JP4286802B2 - Ｃｄｍａシステムにおけるパイロット信号および不要トラヒック信号の消去 - Google Patents

Description

本発明は、概括的にはディジタル通信に関する。より詳しくいうと、本発明は受信した符号分割多元接続信号からグローバルパイロット信号と不要なトラヒック信号とを除去し、それによって干渉成分であるそれらの信号を復号化の前に除去するシステムと方法に関する。

今日の高度先進通信技術は、伝送すべきデータを擬似雑音（ｐｎ）信号で変調することによりそのデータを拡大帯域で伝送する通信手法を利用している。この技術はディジタルスペクトラム拡散、すなわち、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）として知られる。ＣＤＭＡは、信号帯域幅よりもはるかに広い帯域幅で信号を伝送することにより、伝送路内の信号歪や干渉周波数に影響を受けることなくデータを伝送できる。

図１に単純化した単一チャネルＣＤＭＡ通信システムを示す。ある帯域幅のデータ信号をｐｎ系列発生器からの拡散符号と混合してディジタルスペクトラム拡散信号を発生する。特定チャネルのデータを搬送する信号はトラヒック信号と呼ぶ。受信ののち、このデータを当該データの送信に用いたのと同じｐｎ系列と相関をとって再生する。伝送帯域幅内の１つおきの信号が、逆拡散中の信号に対し雑音として現れる。

受信機との同期を図るために、各送信機はパイロット信号と称する非変調トラヒック信号を必要とする。このパイロット信号は受信機の各々が所定の送信機と同期をとれるようにし、受信機におけるトラヒック信号の逆拡散を可能にする。

通常の通信システムでは、基地局は複数の固定または移動加入者と個別に交信する。多くの信号を送信する基地局は、その基地局と交信する複数のユーザに共通のグローバルパイロット信号をより高い電力レベルで送信する。グローバルパイロット信号は、個々のユーザの初期捕捉、ユーザによるコヒーレント受信のための信号評価の達成、および受信中におけるマルチパス成分の合成に利用される。同様に、逆方向では各加入者局が固有割当パイロット信号を伝送して基地局と交信する。

ｐｎ系列が合致した場合だけ信号を復号化できるが、全ての信号が雑音や干渉成分として作用する。グローバルパイロット信号およびトラヒック信号は逆拡散中のトラヒック信号に対して雑音となる。所望の信号を逆拡散する前にグローバルパイロット信号および全ての不要なトラヒック信号を除去できれば、雑音全体の大部分を減らすことになり、ビット誤り率を減少させ、その結果として逆拡散ずみ信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が改善される。

受信機のパイロット信号の相対強度に基づいて受信信号からパイロット信号を減算するいくつかの試みがなされてきた。Brackert 名義の米国特許第５，２２４，１２２号は、受信信号の中のスペクトラム拡散雑音信号の一部を既知の信号の拡散による評価信号の発生により消去するスペクトラム拡散雑音消去装置を開示している。受信スペクトラム拡散信号の復調出力からその評価信号を減算することによって、上記既知の信号を受信スペクトラム拡散信号から処理で除くのである。その場合は、主稼動セル基地局からの上記既知の信号の振幅情報および位相情報、マルチパス信号の雑音からの振幅情報および従稼動セルからの雑音の振幅に基づいてそれら評価信号を発生する。Yellin ほか名義のＰＣＴ国際出願公開第ＷＯ ９８ ４３３６２号は、スペクトラム拡散信号から少なくとも一つの雑音含有ユーザ信号を検出するとともにパイロット信号の雑音およびその特定のユーザ信号への干渉の影響を除去することによって構成したＣＤＭＡ雑音消去装置を開示している。しかし、信号強度値は地表反射により互いに異なる遅延を受ける複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確な指標にならない。マルチパス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくなるのである。

ＷＯ ９８／４３３６２ ＵＳＰ ５ ７１９ ８５２ ＵＳＰ ５ ２２４ １２２

復号化の前に信号から複数の雑音要因を除去することによりシステム全体の性能を改善する必要がある。

本発明は、スペクトラム拡散通信システムで伝送されるグローバルパイロット信号および不要トラヒック信号の及ぼす雑音を減少させるものである。本発明は、復号化の前に受信機で所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号および不要トラヒック信号を実効的に除去するものである。そのようにして得られた信号では信号対雑音比が改善される。

従って、本発明の目的は、パイロット信号および不要な活性状態のトラヒック信号の及ぼす雑音を減らす符号分割多元接続通信システム用受信機を提供することである。

本発明のもう一つの目的は、グローバルパイロット信号および活性状態のトラヒック信号の雑音効果を解消することによって所望のトラヒック信号のＳＮＲを改善することである。

高度電気通信の当業者には、好適な実施例の詳細な説明を読めばこの発明のシステムおよび方法の上記以外の目的と利点が明らかになるであろう。

本発明によると、所望のトラヒック信号のＳＮＲを改善しシステム容量を高めたスペクトラム拡散通信システムを提供できる。

全体を通して同じ参照数字で同じ構成要素を示した図面を参照しながら実施例を説明する。

第２図に示すとおり、Ｂ−ＣＤＭＡ^ＴＭ通信システム１７は、基地局または移動加入者局受信機のどちらにも配置できる送信機１９と受信機２１とを含む。送信機１９は音声信号および非音声信号２５を種々のビットレートでデータに符号化する信号プロセッサ２３を備える。

背景として、多元接続環境における伝送信号の生成には二つのステップが必要とされる。第１のステップでは、２相位相偏移変調信号と見なされ得る入力データを前向き誤り訂正符号化（ＦＥＣ）２７により符号化する。一方の信号を同相チャネル信号Ｉ３３ｘで示し、他方の信号を直交位相チャネル信号Ｑ３３ｙで示す。２相位相偏移変調信号ＩおよびＱは通常は４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）と呼ぶ。

第２のステップでは、二つの２相位相偏移変調データ、すなわちシンボル３３ｘ、３３ｙを複素乗算器３９により複素擬似雑音（ｐｎ）系列３５Ｉ，３５Ｑで拡散する。複素数乗算器３９の動作は図２Ｂに示してあり、当該技術分野において周知である。拡散動作は次のとおり表すことができる。

（ｘ＋ｊｙ）＋（Ｉ＋ｊＱ）＝（ｘＩ−ｙＱ）＋ｊ（ｘＱ＋ｙＩ）
＝ａ＋ｊｂ （式１）
複素数はａ＋ｊｂの形式であり、この式においてａとｂは実数であり、ｊ^２＝−１である。図２Ａを再び参照すると、結果として得られる拡散ずみ信号Ｉ３７ａとＱ３７ｂは互いに異なる拡散符号を有する他の拡散ずみ信号（チャネル）と合成され４５ａ、４５ｂ、搬送波信号４３と乗算（混合）されて送信される４７。この送信４７は複数の個別の信号を含む。

受信機２１は、伝送されてきた広帯域信号４７を伝送搬送波４３と混合して中間周波数５１ａ、５１ｂにする復調器４９ａ、４９ｂを含んでいる。第２の周波数逓減によりこの信号をベースバンドに下げる。次にＱＰＳＫ信号５５ａ、５５ｂをフィルタにかけ５３、伝送されてきた複素符号の共役値に一致する局部発生複素ｐｎ系列３５Ｉ，３５Ｑと混合する５６。同一符号により拡散された原信号だけが逆拡散されることになる。他の全ての信号は受信機２１に雑音として現れる。データ５７ｘ、５７ｙは、たたみ込み符号化データに対してＦＥＣ復号化を行う信号プロセッサ５９に供給される。

図３Ａと図３Ｂに示すとおり、ＱＰＳＫシンボルは同相（Ｉ）信号および直交位相（Ｑ）信号の各々の１ビットから成る。これらのビットはアナログサンプルまたは、ディジタルデータを量子化したものを表す。シンボル持続時間ｔｓはビット持続時間に等しいことが分かる。

伝送されてきたシンボルは複素ｐｎ系列をＱＰＳＫシンボルストリームに乗算することによって拡散される。Ｉチャネルｐｎ系列およびＱチャネルｐｎ系列は一般にシンボルレートの１００〜２００倍という非常に高い周波数で生成されたビットストリームで構成される。このようなｐｎ系列の一つを図３Ｃに示す。（上述のとおり）複素ｐｎ系列はシンボルビットストリームと混合され、ディジタル拡散信号を生成する。この拡散信号の成分は非常に小さい持続時間ｔｃを有するチップとして知られる。

この信号を受信して復調すると、ベースバンド信号はチップレベルになる。拡散中に使用するｐｎ系列の共役値により、この信号のＩ成分およびＱ成分を逆拡散すると、この信号はシンボルレベルに戻る。

本発明の実施例を図４、図５および図７に示す。グローバルパイロット信号消去システム６１の実施例を図４に示す。受信信号ｒは次のように表される。

ｒ＝αｃｐ＋βｃｔ＋ｎ （式２）
ここで、受信信号ｒは複素数であって、パイロット信号強度αとパイロット符号ｃｐとを乗算したものに、トラヒック信号強度βとトラヒック符号ｃｔとの積およびランダム雑音ｎとを加算したものである。この雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉は他の全てのトラヒック信号を含む。受信信号ｒからグローバルパイロット信号を消去するために、このシステム６１はパイロット符号α、すなわち
α≠β （式３）
の信号強度を導き出す必要がある。これは、グローバルパイロット信号がトラヒック信号よりも高い電力レベルで伝送されるからである。

時間領域で受信信号ｒを加算すると、式（２）は次のようになる。

Σｒ＝αΣｃｐ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式４）
図４を参照すると、受信したベースバンド信号ｒは、パイロット信号消去システム６１およびパイロット逆拡散器６５に入力６３され、この逆拡散器６５により受信信号ｒからパイロット信号を逆拡散する。第１のミキサ６７は、拡散の際に用いたパイロットｐｎ符号の複素共役値ｃｐ^＊６９を乗算することにより受信信号ｒを逆拡散し、次式の信号を生ずる。

Σｒｃｐ^＊＝αΣｃｐｃｐ^＊＋βΣｃｔｃｐ^＊＋Σｎｃｐ^＊ （式５）
複素共役値は符号のみが異なり互いに等しい実数部と虚数部とを有する一対の複素数の一つである。

逆拡散ずみのパイロット信号７１は第１の加算／ダンププロセッサ７３に供給され、この信号を時間領域にわたって加算する。第１の加算／ダンププロセッサ７３の出力Ｑｓｄｌは次式で表される。

Ｏｓｄｌ＝αＬ１＋βΣｃｔｃｐ^＊＋Σｎｃｐ^＊ （式６）
ここで、Ｌ１はパイロット拡散符号ｃｐとパイロット拡散符号の複素共役値ｃｐ^＊との積をＬチップにわたって加算した値である。

加算／ダンププロセッサ７３の出力Ｏｓｄｌは低域フィルタ７５に供給される。低域フィルタ７５は各信号成分の平均値を算定する。パイロット・トラヒック交差相関の平均値はゼロであり、したがって雑音ｎの平均値である。それゆえ、フィルタ処理７５の後では、式（６）内の第２項および第３項はゼロになる。時間領域にわたる低域フィルタ７５の出力Ｏｌｐｆは次の式で表される。

Ｏｌｐｆ＝αＬ （式７）
低域フィルタ７５の出力Ｏｌｐｆは処理手段７７に供給され、パイロット符号強度αを生ずる。処理手段７７は低域フィルタ７５の出力ＯｌｐｆをＬで除算することによりαを計算する。したがって、処理手段７７の出力Ｏｐｍは次の式で表される。

Ｏｐｍ＝α
（式８）
パイロット拡散符号ｃｐ^＊複素共役値発生器６９は複素共役値プロセッサ７９に結合され、パイロット拡散符号ｃｐを生じる。パイロット拡散符号ｃｐは第２のミキサ８１に入力され、トラヒック拡散符号ｃｔ^＊複素共役値発生器８３の出力と混合される。この第２のミキサ８１の出力から得られる積は第２の加算／ダンププロセッサ８５に供給される。第２の加算／ダンププロセッサ８５の出力Ｏｓｄ２はΣｃｐｃｔ^＊であり、第３のミキサ８７でαと合成される。第３のミキサ８７の出力８９はαΣｃｐｃｔ^＊である。

受信信号ｒもトラヒック信号逆拡散器９１により逆拡散される。トラヒック信号逆拡散器９１は、第４のミキサ９３を用いて、受信信号ｒを発生器８３からのトラヒック符号複素共役値ｃｔ^＊と混合することにより受信信号ｒを逆拡散し、次の信号を生じる。

Σｒｃｔ^＊＝αΣｃｐｃｔ^＊＋βΣｃｔｃｔ^＊＋Σｎｃｔ^＊ （式９）
トラヒック信号逆拡散器９１の出力９５は第３の加算／ダンププロセッサ９７に供給される。第３の加算／ダンププロセッサ９７の時間に対する出力Ｏｓｄ３は次のようになる。

Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ^＊＝βＬ２＋αΣｃｐｃｔ^＊＋Σｎｃｔ^＊ （式１０）
ここで、Ｌ２はトラヒック信号拡散符号ｃｔとトラヒック信号拡散符号の複素共役値ｃｔ^＊との積をＬチップにわたって加算した値である。

第３の加算／ダンププロセッサ９７の出力Ｏｓｄ３は、第３のミキサ８７の出力８９を減算する加算器９９に供給される。加算器９９の出力Ｏａｄｄは次式で与えられる。

Ｏａｄｄ＝βＬ２＋αΣｃｐｃｔ^＊＋Σｎｃｔ^＊−αΣｃｐｃｔ^＊ （式１１）
したがって、パイロット信号消去システム６１の出力Ｏａｄｄは、下式で単純化したとおり受信信号ｒマイナスパイロット信号に等しい。

Ｏａｄｄ＝βＬ２＋Σｎｃｔ^＊
（式１２）
本発明は、所望トラヒック信号から不要なトラヒック信号（ｓ）を消去するのに類似の手法を使う。トラヒック信号は他のトラヒック信号にとってはグローバルパイロット信号と同様に干渉となるが、トラヒック信号はデータで変調されており、したがって動的な性質を備えるので、不要トラヒック信号の消去はグローバルパイロット信号の消去とは異なる。グローバルパイロット信号が一定の位相を備えるのに対して、トラヒック信号ではデータ変調により絶えず位相が変わる。

トラヒック信号消去システム１０１の実施例を図５に示す。上述のとおり、次式の受信信号ｒがこのシステムに入力１０３される。

ｒ＝ψｄｃｄ＋βｃｔ＋ｎ
（式１３）
ここで、受信信号ｒは複素数であり、トラヒック符号信号強度Ψとトラヒック信号データｄと消去すべき不要トラヒック信号のトラヒック符号ｃｄとの積に、所望のトラヒック符号ｃｔを乗算した所望のトラヒック符号強度βと、雑音ｎとを加算したものである。雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉成分は他の全てのトラヒック信号とグローバルパイロット信号とを含む。受信信号ｒから不要なトラヒック信号（ｓ）を消去するには、システム１０１は減算すべき不要トラヒック符号Ψの信号強度を導き出してデータｄを推算する必要がある。

ψ≠ｄ≠β （式１４）
受信信号ｒを時間領域にわたって加算すると、式１３は次式で表される。

Σｒ＝ψｄΣｃｄ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式１５）
図５を参照すると、受信ベースバンド信号ｒは、この受信信号ｒから所望トラヒック信号を逆拡散する所望トラヒック信号逆拡散器９１に入力１０３される。所望トラヒック信号ミキサ９３は受信信号ｒを、拡散の際に用いた所望トラヒックｐｎ符号の複素共役値ｃｔ^＊と混合する。逆拡散ずみのトラヒック信号を加算／ダンププロセッサ９７に加え、時間領域にわたって加算する。加算／ダンププロセッサ９７の出力Ｏｓｄ３は次式で与えられる。

Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ^＊＝βＬ２＋ψｄΣｃｄｃｔ^＊＋Σｎｃｔ^＊ （式１６）
図５に示したトラヒック信号消去システム１０１はｎ個の不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎを含む。この実施例は１０個の（ｎ＝１０）不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５１０を備えている。

不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎの各々は、第１のミキサ１１７１〜１１７ｎおよび不要トラヒック信号符号発生器１１９１〜１１９ｎを含む不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎと、第２のミキサ１３３１〜１３３ｎと、第１および第２の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎおよび１２３１〜１２３ｎと、硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎと、低域フィルタ１２７１〜１２７ｎと、処理手段１２９１〜１２９ｎと、第３のミキサ１３１１〜１３１ｎと、共役値プロセッサ１３５１〜１３５ｎと、可調整増幅器１３７１〜１３７ｎと、所望トラヒック信号符号発生器８３とを備える。

上述のとおり、受信信号ｒは不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎの各々に入力１０３される。不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎはこの入力１０３に接続され、受信信号ｒを各不要信号対応のトラヒック信号ｐｎ系列の複素共役値ｃｄｌ^＊―ｃｄｎ^＊と混合１１７１〜１１７ｎする。逆拡散ずみのトラヒック信号１３９１〜１３９ｎは、この信号を時間領域で加算する第１の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎに供給する。第１の加算／ダンプ１２１１〜１２１ｎの出力Ｏｓｄｌは次式で表される。

Ｏｓｄ１ｎ＝Σｒｃｄｎ^＊＝ψｄＬ３＋βΣｃｔｃｄｎ^＊＋Σｎｃｄｎ^＊ （式１７）
ここで、Ｌ３は不要トラヒック信号拡散符号ｃｄｎとの積でありｃｄｎ^＊は不要トラヒック信号拡散符号の複素共役値である。

第１の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎの出力ＯｓｄＩｎは硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎに供給する。この硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは変調によるデータの位相偏移Φを判定する。硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは逆拡散ずみシンボル値に最も近いＱＰＳＫコンステレーション位置ｄも判定する。

図６に示すとおり、硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは信号の受信シンボルｐ０を四つのＱＰＳＫコンステレーション点ｘ１、１、ｘ−１、１、ｘ−１、−１、ｘ１、−１と比較する。マルチパスに起因するか無線周波数に起因するかに関わりなく、雑音や歪みによる伝送４７中の劣化があるので、各受信シンボルｐ０を調べる必要がある。硬判定プロセッサは受信シンボルｐ０から各象限までの四つの距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４を計算し、最短距離ｄ２を選び、そのシンボルｄに位置ｘ−１、１を割当てる。また、硬判定プロセッサは選択ずみのシンボル位置ｘ−１、１に対応する位相に等しい位相量Φだけ当初の信号座標ｐ０を位相逆回転（逆回転）する。当初のシンボル座標ｐ０は放棄する。

硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎの位相出力Φは低域フィルタ１２７１〜１２７ｎに供給する。これら低域フィルタ１２７１〜１２７ｎは時間の経過とともに各信号成分の平均値を算定する。トラヒック信号相互間交差相関の平均値と雑音ｎの平均値はゼロである。したがって、時間の経過に伴う低域フィルタ１２７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは次式で与えられる。

Ｏｌｐｆｎ＝ψＬ （式１８）
低域フィルタ１２７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは処理手段１２９１〜１２９ｎに供給され、不要トラヒック信号符号強度Ψを抽出する。処理手段１２９１〜１２９ｎはフィルタ１２７１〜１２７ｎの出力ＱｌｐｆｎをＬで除算することによりΦを推算する。

硬判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎのもう一つの出力はデータｄである。これは図６に示すとおり距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４の最小値に対応するデータ点ｄである。第３のミキサ１３１１〜１３１ｎは不要トラヒック信号強度Ψを各データ値ｄと混合する。

不要トラヒック信号拡散符号複素共役値発生器ｃｄｌ^＊〜ｃｄｎ^＊は複素共役値プロセッサ１３５１〜１３５ｎに結合され、不要トラヒック信号拡散符号ｃｄｌ〜ｃｄｎを生じ、これら信号は第２のミキサ１３３１〜１３３ｎに入力され、所望トラヒック信号拡散符号複素共役値発生器ｃｔ^＊の出力と混合される。この積は第２の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎに供給される。第２の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎはΣｃｄｎｃｔ^＊であり、可変増幅器１３７１〜１３７ｎに供給される。可変増幅器１３７１〜１３７ｎは、決定ずみの利得である第３のミキサ１３１１〜１３１ｎの出力に従って第３の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎを増幅する。

可変増幅器１３７１〜１３７ｎの出力１４１１〜１４１ｎは、所望トラヒック信号逆拡散器１０５の出力から可変増幅器１３７１〜１３７ｎの各々の出力を減算する加算器１４３に供給される。この出力Ｏは次式で与えられる。

Ｏ＝βＬ＋ψｄΣｃｄｃｔ^＊＋Σｎｃｔ^＊−ψｄΣｃｄｃｔ^＊
（式１９）
加算器１４３の出力Ｏ（また、不要トラヒック信号消去システム１０１の出力でもある）は受信信号ｒマイナス不要トラヒック信号に等しく、次のとおり簡略表示される。

Ｏ＝βＬ＋Σｎｃｔ^＊
（式２０）
ここで、雑音ｎは受信信号から減算したトラヒック信号量に応じて変化する。

グローバルパイロット信号と不要トラヒック信号とを消去するもう一つの実施例１４５を図７に示す。前述のとおり、不要トラヒック信号消去システム１０１は所望トラヒック信号逆拡散器９１と複数の不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎとを含む。このトラヒック信号消去システムは上述のパイロット信号消去システム６１と並列に結合してあるが、所望トラヒック信号逆拡散器を備えていない。共通入力１４７をこれら両方のシステム１０１および６１に接続し、これら両システム１０１および６１からの出力ＯおよびＯａｄｄに共通の加算器１４９を接続してある。パイロット信号および不要トラヒック信号を所望のトラヒック信号から減算することによって、パイロット信号や複数の送信トラヒック信号による干渉のない出力１５１を生ずる。

以上、本発明の特定の実施形態を示して説明したが、当業者には本発明の原理や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示のためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。

第３世代モバイル通信システムのシステム容量拡大および費用効率改善に利用できる。

従来技術のＣＤＭＡ通信システムの単純化したブロック図。 Ｂ−ＣＤＭＡ通信システムの詳細なブロック図。 複素乗算器の詳細な構成図。 同相ビットストリームの図。 直交位相ビットストリームの図。 擬似雑音（ｐｎ）ビット系列のパイロット。 本発明によるグローバルパイロット信号消去システムのブロック図。 本発明による不要トラヒック信号消去システムのブロック図。 硬判定を示すＱＰＳＫコンステレーションに関する受信シンボルｐ０の図。 本発明によるパイロット信号消去システムおよび不要トラヒック信号消去システムの組合せのブロック図。

符号の説明

１７ Ｂ−ＣＤＭＡ通信システム
１９ 送信機
２１ 受信機
２３ シグナルプロセッサ
２５ 音声および非音声信号
２７ 前向き誤り訂正符合器
３３ｘ，３３ｙ シンボル
３９ 複素乗算器
４３ 搬送波
４５ａ，４５ｂ 合成器
４７ 受信広帯域信号
４９ａ，４９ｂ 復調器
５５ａ，５５ｂ ＱＰＳＫ信号
５３ フィルタ
５６ 複素乗算器
５７ｘ，５７ｙ データ信号
５９ シグナルプロセッサ
６１ パイロット信号消去システム
６３ システム入力
６５ パイロット信号逆拡散器
６７，９３，８７ ミキサ
７３ 加算／ダンププロセッサ
７５ 低域フィルタ
９１ トラヒック逆拡散器
９３ 所望トラヒック信号ミキサ
１０１ トラヒック信号逆拡散器
１１５１・・・１１５ｎ 不要トラヒック信号キャンセラ
１４５ 複素共役値発生器

Claims (5)

1. 復号化の前にトラヒック信号から被選択信号を除去するように構成されたモバイルユーザ受信機において、
   前記モバイルユーザ受信機は、
   送信機から無線インタフェース経由で通信信号を受信するように構成された受信機入力を有する受信機を含み、
   前記受信機入力は、出力を有するトラヒック信号キャンセラであって、不要トラヒック信号を消去するように構成されたトラヒック信号キャンセラに供給されるとともに、グローバルパイロット信号を除去するように構成されたパイロット信号キャンセラに供給され、
   前記パイロット信号キャンセラは、
   前記受信機入力に接続され、加算出力を有するグローバルパイロット逆拡散器と、
   出力を有する所望トラヒック信号・グローバルパイロット信号間交差相関デバイスと
   を含み、
   前記グローバルパイロット逆拡散器の出力が出力を有するパイロット信号強度算定デバイスに接続され、
   前記パイロット信号強度算定デバイスの出力を前記交差相関デバイスの出力と乗算し、
   前記乗算の積が前記パイロット信号キャンセラの出力であり、
   前記パイロット信号キャンセラの前記出力は、前記トラヒック信号キャンセラの前記出力から減算して前記不要トラヒック信号および前記グローバルパイロット信号の影響を免れた受信機出力を生ずることを特徴とするモバイルユーザ受信機。
2. 前記トラヒック信号キャンセラが、加算／ダンププロセッサに接続されて出力を生ずる所望トラヒック信号逆拡散器および不要トラヒック信号キャンセラを含み、
   前記不要トラヒック信号キャンセラが、
   前記受信機入力に接続した信号入力と、不要トラヒック信号符号発生器と、前記符号発生器の出力と前記受信機入力とを混合して不要トラヒック信号逆拡散器加算出力を生ずる第１のミキサとを有する不要トラヒック信号逆拡散器を含み、
   前記不要トラヒック信号逆拡散器加算出力を、位相出力およびデータ出力を有する硬判定プロセッサに接続し、
   前記硬判定プロセッサの前記位相出力を、出力を有する低域フィルタに接続し、
   前記低域フィルタの前記出力をプロセッサ、すなわち前記不要トラヒック信号と所望のトラヒック信号との交差相関の結果をフィルタ処理して前記不要トラヒック信号の強度を出力するプロセッサの入力に接続し、
   前記プロセッサの出力を前記硬判定プロセッサのデータ出力と乗算して、第１の乗算器が調節可能な増幅器に出力を供給し、
   前記不要トラヒック信号符号発生器の出力を、出力を有する複素共役値プロセッサの入力に接続し、
   前記複素共役値プロセッサの出力を前記所望のトラヒック信号符号の複素共役値と出力を有する第２のミキサで混合し、
   前記第２のミキサの出力を、出力を有する第１の加算／ダンププロセッサの入力に接続し、
   前記第１の加算／ダンププロセッサの出力を、前記乗算器の出力により制御可能な可変利得増幅器の入力に接続し、
   前記増幅器の出力を、それら増幅器の各々の出力を前記所望のトラヒック信号逆拡散器の加算出力から減算して前記トラヒック信号キャンセラの出力を生ずる加算器に接続したことを特徴とする請求項１に記載のモバイルユーザ受信機。
3. 前記交差相関デバイスが、
   グローバルパイロット拡散用符号複素共役値符号発生器と、
   所望トラヒック信号複素共役値符号発生器と、
   前記グローバルパイロット拡散用符号と前記所望トラヒック信号複素共役値符号との間の交差相関をとる第３のミキサと、
   前記交差相関の結果を時間領域で加算する第２の加算／ダンププロセッサと
   を含む請求項１に記載のモバイルユーザ受信機。
4. 前記パイロット信号強度算定デバイスが、
   出力を有する低域フィルタと、
   前記低域フィルタの出力に接続され、前記グローバルパイロット信号強度を抽出し出力するプロセッサと
   をさらに含む請求項３に記載のモバイルユーザ受信機。
5. 復号化の前に所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号を除去するように構成されたグローバルパイロット信号キャンセラを有するモバイルユーザ受信機であって、
   前記モバイルユーザ受信機は、
   送信機から通信信号を受信するように構成された受信機入力と、受信機出力とを有する受信機を含み、
   各々が加算出力を有するグローバルパイロット信号逆拡散器および所望トラヒック信号逆拡散器に前記受信機入力が接続されており、
   所望トラヒック信号・グローバルパイロット信号交差相関デバイスをさらに含み、
   前記グローバルパイロット信号逆拡散器の出力を、出力を有する低域フィルタと、前記低域フィルタ出力に接続され前記グローバルパイロット信号強度を抽出し出力するプロセッサとを有するパイロット信号強度算定デバイスに接続し、
   前記パイロット信号強度算定デバイスの出力を前記交差相関デバイスの出力と乗算し、
   前記乗算の積を前記所望トラヒック信号逆拡散器の出力から減算して前記グローバルパイロット信号の影響を免れた前記所望のトラヒック信号を出力することを特徴とするモバイルユーザ受信機。

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