JP3481544B2 - 位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器 - Google Patents
位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力分配器に係
り、特に大きな帯域幅において極めて低い移相誤差を実
現する位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電
力分配器に関するものである。
り、特に大きな帯域幅において極めて低い移相誤差を実
現する位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電
力分配器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、３−ｄＢ電力分配器は、平衡
増幅器、平衡ミキサー、周波数弁別器、移相器、変調器
といった多くのＲＦ回路の設計における基本回路であ
る。特に、２ポート間のアイソレーションが要求される
ミキサー、変調器、電力スプリッタの設計には、位相差
が１８０度のハイブリッド型ラットレース電力分配器が
望ましい。しかしながら、これらの装置の位相差の性能
は概して、広い帯域幅においてアイソレーションを制限
する要素となっている。このため、これまで多くの研究
が広い帯域幅での位相差の幅を縮小することに焦点を当
ててきた。
増幅器、平衡ミキサー、周波数弁別器、移相器、変調器
といった多くのＲＦ回路の設計における基本回路であ
る。特に、２ポート間のアイソレーションが要求される
ミキサー、変調器、電力スプリッタの設計には、位相差
が１８０度のハイブリッド型ラットレース電力分配器が
望ましい。しかしながら、これらの装置の位相差の性能
は概して、広い帯域幅においてアイソレーションを制限
する要素となっている。このため、これまで多くの研究
が広い帯域幅での位相差の幅を縮小することに焦点を当
ててきた。
【０００３】例えば、S.Mar（文献（１）Mar S.,"A wid
e band stripline hybrid ring,"IEEE trans. Microwav
e Theory Tech.,vol.MTT-16,p.361,June 1968)および、
L.W.Chua,（文献（２）Chua L.W.,"New Broad-band mat
ched hybridsfor microwave integrated circuits,"in
Proc. European Microwave Conf.,pp.C4/5:1―C4/5:4,1
971）は、従来の１８０度ハイブリッド装置の４分の３
波長の線路を位相反転を含む４分の１波長の線路で置き
換えることにより、１オクターブ以上の帯域幅を実現す
る方式を提案している。図１７に従来型の１８０度ラッ
トレース型電力分配器の等価回路図を示す。Marが提案
する方式では、位相反転器はきわめて緊密に結合された
線路を使って実現されるため、従来のマイクロストリッ
プ技術では実現が困難である。Chuaが用いた４分の１波
長の位相反転器は、マイクロストリップとスロットライ
ンの組み合わせにより実現され、２オクターブを超える
帯域幅を実現する。しがしながら、このハイブリッド装
置の製作には高精度のリトグラフィ工程が要求されるた
め、製作は容易ではない。 Kimら（文献（３）Kim D.and Naito Y.,"Broad band de
sign of improvedhybrid-ring 3dB directional couple
r,"IEEE trans.Microwave Theory Tech.,vol.MTT-30,p
p.2040-2046,Nov.1982）および、Mikuckiら（文献
（４）MikuckiG.F.and Agrawal A.K.,"A broad-band pr
inted circuit hybridring powerdivider,"IEEE trans.
Microwave Theory Tech.,vol.37,pp.112-117,Jan.198
9）が提案している２つのアプローチは、仮想的なポー
トと整合回路を使用している。
e band stripline hybrid ring,"IEEE trans. Microwav
e Theory Tech.,vol.MTT-16,p.361,June 1968)および、
L.W.Chua,（文献（２）Chua L.W.,"New Broad-band mat
ched hybridsfor microwave integrated circuits,"in
Proc. European Microwave Conf.,pp.C4/5:1―C4/5:4,1
971）は、従来の１８０度ハイブリッド装置の４分の３
波長の線路を位相反転を含む４分の１波長の線路で置き
換えることにより、１オクターブ以上の帯域幅を実現す
る方式を提案している。図１７に従来型の１８０度ラッ
トレース型電力分配器の等価回路図を示す。Marが提案
する方式では、位相反転器はきわめて緊密に結合された
線路を使って実現されるため、従来のマイクロストリッ
プ技術では実現が困難である。Chuaが用いた４分の１波
長の位相反転器は、マイクロストリップとスロットライ
ンの組み合わせにより実現され、２オクターブを超える
帯域幅を実現する。しがしながら、このハイブリッド装
置の製作には高精度のリトグラフィ工程が要求されるた
め、製作は容易ではない。 Kimら（文献（３）Kim D.and Naito Y.,"Broad band de
sign of improvedhybrid-ring 3dB directional couple
r,"IEEE trans.Microwave Theory Tech.,vol.MTT-30,p
p.2040-2046,Nov.1982）および、Mikuckiら（文献
（４）MikuckiG.F.and Agrawal A.K.,"A broad-band pr
inted circuit hybridring powerdivider,"IEEE trans.
Microwave Theory Tech.,vol.37,pp.112-117,Jan.198
9）が提案している２つのアプローチは、仮想的なポー
トと整合回路を使用している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この方式は、従来の１
８０度ハイブリッド装置の使用可能帯域幅を５０％拡大
する。しかし、その実現にはインピーダンスが非常に低
い伝送路、つまり線路幅の極めて大きいマイクロストリ
ップ線路と、値の異なる多数のコンデンサが要求され、
良好な性能を実現するためには入念な最適化が必要であ
る。最近では、単面ＭＩＣ技術を用いた方式が提案され
ている。Hoら（文献（５）Ho C.H.,Fan L.and Chang
K.,"New uniplanar coplanar waveguide hybrid-ring c
ouplers andmagic-T's,"IEEE trans.Microwave Theory
Tech.,vol.42,pp.2240-2248,Dec.1994）は、共面導波管
（ＣＰＷ）とスロットライン間の遷移を最適化すること
により１オクターブを超える帯域幅上で動作する１８０
度ハイブリッドリングカプラを提案している。さらに、
この設計技術は従来の１８０度ハイブリッド型ラットレ
ースカプラの４分の３波長線路への逆位相スロットライ
ンＴ分岐の代用となる。
８０度ハイブリッド装置の使用可能帯域幅を５０％拡大
する。しかし、その実現にはインピーダンスが非常に低
い伝送路、つまり線路幅の極めて大きいマイクロストリ
ップ線路と、値の異なる多数のコンデンサが要求され、
良好な性能を実現するためには入念な最適化が必要であ
る。最近では、単面ＭＩＣ技術を用いた方式が提案され
ている。Hoら（文献（５）Ho C.H.,Fan L.and Chang
K.,"New uniplanar coplanar waveguide hybrid-ring c
ouplers andmagic-T's,"IEEE trans.Microwave Theory
Tech.,vol.42,pp.2240-2248,Dec.1994）は、共面導波管
（ＣＰＷ）とスロットライン間の遷移を最適化すること
により１オクターブを超える帯域幅上で動作する１８０
度ハイブリッドリングカプラを提案している。さらに、
この設計技術は従来の１８０度ハイブリッド型ラットレ
ースカプラの４分の３波長線路への逆位相スロットライ
ンＴ分岐の代用となる。
【０００５】同様の概念に基づき、円周がわずが０．６
７πの単面１８０度ハイブリッドリングカプラの縮小版
がMurgulescuら（文献（６）Murgulescu M.H.,Moisan
E.,Legaud P.,Penard E.and Zapuine I.,"New wideban
d,0.67λg circumference180° hybrid ring coupler,"
Electron.Lett.,vol.30,pp.299-300,Feb.1994）により
提案されている（円周０．６７πの新型広帯域１８０度
ハイブリッドリングカプラ）。これらの装置は、位相差
および挿入損の面ではかなりの広帯域を実現するが、残
念ながら、Ｓパラメータ整合に関しては狭帯域である。
しかし、実用では一般に、整合、アイソレーション、挿
入損、１８０度位相差のすべてが、中心周波数において
だけでなく、同一の周波数範囲において、予め定義され
た許容範囲内の性能を実現していることが要求される。
７πの単面１８０度ハイブリッドリングカプラの縮小版
がMurgulescuら（文献（６）Murgulescu M.H.,Moisan
E.,Legaud P.,Penard E.and Zapuine I.,"New wideban
d,0.67λg circumference180° hybrid ring coupler,"
Electron.Lett.,vol.30,pp.299-300,Feb.1994）により
提案されている（円周０．６７πの新型広帯域１８０度
ハイブリッドリングカプラ）。これらの装置は、位相差
および挿入損の面ではかなりの広帯域を実現するが、残
念ながら、Ｓパラメータ整合に関しては狭帯域である。
しかし、実用では一般に、整合、アイソレーション、挿
入損、１８０度位相差のすべてが、中心周波数において
だけでなく、同一の周波数範囲において、予め定義され
た許容範囲内の性能を実現していることが要求される。
【０００６】本発明は、上述の如き従来の課題を解決す
るためになされたもので、その目的は、広い帯域幅にお
いて整合、アイソレーション、挿入損、位相差（いずれ
も正規化周波数で表わすことができる）に優れた性能を
有する位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電
力分配器を提供することである。
るためになされたもので、その目的は、広い帯域幅にお
いて整合、アイソレーション、挿入損、位相差（いずれ
も正規化周波数で表わすことができる）に優れた性能を
有する位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電
力分配器を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明の特徴は、第１および第２入力端
と、第１および第２出力端と、第１入力端と第２出力端
を９０度の位相差で結合する第１伝送路と、第２入力端
と第１出力端を９０度の位相差で結合する第２伝送路
と、第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で結合
する第３伝送路と、第２入力端と第２出力端を９０度の
位相差で結合する第４伝送路と、第２入力端を接地電位
に終端する抵抗器と、第４伝送路と直列接続され、第２
入力端と第２出力端を結合するコンデンサと、第２出力
端を接地電位に結合する短絡された第５伝送路とを具備
することにある。
に、請求項１の発明の特徴は、第１および第２入力端
と、第１および第２出力端と、第１入力端と第２出力端
を９０度の位相差で結合する第１伝送路と、第２入力端
と第１出力端を９０度の位相差で結合する第２伝送路
と、第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で結合
する第３伝送路と、第２入力端と第２出力端を９０度の
位相差で結合する第４伝送路と、第２入力端を接地電位
に終端する抵抗器と、第４伝送路と直列接続され、第２
入力端と第２出力端を結合するコンデンサと、第２出力
端を接地電位に結合する短絡された第５伝送路とを具備
することにある。
【０００８】請求項２の発明の第１伝送路は特性インピ
ーダンスが（√２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路
に相当し、第２伝送路は特性インピーダンスが（√２）
Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送
路は特性インピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電
気長３λ0／４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性イ
ンピーダンスがγ×Ｚ0（γ≧１）であり、第５伝送路
は電気長λ0／４の伝送路に相当する。
ーダンスが（√２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路
に相当し、第２伝送路は特性インピーダンスが（√２）
Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送
路は特性インピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電
気長３λ0／４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性イ
ンピーダンスがγ×Ｚ0（γ≧１）であり、第５伝送路
は電気長λ0／４の伝送路に相当する。
【０００９】上記請求項１又は請求項２記載の発明にお
いて以下が成立する。 ａ）Ｚ0は第１入力端および第１・第２出力端の終端イ
ンピーダンスである。 ｂ）第２出力端を接地電位に終端する抵抗器の値は従来
の値Ｚ0よりも大きく、 装置の整合およびアイソ
レーションに関する予め定義された要求条件に応
じて調整することができる。 ｃ）第２出力端を接地電位に結合する短絡された伝送路
の特性インピーダンスはＺ0よりも小さく、装置の１８
０度位相差に関する予め定義された要求条 件に応
じて調整することができる。この値はαＺ0で表わすこ
とができる （α＜１）。 ｄ）第４伝送路と直列するコンデンサは、精密な位相制
御装置として動作し、第２出力端を接地電位に結合する
短絡された伝送路を補足する形で使用される。また、こ
のコンデンサの値は、装置の１８０度位相差に関する予
め定義された要求条件に応じて調整することができる。 ｅ）短絡された第５伝送路に要求される位相差β0ｌ2は
以下の数式で表される。
いて以下が成立する。 ａ）Ｚ0は第１入力端および第１・第２出力端の終端イ
ンピーダンスである。 ｂ）第２出力端を接地電位に終端する抵抗器の値は従来
の値Ｚ0よりも大きく、 装置の整合およびアイソ
レーションに関する予め定義された要求条件に応
じて調整することができる。 ｃ）第２出力端を接地電位に結合する短絡された伝送路
の特性インピーダンスはＺ0よりも小さく、装置の１８
０度位相差に関する予め定義された要求条 件に応
じて調整することができる。この値はαＺ0で表わすこ
とができる （α＜１）。 ｄ）第４伝送路と直列するコンデンサは、精密な位相制
御装置として動作し、第２出力端を接地電位に結合する
短絡された伝送路を補足する形で使用される。また、こ
のコンデンサの値は、装置の１８０度位相差に関する予
め定義された要求条件に応じて調整することができる。 ｅ）短絡された第５伝送路に要求される位相差β0ｌ2は
以下の数式で表される。
【００１０】
【数１】
【００１１】ここでｆ0は装置の使用可能帯域幅の中心
周波数である。β0は中心周波数ｆ0における短絡された
伝送路の位相定数である。ｌ2は短絡された第５伝送路
の電気長である。Ｃ10は第４伝送路と直列するコンデン
サの値である。
周波数である。β0は中心周波数ｆ0における短絡された
伝送路の位相定数である。ｌ2は短絡された第５伝送路
の電気長である。Ｃ10は第４伝送路と直列するコンデン
サの値である。
【００１２】ｆ）装置の１８０度移相誤差および電気的
性能、つまりＳパラメータ整合、アイソレーション、挿
入損は個別に最適化することができるため、装置の設計
が容易に実施可能である。 ｇ）コンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレース
ハイブリッド型電力分配器は、既存のあらゆるマイクロ
波技術を使って設計および製作することができる。
性能、つまりＳパラメータ整合、アイソレーション、挿
入損は個別に最適化することができるため、装置の設計
が容易に実施可能である。 ｇ）コンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレース
ハイブリッド型電力分配器は、既存のあらゆるマイクロ
波技術を使って設計および製作することができる。
【００１３】請求項３の発明の特徴は、第１および第２
入力端と、第１および第２出力端と、第１入力端と第２
出力端を９０度の位相差で結合する第１伝送路と、第２
入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第２伝
送路と、第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で
結合する第３伝送路と、第２入力端と第２出力端を９０
度の位相差で結合する第４伝送路と、第２入力端を接地
電位に終端する抵抗器と、第４伝送路と直列され、第２
入力端と第２出力端を結合する可変容量の第１コンデン
サと、第２出力端を９０度の位相差で接地電位に結合す
る短絡された第５伝送路と、第５伝送路に並列接続さ
れ、第２出力端を接地電位に結合する可変容量の第２コ
ンデンサとを具備することにある。
入力端と、第１および第２出力端と、第１入力端と第２
出力端を９０度の位相差で結合する第１伝送路と、第２
入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第２伝
送路と、第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で
結合する第３伝送路と、第２入力端と第２出力端を９０
度の位相差で結合する第４伝送路と、第２入力端を接地
電位に終端する抵抗器と、第４伝送路と直列され、第２
入力端と第２出力端を結合する可変容量の第１コンデン
サと、第２出力端を９０度の位相差で接地電位に結合す
る短絡された第５伝送路と、第５伝送路に並列接続さ
れ、第２出力端を接地電位に結合する可変容量の第２コ
ンデンサとを具備することにある。
【００１４】請求項４の発明の第１伝送路は特性インピ
ーダンスが（√２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路
に相当し、第２伝送路は特性インピーダンスが（√２）
Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送
路は特性インピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電
気長が３λ0／４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性
インピーダンスがγ×Ｚ0（γ≧１）であり、電気長λ0
／４の伝送路に相当し、第５伝送路は電気長λ0／４の
伝送路に相当する。
ーダンスが（√２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路
に相当し、第２伝送路は特性インピーダンスが（√２）
Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送
路は特性インピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電
気長が３λ0／４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性
インピーダンスがγ×Ｚ0（γ≧１）であり、電気長λ0
／４の伝送路に相当し、第５伝送路は電気長λ0／４の
伝送路に相当する。
【００１５】上記請求項３又は請求項４記載の発明にお
いて以下が成立する。 ａ）Ｚ0は第１入力端および第１、第２出力端の終端イ
ンピーダンスである。 ｂ）第２出力端を接地電位に終端する抵抗器の値は従来
の値Ｚ0よりも大きく、 装置の整合およびアイソ
レーションに関する予め定義された要求条件に応
じて調整することができる。 ｃ）第２出力端を接地電位に結合する短絡された伝送路
の特性インピーダンスはＺ0よりも小さく、装置の１８
０度位相差に関する予め定義された要求条 件に応
じて調整することができる。この値はαＺ0（α＜１）
で表すことが できる（α＜１）。 ｄ）第４伝送路と直列する第１コンデンサは、精密な位
相制御装置として動作し、第２出力端を接地電位に結合
する短絡された第５伝送路を補足する形で使用される。
さらに、このコンデンサの値は、装置の１８０度位相差
に関する予め定義された要求条件に応じて調整すること
ができる。 ｅ）短絡された第５伝送路と並列接続する調整可能な第
２コンデンサの所要値Ｃ14は、以下の数式で与えられ
る。
いて以下が成立する。 ａ）Ｚ0は第１入力端および第１、第２出力端の終端イ
ンピーダンスである。 ｂ）第２出力端を接地電位に終端する抵抗器の値は従来
の値Ｚ0よりも大きく、 装置の整合およびアイソ
レーションに関する予め定義された要求条件に応
じて調整することができる。 ｃ）第２出力端を接地電位に結合する短絡された伝送路
の特性インピーダンスはＺ0よりも小さく、装置の１８
０度位相差に関する予め定義された要求条 件に応
じて調整することができる。この値はαＺ0（α＜１）
で表すことが できる（α＜１）。 ｄ）第４伝送路と直列する第１コンデンサは、精密な位
相制御装置として動作し、第２出力端を接地電位に結合
する短絡された第５伝送路を補足する形で使用される。
さらに、このコンデンサの値は、装置の１８０度位相差
に関する予め定義された要求条件に応じて調整すること
ができる。 ｅ）短絡された第５伝送路と並列接続する調整可能な第
２コンデンサの所要値Ｃ14は、以下の数式で与えられ
る。
【００１６】
【数２】
【００１７】ここで、ｆ0は装置の使用可能な帯域幅の
中心周波数である。Ｃ13は調整可能な第１コンデンサの
値である。
中心周波数である。Ｃ13は調整可能な第１コンデンサの
値である。
【００１８】ｆ）調整可能な第２コンデンサの実現可能
性を考慮した場合、調整可能なコンデンサを用いた位相
補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器の
原理は、１０ＧＨｚ以下の周波数に限定される。 ｇ）装置の１８０度位相差および電気的性能、つまりＳ
パラメータ整合、アイソレーション、挿入損は個別に最
適化することができるため、装置の設計が容易に実施可
能である。 ｈ）コンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレース
ハイブリッド型電力分配器は、既存のあらゆるマイクロ
波技術を使って設計および製作することができる。
性を考慮した場合、調整可能なコンデンサを用いた位相
補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器の
原理は、１０ＧＨｚ以下の周波数に限定される。 ｇ）装置の１８０度位相差および電気的性能、つまりＳ
パラメータ整合、アイソレーション、挿入損は個別に最
適化することができるため、装置の設計が容易に実施可
能である。 ｈ）コンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレース
ハイブリッド型電力分配器は、既存のあらゆるマイクロ
波技術を使って設計および製作することができる。
【００１９】請求項５の発明の特徴は、第１および第２
入力端と、第１および第２出力端と、第１入力端と第２
出力端を９０度の位相差で結合する第１伝送路と、第２
入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第２伝
送路と、第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で
結合する第３伝送路と、第２入力端と第２出力端を９０
度の位相差で結合する第４伝送路と、第２入力端を接地
電位に終端する第１抵抗器と、第２出力端を接地電位に
結合する第２抵抗器と短絡された第５伝送路の直列接続
回路とを具備することにある。
入力端と、第１および第２出力端と、第１入力端と第２
出力端を９０度の位相差で結合する第１伝送路と、第２
入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第２伝
送路と、第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で
結合する第３伝送路と、第２入力端と第２出力端を９０
度の位相差で結合する第４伝送路と、第２入力端を接地
電位に終端する第１抵抗器と、第２出力端を接地電位に
結合する第２抵抗器と短絡された第５伝送路の直列接続
回路とを具備することにある。
【００２０】請求項６の発明の第１伝送路は特性インピ
ーダンスが（√２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路
に相当し、第２伝送路は特性インピーダンスが（√２）
Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送
路は特性インピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電
気長が３λ0／４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性
インピーダンスがγ×Ｚ0（γ≧１）であり、電気長λ0
／４の伝送路に相当し、第５伝送路は電気長λ0／４の
伝送路に相当する。
ーダンスが（√２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路
に相当し、第２伝送路は特性インピーダンスが（√２）
Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送
路は特性インピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電
気長が３λ0／４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性
インピーダンスがγ×Ｚ0（γ≧１）であり、電気長λ0
／４の伝送路に相当し、第５伝送路は電気長λ0／４の
伝送路に相当する。
【００２１】上記請求項５又は請求項６記載の発明にお
いて以下が成立する。 ａ）Ｚ0は第１入力端および第１・第２出力端の終端イ
ンピーダンスである。 ｂ）第２出力端を接地電位に終端する抵抗器の値は従来
の値Ｚ0よりも大きく、 装置の整合およびアイソ
レーションに関する予め定義された要求条件に応
じて調整することができる。 ｃ）第２抵抗器と直列接続される短絡された第５伝送路
の特性インピーダンスはＺ0よりも小さく、中心周波数
ｆ0における位相偏差の所要傾斜に応じて装置の１８０
度位相差を向上させるため調整することができる。 ｄ）第２抵抗器および短絡された第５伝送路の動作は周
波数において相補的であり、装置の１８０度位相差に関
して大きな帯域幅を可能にする。 ｅ）第２抵抗器の値は、装置の１８０度位相差に関する
予め定義された要求条件に応じて調整することができ
る。 ｆ）装置の１８０度位相差および電気的性能、つまりＳ
パラメータ整合、アイソレーション、挿入損は個別に最
適化することができるため、装置の設計が容易に実施可
能である。 ｇ）抵抗器を用いた位相補償１８０度ラットレースハイ
ブリッド型電力分配器は、既存のあらゆるマイクロ波技
術を使って設計および製作することができる。
いて以下が成立する。 ａ）Ｚ0は第１入力端および第１・第２出力端の終端イ
ンピーダンスである。 ｂ）第２出力端を接地電位に終端する抵抗器の値は従来
の値Ｚ0よりも大きく、 装置の整合およびアイソ
レーションに関する予め定義された要求条件に応
じて調整することができる。 ｃ）第２抵抗器と直列接続される短絡された第５伝送路
の特性インピーダンスはＺ0よりも小さく、中心周波数
ｆ0における位相偏差の所要傾斜に応じて装置の１８０
度位相差を向上させるため調整することができる。 ｄ）第２抵抗器および短絡された第５伝送路の動作は周
波数において相補的であり、装置の１８０度位相差に関
して大きな帯域幅を可能にする。 ｅ）第２抵抗器の値は、装置の１８０度位相差に関する
予め定義された要求条件に応じて調整することができ
る。 ｆ）装置の１８０度位相差および電気的性能、つまりＳ
パラメータ整合、アイソレーション、挿入損は個別に最
適化することができるため、装置の設計が容易に実施可
能である。 ｇ）抵抗器を用いた位相補償１８０度ラットレースハイ
ブリッド型電力分配器は、既存のあらゆるマイクロ波技
術を使って設計および製作することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。まず、本発明の概要について述べ
る。本発明の新しいタイプの位相補償１８０度ラットレ
ースハイブリッド型電力分配器は、従来の１８０度ハイ
ブリッドラットレースカプラのトポロジーに基づている
ため、如何なる周波数においても容易に製作および設計
が可能である点を強調しておかねばならない。主とし
て、２つの新しいトポロジーを提案する。１つはコンデ
ンサを用いた位相補償１８０度ラットレースハイブリッ
ド型電力分配器と呼ばれるものである。これは、従来の
１８０度ラットレースハイブリッド装置のトポロジーに
値の低い直列コンデンサと短絡された伝送路を加えたも
のである。この装置では、コンデンサ値が１８０度位相
差に対しては鋭敏に影響するが、Ｓパラメータ整合、ア
イソレーション、挿入損といったハイブリッド装置の電
気的性能についてはほとんど影響しないようになってい
る。言い換えれば、この装置は移相誤差に関して、予め
最適化の可能な電気的性能とは独立に調整可能であるこ
とを意味する。この目的で、同じトポロジーによる派生
型を低周波数について（１０ＧＨｚ以下）提案する。
基づいて説明する。まず、本発明の概要について述べ
る。本発明の新しいタイプの位相補償１８０度ラットレ
ースハイブリッド型電力分配器は、従来の１８０度ハイ
ブリッドラットレースカプラのトポロジーに基づている
ため、如何なる周波数においても容易に製作および設計
が可能である点を強調しておかねばならない。主とし
て、２つの新しいトポロジーを提案する。１つはコンデ
ンサを用いた位相補償１８０度ラットレースハイブリッ
ド型電力分配器と呼ばれるものである。これは、従来の
１８０度ラットレースハイブリッド装置のトポロジーに
値の低い直列コンデンサと短絡された伝送路を加えたも
のである。この装置では、コンデンサ値が１８０度位相
差に対しては鋭敏に影響するが、Ｓパラメータ整合、ア
イソレーション、挿入損といったハイブリッド装置の電
気的性能についてはほとんど影響しないようになってい
る。言い換えれば、この装置は移相誤差に関して、予め
最適化の可能な電気的性能とは独立に調整可能であるこ
とを意味する。この目的で、同じトポロジーによる派生
型を低周波数について（１０ＧＨｚ以下）提案する。
【００２３】上記の派生型は調整可能なコンデンサを用
いた位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力
分配器と呼ばれる。コンデンサを用いた位相補償１８０
度ラットレースハイブリッド型電力分配器に対して、当
初のコンデンサを可変コンデンサに置き換え、もう一つ
の可変コンデンサを短絡された伝送路と並列する形で追
加している。これら２つのコンデンサの組み合わせによ
り、この装置の移相誤差は完全に調整可能となる。
いた位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力
分配器と呼ばれる。コンデンサを用いた位相補償１８０
度ラットレースハイブリッド型電力分配器に対して、当
初のコンデンサを可変コンデンサに置き換え、もう一つ
の可変コンデンサを短絡された伝送路と並列する形で追
加している。これら２つのコンデンサの組み合わせによ
り、この装置の移相誤差は完全に調整可能となる。
【００２４】提案するもう一つの電力分配器のトポロジ
ーは、抵抗器を用いた位相補償１８０度ラットレースハ
イブリッド型電力分配器と呼ばれるものである。これ
は、従来の１８０度ラットレースハイブリッド装置のト
ポロジーに短絡された伝送路とそれに直列する抵抗器を
追加したものである。この１８０度ラットレースハイブ
リッド型電力分配器は、挿入損、Ｓパラメータ整合、ア
イソレーションに関して同一の周波数範囲でごく小さい
移相誤差幅を実現する。このため、調整可能な設計とは
なっていない。
ーは、抵抗器を用いた位相補償１８０度ラットレースハ
イブリッド型電力分配器と呼ばれるものである。これ
は、従来の１８０度ラットレースハイブリッド装置のト
ポロジーに短絡された伝送路とそれに直列する抵抗器を
追加したものである。この１８０度ラットレースハイブ
リッド型電力分配器は、挿入損、Ｓパラメータ整合、ア
イソレーションに関して同一の周波数範囲でごく小さい
移相誤差幅を実現する。このため、調整可能な設計とは
なっていない。
【００２５】図１は、本発明の位相補償１８０度ラット
レースハイブリッド型電力分配器の第１の実施形態に係
る構成を示した等価回路図であり、コンデンサを用いる
タイプである。位相補償１８０度ラットレースハイブリ
ッド型電力分配器は、４つの伝送路５、６、７、８、短
絡された伝送路１１、終端抵抗器９及び位相の最適化に
使用されるコンデンサ１０で構成される。
レースハイブリッド型電力分配器の第１の実施形態に係
る構成を示した等価回路図であり、コンデンサを用いる
タイプである。位相補償１８０度ラットレースハイブリ
ッド型電力分配器は、４つの伝送路５、６、７、８、短
絡された伝送路１１、終端抵抗器９及び位相の最適化に
使用されるコンデンサ１０で構成される。
【００２６】上記したコンデンサ１０を用いた電力分配
器は、基本的に従来の１８０度ハイブリッドラットレー
スカプラの構造上に構成され、電気長の合計が３λ／２
の伝送路の輪が４つの伝送路５、６、７、８に分離され
ている。
器は、基本的に従来の１８０度ハイブリッドラットレー
スカプラの構造上に構成され、電気長の合計が３λ／２
の伝送路の輪が４つの伝送路５、６、７、８に分離され
ている。
【００２７】次に本実施形態の動作について説明する。
図１において、ポート１および４が入力ポートとして機
能し、ポート２および３が出力ポートとして使用されて
いる。入力ポート１は特性インピーダンス（√２）
Ｚ0、電気長λ0／４の伝送路７により出力ポート３に結
合されている。記号λ0は、装置の使用可能帯域幅の中
心周波数である周波数ｆ0に対応する波長を示してい
る。言い換えれば、伝送路７は中心周波数ｆ0で９０度
位相差を提供する。記号Ｚ0は入力ポート１および出力
ポート２、３の終端インピーダンスを示している。
図１において、ポート１および４が入力ポートとして機
能し、ポート２および３が出力ポートとして使用されて
いる。入力ポート１は特性インピーダンス（√２）
Ｚ0、電気長λ0／４の伝送路７により出力ポート３に結
合されている。記号λ0は、装置の使用可能帯域幅の中
心周波数である周波数ｆ0に対応する波長を示してい
る。言い換えれば、伝送路７は中心周波数ｆ0で９０度
位相差を提供する。記号Ｚ0は入力ポート１および出力
ポート２、３の終端インピーダンスを示している。
【００２８】入力ポート４は電気長λ0／４、特性イン
ピーダンス（√２）Ｚ0の伝送路６により出力ポート２
に結合されている。入力ポート１は電気長３λ0／４の
伝送路５により出力ポート２に結合され、従来の１８０
度ラットレースハイブリッドカプラと同様に２７０度の
位相差を提供する。この伝送路の特性インピーダンスは
（√２）Ｚ0より僅かに低減されており（１．４×
Ｚ0）、Ｓ１１（図３参照）が中心周波数ｆ0に対して対
称な周波数特性をもつよう設計されている。この伝送路
は短絡された伝送路１１と共に動作するため、Ｓ１１の
整合帯域幅が改善される。
ピーダンス（√２）Ｚ0の伝送路６により出力ポート２
に結合されている。入力ポート１は電気長３λ0／４の
伝送路５により出力ポート２に結合され、従来の１８０
度ラットレースハイブリッドカプラと同様に２７０度の
位相差を提供する。この伝送路の特性インピーダンスは
（√２）Ｚ0より僅かに低減されており（１．４×
Ｚ0）、Ｓ１１（図３参照）が中心周波数ｆ0に対して対
称な周波数特性をもつよう設計されている。この伝送路
は短絡された伝送路１１と共に動作するため、Ｓ１１の
整合帯域幅が改善される。
【００２９】ポート４は、従来の値Ｚ0よりも値の大き
い抵抗器９によって接地電位に終端されている。これに
より、Ｓ３３（図３参照）は中心周波数ｆ0に対して対
称な周波数特性をもち、結果としてＳ３３の整合帯域幅
が拡大する。論理的には、この抵抗器の動作は中心周波
数ｆ0におけるＳ２２（図３参照）の整合の低下も招く
と考えられる。
い抵抗器９によって接地電位に終端されている。これに
より、Ｓ３３（図３参照）は中心周波数ｆ0に対して対
称な周波数特性をもち、結果としてＳ３３の整合帯域幅
が拡大する。論理的には、この抵抗器の動作は中心周波
数ｆ0におけるＳ２２（図３参照）の整合の低下も招く
と考えられる。
【００３０】しかしながら、Ｓ２２の周波数特性をｆ0
前後に平坦化し、その帯域幅を向上させことができる。
さらに、論理的には、抵抗器９の値が下がると、出力ポ
ート２と３の間のアイソレーションも低下する。中心周
波数ｆ0において、２５ｄＢ程度のＳ２２整合および３
０ｄＢ程度のアイソレーションを実現するための妥当な
値は１．２×Ｚ0ないし１．３×Ｚ0である。
前後に平坦化し、その帯域幅を向上させことができる。
さらに、論理的には、抵抗器９の値が下がると、出力ポ
ート２と３の間のアイソレーションも低下する。中心周
波数ｆ0において、２５ｄＢ程度のＳ２２整合および３
０ｄＢ程度のアイソレーションを実現するための妥当な
値は１．２×Ｚ0ないし１．３×Ｚ0である。
【００３１】図２の電力分配器の１８０度位相差特性、
図３の電力分配器のＳパラメータ整合特性、図４の電力
分配器の挿入特性、図５の電力分配器のアイソレーショ
ン特性、図６の電力分配器のコンデンサが異なる場合の
１８０度位相差特性に示す結果は、抵抗器９の値が６２
Ω、終端インピーダンスがＺ0=５０Ωの場合に得られ
る。
図３の電力分配器のＳパラメータ整合特性、図４の電力
分配器の挿入特性、図５の電力分配器のアイソレーショ
ン特性、図６の電力分配器のコンデンサが異なる場合の
１８０度位相差特性に示す結果は、抵抗器９の値が６２
Ω、終端インピーダンスがＺ0=５０Ωの場合に得られ
る。
【００３２】入力ポート４および出力ポート３は、電気
長λ0／４の伝送路８により結合されている。挿入損に
ついて装置の有効帯域幅を拡大するため、この伝送路の
特性インピーダンスＺ08は従来の値（√２）Ｚ0よりも
大きくなっており、中心周波数ｆ0における結合が−３
ｄＢを上回っている。ここでは、特性インピーダンスの
値がＺ08＝１．５２×Ｚ0に設定され、挿入損の帯域幅
と−２０ｄＢよりも優れたＳパラメータ整合の帯域幅が
調和している。
長λ0／４の伝送路８により結合されている。挿入損に
ついて装置の有効帯域幅を拡大するため、この伝送路の
特性インピーダンスＺ08は従来の値（√２）Ｚ0よりも
大きくなっており、中心周波数ｆ0における結合が−３
ｄＢを上回っている。ここでは、特性インピーダンスの
値がＺ08＝１．５２×Ｚ0に設定され、挿入損の帯域幅
と−２０ｄＢよりも優れたＳパラメータ整合の帯域幅が
調和している。
【００３３】入力ポート４と出力ポート３も、伝送路８
と直列するコンデンサ１０により結合されている。この
静電容量の大きいコンデンサは、位相のみを変化させ、
振幅には影響しないため、装置の電気的性能を大幅に修
正することなく、正確な位相制御装置として使用するこ
とができる。最後に、短絡された伝送路１１が出力３に
追加されている。この短絡された伝送路は装置の性能に
関して３つの効果を持つ。既に述べた通り、この短絡さ
れた伝送路は伝送路５と共に、中心周波数ｆ0付近にお
けるＳ１１パラメータの周波数帯域幅を拡大する。
と直列するコンデンサ１０により結合されている。この
静電容量の大きいコンデンサは、位相のみを変化させ、
振幅には影響しないため、装置の電気的性能を大幅に修
正することなく、正確な位相制御装置として使用するこ
とができる。最後に、短絡された伝送路１１が出力３に
追加されている。この短絡された伝送路は装置の性能に
関して３つの効果を持つ。既に述べた通り、この短絡さ
れた伝送路は伝送路５と共に、中心周波数ｆ0付近にお
けるＳ１１パラメータの周波数帯域幅を拡大する。
【００３４】第２に、中心周波数ｆ0付近でＳ３１パラ
メータの位相の傾きを変えることにより、装置の１８０
度位相差を改善する。実際に、特性インピーダンス
Ｚ02、電気長ｌ2の短絡された伝送路１１を想定した場
合、ポート３’と出力ポート３の間の信号上の位相変化
ψ3'3は以下の数式により得られる。
メータの位相の傾きを変えることにより、装置の１８０
度位相差を改善する。実際に、特性インピーダンス
Ｚ02、電気長ｌ2の短絡された伝送路１１を想定した場
合、ポート３’と出力ポート３の間の信号上の位相変化
ψ3'3は以下の数式により得られる。
【００３５】
【数３】
【００３６】ここでβｌ2は短絡された伝送路１１によ
り変化する位相差を表わしている。
り変化する位相差を表わしている。
【００３７】数式（１）および短絡された伝送路の電気
長ｌ2＝λ0／４を想定した場合、中心周波数ｆ0におけ
る位相変化ψ3'3はゼロとなり、出力ポート２と３の間
で所要の１８０度移相誤差が満たされる。さらに、中心
周波数ｆ0付近では、出力ポート１とポート３’の間の
位相変化ψ3'3の割合を変えることができる。実際に、
数式（１）より、位相変化ψ3'3の変動は次の式で求め
ることができる。
長ｌ2＝λ0／４を想定した場合、中心周波数ｆ0におけ
る位相変化ψ3'3はゼロとなり、出力ポート２と３の間
で所要の１８０度移相誤差が満たされる。さらに、中心
周波数ｆ0付近では、出力ポート１とポート３’の間の
位相変化ψ3'3の割合を変えることができる。実際に、
数式（１）より、位相変化ψ3'3の変動は次の式で求め
ることができる。
【００３８】
【数４】
【００３９】ここでｃは光の速度である。
【００４０】ｌ2=λ0／４と考えると、数式（２）は次
のように書き換えることができる。
のように書き換えることができる。
【００４１】
【数５】
【００４２】上式（３）は常に負であり、中心周波数ｆ
0付近では、ポート１とポート３の間の位相変化を補正
することができる。従って、ポート１とポート２の間の
位相変化と同じ特性を持たせることができる。このた
め、出力ポート３にλ0／４の短絡された伝送路を導入
することにより、中心周波数ｆ0付近において電力分配
器の１８０度位相差性能が改善され、短絡された伝送路
１１の特性インピーダンスＺ02に対する最適値を見出す
ことができる。中心周波数付近において数式（３）を導
き出すことにより、次の数式が得られる。
0付近では、ポート１とポート３の間の位相変化を補正
することができる。従って、ポート１とポート２の間の
位相変化と同じ特性を持たせることができる。このた
め、出力ポート３にλ0／４の短絡された伝送路を導入
することにより、中心周波数ｆ0付近において電力分配
器の１８０度位相差性能が改善され、短絡された伝送路
１１の特性インピーダンスＺ02に対する最適値を見出す
ことができる。中心周波数付近において数式（３）を導
き出すことにより、次の数式が得られる。
【００４３】
【数６】
【００４４】結果として、
【００４５】
【数７】
【００４６】は周波数について定数であり、Ｚ02の値に
のみ依存する。
のみ依存する。
【００４７】この興味深い結果から、提案する位相補償
１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器の性能
は、中心周波数ｆ0を変えても変化しないことがわか
る。
１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器の性能
は、中心周波数ｆ0を変えても変化しないことがわか
る。
【００４８】最後に、既に述べたように、電力分配器の
１８０度位相差の改善はコンデンサ１０によって補足さ
れている。しかし、中心周波数ｆ0におけるコンデンサ
１０による位相変化はゼロではないため、出力ポート２
と３の間で所要の１８０度位相差は満たされない。この
位相差は、短絡された伝送路１１の電気長ｌ2を増大さ
せることにより、容易に解消することができる。短絡さ
れた伝送路の電気長ｌ 2とコンデンサ１０の値との関係
を表わす数式は、コンデンサ１０、伝送路８および短絡
された伝送路１１の結合に中心周波数ｆ0における９０
度の位相差が伴うことを考慮することにより、容易に求
めることができる。それは次の通りである。
１８０度位相差の改善はコンデンサ１０によって補足さ
れている。しかし、中心周波数ｆ0におけるコンデンサ
１０による位相変化はゼロではないため、出力ポート２
と３の間で所要の１８０度位相差は満たされない。この
位相差は、短絡された伝送路１１の電気長ｌ2を増大さ
せることにより、容易に解消することができる。短絡さ
れた伝送路の電気長ｌ 2とコンデンサ１０の値との関係
を表わす数式は、コンデンサ１０、伝送路８および短絡
された伝送路１１の結合に中心周波数ｆ0における９０
度の位相差が伴うことを考慮することにより、容易に求
めることができる。それは次の通りである。
【００４９】
【数８】
【００５０】ここでＺ01は伝送路８の特性インピーダン
スを表わしている。
スを表わしている。
【００５１】ｌ2の値は１つの周波数において固定であ
ることから、コンデンサ１０を中心周波数ｆ0の関数と
して算出することもできる。
ることから、コンデンサ１０を中心周波数ｆ0の関数と
して算出することもできる。
【００５２】
【数９】
【００５３】図２−５の結果は、短絡された伝送路１１
の特性インピーダンスがＺ02＝４４Ωであり、終端イン
ピーダンスＺ0＝５０Ωを想定した場合に得られる。横
軸は中心周波数に対して正規化された周波数である。コ
ンデンサ１０の値は、中心周波数ｆ0＝３０ＧＨｚにお
いて１ｐＦと算出されている。中心周波数を変更する場
合、図２−５のような性能を得るためには、このコンデ
ンサの値を数式（６）に従って適合させなければならな
い。
の特性インピーダンスがＺ02＝４４Ωであり、終端イン
ピーダンスＺ0＝５０Ωを想定した場合に得られる。横
軸は中心周波数に対して正規化された周波数である。コ
ンデンサ１０の値は、中心周波数ｆ0＝３０ＧＨｚにお
いて１ｐＦと算出されている。中心周波数を変更する場
合、図２−５のような性能を得るためには、このコンデ
ンサの値を数式（６）に従って適合させなければならな
い。
【００５４】ここで、装置の使用可能帯域幅を、中心周
波数付近の正規化周波数のうち−２０ｄＢよりも優れた
アイソレーションおよび出力・入力整合を実現するもの
の割合と定義する。本装置について、著者らは３０％近
くの使用可能帯域幅を実現している。この周波数範囲に
おける１８０度位相差の偏差は０．７５°以下である。
波数付近の正規化周波数のうち−２０ｄＢよりも優れた
アイソレーションおよび出力・入力整合を実現するもの
の割合と定義する。本装置について、著者らは３０％近
くの使用可能帯域幅を実現している。この周波数範囲に
おける１８０度位相差の偏差は０．７５°以下である。
【００５５】コンデンサＣ１０の値を変化させ、短絡さ
れた伝送路１１がそれに対応する長さを持つ場合の装置
の１８０度位相差性能の比較を図６に示す。コンデンサ
１０に使用した等価値は、中心周波数ｆ0＝３０ＧＨｚ
においてＣ10＝０．６ｐＦ、Ｃ10=１．０ｐＦおよびＣ
10＝１．６ｐＦに相当する。これら３つのコンデンサ値
については、装置の電気的性能（Ｓパラメータ整合、ア
イソレーション、挿入損）はほぼ変化しないため、ここ
では示していない。
れた伝送路１１がそれに対応する長さを持つ場合の装置
の１８０度位相差性能の比較を図６に示す。コンデンサ
１０に使用した等価値は、中心周波数ｆ0＝３０ＧＨｚ
においてＣ10＝０．６ｐＦ、Ｃ10=１．０ｐＦおよびＣ
10＝１．６ｐＦに相当する。これら３つのコンデンサ値
については、装置の電気的性能（Ｓパラメータ整合、ア
イソレーション、挿入損）はほぼ変化しないため、ここ
では示していない。
【００５６】図６の結果より、コンデンサ１０の値は、
予め定義されている装置の所要１８０度位相差性能に応
じて選択可能であることがわかる。ただし、位相差に関
する装置の使用可能帯域幅は、位相差の偏差と反比例す
るため、各用途の要求条件に応じて釣り合いをとる必要
がある。このことから、調整可能な位相補償１８０度ラ
ットレースハイブリッド型電力分配器の潜在的必要性が
示されている。さらに、そうした調整可能な電力分配器
は、製作過程におけるばらつきをなくすうえで非常に有
用となり得る。
予め定義されている装置の所要１８０度位相差性能に応
じて選択可能であることがわかる。ただし、位相差に関
する装置の使用可能帯域幅は、位相差の偏差と反比例す
るため、各用途の要求条件に応じて釣り合いをとる必要
がある。このことから、調整可能な位相補償１８０度ラ
ットレースハイブリッド型電力分配器の潜在的必要性が
示されている。さらに、そうした調整可能な電力分配器
は、製作過程におけるばらつきをなくすうえで非常に有
用となり得る。
【００５７】図７は、本発明の位相補償１８０度ラット
レースハイブリッド型電力分配器の第２の実施形態に係
る構成を示した等価回路図であり、調整可能なコンデン
サを用いるタイプである。調整可能な位相補償電力分配
器のためのソリューションを提案することが、本発明の
第２の実施形態の課題である。位相補償１８０度ラット
レースハイブリッド型電力分配器は、４つの伝送路５、
６、７、８、短絡された伝送路１２、終端抵抗器９及び
位相の最適化に使用される可変コンデンサ１３、１４で
構成される。
レースハイブリッド型電力分配器の第２の実施形態に係
る構成を示した等価回路図であり、調整可能なコンデン
サを用いるタイプである。調整可能な位相補償電力分配
器のためのソリューションを提案することが、本発明の
第２の実施形態の課題である。位相補償１８０度ラット
レースハイブリッド型電力分配器は、４つの伝送路５、
６、７、８、短絡された伝送路１２、終端抵抗器９及び
位相の最適化に使用される可変コンデンサ１３、１４で
構成される。
【００５８】この本例の電力分配器は、以下の点を除
き、コンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレース
ハイブリッド型電力分配器と同じトポロジーに基づいて
いる。（１）コンデンサ１０に代わり、可変コンデンサ
１３が使用されている。 （２）短絡された伝送路１１に代わり、特性インピーダ
ンスは変化しないが、電気長が従来の値λ0／４である
短絡された伝送路１２が使用されている。更に、（３）
出力ポート３と並列に可変コンデンサ１４が追加されて
いる。
き、コンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレース
ハイブリッド型電力分配器と同じトポロジーに基づいて
いる。（１）コンデンサ１０に代わり、可変コンデンサ
１３が使用されている。 （２）短絡された伝送路１１に代わり、特性インピーダ
ンスは変化しないが、電気長が従来の値λ0／４である
短絡された伝送路１２が使用されている。更に、（３）
出力ポート３と並列に可変コンデンサ１４が追加されて
いる。
【００５９】コンデンサ値Ｃ14とＣ13との関係は、コン
デンサ１３、伝送路８、短絡された伝送路１２、そして
コンデンサ１４の組み合わせが信号の９０度移相誤差を
実現することを考慮することにより求めることができ
る。それは以下の通りである。
デンサ１３、伝送路８、短絡された伝送路１２、そして
コンデンサ１４の組み合わせが信号の９０度移相誤差を
実現することを考慮することにより求めることができ
る。それは以下の通りである。
【００６０】
【数１０】
【００６１】この関係は短絡された伝送路１２の特性イ
ンピーダンスとは独立している。コンデンサ値Ｃ13とそ
れに対応するコンデンサ値Ｃ14を変えた場合の装置の１
８０度移相誤差性能の比較を図８に示す。コンデンサ１
３に使用された等価値は、中心周波数ｆ0＝３０ＧＨｚ
においてＣ13＝０．６ｐＦ、Ｃ13＝１．０ｐＦおよびＣ
13＝１．６ｐＦに相当する。
ンピーダンスとは独立している。コンデンサ値Ｃ13とそ
れに対応するコンデンサ値Ｃ14を変えた場合の装置の１
８０度移相誤差性能の比較を図８に示す。コンデンサ１
３に使用された等価値は、中心周波数ｆ0＝３０ＧＨｚ
においてＣ13＝０．６ｐＦ、Ｃ13＝１．０ｐＦおよびＣ
13＝１．６ｐＦに相当する。
【００６２】図９、図１０、図１１に、図７に示した電
力分配器の電気的性能（Ｓパラメータ整合、アイソレー
ション、挿入損）を示す。並列コンデンサ１４の値は低
いため、コンデンサ１３はほぼ装置の移相誤差について
のみ影響し、電気的性能には影響しないことを付け加え
ておかねばならない。
力分配器の電気的性能（Ｓパラメータ整合、アイソレー
ション、挿入損）を示す。並列コンデンサ１４の値は低
いため、コンデンサ１３はほぼ装置の移相誤差について
のみ影響し、電気的性能には影響しないことを付け加え
ておかねばならない。
【００６３】−２０ｄＢよりも優れたアイソレーション
及び入力・出力整合について、著者らはこの装置で約３
０％の使用可能帯域幅を実現している。この周波数範囲
における１８０度位相差の偏差は、中心周波数ｆ0＝３
０ＧＨｚにおいてコンデンサ１３の等価値が０．６ｐＦ
の場合、０．４５°以下である。
及び入力・出力整合について、著者らはこの装置で約３
０％の使用可能帯域幅を実現している。この周波数範囲
における１８０度位相差の偏差は、中心周波数ｆ0＝３
０ＧＨｚにおいてコンデンサ１３の等価値が０．６ｐＦ
の場合、０．４５°以下である。
【００６４】図１２は、本発明の位相補償１８０度ラッ
トレースハイブリッド型電力分配器の第３の実施形態に
係る構成を示した等価回路図であり、抵抗器を用いるタ
イプである。位相補償１８０度ラットレースハイブリッ
ド型電力分配器は、４つの伝送路５、６、７、８、出力
ポート３側に接続された抵抗器１６と、この抵抗器１６
に一端が接続され、他端が短絡された伝送路１５、終端
抵抗器９で構成される。
トレースハイブリッド型電力分配器の第３の実施形態に
係る構成を示した等価回路図であり、抵抗器を用いるタ
イプである。位相補償１８０度ラットレースハイブリッ
ド型電力分配器は、４つの伝送路５、６、７、８、出力
ポート３側に接続された抵抗器１６と、この抵抗器１６
に一端が接続され、他端が短絡された伝送路１５、終端
抵抗器９で構成される。
【００６５】本例の電力分配器は、以下の点を除き、コ
ンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレースハイブ
リッド型電力分配器と同じトポロジーに基づいている。 （１）コンデンサ１０が削除されている。 （２）短絡された伝送路１１に代わり、電気長ｌ3がλ0
／４、特性インピーダンスがＺ03の短絡された伝送路１
５が使用されている。更に、 （３）ポート３”に、短絡された伝送路１５と直列に抵
抗器１６が追加されている。
ンデンサを用いた位相補償１８０度ラットレースハイブ
リッド型電力分配器と同じトポロジーに基づいている。 （１）コンデンサ１０が削除されている。 （２）短絡された伝送路１１に代わり、電気長ｌ3がλ0
／４、特性インピーダンスがＺ03の短絡された伝送路１
５が使用されている。更に、 （３）ポート３”に、短絡された伝送路１５と直列に抵
抗器１６が追加されている。
【００６６】次に本実施形態の動作について説明する。
本実施形態では、電力分配器の位相補償を実行する要素
は抵抗器１６および短絡された伝送路１５である。実際
に、これら２つの要素のポート３”と出力ポート３の間
における位相変化を考えた場合、以下の数式が得られ
る。
本実施形態では、電力分配器の位相補償を実行する要素
は抵抗器１６および短絡された伝送路１５である。実際
に、これら２つの要素のポート３”と出力ポート３の間
における位相変化を考えた場合、以下の数式が得られ
る。
【００６７】
【数１１】
【００６８】数式（８）より、抵抗器１６がどんな値
（数値”ゼロ”は除く）であれ、周波数ｆ0＋ｋｆ0（整
数ｋ）において位相変化ψ3&qout3はゼロに等しいこと
を導き出すことができる。したがって、中心周波数ｆ0
において、出力ポート２と３の間で所要の１８０度位相
差が実現される。さらに、短絡された伝送路のみに関し
ていえば、中心周波数付近において位相変化の変動はＺ
03のみに比例し、出力ポート１とポート３”の間の信号
位相の変動とは逆となることがわかる。
（数値”ゼロ”は除く）であれ、周波数ｆ0＋ｋｆ0（整
数ｋ）において位相変化ψ3&qout3はゼロに等しいこと
を導き出すことができる。したがって、中心周波数ｆ0
において、出力ポート２と３の間で所要の１８０度位相
差が実現される。さらに、短絡された伝送路のみに関し
ていえば、中心周波数付近において位相変化の変動はＺ
03のみに比例し、出力ポート１とポート３”の間の信号
位相の変動とは逆となることがわかる。
【００６９】実際に、数式（８）を求めることにより、
周波数による位相変化ψ3&qout3を求めることができ
る。
周波数による位相変化ψ3&qout3を求めることができ
る。
【００７０】
【数１２】
【００７１】中心周波数ｆ0付近では、数式（９）より
以下の数式を導くことができる。
以下の数式を導くことができる。
【００７２】
【数１３】
【００７３】即ち、
【００７４】
【数１４】
【００７５】は周波数の定数であり、抵抗器１６の抵抗
値Ｒ16とは独立している。したがって、１８０度ラット
レースハイブリッド型電力分配器の移相誤差は、短絡さ
れた伝送路１５の特性インピーダンスを従来の値Ｚ03と
することにより、中心周波数ｆ 0付近で最小とすること
ができる。
値Ｒ16とは独立している。したがって、１８０度ラット
レースハイブリッド型電力分配器の移相誤差は、短絡さ
れた伝送路１５の特性インピーダンスを従来の値Ｚ03と
することにより、中心周波数ｆ 0付近で最小とすること
ができる。
【００７６】さらに、数式（８）および（９）より、位
相変化ψ3&qout3は、０度前後で振動し、振幅が抵抗値
Ｒ16と反比例する周波数の２ｆ0周期関数であることを
導き出すことができる。したがって、抵抗値Ｒ16および
特性インピーダンスＺ03の値を便宜的に選択すること
で、１８０度前後で振動することにより位相補償の帯域
幅を拡大することができる。ただし、位相変化ψ
3&qout3の幅が限られているのに対し、入力ポート１お
よびポート３”の間の信号の位相差は三角法の全円を描
くため、ここに示した位相補償のプロセスは必然的に周
波数に関して制限されるが、しかし依然として大きな帯
域幅で有効である。
相変化ψ3&qout3は、０度前後で振動し、振幅が抵抗値
Ｒ16と反比例する周波数の２ｆ0周期関数であることを
導き出すことができる。したがって、抵抗値Ｒ16および
特性インピーダンスＺ03の値を便宜的に選択すること
で、１８０度前後で振動することにより位相補償の帯域
幅を拡大することができる。ただし、位相変化ψ
3&qout3の幅が限られているのに対し、入力ポート１お
よびポート３”の間の信号の位相差は三角法の全円を描
くため、ここに示した位相補償のプロセスは必然的に周
波数に関して制限されるが、しかし依然として大きな帯
域幅で有効である。
【００７７】図１３に示す装置の１８０度位相補償の結
果は、抵抗器１６の値が４５Ω、短絡された伝送路１５
の特性インピーダンスが４０Ωにおいて、終端インピー
ダンスＺ0＝５０Ωを想定した場合に実現される。この
結果を実現するために使用する方法は非常に単純である
ため、装置の設計は迅速に行うことができる。まず、中
心周波数ｆ0前後で装置の１８０度位相差が望ましい傾
斜を描くよう、短絡された伝送路１５の特性インピーダ
ンスを選択する。次に、移相誤差が１８０度前後で望ま
しい幅が得られるよう、抵抗器１６の値を選択する。
果は、抵抗器１６の値が４５Ω、短絡された伝送路１５
の特性インピーダンスが４０Ωにおいて、終端インピー
ダンスＺ0＝５０Ωを想定した場合に実現される。この
結果を実現するために使用する方法は非常に単純である
ため、装置の設計は迅速に行うことができる。まず、中
心周波数ｆ0前後で装置の１８０度位相差が望ましい傾
斜を描くよう、短絡された伝送路１５の特性インピーダ
ンスを選択する。次に、移相誤差が１８０度前後で望ま
しい幅が得られるよう、抵抗器１６の値を選択する。
【００７８】１８０度前後の位相の幅の減少は、振動を
中心周波数ｆ0の方向に圧縮することにより実現される
ことから、移相誤差に関する装置の使用可能帯域幅の拡
大は、位相差の幅に関する制約を緩めることで容易に実
現することができる。さらに、位相変化ψ3&qout3は周
波数の２ｆ0周期関数であることから、抵抗器を用いた
位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配
器の性能は、従来の１８０度ラットレースハイブリッド
装置と同様に、周波数について周期的となる。
中心周波数ｆ0の方向に圧縮することにより実現される
ことから、移相誤差に関する装置の使用可能帯域幅の拡
大は、位相差の幅に関する制約を緩めることで容易に実
現することができる。さらに、位相変化ψ3&qout3は周
波数の２ｆ0周期関数であることから、抵抗器を用いた
位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配
器の性能は、従来の１８０度ラットレースハイブリッド
装置と同様に、周波数について周期的となる。
【００７９】電力分配器の電気的性能（Ｓパラメータ整
合、アイソレーション、挿入損）を図１４‐１６に示
す。これらの結果から、中心周波数ｆ0において追加さ
れた抵抗器１６の影響が小さいことが確認できる。これ
は中心周波数においては、Ｚ03．ｔａｎ（βｌ3）が無
限であるのに対して抵抗値Ｒ16はごく小さいからであ
る。周波数が中心周波数から遠ざかるにつれて、抵抗器
１６の影響は大きくなるが、想定した帯域幅においては
依然として低い。大きな低下は帯域幅が限定される装置
の挿入損特性に見られる。これは、ポート４と３”の間
の伝送路の特性インピーダンスを上げることにより、あ
るいは入力ポート１とポート３”の間の伝送路の特性イ
ンピーダンスを下げることにより、補正することができ
る。ただし、高い入力電力が要求される用途において
は、トランジスタの飽和により、この差はそれほど重要
でない。
合、アイソレーション、挿入損）を図１４‐１６に示
す。これらの結果から、中心周波数ｆ0において追加さ
れた抵抗器１６の影響が小さいことが確認できる。これ
は中心周波数においては、Ｚ03．ｔａｎ（βｌ3）が無
限であるのに対して抵抗値Ｒ16はごく小さいからであ
る。周波数が中心周波数から遠ざかるにつれて、抵抗器
１６の影響は大きくなるが、想定した帯域幅においては
依然として低い。大きな低下は帯域幅が限定される装置
の挿入損特性に見られる。これは、ポート４と３”の間
の伝送路の特性インピーダンスを上げることにより、あ
るいは入力ポート１とポート３”の間の伝送路の特性イ
ンピーダンスを下げることにより、補正することができ
る。ただし、高い入力電力が要求される用途において
は、トランジスタの飽和により、この差はそれほど重要
でない。
【００８０】−２０ｄＢよりも優れたアイソレーション
および入力・出力整合を実現するための本装置の使用可
能帯域幅は約３２％である。この周波数範囲において
は、１８０度位相差の偏差は０．１５度以下である。
および入力・出力整合を実現するための本装置の使用可
能帯域幅は約３２％である。この周波数範囲において
は、１８０度位相差の偏差は０．１５度以下である。
【００８１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の位
相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器
によれば、広い帯域幅において整合、アイソレーショ
ン、挿入損、位相差（いずれも正規化周波数で表わすこ
とができる）に優れた性能を得ることができる。
相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器
によれば、広い帯域幅において整合、アイソレーショ
ン、挿入損、位相差（いずれも正規化周波数で表わすこ
とができる）に優れた性能を得ることができる。
【図１】 本発明の位相補償１８０度ラットレースハイ
ブリッド型電力分配器の第１の実施形態を示した等価回
路図である。
ブリッド型電力分配器の第１の実施形態を示した等価回
路図である。
【図２】 図１の電力分配器において、３０ＧＨｚでコ
ンデンサ１０の等価値が１ｐＦである場合の出力ポート
２および３の間の１８０度位相差特性を示した特性図で
ある。
ンデンサ１０の等価値が１ｐＦである場合の出力ポート
２および３の間の１８０度位相差特性を示した特性図で
ある。
【図３】 図１の電力分配器において、３０ＧＨｚでコ
ンデンサ１０の等価値が１ｐＦである場合のＳパラメー
タ整合特性を示した特性図である。
ンデンサ１０の等価値が１ｐＦである場合のＳパラメー
タ整合特性を示した特性図である。
【図４】 図１の電力分配器において、３０ＧＨｚでコ
ンデンサ１０の等価値が１ｐＦである場合の挿入損特性
を示した特性図である。
ンデンサ１０の等価値が１ｐＦである場合の挿入損特性
を示した特性図である。
【図５】 図１の電力分配器において、コンデンサ１０
の等価値が１ｐＦである場合のアイソレーション特性を
示した特性図である。
の等価値が１ｐＦである場合のアイソレーション特性を
示した特性図である。
【図６】 図１の電力分配器において、コンデンサ１０
の値が異なる場合の１８０度位相差特性の比較を示した
特性図である。
の値が異なる場合の１８０度位相差特性の比較を示した
特性図である。
【図７】 本発明の位相補償１８０度ラットレースハイ
ブリッド型電力分配器の第２の実施形態を示した等価回
路図である。
ブリッド型電力分配器の第２の実施形態を示した等価回
路図である。
【図８】 図７の電力分配器において、コンデンサ１３
の値が異なる場合の１８０度位相差特性の比較を示した
特性図である。
の値が異なる場合の１８０度位相差特性の比較を示した
特性図である。
【図９】 図７の電力分配器において、３０ＧＨｚでコ
ンデンサ１３の等価値が１ｐＦである場合のＳパラメー
タ整合特性を示した特性図である。
ンデンサ１３の等価値が１ｐＦである場合のＳパラメー
タ整合特性を示した特性図である。
【図１０】 図７の電力分配器において、３０ＧＨｚで
コンデンサ１３の等価値が１ｐＦである場合の挿入損特
性を示した特性図である。
コンデンサ１３の等価値が１ｐＦである場合の挿入損特
性を示した特性図である。
【図１１】 図７の電力分配器において、３０ＧＨｚで
コンデンサ１３の等価値が１ｐＦである場合のアイソレ
ーション特性を示した特性図である。
コンデンサ１３の等価値が１ｐＦである場合のアイソレ
ーション特性を示した特性図である。
【図１２】 本発明の位相補償１８０度ラットレースハ
イブリッド型電力分配器の第３の実施形態を示した等価
回路図である。
イブリッド型電力分配器の第３の実施形態を示した等価
回路図である。
【図１３】 図１２の電力分配器において、出力ポート
２および３の間の１８０度位相差特性を示した特性図で
ある。
２および３の間の１８０度位相差特性を示した特性図で
ある。
【図１４】 図１２の電力分配器のＳパラメータの整合
特性を示した特性図である。
特性を示した特性図である。
【図１５】 図１２の電力分配器の挿入特性を示した特
性図である。
性図である。
【図１６】 図１２の電力分配器のアイソレーション特
性を示した特性図である。
性を示した特性図である。
【図１７】 従来型の１８０度ラットレースハイブリッ
ド型電力分配器の等価回路図である。
ド型電力分配器の等価回路図である。
１、２、３、４ ポート
５、６、７、８、１１、１２、１５ 伝送路
９ 終端抵抗器
１０ コンデンサ
１３、１４ 可変コンデンサ
１６ 抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 中川 匡夫
東京都千代田区大手町二丁目３番１号
日本電信電話株式会社内
(56)参考文献 特開2001−168608（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H01P 5/22
ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
ＷＰＩ（ＤＩＡＬＯＧ)
Claims (6)
- 【請求項１】 第１および第２入力端と、 第１および第２出力端と、 第１入力端と第２出力端を９０度の位相差で結合する第
１伝送路と、 第２入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第
２伝送路と、 第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で結合する
第３伝送路と、 第２入力端と第２出力端を９０度の位相差で結合する第
４伝送路と、 第２入力端を接地電位に終端する抵抗器と、 第４伝送路と直列接続され、第２入力端と第２出力端を
結合するコンデンサと、第２出力端を接地電位に結合す
る短絡された第５伝送路と、 を具備することを特徴とする位相補償１８０度ラットレ
ースハイブリッド型電力分配器。 - 【請求項２】 第１伝送路は特性インピーダンスが（√
２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第２
伝送路は特性インピーダンスが（√２）Ｚ0であり、電
気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送路は特性イン
ピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電気長３λ0／４
の伝送路に相当し、第４伝送路は特性インピーダンスが
γ×Ｚ0（γ≧１）であり、第５伝送路は電気長λ0／４
の伝送路に相当することを特徴とする請求項１記載の位
相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配
器。 - 【請求項３】 第１および第２入力端と、 第１および第２出力端と、 第１入力端と第２出力端を９０度の位相差で結合する第
１伝送路と、 第２入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第
２伝送路と、 第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で結合する
第３伝送路と、 第２入力端と第２出力端を９０度の位相差で結合する第
４伝送路と、 第２入力端を接地電位に終端する抵抗器と、 第４伝送路と直列接続され、第２入力端と第２出力端を
結合する可変容量の第１コンデンサと、 第２出力端を９０度の位相差で接地電位に結合する短絡
された第５伝送路と、 第５伝送路と並列接続され、第２出力端を接地電位に結
合する可変容量の第２コンデンサと、 を具備することを特徴とする位相補償１８０度ラットレ
ースハイブリッド型電力分配器。 - 【請求項４】 第１伝送路は特性インピーダンスが（√
２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第２
伝送路は特性インピーダンスが（√２）Ｚ0であり、電
気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送路は特性イン
ピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電気長が３λ0／
４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性インピーダンス
がγ×Ｚ0（γ≧１）であり、電気長λ0／４の伝送路に
相当し、第５伝送路は電気長λ0／４の伝送路に相当す
ることを特徴とする請求項３記載の位相補償１８０度ラ
ットレースハイブリッド型電力分配器。 - 【請求項５】 第１および第２入力端と、 第１および第２出力端と、 第１入力端と第２出力端を９０度の位相差で結合する第
１伝送路と、 第２入力端と第１出力端を９０度の位相差で結合する第
２伝送路と、 第１入力端と第１出力端を２７０度の位相差で結合する
第３伝送路と、 第２入力端と第２出力端を９０度の位相差で結合する第
４伝送路と、 第２入力端を接地電位に終端する第１抵抗器と、 第２出力端を接地電位に結合する第２抵抗器と短絡され
た第５伝送路の直列接続回路と、 を具備することを特徴とする位相補償１８０度ラットレ
ースハイブリッド型電力分配器。 - 【請求項６】 第１伝送路は特性インピーダンスが（√
２）Ｚ0であり、電気長λ0／４の伝送路に相当し、第２
伝送路は特性インピーダンスが（√２）Ｚ0であり、電
気長λ0／４の伝送路に相当し、第３伝送路は特性イン
ピーダンスが（１．４）×Ｚ0であり、電気長が３λ0／
４の伝送路に相当し、第４伝送路は特性インピーダンス
がγ×Ｚ0（γ≧１）であり、電気長λ0／４の伝送路に
相当し、第５伝送路は電気長λ0／４の伝送路に相当す
ることを特徴とする請求項５記載の位相補償１８０度ラ
ットレースハイブリッド型電力分配器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000079010A JP3481544B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | 位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000079010A JP3481544B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | 位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001267816A JP2001267816A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3481544B2 true JP3481544B2 (ja) | 2003-12-22 |
Family
ID=18596329
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000079010A Expired - Fee Related JP3481544B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | 位相補償１８０度ラットレースハイブリッド型電力分配器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3481544B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100858662B1 (ko) | 2007-04-16 | 2008-09-16 | (주)카이로넷 | 하이브리드 전력 분배기 |
-
2000
- 2000-03-21 JP JP2000079010A patent/JP3481544B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2001267816A (ja) | 2001-09-28 |
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