JP3492705B2 - 変調信号の復調装置および方法 - Google Patents
変調信号の復調装置および方法Info
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
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- Power Engineering (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、一般的に信号の復調に関し、更に特定すれ
ば、ワイヤレス通信システムにおける変調信号の復調に
関するものである。
ば、ワイヤレス通信システムにおける変調信号の復調に
関するものである。
発明の背景
通信システムは多くの形態を取る。一般的に、通信シ
ステムの目的は、ある地点に位置するソースからの情報
搬送信号（information bearing signal）を、ある距離
だけ離れた別の地点に位置するユーザ宛先に送信するこ
とである。通信システムは、概略的に、３つの基本的な
構成要素、即ち、送信機，チャネル，および受信機から
成る。送信機は、メッセージ信号を、チャネルを通じた
送信に適した形態に処理する機能を有する。このメッセ
ージ信号の処理を、変調と呼ぶ。チャネルの機能は、送
信機出力および受信機入力間に物理的な接続経路を提供
することである。受信機の機能は、受信信号を処理し、
元のメッセージ信号の推定値を生成することである。こ
の受信信号の処理を復調と呼ぶ。
ステムの目的は、ある地点に位置するソースからの情報
搬送信号（information bearing signal）を、ある距離
だけ離れた別の地点に位置するユーザ宛先に送信するこ
とである。通信システムは、概略的に、３つの基本的な
構成要素、即ち、送信機，チャネル，および受信機から
成る。送信機は、メッセージ信号を、チャネルを通じた
送信に適した形態に処理する機能を有する。このメッセ
ージ信号の処理を、変調と呼ぶ。チャネルの機能は、送
信機出力および受信機入力間に物理的な接続経路を提供
することである。受信機の機能は、受信信号を処理し、
元のメッセージ信号の推定値を生成することである。こ
の受信信号の処理を復調と呼ぶ。
通信システムのタイプの１つにスペクトル拡散システ
ム（spread−spectrum system）がある。スペクトル拡
散システムでは、変調技法を利用して、通信チャネル内
の広い周波数帯に送信信号を拡散する。この周波数帯
は、送出対象の情報を送信するのに必要な最小帯域より
もかなり広い。例えば、音声信号は、振幅変調（AM）を
用いると、情報自体のわずか２倍の帯域で送ることがで
きる。ずれの少ない周波数変調（FM）または単一側波帯
AM（single sideband AM）のような、他の変調形態も、
情報自体の帯域に比肩し得る帯域で、情報を送信可能と
する。しかしながら、スペクトル拡散システムでは、送
信すべき信号の変調は、多くの場合、ベースバンド信号
（例えば、音声チャネル）をわずか数キロヘルツの帯域
で取り込み、送信すべき信号を、幅が何メガバイトにも
なる場合がある周波数帯にわたって分布させる。これを
行うには、送信すべき信号を、送るべき情報および広帯
域エンコーディング信号と共に変調する。
ム（spread−spectrum system）がある。スペクトル拡
散システムでは、変調技法を利用して、通信チャネル内
の広い周波数帯に送信信号を拡散する。この周波数帯
は、送出対象の情報を送信するのに必要な最小帯域より
もかなり広い。例えば、音声信号は、振幅変調（AM）を
用いると、情報自体のわずか２倍の帯域で送ることがで
きる。ずれの少ない周波数変調（FM）または単一側波帯
AM（single sideband AM）のような、他の変調形態も、
情報自体の帯域に比肩し得る帯域で、情報を送信可能と
する。しかしながら、スペクトル拡散システムでは、送
信すべき信号の変調は、多くの場合、ベースバンド信号
（例えば、音声チャネル）をわずか数キロヘルツの帯域
で取り込み、送信すべき信号を、幅が何メガバイトにも
なる場合がある周波数帯にわたって分布させる。これを
行うには、送信すべき信号を、送るべき情報および広帯
域エンコーディング信号と共に変調する。
スペクトル拡散通信技法には、概略的に３つのタイプ
があり、これらには、直接シーケンス変調（direct seq
uence modulation），周波数および／または時間ホッピ
ング変調（frequency and/or time hopping modulatio
n），およびチャープ変調（chirp modulation）が含ま
れる。直接シーケンス変調では、情報信号帯域よりも大
幅に高いビット・レートを有するデジタル・コード・シ
ーケンスによって、キャリア信号を変調する。
があり、これらには、直接シーケンス変調（direct seq
uence modulation），周波数および／または時間ホッピ
ング変調（frequency and/or time hopping modulatio
n），およびチャープ変調（chirp modulation）が含ま
れる。直接シーケンス変調では、情報信号帯域よりも大
幅に高いビット・レートを有するデジタル・コード・シ
ーケンスによって、キャリア信号を変調する。
情報（即ち、音声および／またはデータから成るメッ
セージ信号）は、いくつかの方法によって、直接シーケ
ンス・スペクトル拡散信号内に埋め込むことができる。
１つの方法は、拡散変調に用いる前に、情報を拡散コー
ドに付加することである。尚、送られる情報は、拡散コ
ードに付加する前に、デジタル形態にしておかなければ
ならないことを注記しておく。何故なら、拡散コードお
よび、典型的に二進コードである情報の組み合わせは、
モデュロ−２の加算を伴うからである。あるいは、情報
即ちメッセージ信号は、これを拡散する前に、キャリア
を変調するために用いることも可能である。
セージ信号）は、いくつかの方法によって、直接シーケ
ンス・スペクトル拡散信号内に埋め込むことができる。
１つの方法は、拡散変調に用いる前に、情報を拡散コー
ドに付加することである。尚、送られる情報は、拡散コ
ードに付加する前に、デジタル形態にしておかなければ
ならないことを注記しておく。何故なら、拡散コードお
よび、典型的に二進コードである情報の組み合わせは、
モデュロ−２の加算を伴うからである。あるいは、情報
即ちメッセージ信号は、これを拡散する前に、キャリア
を変調するために用いることも可能である。
これらの直接シーケンス・スペクトル拡散通信システ
ムは、多元接続通信システムとして、容易に設計するこ
とができる。例えば、スペクトル拡散システムは、直接
シーケンス符号分割多元アクセス（DC−CDMA:direct se
quence code division multiple access）システムとし
て設計することが可能である。DS−CDMAシステムでは、
２箇所の通信局間の通信を行うには、通信チャネルの周
波数帯を通じて、一意のユーザ拡散コードと共に各送信
信号を拡散する。その結果、送信信号は、通信チャネル
と同じ周波数帯内に位置し、一意のユーザ拡散コードに
よってのみ分離される。これら一意のユーザ拡散コード
は、互いに直交し、拡散コード間の相互相関性が低い
（即ち、ほぼゼロ）となることが好ましい。
ムは、多元接続通信システムとして、容易に設計するこ
とができる。例えば、スペクトル拡散システムは、直接
シーケンス符号分割多元アクセス（DC−CDMA:direct se
quence code division multiple access）システムとし
て設計することが可能である。DS−CDMAシステムでは、
２箇所の通信局間の通信を行うには、通信チャネルの周
波数帯を通じて、一意のユーザ拡散コードと共に各送信
信号を拡散する。その結果、送信信号は、通信チャネル
と同じ周波数帯内に位置し、一意のユーザ拡散コードに
よってのみ分離される。これら一意のユーザ拡散コード
は、互いに直交し、拡散コード間の相互相関性が低い
（即ち、ほぼゼロ）となることが好ましい。
特定の送信信号を通信チャネルから引き出すことを可
能にするには、この通信チャネルから引き出そうとする
特定の送信信号に関係するユーザ拡散コードを用いて、
通信チャネル内の信号の和を表す信号をディスプレッド
（despread）する。更に、ユーザ拡散コードが互いに直
交する場合、受信信号を、特定のユーザ拡散コードと相
関付けることができ、こうして、この特定の拡散コード
に関係する所望のユーザ信号のみを強調し、他のユーザ
全てに対する他の信号を目立たなくする（de−emphasiz
e）。
能にするには、この通信チャネルから引き出そうとする
特定の送信信号に関係するユーザ拡散コードを用いて、
通信チャネル内の信号の和を表す信号をディスプレッド
（despread）する。更に、ユーザ拡散コードが互いに直
交する場合、受信信号を、特定のユーザ拡散コードと相
関付けることができ、こうして、この特定の拡散コード
に関係する所望のユーザ信号のみを強調し、他のユーザ
全てに対する他の信号を目立たなくする（de−emphasiz
e）。
DS−CDMA通信システムにおいてデータ信号を互いに分
離するために使用可能ないくつかの異なる拡散コードが
存在することは、当業者には認められよう。これらの拡
散コードには、疑似ノイズ（PN:pseudonoise）コードお
よびウォルシュ・コード（Walsh code）が含まれるが、
これらに限定される訳ではない。ウォルシュ・コード
は、アダマール・マトリクス（Hadamard matrix）の単
一の行または列に対応する。
離するために使用可能ないくつかの異なる拡散コードが
存在することは、当業者には認められよう。これらの拡
散コードには、疑似ノイズ（PN:pseudonoise）コードお
よびウォルシュ・コード（Walsh code）が含まれるが、
これらに限定される訳ではない。ウォルシュ・コード
は、アダマール・マトリクス（Hadamard matrix）の単
一の行または列に対応する。
更に、データ信号をチャネル・コード化するために、
拡散コードが使用可能であることも、当業者には認めら
れよう。データ信号をチャネル・コード化すると、送信
信号が、ノイズ，フェーディング，およびジャミングの
ような種々のチャネル障害の影響に対する耐久性を得る
ことができ、通信システムの処理性能が向上する。典型
的に、チャネル・コーディングによって、ビット・エラ
ーの確率が低下し、および／または要求される信号対ノ
イズ比（通常、ノイズ密度当たりのビット・エネルギ、
即ち、Eb/N0として表す。これは、情報ビット当たりの
エネルギのノイズ・スペクトル密度に対する比率として
定義される）を減少させ、チャネル・コーディングを用
いずにデータ信号を送信する際に必要となるよりも多く
の帯域を費やすことを犠牲にして、信号を復元する。例
えば、ウォルシュ・コードを用いて、データ信号を変調
し続いて送信するのに先だって、データ信号をチャネル
・コード化することができる。同様に、PN拡散コードを
用いても、データ信号をチャネル・コード化することが
可能である。
拡散コードが使用可能であることも、当業者には認めら
れよう。データ信号をチャネル・コード化すると、送信
信号が、ノイズ，フェーディング，およびジャミングの
ような種々のチャネル障害の影響に対する耐久性を得る
ことができ、通信システムの処理性能が向上する。典型
的に、チャネル・コーディングによって、ビット・エラ
ーの確率が低下し、および／または要求される信号対ノ
イズ比（通常、ノイズ密度当たりのビット・エネルギ、
即ち、Eb/N0として表す。これは、情報ビット当たりの
エネルギのノイズ・スペクトル密度に対する比率として
定義される）を減少させ、チャネル・コーディングを用
いずにデータ信号を送信する際に必要となるよりも多く
の帯域を費やすことを犠牲にして、信号を復元する。例
えば、ウォルシュ・コードを用いて、データ信号を変調
し続いて送信するのに先だって、データ信号をチャネル
・コード化することができる。同様に、PN拡散コードを
用いても、データ信号をチャネル・コード化することが
可能である。
しかしながら、チャネル・コーディングのみでは、通
信システムの設計によっては、特定数の同時通信（全て
が最小の信号対ノイズ比を有する）を当該システムが処
理できなければならない場合、要求される信号対ノイズ
比を与えることができない可能性もある。場合によって
は、非コヒーレント受信技法ではなく、コヒーレントに
送信信号を検出する通信システムを設計することによっ
て、この設計の制約を満たすことができる場合もある。
コヒーレント検出システムでは、通信チャネルが原因で
発生する位相およびマグニチュード（振幅の大きさ）の
歪みを、マッチド・フィルタを用いて補償することがで
きるように、チャネル応答を決定する。これに対して、
非コヒーレント検出システムは、典型的に、通信チャネ
ルが原因で発生した受信信号における位相歪みの補償を
行わない。コヒーレント受信機は、同じビット・エラー
・レートを有する非コヒーレント受信機によって要求さ
れる信号対ノイズ比（Eb/N0）（即ち、容認可能な干渉
レベルを示す特定の設計制約）より低いものを要するこ
とは、当業者には認められよう。大まかに言うと、静止
チャネルについては、これらの間に３デシベル（dB）の
差があり、レイリー・フェーディング・チャネルの場合
は更に大きくなる。コヒーレント受信機の利点は、ダイ
バーシティ受信を用いる場合、更に重要となる。何故な
ら、最適なコヒーレント受信機には結合損失（combinin
g loss）がないのに対して、非コヒーレント受信機には
常に結合損失があるからである。
信システムの設計によっては、特定数の同時通信（全て
が最小の信号対ノイズ比を有する）を当該システムが処
理できなければならない場合、要求される信号対ノイズ
比を与えることができない可能性もある。場合によって
は、非コヒーレント受信技法ではなく、コヒーレントに
送信信号を検出する通信システムを設計することによっ
て、この設計の制約を満たすことができる場合もある。
コヒーレント検出システムでは、通信チャネルが原因で
発生する位相およびマグニチュード（振幅の大きさ）の
歪みを、マッチド・フィルタを用いて補償することがで
きるように、チャネル応答を決定する。これに対して、
非コヒーレント検出システムは、典型的に、通信チャネ
ルが原因で発生した受信信号における位相歪みの補償を
行わない。コヒーレント受信機は、同じビット・エラー
・レートを有する非コヒーレント受信機によって要求さ
れる信号対ノイズ比（Eb/N0）（即ち、容認可能な干渉
レベルを示す特定の設計制約）より低いものを要するこ
とは、当業者には認められよう。大まかに言うと、静止
チャネルについては、これらの間に３デシベル（dB）の
差があり、レイリー・フェーディング・チャネルの場合
は更に大きくなる。コヒーレント受信機の利点は、ダイ
バーシティ受信を用いる場合、更に重要となる。何故な
ら、最適なコヒーレント受信機には結合損失（combinin
g loss）がないのに対して、非コヒーレント受信機には
常に結合損失があるからである。
このように送信信号のコヒーレント検出を容易に行う
方法の１つは、パイロット信号を用いることである。例
えば、セルラ通信システムでは、順方向チャネル、即
ち、ダウン・リンク（即ち、基地局から移動機に向かう
リンク）は、基地局がパイロット信号を送信すれば、コ
ヒーレントに検出可能である。その後、全ての移動局が
このパイロット・チャネル信号を用いて、チャネル位相
およびマグニチュード・パラメータを推定する。しかし
ながら、逆方向チャネル、即ち、アップ・リンク（即
ち、移動機から基地局に向かうリンク）については、か
かる共通パイロット信号の使用は、現実的ではない。こ
の状況では、送信情報を判定する試みにおいて、チャネ
ル応答の推定を行う必要がある。
方法の１つは、パイロット信号を用いることである。例
えば、セルラ通信システムでは、順方向チャネル、即
ち、ダウン・リンク（即ち、基地局から移動機に向かう
リンク）は、基地局がパイロット信号を送信すれば、コ
ヒーレントに検出可能である。その後、全ての移動局が
このパイロット・チャネル信号を用いて、チャネル位相
およびマグニチュード・パラメータを推定する。しかし
ながら、逆方向チャネル、即ち、アップ・リンク（即
ち、移動機から基地局に向かうリンク）については、か
かる共通パイロット信号の使用は、現実的ではない。こ
の状況では、送信情報を判定する試みにおいて、チャネ
ル応答の推定を行う必要がある。
しかしながら、コヒーレント検出の非コヒーレント検
出に対する優位性は、各受信シンボル間で高い精度のチ
ャネル応答の推定値を有すること如何による。精度の高
いチャネル推定を行うには、チャネルが推定期間中殆ど
変動しないことが要求されることを、当業者は認めよ
う。その結果、ほんの短期間しかほぼ一定でないチャネ
ルの推定値は、劣る傾向がある。これら劣った推定値を
用いてコヒーレント検出を行うと、実際には、非コヒー
レント検出よりも性能の悪化を招くことになる。
出に対する優位性は、各受信シンボル間で高い精度のチ
ャネル応答の推定値を有すること如何による。精度の高
いチャネル推定を行うには、チャネルが推定期間中殆ど
変動しないことが要求されることを、当業者は認めよ
う。その結果、ほんの短期間しかほぼ一定でないチャネ
ルの推定値は、劣る傾向がある。これら劣った推定値を
用いてコヒーレント検出を行うと、実際には、非コヒー
レント検出よりも性能の悪化を招くことになる。
通信チャネルには、それらのチャネル応答が急激な変
動を受ける期間があることは、希ではない。その一例
は、変調および復調を行う際に用いられる、送信機およ
び受信機の周波数発振器がそれぞれ多少異なる周波数を
有する場合である。この場合、チャネル位相は、発振器
の周波数の差に等しいレートで回転する（rotate）。こ
のチャネルの回転は、自動周波数制御回路を用いて補償
することができる。しかしながら、この回路は、有効に
なるには、周波数獲得時間と呼ばれる期間（an interva
l of time）を必要とする。したがって、チャネル位相
が回転するレートが高すぎて、精度の高い推定ができな
い時間（period of time）がある。
動を受ける期間があることは、希ではない。その一例
は、変調および復調を行う際に用いられる、送信機およ
び受信機の周波数発振器がそれぞれ多少異なる周波数を
有する場合である。この場合、チャネル位相は、発振器
の周波数の差に等しいレートで回転する（rotate）。こ
のチャネルの回転は、自動周波数制御回路を用いて補償
することができる。しかしながら、この回路は、有効に
なるには、周波数獲得時間と呼ばれる期間（an interva
l of time）を必要とする。したがって、チャネル位相
が回転するレートが高すぎて、精度の高い推定ができな
い時間（period of time）がある。
この現象は、移動局が１箇所以上の基地局にハンド・
オフする可能性があるセルラ電話網（cellular telepho
ny）では、特に重大である。一旦ハンドオフが開始され
ると、宛先の基地局の受信機では、その自動周波数制御
回路が、それ自体および移動局間における発振器周波数
の差を補償し始める。これら周波数獲得期間の各々の
間、チャネル位相の信頼性の高い推定は不可能であり、
コヒーレント検出を組み込んだ従来技術の受信機の動作
は貧弱となる。同様の状況は、多数回反射した電波の加
算的（constructive）および減算的（destructive）干
渉によって、キャリア波の実際の周波数が素早く変化す
る場合にも発生する。これが発生する可能性があるの
は、例えば、移動局の送信機が、多数の散乱面（scatte
ring surface）がある領域を、高速度で通過する場合で
ある。この動作は、ランダムかつ急速に変化するチャネ
ル応答として表れ、これも精度の高い推定を阻害する。
オフする可能性があるセルラ電話網（cellular telepho
ny）では、特に重大である。一旦ハンドオフが開始され
ると、宛先の基地局の受信機では、その自動周波数制御
回路が、それ自体および移動局間における発振器周波数
の差を補償し始める。これら周波数獲得期間の各々の
間、チャネル位相の信頼性の高い推定は不可能であり、
コヒーレント検出を組み込んだ従来技術の受信機の動作
は貧弱となる。同様の状況は、多数回反射した電波の加
算的（constructive）および減算的（destructive）干
渉によって、キャリア波の実際の周波数が素早く変化す
る場合にも発生する。これが発生する可能性があるの
は、例えば、移動局の送信機が、多数の散乱面（scatte
ring surface）がある領域を、高速度で通過する場合で
ある。この動作は、ランダムかつ急速に変化するチャネ
ル応答として表れ、これも精度の高い推定を阻害する。
したがって、コヒーレント検出は、ビット・エラー・
レートに関する性能は非コヒーレント検出よりも優れて
いるものの、チャネルが余りに急速に変化する場合、精
度の高い推定が行えない虞れがある。精度の高いチャネ
ル推定ができなくては、コヒーレント検出の性能は、非
コヒーレント復調よりも更に低いレベルにまで低下する
可能性がある。したがって、変調信号を復調するため
の、改良された方法および装置が必要とされている。
レートに関する性能は非コヒーレント検出よりも優れて
いるものの、チャネルが余りに急速に変化する場合、精
度の高い推定が行えない虞れがある。精度の高いチャネ
ル推定ができなくては、コヒーレント検出の性能は、非
コヒーレント復調よりも更に低いレベルにまで低下する
可能性がある。したがって、変調信号を復調するため
の、改良された方法および装置が必要とされている。
図面の簡単な説明
第１図は、本発明によるワイヤレス通信システムと互
換性のある送信機および受信機を示すブロック図であ
る。
換性のある送信機および受信機を示すブロック図であ
る。
第２図は、本発明による復調を実行する際に用いると
効果的なウォルシュ・シンボル・プロセッサを示すブロ
ック図である。
効果的なウォルシュ・シンボル・プロセッサを示すブロ
ック図である。
第３図は、本発明による復調を実行するために用いら
れる復調器コントローラを示すブロック図である。
れる復調器コントローラを示すブロック図である。
第４図は、本発明による、コヒーレント経路および非
コヒーレント経路を含む復調器を示すブロック図であ
る。
コヒーレント経路を含む復調器を示すブロック図であ
る。
第５図は、本発明による復調の利点が得られるワイヤ
レス通信システムを示すブロック図である。
レス通信システムを示すブロック図である。
好適実施例の詳細な説明
概して言えば、受信機は、コヒーレント復調器および
非コヒーレント復調器双方を含む。チャネル推定値の信
頼度が高い場合、コヒーレント復調器を使用する。チャ
ネル推定値の信頼度が低い場合、非コヒーレント復調器
を使用する。制御用マイクロプロセッサが、選択プロセ
スを制御し、移動局がソース基地局から目標の基地局に
ハンドオフした直後のように、非コヒーレント復調のほ
うがコヒーレント復調よりも相応しい可能性が非常に高
い場合（most likely）に、非コヒーレント復調器にイ
ネーブル信号を供給する。
非コヒーレント復調器双方を含む。チャネル推定値の信
頼度が高い場合、コヒーレント復調器を使用する。チャ
ネル推定値の信頼度が低い場合、非コヒーレント復調器
を使用する。制御用マイクロプロセッサが、選択プロセ
スを制御し、移動局がソース基地局から目標の基地局に
ハンドオフした直後のように、非コヒーレント復調のほ
うがコヒーレント復調よりも相応しい可能性が非常に高
い場合（most likely）に、非コヒーレント復調器にイ
ネーブル信号を供給する。
具体的に述べると、変調信号の復調装置は、変調信号
型式の入力を有するコヒーレント復調器，およびこの変
調信号型式の入力を有する非コヒーレント復調器から成
る。これら２つの変調器間で選択を行うために、装置
は、検出モード選択信号のステータスに基づいて、コヒ
ーレント復調器および非コヒーレント復調器間で選択を
行うセレクタも含む。
型式の入力を有するコヒーレント復調器，およびこの変
調信号型式の入力を有する非コヒーレント復調器から成
る。これら２つの変調器間で選択を行うために、装置
は、検出モード選択信号のステータスに基づいて、コヒ
ーレント復調器および非コヒーレント復調器間で選択を
行うセレクタも含む。
好適実施例では、変調信号は直交変調信号であり、前
述の変調信号のバージョンは、この直交変調信号の同相
（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分から成る。また、好適
実施例では、検出モード選択信号のステータスは、周波
数オフセットの分散の推定値をスレシホルドと比較する
ことによって発生する。本装置は、符号分割多元接続
（CDMA）ワイヤレス通信システムと互換性のある受信機
において用いられる。
述の変調信号のバージョンは、この直交変調信号の同相
（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分から成る。また、好適
実施例では、検出モード選択信号のステータスは、周波
数オフセットの分散の推定値をスレシホルドと比較する
ことによって発生する。本装置は、符号分割多元接続
（CDMA）ワイヤレス通信システムと互換性のある受信機
において用いられる。
また、好適実施例では、前述の周波数オフセットの分
散の推定値を発生する際に、ベースバンド周波数オフセ
ット推定値を遅延させる複数の遅延素子，および複数の
遅延素子の各々の出力を加算し、第１加算ノード出力信
号を生成する第１加算ノードを利用する。二乗器（squa
rer）が加算出力信号を二乗し、二乗加算出力信号を生
成する。複数の二乗器が、複数の遅延素子の出力の各々
を二乗し、複数の二乗出力を生成し、第２加算ノードが
複数の二乗器の複数の二乗出力を加算し、第２加算ノー
ド出力信号を生成する。ビット・シフタが、第２加算ノ
ード出力信号を所定数のビットだけシフトし、ビット・
シフト信号を生成する。更に、第３加算ノードを実施
し、二乗加算出力信号をビット・シフト信号から減算
し、周波数オフセットの分散の推定値を生成する。
散の推定値を発生する際に、ベースバンド周波数オフセ
ット推定値を遅延させる複数の遅延素子，および複数の
遅延素子の各々の出力を加算し、第１加算ノード出力信
号を生成する第１加算ノードを利用する。二乗器（squa
rer）が加算出力信号を二乗し、二乗加算出力信号を生
成する。複数の二乗器が、複数の遅延素子の出力の各々
を二乗し、複数の二乗出力を生成し、第２加算ノードが
複数の二乗器の複数の二乗出力を加算し、第２加算ノー
ド出力信号を生成する。ビット・シフタが、第２加算ノ
ード出力信号を所定数のビットだけシフトし、ビット・
シフト信号を生成する。更に、第３加算ノードを実施
し、二乗加算出力信号をビット・シフト信号から減算
し、周波数オフセットの分散の推定値を生成する。
加えて、前述のスレシホルドは、マイクロプロセッサ
によって制御する。マイクロプロセッサは、無線チャネ
ルの状態に関する情報に基づいて、コヒーレント復調器
または非コヒーレント復調器のいずれかの選択を制御す
る。好適実施例では、無線チャネルの状態は、CDMAワイ
ヤレス通信システムにおける通信の開始または通信ハン
ドオフの発生後の経過時間を含むが、他の無線チャネル
の状態も考えられる。
によって制御する。マイクロプロセッサは、無線チャネ
ルの状態に関する情報に基づいて、コヒーレント復調器
または非コヒーレント復調器のいずれかの選択を制御す
る。好適実施例では、無線チャネルの状態は、CDMAワイ
ヤレス通信システムにおける通信の開始または通信ハン
ドオフの発生後の経過時間を含むが、他の無線チャネル
の状態も考えられる。
ワイヤレス通信システムにおいて変調信号を復調する
には、受信機は、変調信号の第１推定値および変調信号
の第２推定値を発生し、これら第１および第２推定値を
比較し、推定値の精度に関する信頼度指示を判定する。
次に、受信機は、信頼度指示に基づいて、第１推定値ま
たは第２推定値のいずれかを利用して、検出モード選択
信号を発生する。発生した検出モード選択信号に基づい
て、受信機は次ににコヒーレント復調器または非コヒー
レント復調器のいずれかを選択し、復調のために用い
る。この実施例では、変調信号の第１推定値はコヒーレ
ント・チャネル推定器によって発生され、変調信号の第
２推定値は非コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定
器によって発生される。
には、受信機は、変調信号の第１推定値および変調信号
の第２推定値を発生し、これら第１および第２推定値を
比較し、推定値の精度に関する信頼度指示を判定する。
次に、受信機は、信頼度指示に基づいて、第１推定値ま
たは第２推定値のいずれかを利用して、検出モード選択
信号を発生する。発生した検出モード選択信号に基づい
て、受信機は次ににコヒーレント復調器または非コヒー
レント復調器のいずれかを選択し、復調のために用い
る。この実施例では、変調信号の第１推定値はコヒーレ
ント・チャネル推定器によって発生され、変調信号の第
２推定値は非コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定
器によって発生される。
第１図は、ワイヤレス通信システムと互換性のある、
送信機100および受信機156を概略的に示す。好適実施例
では、ワイヤレス通信システムは、符号分割多元アクセ
ス（CDMA）セルラ無線電話システムであり、信号方式
（signalling scheme）は、Interim Standard−95（IS
−95）である。IS−95に関する更に詳しい情報について
は、TIA/EIA/IS−95,Mobile Station−Base−station C
ompatibility Standard for Dual Mode Wideband Sprea
d Spectrum Cellular System（1993年７月）を参照のこ
と。本発明は、直交符号化デジタル信号を実施するあら
ゆるワイヤレス通信システムにおいて適用可能である。
送信機100および受信機156を概略的に示す。好適実施例
では、ワイヤレス通信システムは、符号分割多元アクセ
ス（CDMA）セルラ無線電話システムであり、信号方式
（signalling scheme）は、Interim Standard−95（IS
−95）である。IS−95に関する更に詳しい情報について
は、TIA/EIA/IS−95,Mobile Station−Base−station C
ompatibility Standard for Dual Mode Wideband Sprea
d Spectrum Cellular System（1993年７月）を参照のこ
と。本発明は、直交符号化デジタル信号を実施するあら
ゆるワイヤレス通信システムにおいて適用可能である。
図１を参照すると、二進データ・ビット104が送信機1
00に供給され、ここで、畳み込みエンコーダ（convolut
ional encoder）102によって畳み込み符号化が行われ、
次いで直交エンコーダ106によって直交符号化が行われ
る。好適実施例では、６ビットの群を用いて、64個のウ
ォルシュ関数の１つを選択する。選択されたウォルシュ
関数のインデックスを変調器110に印加し、変調器110
は、選択されたウォルシュ関数に対応する、二進（＋1,
−１）データ・ビット112の64要素シーケンスを発生す
る。得られた信号をスプレッダ114に供給し、ここで、
当技術分野では既知のように、同相（Ｉ）および直交
（Ｑ）デジタル信号に疑似ランダム・シーケンス（pseu
dorandom sequence）を乗算する。これは、狭帯域入力
信号のエネルギを、比較的広い送信帯域に拡散するとい
う効果を有する。得られた信号をアナログに変換し、ア
ップコンバータ118によってキャリア周波数にアップコ
ンバートし、送信アンテナ122を介して送信する。結果
的に送信アンテナ122によって送信される信号を、第１
図において信号123として示す。
00に供給され、ここで、畳み込みエンコーダ（convolut
ional encoder）102によって畳み込み符号化が行われ、
次いで直交エンコーダ106によって直交符号化が行われ
る。好適実施例では、６ビットの群を用いて、64個のウ
ォルシュ関数の１つを選択する。選択されたウォルシュ
関数のインデックスを変調器110に印加し、変調器110
は、選択されたウォルシュ関数に対応する、二進（＋1,
−１）データ・ビット112の64要素シーケンスを発生す
る。得られた信号をスプレッダ114に供給し、ここで、
当技術分野では既知のように、同相（Ｉ）および直交
（Ｑ）デジタル信号に疑似ランダム・シーケンス（pseu
dorandom sequence）を乗算する。これは、狭帯域入力
信号のエネルギを、比較的広い送信帯域に拡散するとい
う効果を有する。得られた信号をアナログに変換し、ア
ップコンバータ118によってキャリア周波数にアップコ
ンバートし、送信アンテナ122を介して送信する。結果
的に送信アンテナ122によって送信される信号を、第１
図において信号123として示す。
信号123は、受信アンテナ124によって受信され、RAKE
受信機156に印加される。RAKE受信機156は、通常、元の
データ・ビット104の推定値154を生成する。RAKE受信機
156において、受信アンテナからの信号はダウンコンバ
ータ126によってベースバンドにダウンコンバートさ
れ、更に同相（Ｉ）および直交（Ｑ）デジタル信号に変
換される。次に、これらの信号をディスプレッダ（desp
reader）132に印加し、ここで、送信機100のスプレッダ
114によって付加された余分な帯域を除去する。RAKE受
信機のディスプレッド・ブロックは、通常、並列に動作
する多数の段で構成される。これは、当技術分野では既
知である。これらの段をフィンガ（finger）と呼び、入
力信号と、拡散に用いられたのと同じ疑似ランダム・シ
ーケンスとの積を形成する乗算器で構成される。アキュ
ミュレータが、これら多数の乗算器の結果を加算し、そ
の結果を出力し、次いでゼロにリセットされる。各フィ
ンガにおいて用いられる疑似ランダム・シーケンスは、
推定マルチパス遅延（multipath delay）に対応する、
異なる相対位相を有する。したがって、ディスプレッダ
132の出力は、通常、送信信号のフィンガの各推定値に
対応する、多数の出力から成る。以下に、単一出力フィ
ンガの場合について、好適実施例を説明するが、本発明
は、多数のフィンガを用いる場合でも全く同等に適用可
能である。
受信機156に印加される。RAKE受信機156は、通常、元の
データ・ビット104の推定値154を生成する。RAKE受信機
156において、受信アンテナからの信号はダウンコンバ
ータ126によってベースバンドにダウンコンバートさ
れ、更に同相（Ｉ）および直交（Ｑ）デジタル信号に変
換される。次に、これらの信号をディスプレッダ（desp
reader）132に印加し、ここで、送信機100のスプレッダ
114によって付加された余分な帯域を除去する。RAKE受
信機のディスプレッド・ブロックは、通常、並列に動作
する多数の段で構成される。これは、当技術分野では既
知である。これらの段をフィンガ（finger）と呼び、入
力信号と、拡散に用いられたのと同じ疑似ランダム・シ
ーケンスとの積を形成する乗算器で構成される。アキュ
ミュレータが、これら多数の乗算器の結果を加算し、そ
の結果を出力し、次いでゼロにリセットされる。各フィ
ンガにおいて用いられる疑似ランダム・シーケンスは、
推定マルチパス遅延（multipath delay）に対応する、
異なる相対位相を有する。したがって、ディスプレッダ
132の出力は、通常、送信信号のフィンガの各推定値に
対応する、多数の出力から成る。以下に、単一出力フィ
ンガの場合について、好適実施例を説明するが、本発明
は、多数のフィンガを用いる場合でも全く同等に適用可
能である。
続いて、ディスプレッダ132から出力された同相
（Ｉ）および直交（Ｑ）信号は、次に、周波数補正ブロ
ック136に印加され、ここで、周波数オフセット推定値1
45に基づいて、あらゆる残留周波数オフセットを除去す
る。その結果周波数補正ブロック136から出力された同
相（Ｉ）デジタル信号は、長さ64のベクトル（“I"ベク
トルと呼ぶ）に集合化（group）され、１から64までの
出力サンプルが第１ベクトルの64要素を形成し、65から
128までの出力サンプルが第２ベクトルの64要素を形成
し、それ以降も同様である。次に、得られたベクトル
は、高速アダマール変換器（FHT:Fast Hadamard Transf
ormer）140に印加される。同様に、結果的に周波数補正
ブロック136から出力さた直交（Ｑ）デジタル信号も長
さ64のベクトル（“Q"ベクトルと呼ぶ）に集合化され
（上述と同様に）、FTH140に印加される。
（Ｉ）および直交（Ｑ）信号は、次に、周波数補正ブロ
ック136に印加され、ここで、周波数オフセット推定値1
45に基づいて、あらゆる残留周波数オフセットを除去す
る。その結果周波数補正ブロック136から出力された同
相（Ｉ）デジタル信号は、長さ64のベクトル（“I"ベク
トルと呼ぶ）に集合化（group）され、１から64までの
出力サンプルが第１ベクトルの64要素を形成し、65から
128までの出力サンプルが第２ベクトルの64要素を形成
し、それ以降も同様である。次に、得られたベクトル
は、高速アダマール変換器（FHT:Fast Hadamard Transf
ormer）140に印加される。同様に、結果的に周波数補正
ブロック136から出力さた直交（Ｑ）デジタル信号も長
さ64のベクトル（“Q"ベクトルと呼ぶ）に集合化され
（上述と同様に）、FTH140に印加される。
FHT140は、これらの入力“I"ベクトルを、64個の可能
なウォルシュ関数の集合と相関付け、第１相関を出力ベ
クトル142の第１要素に割り当て、第２相関を第２要素
に割り当てる、...とすることにより、各々64要素を有
する複数の出力ベクトルを生成する。同様に、FHT140
は、“Q"ベクトルを64個の可能なウォルシュ関数の集合
と相関付け、第１関数を直交出力ベクトル143の第１要
素に割り当て、第２相関を第２要素に割り当てる、...
とすることにより、各々64要素を有する複数の出力ベク
トルを生成する。次に、出力142,143をウォルシュ・シ
ンボル・プロセッサ144に印加する。ウォルシュ・シン
ボル・プロセッサ144の出力146は、ウォルシュ・シンボ
ル・メトリック（Walsh symbol metrics）のベクトルか
ら成り，各要素は、可能な送信ウォルシュ関数の１つに
関連付けられている。また、ウォルシュ・シンボル・プ
ロセッサ144からは、周波数オフセット推定値145も出力
される。更に、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ144
は、入力として、コヒーレント・モード（以下で説明す
る）をイネーブルする信号158,およびスレシホルド値に
関する信号160も有する。信号158,160は、マイクロプロ
セッサ162を制御することによって発生する。ウォルシ
ュ・シンボル・メトリック146のベクトルを入力として
有する、条件付メトリック発生器148（conditional met
ric generator）は、第２のメトリック集合を発生す
る。これらは畳み込みエンコーダ152によって使用され
る。条件付メトリック発生器の動作については、1995年
12月29日にTerry M.Schaffnerの名義で出願され、本願
の譲受人に譲渡された、“Method and Apparatus for D
ecoding an Encoded Signal"と題する米国特許出願番号
第08/581,696号に記載されている。この内容は、本願で
も使用可能である。そして、畳み込みデコーダ152は、
元のデータ・ビット104の推定値154を生成する。
なウォルシュ関数の集合と相関付け、第１相関を出力ベ
クトル142の第１要素に割り当て、第２相関を第２要素
に割り当てる、...とすることにより、各々64要素を有
する複数の出力ベクトルを生成する。同様に、FHT140
は、“Q"ベクトルを64個の可能なウォルシュ関数の集合
と相関付け、第１関数を直交出力ベクトル143の第１要
素に割り当て、第２相関を第２要素に割り当てる、...
とすることにより、各々64要素を有する複数の出力ベク
トルを生成する。次に、出力142,143をウォルシュ・シ
ンボル・プロセッサ144に印加する。ウォルシュ・シン
ボル・プロセッサ144の出力146は、ウォルシュ・シンボ
ル・メトリック（Walsh symbol metrics）のベクトルか
ら成り，各要素は、可能な送信ウォルシュ関数の１つに
関連付けられている。また、ウォルシュ・シンボル・プ
ロセッサ144からは、周波数オフセット推定値145も出力
される。更に、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ144
は、入力として、コヒーレント・モード（以下で説明す
る）をイネーブルする信号158,およびスレシホルド値に
関する信号160も有する。信号158,160は、マイクロプロ
セッサ162を制御することによって発生する。ウォルシ
ュ・シンボル・メトリック146のベクトルを入力として
有する、条件付メトリック発生器148（conditional met
ric generator）は、第２のメトリック集合を発生す
る。これらは畳み込みエンコーダ152によって使用され
る。条件付メトリック発生器の動作については、1995年
12月29日にTerry M.Schaffnerの名義で出願され、本願
の譲受人に譲渡された、“Method and Apparatus for D
ecoding an Encoded Signal"と題する米国特許出願番号
第08/581,696号に記載されている。この内容は、本願で
も使用可能である。そして、畳み込みデコーダ152は、
元のデータ・ビット104の推定値154を生成する。
第２図は、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ144が
実行する機能を示す。ウォルシュ・シンボル・プロセッ
サ144の目的は、ウォルシュ関数相関のベクトルの入力
の対を形成し、これらから、ウォルシュ・シンボル・メ
トリックの出力ベクトルを発生し、最終的にこれらを用
いて、畳み込みデコーダ152が用いるビット・メトリッ
クを導出することである。また、ウォルシュ・シンボル
・プロセッサ144は、ベースバンド周波数オフセット推
定値145も発生し、これは周波数補正ブロック136で用い
られる。
実行する機能を示す。ウォルシュ・シンボル・プロセッ
サ144の目的は、ウォルシュ関数相関のベクトルの入力
の対を形成し、これらから、ウォルシュ・シンボル・メ
トリックの出力ベクトルを発生し、最終的にこれらを用
いて、畳み込みデコーダ152が用いるビット・メトリッ
クを導出することである。また、ウォルシュ・シンボル
・プロセッサ144は、ベースバンド周波数オフセット推
定値145も発生し、これは周波数補正ブロック136で用い
られる。
即ち、FHT140から出力されるＩおよびＱ出力ベクトル
142,143は、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ144内の
４つのブロック、チャネル推定器218,ウォルシュ・シン
ボル推定器212,セレクタ200,および復調器222に供給さ
れる。好適実施例では、チャネル推定器218は、1996年
１月４日にLing et al.の名義で出願され本願の譲受人
に譲渡された、“Method and Apparatus for Coherent
Channel Estimation"と題する米国特許出願番号第08/58
2,856号に記載されているものである。尚、この出願の
内容は本願でも使用可能である。しかしながら、チャネ
ル推定の別の方法も同様に適用可能であることを、当業
者は認めよう。チャネル推定器218は、ＩおよびＱチャ
ネル推定値220,221それぞれを、送信ウォルシュ関数216
の良好な推定値として生成する。ＩおよびＱチャネル推
定値220,221は、復調器222が本発明によるコヒーレント
検出を行う際に用いられる。入力ベクトルの各対につい
て、送信ウォルシュ関数216の推定値は、送信ウォルシ
ュ・シンボルのインデックスに対応する０ないし63の整
数から成る。
142,143は、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ144内の
４つのブロック、チャネル推定器218,ウォルシュ・シン
ボル推定器212,セレクタ200,および復調器222に供給さ
れる。好適実施例では、チャネル推定器218は、1996年
１月４日にLing et al.の名義で出願され本願の譲受人
に譲渡された、“Method and Apparatus for Coherent
Channel Estimation"と題する米国特許出願番号第08/58
2,856号に記載されているものである。尚、この出願の
内容は本願でも使用可能である。しかしながら、チャネ
ル推定の別の方法も同様に適用可能であることを、当業
者は認めよう。チャネル推定器218は、ＩおよびＱチャ
ネル推定値220,221それぞれを、送信ウォルシュ関数216
の良好な推定値として生成する。ＩおよびＱチャネル推
定値220,221は、復調器222が本発明によるコヒーレント
検出を行う際に用いられる。入力ベクトルの各対につい
て、送信ウォルシュ関数216の推定値は、送信ウォルシ
ュ・シンボルのインデックスに対応する０ないし63の整
数から成る。
非コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定器212も
同様に、ＩおよびＱ出力ベクトル142,143を用いて、ウ
ォルシュ・シンボル推定値214,223の第２の集合を発生
する。これは、入力ＩおよびＱベクトルの各成分を二乗
し、その結果を成分毎に加算し、64個の可能なウォルシ
ュ関数の各々に対するウォルシュ・シンボル・エネルギ
を得ることによって行われる。これらのエネルギの内最
大のものを、ウイニング・ウォルシュ・シンボル・エネ
ルギ（winning Walsh symbol energy）と呼び、このウ
イニング・ウォルシュ・シンボル推定値のインデックス
は、推定値214として現れる。また、非コヒーレント・
ウォルシュ・シンボル推定器212は、６つのウォルシュ
・シンボルから成る群（パワー制御群またはPCGと呼
ぶ）の間で受信したエネルギの推定値223を生成する。
この推定値223は、単に、PCGの６つのウイニング・ウォ
ルシュ・シンボル・エネルギの和である。
同様に、ＩおよびＱ出力ベクトル142,143を用いて、ウ
ォルシュ・シンボル推定値214,223の第２の集合を発生
する。これは、入力ＩおよびＱベクトルの各成分を二乗
し、その結果を成分毎に加算し、64個の可能なウォルシ
ュ関数の各々に対するウォルシュ・シンボル・エネルギ
を得ることによって行われる。これらのエネルギの内最
大のものを、ウイニング・ウォルシュ・シンボル・エネ
ルギ（winning Walsh symbol energy）と呼び、このウ
イニング・ウォルシュ・シンボル推定値のインデックス
は、推定値214として現れる。また、非コヒーレント・
ウォルシュ・シンボル推定器212は、６つのウォルシュ
・シンボルから成る群（パワー制御群またはPCGと呼
ぶ）の間で受信したエネルギの推定値223を生成する。
この推定値223は、単に、PCGの６つのウイニング・ウォ
ルシュ・シンボル・エネルギの和である。
各入力Ｉベクトル142について、セレクタ200は、64成
分の内１つを選択し、以下に述べるように、216または2
14にしたがって、同相出力202を出力する。同様に、各
入力Ｑベクトル143について、セレクタは64成分の内１
つを選択し、直交出力203を出力する。双方の場合に渡
される要素は、復調コントローラ228の検出モード選択
信号226によって決定される。検出モード選択信号226上
で検出選択出力が「１」である場合、渡すべき成分のイ
ンデックスとして、信号216が用いられることを示し、
一方検出モード選択信号226上で「０」である場合、渡
すべき成分のインデックスとして、出力214が用いられ
ることを示す。以下で説明するが、検出モード選択信号
226は、コヒーレント検出または非コヒーレント検出の
どちらを用いるかを示すものであり、「１」はコヒーレ
ント検出を示す。また、検出モード選択信号226は、ウ
ォルシュ・シンボル推定値のどのソースが最も信頼性が
高いかを示すためにも用いられる。
分の内１つを選択し、以下に述べるように、216または2
14にしたがって、同相出力202を出力する。同様に、各
入力Ｑベクトル143について、セレクタは64成分の内１
つを選択し、直交出力203を出力する。双方の場合に渡
される要素は、復調コントローラ228の検出モード選択
信号226によって決定される。検出モード選択信号226上
で検出選択出力が「１」である場合、渡すべき成分のイ
ンデックスとして、信号216が用いられることを示し、
一方検出モード選択信号226上で「０」である場合、渡
すべき成分のインデックスとして、出力214が用いられ
ることを示す。以下で説明するが、検出モード選択信号
226は、コヒーレント検出または非コヒーレント検出の
どちらを用いるかを示すものであり、「１」はコヒーレ
ント検出を示す。また、検出モード選択信号226は、ウ
ォルシュ・シンボル推定値のどのソースが最も信頼性が
高いかを示すためにも用いられる。
比較的安定なチャネル状態の下では、検出モード選択
信号226は「１」となり、これによってコヒーレント検
出が選択されることを示す。この場合、チャネル推定器
218によって与えられるシンボル推定値216は、非コヒー
レント・ウォルシュ・シンボル推定器212が発生する推
定値214よりも精度が高い。逆に、非コヒーレント復調
は、チャネルが急速に変化する場合に最良に機能し、こ
のような状態の下では、非コヒーレント・ウォルシュ・
シンボル推定器212から発生されたウォルシュ・シンボ
ル推定値214の方が精度が高く、検出モード選択信号226
を「０」にセットすることによって選択される。
信号226は「１」となり、これによってコヒーレント検
出が選択されることを示す。この場合、チャネル推定器
218によって与えられるシンボル推定値216は、非コヒー
レント・ウォルシュ・シンボル推定器212が発生する推
定値214よりも精度が高い。逆に、非コヒーレント復調
は、チャネルが急速に変化する場合に最良に機能し、こ
のような状態の下では、非コヒーレント・ウォルシュ・
シンボル推定器212から発生されたウォルシュ・シンボ
ル推定値214の方が精度が高く、検出モード選択信号226
を「０」にセットすることによって選択される。
続いて、周波数検出器206は、入力信号202,203を用い
て信号を発生し、この信号をロー・パス・フィルタ208
にかけることによってロー・パス・フィルタ処理を施
し、最終的に、ベースバンド周波数オフセット推定値14
5を発生する。復調器コントローラ228は、この周波数オ
フセット推定値145を、コヒーレント・モード・イネー
ブル制御信号158および周波数エラー・スレシホルド信
号160と共に用い、以下に述べる検出モード選択信号226
を発生する。ＩおよびＱベクトル142,143を入力とし
て、復調器222は復調を行い、チャネル推定値220,221お
よび検出モード選択信号226に基づいて、ウォルシュ・
シンボル・メトリック146を発生する。
て信号を発生し、この信号をロー・パス・フィルタ208
にかけることによってロー・パス・フィルタ処理を施
し、最終的に、ベースバンド周波数オフセット推定値14
5を発生する。復調器コントローラ228は、この周波数オ
フセット推定値145を、コヒーレント・モード・イネー
ブル制御信号158および周波数エラー・スレシホルド信
号160と共に用い、以下に述べる検出モード選択信号226
を発生する。ＩおよびＱベクトル142,143を入力とし
て、復調器222は復調を行い、チャネル推定値220,221お
よび検出モード選択信号226に基づいて、ウォルシュ・
シンボル・メトリック146を発生する。
図３は、本発明にしたがって検出モード選択信号226
を与えるために用いられる、復調コントローラ228を概
略的に示す。復調コントローラ228は、入力として、ベ
ースバンド周波数オフセット推定値145および制御信号1
58,160を有し、検出モード選択信号226を発生する。こ
の信号226は、本発明にしたがって、復調器222およびセ
レクタ200双方を制御する。具体的には、ベースバンド
周波数オフセット推定値145は、一連の2L遅延335ないし
338に供給される。遅延335ないし338の出力は、加算ノ
ード342において加算され、信号312を生成する。次い
で、二乗器344において、この信号312を二乗する。遅延
335ないし338の出力は、二乗回路330ないし333にも入力
される。二乗回路330ないし333の出力は、加算ノード32
6において加算され、加算結果320はビット・シフタ318
に送られる。ビット・シフタ318は、加算結果320の二進
表現をＬビットだけシフトし、Ｌ個のゼロを下位側のＬ
ビットに加えることによって、2L倍の乗算を実行し、信
号314を形成する。二乗器344から出力された信号310
は、加算ノード346において、ビット・シフタ316から出
力された信号314から減算される。その結果得られた信
号推定値308は、平均二乗オフセット周波数の推定値を
調整したものを表す。
を与えるために用いられる、復調コントローラ228を概
略的に示す。復調コントローラ228は、入力として、ベ
ースバンド周波数オフセット推定値145および制御信号1
58,160を有し、検出モード選択信号226を発生する。こ
の信号226は、本発明にしたがって、復調器222およびセ
レクタ200双方を制御する。具体的には、ベースバンド
周波数オフセット推定値145は、一連の2L遅延335ないし
338に供給される。遅延335ないし338の出力は、加算ノ
ード342において加算され、信号312を生成する。次い
で、二乗器344において、この信号312を二乗する。遅延
335ないし338の出力は、二乗回路330ないし333にも入力
される。二乗回路330ないし333の出力は、加算ノード32
6において加算され、加算結果320はビット・シフタ318
に送られる。ビット・シフタ318は、加算結果320の二進
表現をＬビットだけシフトし、Ｌ個のゼロを下位側のＬ
ビットに加えることによって、2L倍の乗算を実行し、信
号314を形成する。二乗器344から出力された信号310
は、加算ノード346において、ビット・シフタ316から出
力された信号314から減算される。その結果得られた信
号推定値308は、平均二乗オフセット周波数の推定値を
調整したものを表す。
得られた信号推定値208は、次に、比較器304におい
て、制御用マイクロプロセッサ162によって判定された
周波数エラー・スレシホルド信号160と比較される。信
号推定値308が周波数エラー・スレシホルド信号160未満
である場合、比較器出力306は「１」となり、その他の
場合は「０」となる。したがって、周波数エラー・スレ
シホルド信号160を適切に選択することによって、信号
推定値308が小さくなると（小さな信号推定値308は、良
好なチャネル推定値を暗示し、コヒーレント検出を暗示
する）、非コヒーレントからコヒーレントに、検出を自
動的に切り替えることができる。最後に、ANDゲート302
が、コヒーレント・モード・イネーブル信号158および
比較器出力306の論理「AND」を実行する。したがって、
コヒーレント・モード・イネーブル信号158および比較
器出力306が双方共「１」の場合のみ、検出モード選択
信号226は「１」となる。この方式では、制御用マイク
ロプロセッサ162は、単に、周波数エラー・スレシホル
ド信号160を十分に高く設定し、比較器出力306が常に
「１」となるようにすれば、145に現れる周波数推定値
には独立して、検出モード選択信号226を（したがっ
て、検出のタイプ、即ち、コヒーレントまたは非コヒー
レントも）、設定可能であることを注記しておく。した
がって、制御用マイクロプロセッサ162は、無線チャネ
ル159の状態に関する情報に基づいて、検出の選択も制
御することができる。一例として、ワイヤレス通信シス
テムにおける呼の開始またはハンドオフの発生からの経
過時間に基づいて、検出のタイプを変更することがあげ
られる。
て、制御用マイクロプロセッサ162によって判定された
周波数エラー・スレシホルド信号160と比較される。信
号推定値308が周波数エラー・スレシホルド信号160未満
である場合、比較器出力306は「１」となり、その他の
場合は「０」となる。したがって、周波数エラー・スレ
シホルド信号160を適切に選択することによって、信号
推定値308が小さくなると（小さな信号推定値308は、良
好なチャネル推定値を暗示し、コヒーレント検出を暗示
する）、非コヒーレントからコヒーレントに、検出を自
動的に切り替えることができる。最後に、ANDゲート302
が、コヒーレント・モード・イネーブル信号158および
比較器出力306の論理「AND」を実行する。したがって、
コヒーレント・モード・イネーブル信号158および比較
器出力306が双方共「１」の場合のみ、検出モード選択
信号226は「１」となる。この方式では、制御用マイク
ロプロセッサ162は、単に、周波数エラー・スレシホル
ド信号160を十分に高く設定し、比較器出力306が常に
「１」となるようにすれば、145に現れる周波数推定値
には独立して、検出モード選択信号226を（したがっ
て、検出のタイプ、即ち、コヒーレントまたは非コヒー
レントも）、設定可能であることを注記しておく。した
がって、制御用マイクロプロセッサ162は、無線チャネ
ル159の状態に関する情報に基づいて、検出の選択も制
御することができる。一例として、ワイヤレス通信シス
テムにおける呼の開始またはハンドオフの発生からの経
過時間に基づいて、検出のタイプを変更することがあげ
られる。
図４は、本発明にしたがって、コヒーレント検出また
は非コヒーレント検出によってウォルシュ・シンボル・
メトリックを発生する復調器222を概略的に示す。コヒ
ーレント検出または非コヒーレント検出のどちらを実施
するかについての判定は、検出モード選択信号226の状
態に基づいて行われる。一連のベクトル142,143は、デ
マルチプレクサ400によって、一対の乗算器408,409また
は二乗回路422のいずれかに転送される。検出モード選
択信号226が「１」に設定されている場合、信号142,143
はそれぞれ出力402,401に向けて送出され、この場合コ
ヒーレント復調が行われる。その他の場合、信号142,14
3は、それぞれ、出力404,403に向けて送出され、この場
合非コヒーレント検出が行われる。
は非コヒーレント検出によってウォルシュ・シンボル・
メトリックを発生する復調器222を概略的に示す。コヒ
ーレント検出または非コヒーレント検出のどちらを実施
するかについての判定は、検出モード選択信号226の状
態に基づいて行われる。一連のベクトル142,143は、デ
マルチプレクサ400によって、一対の乗算器408,409また
は二乗回路422のいずれかに転送される。検出モード選
択信号226が「１」に設定されている場合、信号142,143
はそれぞれ出力402,401に向けて送出され、この場合コ
ヒーレント復調が行われる。その他の場合、信号142,14
3は、それぞれ、出力404,403に向けて送出され、この場
合非コヒーレント検出が行われる。
コヒーレント検出は、先に引用した、米国特許出願番
号第08/581,696号に記載されているように、乗算器408,
409によって行う。端的に言えば、同相（Ｉ）入力ベク
トル402の成分を、チャネル推定値220のＩ成分と乗算
し、直交（Ｑ）入力ベクトル401の成分を、チャネル推
定値401のＱ成分と乗算する。次に、これら２つのベク
トルを、加算ノード425において、成分毎に加算する。
ブロック412において、その結果の成分を二乗し、長さ6
4の出力ベクトル416を生成する。ｉ番目の要素は、ｌ番
目のウォルシュ・シンボルが送信された際のメトリッ
ク、即ち、信頼度を表す。
号第08/581,696号に記載されているように、乗算器408,
409によって行う。端的に言えば、同相（Ｉ）入力ベク
トル402の成分を、チャネル推定値220のＩ成分と乗算
し、直交（Ｑ）入力ベクトル401の成分を、チャネル推
定値401のＱ成分と乗算する。次に、これら２つのベク
トルを、加算ノード425において、成分毎に加算する。
ブロック412において、その結果の成分を二乗し、長さ6
4の出力ベクトル416を生成する。ｉ番目の要素は、ｌ番
目のウォルシュ・シンボルが送信された際のメトリッ
ク、即ち、信頼度を表す。
検出モード選択信号226が「０」に設定された場合、
信号142,143をそれぞれ出力403,404に向けて送出する。
この場合、二乗器422は、入力ベクトル403,404の成分を
それぞれ二乗し、加算することによって、非コヒーレン
ト検出を行う。この動作について、次のように説明する
ことができる。404におけるＩベクトルのｌ番目の成分
をx404（ｌ）で表し、403におけるＱベクトルのｌ番目
の成分をx403（ｌ）で表すとする。すると、420に現れ
るベクトルのｌ番目の成分y420（ｌ）は次の式で表され
る。
信号142,143をそれぞれ出力403,404に向けて送出する。
この場合、二乗器422は、入力ベクトル403,404の成分を
それぞれ二乗し、加算することによって、非コヒーレン
ト検出を行う。この動作について、次のように説明する
ことができる。404におけるＩベクトルのｌ番目の成分
をx404（ｌ）で表し、403におけるＱベクトルのｌ番目
の成分をx403（ｌ）で表すとする。すると、420に現れ
るベクトルのｌ番目の成分y420（ｌ）は次の式で表され
る。
y420（ｌ）＝x2 404（ｌ）＋x2 403（ｌ）
420における成分の各々を、次に乗算器421に印加し、非
コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定器212から得
られる、ウォルシュ・シンボルのPCGエネルギ223を用い
て、これらの値に重み付けを行う。検出モード選択信号
226上に「０」が現れる場合、マルチプレクサ418は、非
コヒーレント検出信号423を通過させ、復調器出力146に
渡す。
コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定器212から得
られる、ウォルシュ・シンボルのPCGエネルギ223を用い
て、これらの値に重み付けを行う。検出モード選択信号
226上に「０」が現れる場合、マルチプレクサ418は、非
コヒーレント検出信号423を通過させ、復調器出力146に
渡す。
本発明の装置および方法の好適実施例は、デジタル移
動無線電話システムであるので、無線チャネルにおける
変化は希ではない。加えて、無線チャネルは、コヒーレ
ント検出が高いビット・エラー・レートを生ずる状態に
も変化する可能性がある。この問題に対処するために、
無線チャネルの状態の推定値に基づいて、または無線リ
ンクの使用状況（activity）の知識を基にチャネル状態
の推定が可能な外部プロセッサのコマンドによって、非
コヒーレント検出およびコヒーレント検出間で切り替え
るようにした。即ち、本発明による図１の受信機156
は、無線チャネルが比較的安定な場合、コヒーレント検
出の優れたビット・エラー・レート性能を利用し、しか
も、無線チャネルの変化が一層激しくなった場合には、
非コヒーレント検出を実施するので、この検出方式に関
連する、厳しい性能上の劣化を受けることはない。
動無線電話システムであるので、無線チャネルにおける
変化は希ではない。加えて、無線チャネルは、コヒーレ
ント検出が高いビット・エラー・レートを生ずる状態に
も変化する可能性がある。この問題に対処するために、
無線チャネルの状態の推定値に基づいて、または無線リ
ンクの使用状況（activity）の知識を基にチャネル状態
の推定が可能な外部プロセッサのコマンドによって、非
コヒーレント検出およびコヒーレント検出間で切り替え
るようにした。即ち、本発明による図１の受信機156
は、無線チャネルが比較的安定な場合、コヒーレント検
出の優れたビット・エラー・レート性能を利用し、しか
も、無線チャネルの変化が一層激しくなった場合には、
非コヒーレント検出を実施するので、この検出方式に関
連する、厳しい性能上の劣化を受けることはない。
第５図は、本発明による復調を効果的に実施可能な、
通信システムを、ブロック図で概略的に示す。好適実施
例では、通信システムは符号分割多元接続（CDMA）セル
ラ無線電話システムである。しかしながら、当業者は認
めるように、本発明による復調は、あらゆるシステムに
おいて実施可能であり、当該システムの利点が得られ
る。
通信システムを、ブロック図で概略的に示す。好適実施
例では、通信システムは符号分割多元接続（CDMA）セル
ラ無線電話システムである。しかしながら、当業者は認
めるように、本発明による復調は、あらゆるシステムに
おいて実施可能であり、当該システムの利点が得られ
る。
第５図を参照すると、便宜上略語が用いられている。
以下に、第５図で用いられている略語の定義をリストと
して示す。
以下に、第５図で用いられている略語の定義をリストと
して示す。
BS 基地局
CBSC 集中基地局コントローラ
EC エコー・キャンセラ
VLR ビジタ位置レジスタ
HLR ホーム位置レジスタ
ISDN 統合サービス・デジタル・ネットワーク
MS 移動局
MSC 移動機交換センタ
MM 移動度マネージャ
OMCR 動作および保守センタ−無線
OMCS 動作および保守センタ−スイッチ
PSTN 公衆電話交換網
XC トランスコーダ
第５図に見られるように、複数のBTS501ないし503がC
BSC504に結合されている。各BTS501ないし503は、無線
周波数（RF）通信をMS505に提供する。好適実施例で
は、第１図に示した送信機100および受信機156は、BTS5
01ないし503およびMS505において実施され、Telecommun
ication Industry Associateion（TIA）から入手可能
な、前述のTIA/EIA/IS−95,Mobile Station−Base−sta
tion Compatibility Standard for Dual Mode Wideband
Spread Spectrum Cellular System（1997年７月）に規
定されているRF通信に対応する。CBSC504は、とりわ
け、XC510による呼の処理，およびMM509による移動性の
管理を担当する。CBSC504の他のタスクには、特徴制御
（feature control）および送信／ネットワーク伝達時
のインターフェース処理が含まれる。CBSC504の機能性
に関する詳しい情報については、本願の譲受人に譲渡さ
れた、Bach et al.の米国特許番号第5,475,686号を引用
する。この内容は、本願でも使用可能である。
BSC504に結合されている。各BTS501ないし503は、無線
周波数（RF）通信をMS505に提供する。好適実施例で
は、第１図に示した送信機100および受信機156は、BTS5
01ないし503およびMS505において実施され、Telecommun
ication Industry Associateion（TIA）から入手可能
な、前述のTIA/EIA/IS−95,Mobile Station−Base−sta
tion Compatibility Standard for Dual Mode Wideband
Spread Spectrum Cellular System（1997年７月）に規
定されているRF通信に対応する。CBSC504は、とりわ
け、XC510による呼の処理，およびMM509による移動性の
管理を担当する。CBSC504の他のタスクには、特徴制御
（feature control）および送信／ネットワーク伝達時
のインターフェース処理が含まれる。CBSC504の機能性
に関する詳しい情報については、本願の譲受人に譲渡さ
れた、Bach et al.の米国特許番号第5,475,686号を引用
する。この内容は、本願でも使用可能である。
また、図５には、CBSC504のMM509に結合されたOMCR51
2も示されている。OMCR512は、通信システム500の無線
部分（CBSC504およびBTS501〜503）の動作および全体的
な保守を担当する。CBSC504はMSC515に結合され、MSC51
5は、PSTN520/ISDN522およびCBSC504間に交換機能を与
える。OMCS524は、通信システム500の交換部分（MSC51
5）の動作および全体的な保守を担当する。HLR516およ
びVLR517は、主に請求書発行の目的に用いられるユーザ
情報を、通信システム500に供給する。EC511,519は、通
信システム500を通じて転送される音声信号の品質向上
を図るために実施されている。
2も示されている。OMCR512は、通信システム500の無線
部分（CBSC504およびBTS501〜503）の動作および全体的
な保守を担当する。CBSC504はMSC515に結合され、MSC51
5は、PSTN520/ISDN522およびCBSC504間に交換機能を与
える。OMCS524は、通信システム500の交換部分（MSC51
5）の動作および全体的な保守を担当する。HLR516およ
びVLR517は、主に請求書発行の目的に用いられるユーザ
情報を、通信システム500に供給する。EC511,519は、通
信システム500を通じて転送される音声信号の品質向上
を図るために実施されている。
CBSC504,MSC515,HLR516およびVLR517の機能性は、図
５では、分散されたものとして示されているが、これら
の機能性を単一の素子に集中させることも同様に可能で
あることを、当業者は認めよう。また、異なる構成に対
しても、同様に、MSC515またはBTS501ないし503のいず
れかにXC510を配置することができる。
５では、分散されたものとして示されているが、これら
の機能性を単一の素子に集中させることも同様に可能で
あることを、当業者は認めよう。また、異なる構成に対
しても、同様に、MSC515またはBTS501ないし503のいず
れかにXC510を配置することができる。
MSC515をCBSC504と結合するリンク526は、当技術分野
では既知のT1/E1リンクである。XC510をCBSCに配置する
ことによって、XC510による（T1/E1リンク526から入力
される）入力信号の圧縮のために、リンク予算において
4:1の改善が実現する。圧縮信号は、特定のBTS501ない
し503に転送され、MS505に送信される。ここで注記すべ
き重要事は、特定のBTS501ないし503に転送される圧縮
信号は、送信が行われる前に、BTS501ないし503におい
て更に処理を受けることである。言い換えれば、最終的
にMS505に送信される信号は、XC510から出力される圧縮
信号と形態は異なるが、実態は同一である。
では既知のT1/E1リンクである。XC510をCBSCに配置する
ことによって、XC510による（T1/E1リンク526から入力
される）入力信号の圧縮のために、リンク予算において
4:1の改善が実現する。圧縮信号は、特定のBTS501ない
し503に転送され、MS505に送信される。ここで注記すべ
き重要事は、特定のBTS501ないし503に転送される圧縮
信号は、送信が行われる前に、BTS501ないし503におい
て更に処理を受けることである。言い換えれば、最終的
にMS505に送信される信号は、XC510から出力される圧縮
信号と形態は異なるが、実態は同一である。
MS505が、BTS501ないし503の１つによって送信された
信号を受信すると、MS505は、当該BTS501ないし503にお
いて行われた処理およびXC510によって行われた音声符
号化を全て、本質的に「取り消す（undo）」（一般的に
は「デコード（decode）」と言う）。MS505が信号をBTS
501ないし503の１つに返送すると、MS505は同様に音声
符号化を実施する。MS505によって信号がBTS501ないし5
03の１つに送信された後（MSは、更に別の信号処理も行
い、信号の形態を変化させるが、その実態は変化させな
い）、BTS501ないし503は、その信号に対して行われた
処理を「取り消し」、得られた信号をXC510に転送し、
音声復号化を行う。XC510による音声復号化の後、信号
は、T1/E1リンク526を通じてエンド・ユーザに転送され
る。
信号を受信すると、MS505は、当該BTS501ないし503にお
いて行われた処理およびXC510によって行われた音声符
号化を全て、本質的に「取り消す（undo）」（一般的に
は「デコード（decode）」と言う）。MS505が信号をBTS
501ないし503の１つに返送すると、MS505は同様に音声
符号化を実施する。MS505によって信号がBTS501ないし5
03の１つに送信された後（MSは、更に別の信号処理も行
い、信号の形態を変化させるが、その実態は変化させな
い）、BTS501ないし503は、その信号に対して行われた
処理を「取り消し」、得られた信号をXC510に転送し、
音声復号化を行う。XC510による音声復号化の後、信号
は、T1/E1リンク526を通じてエンド・ユーザに転送され
る。
尚、本発明は、上述の実施例に限定されるのではな
く、請求の範囲の精神および範囲に係る変更、修正、お
よび変形を全て含むことを意図するものである。本発明
の特定実施例を参照しながら、特定的に示しかつ記載し
たが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、
形態および詳細において、種々の変更が可能であること
は、当業者によって理解されよう。
く、請求の範囲の精神および範囲に係る変更、修正、お
よび変形を全て含むことを意図するものである。本発明
の特定実施例を参照しながら、特定的に示しかつ記載し
たが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、
形態および詳細において、種々の変更が可能であること
は、当業者によって理解されよう。
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フロントページの続き
(72)発明者 リング、フユン
アメリカ合衆国イリノイ州ホフマン・エ
ステーツ、マンフォード・ドライブ4190
(56)参考文献 特開 平６−14066（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−199270（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−200038（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−23072（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−116584（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−130440（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−164661（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−303269（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−270524（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−23232（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−182144（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−228849（ＪＰ，Ａ)
特表 平９−507014（ＪＰ，Ａ)
国際公開95／10888（ＷＯ，Ａ１)
米国特許5517530（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (8)
- 【請求項１】変調信号の復調装置であって： 変調信号型式の入力を有するコヒーレント復調器； 変調信号型式の入力を有する非コヒーレント復調器； 検出モード選択信号のステータスに基づいて、前記コヒ
ーレント復調器および前記非コヒーレント復調器間で選
択を行うセレクタ；および 送信された直交符号の推定値に基づき平均二乗オフセッ
ト周波数を決定し、前記平均二乗オフセット周波数に基
づき信号推定値を決定し、かつ前記信号推定値をスレシ
ホルドと比較して検出モード選択信号を生成する復調器
コントローラ； から成ることを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】前記変調信号は、直交変調信号から成るこ
とを特徴とする請求項１記載の装置。 - 【請求項３】前記変調信号型式は、前記直交変調信号の
同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分から成ることを特
徴とする請求項２記載の装置。 - 【請求項４】直交変調信号の復調装置であって： 前記直交変調信号の同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成
分を、入力として有するコヒーレント復調器； 前記直交変調信号の前記同相（Ｉ）成分および前記直交
（Ｑ）成分を、入力として有する非コヒーレント復調
器；および 前記コヒーレント復調器または前記非コヒーレント復調
器のどちらを用いるかを選択するための検出モード選択
信号を、出力として有するセレクタであって、前記検出
モード選択信号は送信された直交符号の推定値に基づき
周波数オフセットの分散を決定し、前記周波数オフセッ
トの分散に基づき信号推定値を決定し、かつ前記信号推
定値をスレシホルドと比較することによって発生するも
の； から成ることを特徴とする復調装置。 - 【請求項５】前記周波数オフセットの分散の推定値は： ベースバンド周波数オフセット推定値を遅延させる複数
の遅延素子； 前記複数の遅延素子の各出力を加算し、第１加算ノード
出力信号を生成する第１加算ノード； 加算された出力信号を二乗し、二乗加算出力信号を生成
する二乗器； 前記複数の遅延素子の各出力を二乗し、複数の二乗出力
を生成する複数の二乗器； 前記複数の二乗器が生成する複数の二乗出力を加算し
て、第２加算ノード出力信号を生成する第２加算ノー
ド； 前記第２加算ノード出力信号を所定のビット数だけシフ
トし、ビット・シフト信号を生成するビット・シフタ；
および 二乗加算出力信号を前記ビット・シフト信号から減算
し、前記周波数オフセットの前記推定値の生成が行われ
る第３加算ノード； を用いて発生することを特徴とする請求項４記載の装
置。 - 【請求項６】ワイヤレス通信システムにおいて、変調信
号を復調する方法であって： 前記変調信号の第１推定値を発生する段階； 前記変調信号の第２推定値を発生する段階； 前記第１および第２推定値を比較し、前記推定値の精度
に関する信頼性を調べる段階； 前記信頼性に基づいて、前記第１および第２の推定値の
いずれかを用いて、検出モード選択信号を発生する段
階；および 前記発生した検出モード選択信号に基づいて、コヒーレ
ント復調器または非コヒーレント復調器のいずれかを選
択する段階； から成ることを特徴とする方法。 - 【請求項７】前記変調信号の前記第１推定値は、コヒー
レント・チャネル推定器によって発生することを特徴と
する請求項６記載の方法。 - 【請求項８】前記変調信号の前記第２推定値は、非コヒ
ーレント・ウォルシュ・シンボル推定器によって発生す
ることを特徴とする請求項６記載の方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/734,225 | 1996-10-21 | ||
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