力を直流電力に変換す
ることを特徴とするものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を説明する。
施形態を説明する。
【００１６】図１は、本発明の電力変換装置の概略構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【００１７】電力変換装置１０は、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗ
で構成される三相交流電源２０に接続されており、この
三相交流電源２０から供給された交流電力を直流電力に
変換して負荷１００に所定値の定電流を供給する。
で構成される三相交流電源２０に接続されており、この
三相交流電源２０から供給された交流電力を直流電力に
変換して負荷１００に所定値の定電流を供給する。
【００１８】各交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗには、それぞれ直列
にインダクタンス３２，３４，３６が接続されており、
これらインダクタンス３２，３４，３６によってフィル
タ用インダクタンス回路３０が形成されている。このフ
ィルタ用インダクタンス回路３０は、後述するＩＧＢＴ
（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ ＢｉｐｏｌａｒＴｒ
ａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラモードトラン
ジスタの略語であり、本発明にいうスイッチング素子の
一例である）１１２，１１４，１１６，１１８，１１
９，１２０をオン・オフしたときに発生するサージ電流
を抑制する。また、各インダクタンス３２，３４，３６
には、コンデンサ５２，５４，５６で構成されるフィル
タ用コンデンサ回路５０が接続されている。このフィル
タ用コンデンサ回路５０には、ＩＧＢＴ１１２，１１
４，１１６，１１８，１１９，１２０をオン・オフした
ときに発生するサージ電圧が吸収される。上述したフィ
ルタ用インダクタンス回路３０とフィルタ用コンデンサ
回路５０とで本発明にいうＡＣフィルタが構成されてお
り、このＡＣフィルタによって、後述するキャリア発生
器１５２（図２参照）で発生したキャリアが三相交流電
源２０に漏れることが防止されている。また、このＡＣ
フィルタは自己共振周波数を有している。
にインダクタンス３２，３４，３６が接続されており、
これらインダクタンス３２，３４，３６によってフィル
タ用インダクタンス回路３０が形成されている。このフ
ィルタ用インダクタンス回路３０は、後述するＩＧＢＴ
（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ ＢｉｐｏｌａｒＴｒ
ａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラモードトラン
ジスタの略語であり、本発明にいうスイッチング素子の
一例である）１１２，１１４，１１６，１１８，１１
９，１２０をオン・オフしたときに発生するサージ電流
を抑制する。また、各インダクタンス３２，３４，３６
には、コンデンサ５２，５４，５６で構成されるフィル
タ用コンデンサ回路５０が接続されている。このフィル
タ用コンデンサ回路５０には、ＩＧＢＴ１１２，１１
４，１１６，１１８，１１９，１２０をオン・オフした
ときに発生するサージ電圧が吸収される。上述したフィ
ルタ用インダクタンス回路３０とフィルタ用コンデンサ
回路５０とで本発明にいうＡＣフィルタが構成されてお
り、このＡＣフィルタによって、後述するキャリア発生
器１５２（図２参照）で発生したキャリアが三相交流電
源２０に漏れることが防止されている。また、このＡＣ
フィルタは自己共振周波数を有している。
【００１９】三相交流電源２０は、６個のＩＧＢＴ１１
２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０を備えた
スイッチング回路１１０に接続されている。ＩＧＢＴ１
１２のコレクタとＩＧＢＴ１１８のエミッタとが接続さ
れており、これらには交流電源Ｕが接続されている。ま
た、ＩＧＢＴ１１４のコレクタとＩＧＢＴ１１９のエミ
ッタとが接続されており、これらには交流電源Ｖが接続
されている。また、ＩＧＢＴ１１６のコレクタとＩＧＢ
Ｔ１２０のエミッタとが接続されており、これらには交
流電源Ｗが接続されている。これら３組のＩＧＢＴ１１
２，１１８、ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１
１６，１２０は互いに並列に接続されている。また、Ｉ
ＧＢＴ１１２，１１４，１１６のエミッタには、それぞ
れ、ダイオード１２２，１２４，１２６が接続されてお
り、これにより、各ＩＧＢＴ１１２，１１４，１１６が
逆電圧から保護されている。一方、ＩＧＢＴ１１８，１
１９，１２０のコレクタには、それぞれ、ダイオード１
２８，１２９，１３０が接続されており、これにより、
各ＩＧＢＴ１１８，１１９，１２０が逆電圧から保護さ
れている。
２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０を備えた
スイッチング回路１１０に接続されている。ＩＧＢＴ１
１２のコレクタとＩＧＢＴ１１８のエミッタとが接続さ
れており、これらには交流電源Ｕが接続されている。ま
た、ＩＧＢＴ１１４のコレクタとＩＧＢＴ１１９のエミ
ッタとが接続されており、これらには交流電源Ｖが接続
されている。また、ＩＧＢＴ１１６のコレクタとＩＧＢ
Ｔ１２０のエミッタとが接続されており、これらには交
流電源Ｗが接続されている。これら３組のＩＧＢＴ１１
２，１１８、ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１
１６，１２０は互いに並列に接続されている。また、Ｉ
ＧＢＴ１１２，１１４，１１６のエミッタには、それぞ
れ、ダイオード１２２，１２４，１２６が接続されてお
り、これにより、各ＩＧＢＴ１１２，１１４，１１６が
逆電圧から保護されている。一方、ＩＧＢＴ１１８，１
１９，１２０のコレクタには、それぞれ、ダイオード１
２８，１２９，１３０が接続されており、これにより、
各ＩＧＢＴ１１８，１１９，１２０が逆電圧から保護さ
れている。
【００２０】上述した３組のＩＧＢＴ１１２，１１８、
ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１１６，１２０
にはフィルタ用リアクトル８０が直列に接続されてい
る。このフィルタ用リアクトル８０は、スイッチング回
路１１０から出力された電力のキャリア波のリップルを
平滑にするためのものである。
ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１１６，１２０
にはフィルタ用リアクトル８０が直列に接続されてい
る。このフィルタ用リアクトル８０は、スイッチング回
路１１０から出力された電力のキャリア波のリップルを
平滑にするためのものである。
【００２１】また、上述した３組のＩＧＢＴ１１２，１
１８、ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１１６，
１２０には環流用ダイオード９０が並列に接続されてお
り、この環流用ダイオード９０によって、フィルタ用リ
アクトル８０に蓄えられた電力が負荷１００に供給され
る。
１８、ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１１６，
１２０には環流用ダイオード９０が並列に接続されてお
り、この環流用ダイオード９０によって、フィルタ用リ
アクトル８０に蓄えられた電力が負荷１００に供給され
る。
【００２２】各交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗには、これら交流電
源Ｕ，Ｖ，Ｗからスイッチング回路１１０に入力される
交流電流を検出する電流検出回路４０が接続されてい
る。電流検出回路４０はハイパスフィルタ（本発明にい
う第２の高調波検出手段の一例である）６０に接続され
ている。電流検出回路４０で検出された交流電流のう
ち、上述したＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一
致する周波数を有する交流電流（本発明にいう高調波成
分の一例である）ＩH がハイパスフィルタ６０を通過す
る。
源Ｕ，Ｖ，Ｗからスイッチング回路１１０に入力される
交流電流を検出する電流検出回路４０が接続されてい
る。電流検出回路４０はハイパスフィルタ（本発明にい
う第２の高調波検出手段の一例である）６０に接続され
ている。電流検出回路４０で検出された交流電流のう
ち、上述したＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一
致する周波数を有する交流電流（本発明にいう高調波成
分の一例である）ＩH がハイパスフィルタ６０を通過す
る。
【００２３】ハイパスフィルタ６０は、図２で説明する
ＰＷＭ制御回路（本発明にいう第２の制御手段の一例で
ある）７０に接続されている。このＰＷＭ制御回路７０
によって、ハイパスフィルタ６０を通過した高調波成分
と後述する所定の信号とに基づいて、ＩＧＢＴ１１２，
１１４，１１６，１１８，１１９，１２０のスイッチオ
ン時間とスイッチオフ時間とが制御され、これにより、
三相交流電源２０からスイッチング回路１１０に入力さ
れた交流電力が直流電力に変換されて負荷１００に所定
値の定電流が供給される。
ＰＷＭ制御回路（本発明にいう第２の制御手段の一例で
ある）７０に接続されている。このＰＷＭ制御回路７０
によって、ハイパスフィルタ６０を通過した高調波成分
と後述する所定の信号とに基づいて、ＩＧＢＴ１１２，
１１４，１１６，１１８，１１９，１２０のスイッチオ
ン時間とスイッチオフ時間とが制御され、これにより、
三相交流電源２０からスイッチング回路１１０に入力さ
れた交流電力が直流電力に変換されて負荷１００に所定
値の定電流が供給される。
【００２４】図２を参照して、ＰＷＭ制御回路７０につ
いて説明する。
いて説明する。
【００２５】図２は、ＰＷＭ制御回路７０の概略構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【００２６】ＰＷＭ制御回路７０は、上述したハイパス
フィルタ６０を通過した交流電流ＩH が入力されて所定
の第１の信号に変換される高調波電流入力部１４０と、
負荷１００（図１参照）に供給された直流電流ＩDCが入
力されて所定の第２の信号に変換される直流電力入力部
１４２と、所望の値をもつ電流ＩREF が入力されて所定
の第３の信号に変換される指令値入力部１４４とを備え
ている。
フィルタ６０を通過した交流電流ＩH が入力されて所定
の第１の信号に変換される高調波電流入力部１４０と、
負荷１００（図１参照）に供給された直流電流ＩDCが入
力されて所定の第２の信号に変換される直流電力入力部
１４２と、所望の値をもつ電流ＩREF が入力されて所定
の第３の信号に変換される指令値入力部１４４とを備え
ている。
【００２７】また、ＰＷＭ制御回路７０は、高調波電流
入力部１４０に接続された極性反転回路１４６を備えて
いる。この極性反転回路１４６では、スイッチング回路
１１０（図１参照）に入力される交流電流の基本波の極
性が正のときは、上記した第１の信号の極性は反転され
ないが、基本波の極性が負のときは、第１の信号の極性
が反転される。このように、極性反転回路１４６では、
基本波の半周期ごとに第１の信号の極性が反転される。
入力部１４０に接続された極性反転回路１４６を備えて
いる。この極性反転回路１４６では、スイッチング回路
１１０（図１参照）に入力される交流電流の基本波の極
性が正のときは、上記した第１の信号の極性は反転され
ないが、基本波の極性が負のときは、第１の信号の極性
が反転される。このように、極性反転回路１４６では、
基本波の半周期ごとに第１の信号の極性が反転される。
【００２８】さらに、ＰＷＭ制御回路７０は、極性反転
回路１４６、直流電力入力部１４２、及び指令値入力部
１４４に接続された加算器１４８を備えており、この加
算器１４８では、第１，第２，及び第３の信号が加算さ
れる。この加算に当っては、第３の信号の極性はそのま
まであるが、第１及び第２の信号の極性は逆の極性にさ
れて加算される。
回路１４６、直流電力入力部１４２、及び指令値入力部
１４４に接続された加算器１４８を備えており、この加
算器１４８では、第１，第２，及び第３の信号が加算さ
れる。この加算に当っては、第３の信号の極性はそのま
まであるが、第１及び第２の信号の極性は逆の極性にさ
れて加算される。
【００２９】さらにまた、ＰＷＭ制御回路７０は、ＰＩ
制御器や正弦波生成器などを有する基準信号生成部１５
０を備えている。基準信号生成部１５０では、ＩＧＢＴ
１１２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０（図
１参照）をオン・オフさせるゲートパルスを発生させる
際の基準になる交流電流を表す基準信号波形が、加算器
１４８で加算された結果に基づいて生成される。また、
ＰＷＭ制御回路７０は、パルス幅変調信号である三角波
（キャリア）を発生するキャリア発生部１５２と、この
キャリア発生部１５２で発生させたキャリアの波形と上
記の基準信号波形との大小を比較して、ＩＧＢＴ１１
２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０（図１参
照）をオン・オフさせるゲートパルスを発生するコンパ
レータ１５４を備えている。
制御器や正弦波生成器などを有する基準信号生成部１５
０を備えている。基準信号生成部１５０では、ＩＧＢＴ
１１２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０（図
１参照）をオン・オフさせるゲートパルスを発生させる
際の基準になる交流電流を表す基準信号波形が、加算器
１４８で加算された結果に基づいて生成される。また、
ＰＷＭ制御回路７０は、パルス幅変調信号である三角波
（キャリア）を発生するキャリア発生部１５２と、この
キャリア発生部１５２で発生させたキャリアの波形と上
記の基準信号波形との大小を比較して、ＩＧＢＴ１１
２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０（図１参
照）をオン・オフさせるゲートパルスを発生するコンパ
レータ１５４を備えている。
【００３０】従来のＰＷＭ制御回路では、負荷に供給さ
れた直流電流ＩDCと所望の値をもつ電流ＩREF とに基づ
いて、スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチ
オフ時間との比（デューティ比）を制御するゲートパル
スが生成されるが、本実施形態のＰＷＭ制御回路７０で
は、上述したように、直流電流ＩDCと電流ＩREF とに、
ハイパスフィルタ６０を通過した交流電流ＩH がフィー
ドバック情報として加味されて、これら３つの電流値に
基づいて、ゲートパルスが生成される。交流電流ＩH
は、上述したように、フィルタ用インダクタンス回路３
０（図１参照）とフィルタ用コンデンサ回路５０とで構
成されるＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致す
る周波数を有している。このため、交流電流ＩH をフィ
ードバック情報として加味して共振現象を抑制すること
により、フィルタ用インダクタンス回路３０の値とフィ
ルタ用コンデンサ回路５０の容量とを小さくしても、電
力変換装置１０に入力された交流電流（交流入力電流）
の歪みを小さくできる。この結果、スイッチング回路１
１０からは歪みの小さい交流電流が出力されることとな
る。
れた直流電流ＩDCと所望の値をもつ電流ＩREF とに基づ
いて、スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチ
オフ時間との比（デューティ比）を制御するゲートパル
スが生成されるが、本実施形態のＰＷＭ制御回路７０で
は、上述したように、直流電流ＩDCと電流ＩREF とに、
ハイパスフィルタ６０を通過した交流電流ＩH がフィー
ドバック情報として加味されて、これら３つの電流値に
基づいて、ゲートパルスが生成される。交流電流ＩH
は、上述したように、フィルタ用インダクタンス回路３
０（図１参照）とフィルタ用コンデンサ回路５０とで構
成されるＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致す
る周波数を有している。このため、交流電流ＩH をフィ
ードバック情報として加味して共振現象を抑制すること
により、フィルタ用インダクタンス回路３０の値とフィ
ルタ用コンデンサ回路５０の容量とを小さくしても、電
力変換装置１０に入力された交流電流（交流入力電流）
の歪みを小さくできる。この結果、スイッチング回路１
１０からは歪みの小さい交流電流が出力されることとな
る。
【００３１】次に、上述したＰＷＭ制御回路７０の動作
の一例を説明する。
の一例を説明する。
【００３２】例えば、３組のＩＧＢＴ１１２，１１８、
ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１１６，１２０
のうちのいずれか（ここでは、ＩＧＢＴ１１２，１１８
とする）に入力される交流電流の基本波が正の場合、こ
の交流電流に含まれる高調波成分の周波数がＡＣフィル
タの自己共振周波数に一致して起こる共振現象に起因し
て、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力される交流電流値が
基本波の電流値よりも増加する傾向にあるときは、上述
したＡＣフィルタの自己共振周波数に一致する周波数を
有する交流電流がハイパスフィルタ６０（図１参照）を
介してＰＷＭ制御回路７０にフィードバックされる。Ｐ
ＷＭ制御回路７０では、上述したように、このフィード
バックされた情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF とに基づ
いて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューティ比を減
少するように動作される。これにより、ＡＣフィルタの
自己共振周波数に一致する周波数を有する交流電流が打
ち消されて（即ち、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力され
た交流電流のうち、基本波の電流値を超える分の増加が
抑えられて）交流入力電流の高調波成分が抑制されるこ
ととなり、歪みの小さい交流入力電流が得られる。
ＩＧＢＴ１１４，１１９、及びＩＧＢＴ１１６，１２０
のうちのいずれか（ここでは、ＩＧＢＴ１１２，１１８
とする）に入力される交流電流の基本波が正の場合、こ
の交流電流に含まれる高調波成分の周波数がＡＣフィル
タの自己共振周波数に一致して起こる共振現象に起因し
て、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力される交流電流値が
基本波の電流値よりも増加する傾向にあるときは、上述
したＡＣフィルタの自己共振周波数に一致する周波数を
有する交流電流がハイパスフィルタ６０（図１参照）を
介してＰＷＭ制御回路７０にフィードバックされる。Ｐ
ＷＭ制御回路７０では、上述したように、このフィード
バックされた情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF とに基づ
いて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューティ比を減
少するように動作される。これにより、ＡＣフィルタの
自己共振周波数に一致する周波数を有する交流電流が打
ち消されて（即ち、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力され
た交流電流のうち、基本波の電流値を超える分の増加が
抑えられて）交流入力電流の高調波成分が抑制されるこ
ととなり、歪みの小さい交流入力電流が得られる。
【００３３】一方、基本波の電流が正の場合であって
も、上述の共振現象に起因して、ＩＧＢＴ１１２，１１
８に入力される交流電流が基本波の電流よりも減少する
傾向にあるときは、上述したＡＣフィルタの自己共振周
波数に一致する周波数を有する交流電流がハイパスフィ
ルタ６０（図１参照）を介してＰＷＭ制御回路７０にフ
ィードバックされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデ
ューティ比を増加するように動作される。この結果、Ｉ
ＧＢＴ１１２，１１８に入力された交流電流のうち、基
本波の電流値を下回る分の減少が抑えられて、歪みの小
さい交流入力電流が得られる。
も、上述の共振現象に起因して、ＩＧＢＴ１１２，１１
８に入力される交流電流が基本波の電流よりも減少する
傾向にあるときは、上述したＡＣフィルタの自己共振周
波数に一致する周波数を有する交流電流がハイパスフィ
ルタ６０（図１参照）を介してＰＷＭ制御回路７０にフ
ィードバックされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデ
ューティ比を増加するように動作される。この結果、Ｉ
ＧＢＴ１１２，１１８に入力された交流電流のうち、基
本波の電流値を下回る分の減少が抑えられて、歪みの小
さい交流入力電流が得られる。
【００３４】また、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力され
る交流電流の基本波が負の場合、上述の共振現象に起因
して、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力される交流電流の
値が基本波の電流の値よりも減少する傾向にあるとき
も、上述したＡＣフィルタの自己共振周波数に一致する
周波数を有する交流電流がハイパスフィルタ６０（図１
参照）を介してＰＷＭ制御回路７０にフィードバックさ
れる。ＰＷＭ制御回路７０では、上述したように、この
フィードバックされた情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF
とに基づいて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューテ
ィ比を減少するように動作される。これにより、ＩＧＢ
Ｔ１１２，１１８に入力された交流電流のうち、基本波
の電流値を減少させる分が抑えられて、歪みの小さい交
流入力電流が得られる。
る交流電流の基本波が負の場合、上述の共振現象に起因
して、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力される交流電流の
値が基本波の電流の値よりも減少する傾向にあるとき
も、上述したＡＣフィルタの自己共振周波数に一致する
周波数を有する交流電流がハイパスフィルタ６０（図１
参照）を介してＰＷＭ制御回路７０にフィードバックさ
れる。ＰＷＭ制御回路７０では、上述したように、この
フィードバックされた情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF
とに基づいて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューテ
ィ比を減少するように動作される。これにより、ＩＧＢ
Ｔ１１２，１１８に入力された交流電流のうち、基本波
の電流値を減少させる分が抑えられて、歪みの小さい交
流入力電流が得られる。
【００３５】一方、基本波の電流が負の場合であって
も、上述の共振現象に起因してＩＧＢＴ１１２，１１８
に入力される交流電流の値が基本波の電流値よりも増加
する傾向にあるときは、上述したＡＣフィルタの自己共
振周波数に一致する周波数を有する交流電流がハイパス
フィルタ６０（図１参照）を介してＰＷＭ制御回路７０
にフィードバックされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそ
のデューティ比を増加するように動作される。この結
果、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力された交流電流のう
ち、基本波の電流値を増加させる分が抑えられて、歪み
の小さい交流入力電流が得られる。
も、上述の共振現象に起因してＩＧＢＴ１１２，１１８
に入力される交流電流の値が基本波の電流値よりも増加
する傾向にあるときは、上述したＡＣフィルタの自己共
振周波数に一致する周波数を有する交流電流がハイパス
フィルタ６０（図１参照）を介してＰＷＭ制御回路７０
にフィードバックされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそ
のデューティ比を増加するように動作される。この結
果、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力された交流電流のう
ち、基本波の電流値を増加させる分が抑えられて、歪み
の小さい交流入力電流が得られる。
【００３６】このようにして、上述したＡＣフィルタの
自己共振周波数に一致する周波数を有する交流電流がＰ
ＷＭ制御回路７０にフィードバックされて、共振現象が
抑制されるので、歪みの小さい交流入力電流が得られ
る。従って、ＡＣフィルタを構成するフィルタ用コンデ
ンサ回路５０の容量やフィルタ用インダクタンス回路３
０の値を小さくしても、歪みの小さい交流入力電流が得
られる。例えば、従来では、３０μＦのコンデンサと
０．５ｍＨのインダクタンスとからなるＡＣフィルタを
用いると、歪みの小さい交流入力電流が得られたが、本
実施形態によれば、コンデンサの容量を１０μＦにして
も、従来と同様に歪みの小さい交流入力電流が得られ
た。
自己共振周波数に一致する周波数を有する交流電流がＰ
ＷＭ制御回路７０にフィードバックされて、共振現象が
抑制されるので、歪みの小さい交流入力電流が得られ
る。従って、ＡＣフィルタを構成するフィルタ用コンデ
ンサ回路５０の容量やフィルタ用インダクタンス回路３
０の値を小さくしても、歪みの小さい交流入力電流が得
られる。例えば、従来では、３０μＦのコンデンサと
０．５ｍＨのインダクタンスとからなるＡＣフィルタを
用いると、歪みの小さい交流入力電流が得られたが、本
実施形態によれば、コンデンサの容量を１０μＦにして
も、従来と同様に歪みの小さい交流入力電流が得られ
た。
【００３７】図３、図４、及び図５に、電力変換装置１
０（図１参照）で得られた交流入力電流の波形を従来の
技術によるものと比較して示す。
０（図１参照）で得られた交流入力電流の波形を従来の
技術によるものと比較して示す。
【００３８】図３は、ＡＣフィルタを付けない時に入力
される交流電力の波形を示すグラフであり、上の波形は
電圧を示し、下の波形は電流を示す。図４は、１５μＦ
のコンデンサと０．５ｍＨのインダクタンスとからなる
ＡＣフィルタを用いたときの従来の技術による交流入力
電力の波形であり、上の波形は電圧を示し、下の波形は
電流を示す。また、図５は、１０μＦのコンデンサと
０．５ｍＨのインダクタンスとからなるＡＣフィルタを
用いたときの交流入力電力の波形、即ち、電力変換装置
に入力された交流電力の波形であり、上の波形は電圧を
示し、下の波形は電流を示す。各図とも、縦軸の一目盛
は２００Ｖもしくは１０Ａを表し、横軸の一目盛は５ｍ
ｓ（５×１０-3秒）を表す。
される交流電力の波形を示すグラフであり、上の波形は
電圧を示し、下の波形は電流を示す。図４は、１５μＦ
のコンデンサと０．５ｍＨのインダクタンスとからなる
ＡＣフィルタを用いたときの従来の技術による交流入力
電力の波形であり、上の波形は電圧を示し、下の波形は
電流を示す。また、図５は、１０μＦのコンデンサと
０．５ｍＨのインダクタンスとからなるＡＣフィルタを
用いたときの交流入力電力の波形、即ち、電力変換装置
に入力された交流電力の波形であり、上の波形は電圧を
示し、下の波形は電流を示す。各図とも、縦軸の一目盛
は２００Ｖもしくは１０Ａを表し、横軸の一目盛は５ｍ
ｓ（５×１０-3秒）を表す。
【００３９】図３に示すように、ＡＣフィルタを付けな
いことで、キャリア波が三相交流電源に漏れる。そこ
で、１５μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダクタン
スとからなるＡＣフィルタを用いた従来の技術によって
キャリア波の漏れが抑制されたが、共振現象に起因し
て、入力される交流電流の歪みは大きい。この結果が図
４に示すグラフである。そこで、本発明の技術を採用し
て１０μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダクタンス
とからなるＡＣフィルタを用いた電力変換装置１０（図
１参照）によって交流入力電流の歪みを小さくした。こ
の結果が図５に示すグラフであり、十分に歪みの小さい
交流入力電流が得られた。なお、図５に示す交流入力電
流は、３０μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダクタ
ンスとからなるＡＣフィルタを用いた従来の技術によっ
ても得られるが、コンデンサの容量を電力変換装置１０
よりも２０μＦ高くしたので、その分、コストアップと
なる。
いことで、キャリア波が三相交流電源に漏れる。そこ
で、１５μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダクタン
スとからなるＡＣフィルタを用いた従来の技術によって
キャリア波の漏れが抑制されたが、共振現象に起因し
て、入力される交流電流の歪みは大きい。この結果が図
４に示すグラフである。そこで、本発明の技術を採用し
て１０μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダクタンス
とからなるＡＣフィルタを用いた電力変換装置１０（図
１参照）によって交流入力電流の歪みを小さくした。こ
の結果が図５に示すグラフであり、十分に歪みの小さい
交流入力電流が得られた。なお、図５に示す交流入力電
流は、３０μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダクタ
ンスとからなるＡＣフィルタを用いた従来の技術によっ
ても得られるが、コンデンサの容量を電力変換装置１０
よりも２０μＦ高くしたので、その分、コストアップと
なる。
【００４０】上述した実施形態では、ＡＣフィルタの自
己共振周波数に一致する周波数を有する交流電流をＰＷ
Ｍ制御回路７０にフィードバックして、共振現象に起因
する電流値の変動分を無くすようにしたが、ＩＧＢＴ１
１２，１１８に入力された交流電流のうち、この交流電
流の基本波の周波数よりも高い周波数を有する高調波成
分を検出して、ＰＷＭ制御回路７０にフィードバックし
ても、以下に説明するように、歪みの小さい交流入力電
流が得られることとなる。
己共振周波数に一致する周波数を有する交流電流をＰＷ
Ｍ制御回路７０にフィードバックして、共振現象に起因
する電流値の変動分を無くすようにしたが、ＩＧＢＴ１
１２，１１８に入力された交流電流のうち、この交流電
流の基本波の周波数よりも高い周波数を有する高調波成
分を検出して、ＰＷＭ制御回路７０にフィードバックし
ても、以下に説明するように、歪みの小さい交流入力電
流が得られることとなる。
【００４１】基本波の周波数（本発明にいう所定の周波
数の一例である）よりも高い周波数を有する高調波成分
を検出するためには、この高調波成分が、図１に示した
ハイパスフィルタ６０を通過するようにする。従って、
ここでは、ハイパスフィルタ６０が、本発明にいう第１
の高調波検出手段に該当する。
数の一例である）よりも高い周波数を有する高調波成分
を検出するためには、この高調波成分が、図１に示した
ハイパスフィルタ６０を通過するようにする。従って、
ここでは、ハイパスフィルタ６０が、本発明にいう第１
の高調波検出手段に該当する。
【００４２】この場合のＰＷＭ制御回路７０の動作の一
例を説明する。
例を説明する。
【００４３】例えばＩＧＢＴ１１２，１１８に入力され
る交流電流の基本波が正の場合、基本波の周波数よりも
高い周波数を有する高調波成分に起因して、ＩＧＢＴ１
１２，１１８に入力される交流電流が基本波の電流より
も増加する傾向にあるときは、上述した高調波成分がハ
イパスフィルタ６０（図１参照）を介してＰＷＭ制御回
路７０にフィードバックされる。ＰＷＭ制御回路７０
（ここでは、本発明にいう第１の制御手段の一例であ
る）では、上述したように、このフィードバックされた
情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF とに基づいて、ＩＧＢ
Ｔ１１２，１１８がそのデューティ比を減少するように
動作される。これにより、上述した高調波成分が打ち消
されて（即ち、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力された交
流電流のうち、基本波の電流値を超える分の増加が抑え
られて）、歪みの小さい交流入力電流が得られる。
る交流電流の基本波が正の場合、基本波の周波数よりも
高い周波数を有する高調波成分に起因して、ＩＧＢＴ１
１２，１１８に入力される交流電流が基本波の電流より
も増加する傾向にあるときは、上述した高調波成分がハ
イパスフィルタ６０（図１参照）を介してＰＷＭ制御回
路７０にフィードバックされる。ＰＷＭ制御回路７０
（ここでは、本発明にいう第１の制御手段の一例であ
る）では、上述したように、このフィードバックされた
情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF とに基づいて、ＩＧＢ
Ｔ１１２，１１８がそのデューティ比を減少するように
動作される。これにより、上述した高調波成分が打ち消
されて（即ち、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力された交
流電流のうち、基本波の電流値を超える分の増加が抑え
られて）、歪みの小さい交流入力電流が得られる。
【００４４】一方、基本波の電流が正の場合であって
も、上述の高調波成分に起因して、ＩＧＢＴ１１２，１
１８に入力される交流電流が基本波の電流よりも減少す
る傾向にあるときは、上述した高調波成分がハイパスフ
ィルタ６０を介してＰＷＭ制御回路７０にフィードバッ
クされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューティ比
を増加するように動作される。この結果、ＩＧＢＴ１１
２，１１８に入力された交流電流のうち、基本波の電流
値を下回る分の減少が抑えられて、歪みの小さい交流入
力電流が得られる。
も、上述の高調波成分に起因して、ＩＧＢＴ１１２，１
１８に入力される交流電流が基本波の電流よりも減少す
る傾向にあるときは、上述した高調波成分がハイパスフ
ィルタ６０を介してＰＷＭ制御回路７０にフィードバッ
クされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューティ比
を増加するように動作される。この結果、ＩＧＢＴ１１
２，１１８に入力された交流電流のうち、基本波の電流
値を下回る分の減少が抑えられて、歪みの小さい交流入
力電流が得られる。
【００４５】また、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力され
る交流電流の基本波が負の場合、上述の高調波成分に起
因して、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力される交流電流
の値が基本波の電流の値よりも減少する傾向にあるとき
も、上述した高調波成分がハイパスフィルタ６０を介し
てＰＷＭ制御回路７０にフィードバックされる。ＰＷＭ
制御回路７０では、上述したように、このフィードバッ
クされた情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF とに基づい
て、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューティ比を減少
するように動作される。これにより、ＩＧＢＴ１１２，
１１８に入力された交流電流のうち、基本波の電流値を
減少させる分が抑えられて、歪みの小さい交流入力電流
が得られる。
る交流電流の基本波が負の場合、上述の高調波成分に起
因して、ＩＧＢＴ１１２，１１８に入力される交流電流
の値が基本波の電流の値よりも減少する傾向にあるとき
も、上述した高調波成分がハイパスフィルタ６０を介し
てＰＷＭ制御回路７０にフィードバックされる。ＰＷＭ
制御回路７０では、上述したように、このフィードバッ
クされた情報と直流電流ＩDCと電流ＩREF とに基づい
て、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデューティ比を減少
するように動作される。これにより、ＩＧＢＴ１１２，
１１８に入力された交流電流のうち、基本波の電流値を
減少させる分が抑えられて、歪みの小さい交流入力電流
が得られる。
【００４６】一方、基本波の電流が負の場合であって
も、上述の高調波成分に起因して、ＩＧＢＴ１１２，１
１８に入力される交流電流の値が基本波の電流の値より
も増加する傾向にあるときは、上述した高調波成分がハ
イパスフィルタ６０を介してＰＷＭ制御回路７０にフィ
ードバックされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデュ
ーティ比を増加するように動作される。この結果、ＩＧ
ＢＴ１１２，１１８に入力された交流電流のうち、基本
波の電流値を増加させる分が抑えられて、歪みの小さい
交流入力電流が得られる。
も、上述の高調波成分に起因して、ＩＧＢＴ１１２，１
１８に入力される交流電流の値が基本波の電流の値より
も増加する傾向にあるときは、上述した高調波成分がハ
イパスフィルタ６０を介してＰＷＭ制御回路７０にフィ
ードバックされて、ＩＧＢＴ１１２，１１８がそのデュ
ーティ比を増加するように動作される。この結果、ＩＧ
ＢＴ１１２，１１８に入力された交流電流のうち、基本
波の電流値を増加させる分が抑えられて、歪みの小さい
交流入力電流が得られる。
【００４７】このようにして、ＩＧＢＴ１１２，１１８
などのスイッチング素子に入力された交流電流のうち、
この交流電流の基本波の周波数よりも高い周波数を有す
る高調波成分がＰＷＭ制御回路７０にフィードバックさ
れるので、フィルタ用コンデンサ回路５０（図１参照）
の容量やフィルタ用インダクタンス回路３０（図１参
照）の値を小さくしても、歪みの小さい交流入力電流が
得られる。
などのスイッチング素子に入力された交流電流のうち、
この交流電流の基本波の周波数よりも高い周波数を有す
る高調波成分がＰＷＭ制御回路７０にフィードバックさ
れるので、フィルタ用コンデンサ回路５０（図１参照）
の容量やフィルタ用インダクタンス回路３０（図１参
照）の値を小さくしても、歪みの小さい交流入力電流が
得られる。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の第１の電
力変換装置によれば、スイッチング素子に入力される交
流電力のうち、所定の周波数よりも高い周波数をもつ高
調波成分が第１の高調波検出手段によって検出され、こ
の検出された高調波成分に基づいて、第１の制御手段に
よって、この検出された高調波成分を打ち消すようにス
イッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時間
とが制御されるので、所定の周波数よりも高い周波数を
もつ高調波成分がスイッチング素子に入力されても、こ
の高調波成分を打ち消して歪みの小さい交流入力電流が
得られることとなる。
力変換装置によれば、スイッチング素子に入力される交
流電力のうち、所定の周波数よりも高い周波数をもつ高
調波成分が第１の高調波検出手段によって検出され、こ
の検出された高調波成分に基づいて、第１の制御手段に
よって、この検出された高調波成分を打ち消すようにス
イッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時間
とが制御されるので、所定の周波数よりも高い周波数を
もつ高調波成分がスイッチング素子に入力されても、こ
の高調波成分を打ち消して歪みの小さい交流入力電流が
得られることとなる。
【００４９】また、本発明の第２の電力変換装置によれ
ば、第２の高調波検出手段によって、ＡＣフィルタの有
する自己共振周波数に一致する周波数を有する高調波成
分が検出され、この検出された高調波成分に基づいて、
第２の制御手段によって、この検出された高調波成分を
打ち消すようにスイッチング素子のスイッチオン時間と
スイッチオフ時間とが制御されるので、ＡＣフィルタの
有する自己共振周波数に一致する周波数を有する高調波
成分がスイッチング素子に入力されても、この高調波成
分を打ち消して歪みの小さい交流入力電流が得られるこ
ととなる。従って、容量の小さいコンデンサや値の小さ
いインダクタンスでＡＣフィルタを構成しても、このＡ
Ｃフィルタの有する自己共振周波数に起因する共振現象
を抑制して歪みの小さい交流入力電流が得られることと
なる。
ば、第２の高調波検出手段によって、ＡＣフィルタの有
する自己共振周波数に一致する周波数を有する高調波成
分が検出され、この検出された高調波成分に基づいて、
第２の制御手段によって、この検出された高調波成分を
打ち消すようにスイッチング素子のスイッチオン時間と
スイッチオフ時間とが制御されるので、ＡＣフィルタの
有する自己共振周波数に一致する周波数を有する高調波
成分がスイッチング素子に入力されても、この高調波成
分を打ち消して歪みの小さい交流入力電流が得られるこ
ととなる。従って、容量の小さいコンデンサや値の小さ
いインダクタンスでＡＣフィルタを構成しても、このＡ
Ｃフィルタの有する自己共振周波数に起因する共振現象
を抑制して歪みの小さい交流入力電流が得られることと
なる。
【００５０】また、本発明の第１の電力変換方法によれ
ば、スイッチング素子に入力される交流電力のうち、所
定の周波数よりも高い周波数をもつ高調波成分を打ち消
すようにスイッチング素子のスイッチオン時間とスイッ
チオフ時間とを制御するので、所定の周波数よりも高い
周波数をもつ交流電力がスイッチング素子に入力されて
も、この高調波成分を打ち消して歪みの小さい交流入力
電流が得られることとなる。
ば、スイッチング素子に入力される交流電力のうち、所
定の周波数よりも高い周波数をもつ高調波成分を打ち消
すようにスイッチング素子のスイッチオン時間とスイッ
チオフ時間とを制御するので、所定の周波数よりも高い
周波数をもつ交流電力がスイッチング素子に入力されて
も、この高調波成分を打ち消して歪みの小さい交流入力
電流が得られることとなる。
【００５１】また、本発明の第２の電力変換方法によれ
ば、ＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致する周
波数を有する高調波成分を打ち消すようにスイッチング
素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御す
るので、ＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致す
る周波数を有する高調波成分がスイッチング素子に入力
されても、この高調波成分を打ち消して歪みの小さい交
流入力電流を得られることとなる。従って、容量の小さ
いコンデンサや値の小さいインダクタンスでＡＣフィル
タを構成しても、このＡＣフィルタの有する自己共振周
波数に起因する共振現象を抑制して歪みの小さい交流入
力電流を得られる。
ば、ＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致する周
波数を有する高調波成分を打ち消すようにスイッチング
素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時間とを制御す
るので、ＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致す
る周波数を有する高調波成分がスイッチング素子に入力
されても、この高調波成分を打ち消して歪みの小さい交
流入力電流を得られることとなる。従って、容量の小さ
いコンデンサや値の小さいインダクタンスでＡＣフィル
タを構成しても、このＡＣフィルタの有する自己共振周
波数に起因する共振現象を抑制して歪みの小さい交流入
力電流を得られる。
【００５２】
【００５３】
【図１】本発明の電力変換装置の概略構成を示す回路図
である。
である。
【００５４】
【図２】ＰＷＭ制御回路の概略構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【００５５】
【図３】ＡＣフィルタを付けない時の交流電力の波形を
示すグラフであり、上の波形は電圧を示し、下の波形は
電流を示す。
示すグラフであり、上の波形は電圧を示し、下の波形は
電流を示す。
【００５６】
【図４】１５μＦのコンデンサと０．５ｍＨのインダク
タンスとからなるＡＣフィルタを用いたときの従来の技
術による交流入力電力の波形であり、上の波形は電圧を
示し、下の波形は電流を示す。
タンスとからなるＡＣフィルタを用いたときの従来の技
術による交流入力電力の波形であり、上の波形は電圧を
示し、下の波形は電流を示す。
【００５７】
【図５】本発明の技術を採用して１０μＦのコンデンサ
と０．５ｍＨのインダクタンスとからなるＡＣフィルタ
を用いたときの交流入力電力の波形であり、上の波形は
電圧を示し、下の波形は電流を示す。
と０．５ｍＨのインダクタンスとからなるＡＣフィルタ
を用いたときの交流入力電力の波形であり、上の波形は
電圧を示し、下の波形は電流を示す。
【００５８】
１０ 電力変換装置
２０ 三相交流電源
３０ フィルタ用インダクタンス回路
４０ 電流検出回路
５０ フィルタ用コンデンサ回路
６０ ハイパスフィルタ
７０ ＰＷＭ制御回路
８０ フィルタ用リアクトル
１００ 負荷
１１０ スイッチング回路
１１２，１１４，１１６，１１８，１１９，１２０ Ｉ
ＧＢＴ
ＧＢＴ
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平４−96655（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−276746（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/219
H02M 1/08
H02M 1/12
H02M 7/06
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電源に接続されるスイッチング素子
と、該スイッチング素子をオン・オフさせるゲートパル
スを生成するためのキャリアを発生するキャリア発生器
と、該キャリア発生器で発生したキャリアが前記交流電
源に漏れることを防止するＡＣフィルタとを備え、前記
キャリア発生器で発生したキャリアに基づいてゲートパ
ルスを生成して前記スイッチング素子のスイッチオン時
間とスイッチオフ時間とを制御することにより、該スイ
ッチング素子に入力された交流電力を直流電力に変換す
る電力変換装置において、 前記スイッチング素子に入力される交流電力のうちの、
前記ＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致する周
波数を有する高調波成分を検出する高調波検出手段と、 該高調波検出手段によって検出された高調波成分に基づ
いて、この検出された高調波成分を打ち消すように前記
スイッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時
間とを制御する制御手段とを備えたことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング素子をオン・オフさせ
るゲートパルスを発生させる際の基準になる交流電流を
表す基準信号波形を生成する基準信号生成部と、 前記キャリア発生器で発生したキャリアの波形と前記基
準信号生成部で生成された基準信号波形との大小を比較
して前記スイッチング素子をオン・オフさせるゲートパ
ルスを発生するコンパレータとを備えたことを特徴とす
る請求項１に記載の電力変換装置。 - 【請求項３】 前記ＡＣフィルタの自己共振周波数に一
致する周波数を有する交流電流が入力されて所定の第１
の信号に変換される高調波電流入力部と、 前記スイッチング素子に入力される交流電流の基本波の
極性が正のときは前記第１の信号の極性を反転せずに、
前記基本波の極性が負のときは前記第１の信号の極性を
反転する極性反転回路と、 負荷に供給された直流電流が入力されて所定の第２の信
号に変換される直流電流入力部と、 所望の値をもつ電流が入力されて所定の第３の信号に変
換される指令値入力部と、 前記第１及び第２の信号の極性を逆の極性にするが前記
第３の信号の極性はそのままにしてこれら第１，第２，
及び第３の信号を加算する加算器とを備え、 前記基準信号生成部は、 前記加算器で加算された結果に基づいて前記基準信号波
形を生成するものであることを特徴とする請求項２に記
載の電力変換装置。 - 【請求項４】 交流電源に接続されるスイッチング素子
をオン・オフさせるゲートパルスを生成するためのキャ
リアを発生すると共に、発生したキャリアが前記交流電
源に漏れることをＡＣフィルタによって防止しながら、
前記キャリアに基づいてゲートパルスを生成して前記ス
イッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時間
とを制御することにより、該スイッチング素子に入力さ
れた交流電力を直流電力に変換する電力変換方法におい
て、 前記スイッチング素子に入力される交流電力のうちの、
前記ＡＣフィルタの有する自己共振周波数に一致する周
波数を有する高調波成分を打ち消すと共に該高調波成分
以外の交流電力を直流電力に変換するように、前記スイ
ッチング素子のスイッチオン時間とスイッチオフ時間と
を制御することにより、該スイッチング素子に入力され
た交流電力を直流電力に変換することを特徴とする電力
変換方法。 - 【請求項５】 前記スイッチング素子をオン・オフさせ
るゲートパルスを発生させる際の基準になる交流電流を
表す基準信号波形を生成し、 前記キャリアの波形と前記基準信号波形との大小を比較
して前記ゲートパルスを発生することを特徴とする請求
項４に記載の電力変換方法。 - 【請求項６】 前記ＡＣフィルタの自己共振周波数に一
致する周波数を有する交流電流を所定の第１の信号に変
換し、前記スイッチング素子に入力される交流電流の基
本波の極性が正のときは前記第１の信号の極性を反転せ
ずに、前記基本波の極性が負のときは前記第１の信号の
極性を反転すると共に、 負荷に供給された直流電流を所定の第２の信号に変換
し、且つ、所望の値をもつ電流を所定の第３の信号に変
換し、 前記第１及び第２の信号の極性を逆の極性にするが前記
第３の信号の極性はそのままにしてこれら第１，第２，
及び第３の信号を加算し、 この加算された結果に基づいて前記基準信号波形を生成
することを特徴とする請求項５に記載の電力変換方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31940896A JP3503796B2 (ja) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | 電力変換装置及び電力変換方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31940896A JP3503796B2 (ja) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | 電力変換装置及び電力変換方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164847A JPH10164847A (ja) | 1998-06-19 |
| JP3503796B2 true JP3503796B2 (ja) | 2004-03-08 |
Family
ID=18109864
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31940896A Expired - Lifetime JP3503796B2 (ja) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | 電力変換装置及び電力変換方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3503796B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3630621B2 (ja) * | 2000-08-29 | 2005-03-16 | 株式会社東芝 | Ｐｗｍ制御形電力変換装置 |
| DE102006042384B4 (de) * | 2006-09-08 | 2008-09-11 | Siemens Ag | Umrichter und Verfahren zur Steuerung eines Umrichters |
-
1996
- 1996-11-29 JP JP31940896A patent/JP3503796B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10164847A (ja) | 1998-06-19 |
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