JP3307155B2 - 高周波フィルタの設計方法および高周波フィルタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、主としてＶＨＦ帯、
ＵＨＦ帯、マイクロ波帯、およびミリ波帯で用いられる
高周波フィルタの広帯域化に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図３４〜３５はS.Herbert, “ Microstr
ip Interdigital Filter Design ,”Microwave Journal
,pp.187-188, Nov.1990、あるいは、J.A.G.Malherbe,
“ Microwave Transmission Line Filters”, ARTECH H
OUSE, INC, pp.111-130, 1979.に示され従来の高周波フ
ィルタの設計手順を示す図であり、図３４は設計フロ
ー、図３５は原形低域通過フィルタの回路、図３６はイ
ンタディジタル形帯域通過フィルタの等価回路である。
図３５において、Ｃi’(i=1,3）およびＬi’(i=2,4）は
原形低域通過フィルタの素子、Ｇ0’は電源インピーダ
ンス、Ｇ5’は負荷インピーダンス、ｇi (i=0,1,…,
5）はフィルタの伝達関数によって定まる係数である。
また、図３６において、Ｌi (i=1,…,4）は並列インダ
クタンス、Ｊi,i+1 (i,=1,2,3）はＪインバータ、δ0
およびδ5はインピーダンス変成比である。ＬiおよびＪ
i,i+1はθ＝π／２となる周波数近傍で図３６（ｂ）お
よび（ｃ）に示す分布定数線路の等価回路で表される。

【０００３】次に設計手順について説明する。まず初め
に、所望の通過帯域幅、通過帯域内リップル、共振器の
段数、および、伝達関数として用いるチェビシェフ級数
の係数から原形低域通過フィルタの素子値を決定する．
次に、原形低域通過フィルタに対して周波数変換を行
い、さらに、Ｊインバータを導入して図３６（ａ）に示
す帯域通過フィルタの等価回路に変換する。このときＪ
インバータおよび並列インダクタンスを、図３６(b),
(c)に示すように、フィルタの中心周波数近傍において
近似的に電気長θの先端短絡スタブを用いた分布定数形
等価回路に置き換える。従来のインタディジタル形帯域
通過フィルタの設計は、この分布定数形等価回路を用い
て行われる。

【０００４】高周波フィルタは一般に分布定数線路の共
振器により構成され、図３６の等価回路により周波数特
性を比較的精度よく計算できる。図３６による従来の高
周波フィルタの反射特性は、中心周波数から離れた周波
数では図３６(b),(c)の近似による誤差が大きくなるた
め、特に通過帯域が広い場合には図３７に実線で示すよ
うに通過帯域端で反射損が大きくなる。

【０００５】また、図３８〜４０は、R.E.Collin, “ F
oundations for Microwave Engineering ”, McGraw-Hi
ll, Inc, pp.639-642, 1979. 、あるいは、特開平６ー
２１６６０８に示された従来の別の高周波フィルタの設
計手順を示す図であり、図３８は設計フロー、図３９は
原形低域通過フィルタの回路、図４０と図４１は導波管
形帯域通過フィルタの等価回路である。図３９におい
て、Ｃi’(i=1,3,…,11）およびＬi’、(i=2,4,…,10）
は原形低域通過フィルタの素子、Ｇ0’は電源インピー
ダンス、Ｇ5’は負荷インピーダンス、ｇi 、(i=0,1,
…,12）はフィルタの伝達関数によって定まる係数であ
る。また、図４０（ａ）において、Ｌi (i=1,2,…,1
1）は直列インダクタンス、 Ｃi (i=1,2,…,11）は直
列キャパシタンス、Ｋi,i+1 (i,=1,2,3）はＫインバー
タである。θ＝πとなる周波数近傍において、Ｋi,ｊ
は図４０（ｂ）に示す並列サセプタンスＢi,ｊによって
表される。Ｂi,ｊはたとえば誘導性アイリスによって実
現される。また、ＬiとＣiからなる直列共振回路は、電
気長θiの導波管回路で表される。

【０００６】次に設計手順について説明する。まず初め
に、所望の通過帯域幅、通過帯域内リップル、共振器の
段数、および、伝達関数として用いるチェビシェフ関数
を級数展開したときの係数から原形低域通過フィルタの
素子値を決定する。次に、原形低域通過フィルタに対し
て周波数変換を行い、さらに、Ｋインバータを導入して
図４０（ａ）に示す帯域通過フィルタの等価回路に変換
する。このとき、フィルタの中心周波数近傍において、
図４０（ａ），（ｂ）に示すようにＫi,ｊ を並列サセ
プタンスＢi,ｊによって、また、ＬiとＣiからなる直列
共振回路を電気長θiの導波管回路によって近似するこ
とにより、導波管形帯域通過フィルタを図４１に示す分
布定数形等価回路で表わす。従来の導波管形帯域通過フ
ィルタの設計は、この分布定数形等価回路を用いて行わ
れる。

【０００７】図４１による従来の導波管形帯域通過フィ
ルタの反射特性は、図３６のフィルタの場合と同様に中
心周波数から離れた周波数では図４０（ｂ），（ｃ）の
近似による誤差が大きくなるため、特に通過帯域が広い
場合には図４２に実線で示すように通過帯域端で反射損
が大きくなる。特に、導波管形帯域通過フィルタでは周
波数変化に対する導波管管内波長の分散性が大きく、周
波数変化に対する電気長変化の割合が大きいため、スト
リップ線路を用いたフィルタに比べて通過帯域端におけ
る反射特性の劣化が顕著になる。

【０００８】さらに、図４３、４４は、R.E.Collin,
“ Foundations for Microwave Engineering ”, McGra
w-Hill, Inc, pp.343-360, 1979. に示された従来のイ
ンピーダンス変成器の設計手順を示す図であり、図４３
は設計フロー、図４４は等価回路である。図４４におい
て、Ｚi (i=1,2,…,4）は分布定数線路の特性インピー
ダンス、Ｚ0は入力線路の特性インピーダンス、ＺL’は
出力線路の特性インピーダンス、θは分布定数線路の電
気長である。

【０００９】次に、設計手順について説明する。まず初
めにインピーダンス変成器の段数を規定し、図４４の等
価回路を用いてインピーダンス変成器の反射係数の式を
求める。各分布定数線路の電気長を等しく設定し、且
つ、隣接する分布定数線路間の接続面における反射が十
分小さいとすると、反射係数は三角関数を用いた多項式
に展開される。このとき、通過帯域内の反射係数は、通
過帯域幅、通過帯域内リップルの数と大きさを規定すれ
ば、チェビシェフ関数を用いて精度よく表される。チェ
ビシェフ関数は三角関数による展開が可能であり、これ
を図４４の等価回路から求まる反射係数の多項式と比較
することによりインピーダンス変成器の各分布定数線路
の特性インピーダンスが求まる。このとき、分布定数線
路の線路長は中心周波数において電気長θがπ／２とな
るように設定する。

【００１０】実際のインピーダンス変成器においては、
特性インピーダンスの異なる隣接分布定数線路間の接続
部において導体幅等の物理的なステップを生じるため、
この不連続によりサセプタンスを生じる。このサセプタ
ンスは分布定数線路の電気長を等価的に変化させる働き
があり、通常の設計ではこの電気長変化分を含めたトー
タルの電気長が設計中心周波数でπ／２となるように分
布定数線路の物理長を決定する。しかしながら、このサ
セプタンスによる電気長は分布定数線路の電気長と周波
数変化率が異なるため、不連続のサセプタンス分を含む
等価回路によるインピーダンス変成器の反射係数は、中
心周波数から離れた周波数ではチェビシェフ関数からず
れる。従って、図４４による従来のインピーダンス変成
器の反射特性は、図３６および図４１のフィルタの場合
と同様に中心周波数から離れた周波数では図４５に実線
で示すように通過帯域端で反射損が大きくなる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来の高周波フィルタ
の設計方法および高周波フィルタは以上のようであるの
で、設計の中心周波数から離れた周波数においては物理
形状に対応した等価回路による反射特性が伝達関数から
求まる理想的な反射特性から劣化し、従って、広帯域に
わたって反射の小さな特性が得られないという問題点が
あった。

【００１２】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、広帯域にわたって反射を小さく
できる設計法、およびこの設計法を用いて、広帯域にわ
たって反射の小さな高周波フィルタを得ることを目的と
する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係わる高周
波フィルタの設計方法は、複数の伝送線路形共振器と、
上記共振器間を相互に結合させる共振器間結合手段と、
上記共振器と入出力線路とを相互に結合させる入出力結
合手段とを備えた高周波フィルタの設計方法において、
上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段の寸法、
および上記入出力結合手段の寸法を決定するパラメータ
の数以上の数だけ周波数を選択し、上記選択した周波数
において上記高周波フィルタの通過特性あるいは反射特
性が所望の値に近づくように上記共振器の共振器長、上
記共振器間結合手段の寸法、および上記入出力結合手段
の寸法を決定したものである。

【００１４】また、第２の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
関数としてのチェビシェフ関数の傾き零点を複数設定
し、上記複数の傾き零点に対応する周波数を反射零周波
数あるいは反射極大周波数として規定し、上記反射零周
波数あるいは上記反射極大周波数において反射が極小あ
るいは極大となるように上記共振器の共振器長、上記共
振器間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段の
寸法を決定したものである。

【００１５】また、第３の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
関数としてのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上
記複数の零点に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段の寸
法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定したもの
である。

【００１６】また、第４の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
関数としてのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上
記複数の零点に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段の寸
法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定し、上記
寸法を用いて得られる上記高周波フィルタの反射特性の
うち、理想的なチェビシェフ形フィルタの特性より反射
の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および
上記反射零周波数において反射が所定の大きさ以下とな
るように上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段
の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定した
ものである。

【００１７】また、第５の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
関数としてのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、
上記複数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数と
して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
極大値となるように上記共振器の共振器長、上記共振器
間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法
を決定したものである。

【００１８】また、第６の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
関数としてのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、
上記複数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数と
して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
極大値となるように上記共振器の共振器長、上記共振器
間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法
を決定し、上記寸法を用いて得られる上記高周波フィル
タの反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形フィルタ
の特性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の大き
な周波数および上記反射極大周波数において反射が所定
の大きさ以下となるように上記共振器の共振器長、上記
共振器間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段
の寸法を決定したものである。

【００１９】また、第７の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、導波管から成る複数の空胴共振器と上記
空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段として
のサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィル
タの設計方法において、上記導波管形の高周波フィルタ
の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に上記共振器の共振器長、上記サセプタンス素子値、お
よび上記サセプタンス素子の寸法を決定したものであ
る。

【００２０】また、第８の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、導波管から成る複数の空胴共振器と上記
空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段として
のサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィル
タの設計方法において、上記導波管形の高周波フィルタ
の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に上記共振器の共振器長、上記サセプタンス素子値、お
よび上記サセプタンス素子の寸法を決定し、上記寸法を
用いて得られる上記導波管形フィルタの反射特性のう
ち、理想的なチェビシェフ形フィルタの特性より反射の
大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および上
記反射零周波数において反射が所定の大きさ以下となる
ように上記共振器の共振器長、上記サセプタンス素子
値、および上記サセプタンス素子の寸法を決定したもの
である。

【００２１】また、第９の発明に係わる高周波フィルタ
の設計方法は、導波管から成る複数の空胴共振器と上記
空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段として
のサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィル
タの設計方法において、上記導波管形の高周波フィルタ
の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数と
して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
極大値となるように上記共振器の共振器長、上記サセプ
タンス素子値、および上記サセプタンス素子の寸法を決
定したものである。

【００２２】また、第１０の発明に係わる高周波フィル
タの設計方法は、導波管から成る複数の空胴共振器と上
記空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段とし
てのサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィ
ルタの設計方法において、上記導波管形の高周波フィル
タの通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としての
チェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極
大点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数
として規定し、上記反射極大周波数において反射が所定
の極大値となるように上記共振器の共振器長、上記サセ
プタンス素子値、および上記サセプタンス素子の寸法を
決定し、上記寸法を用いて得られる上記導波管形フィル
タの反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形フィルタ
の特性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の大き
な周波数および上記反射極大周波数において反射が所定
の大きさ以下となるように上記共振器の共振器長、上記
サセプタンス素子値、および上記サセプタンス素子の寸
法を決定したものである。

【００２３】また、第１１の発明に係わる高周波フィル
タの設計方法は、請求項７〜１０のいずれか１項に記載
の高周波フィルタの設計方法において、共振器の数を
Ｎ、フィルタの中心周波数における等価回路素子値から
決定されるｉ番目のサセプタンス素子のサセプタンス値
をＢ0iとしたとき、ｉ番目のサセプタンス素子のサセプ
タンス値Ｂiを次式で与えられる範囲に設定したもので
ある。 １＜Ｂi／Ｂ0i＜１．２ （１≦ｉ≦０．２Ｎ， Ｎ≦ｉ≦Ｎ＋１） ０．８＜Ｂi／Ｂ0i＜１ （０．２Ｎ＜ｉ≦０．４Ｎ， ０．８Ｎ≦ｉ＜Ｎ） ０．９＜Ｂi／Ｂ0i≦１ （０．４Ｎ＜ｉ＜０．８Ｎ）

【００２４】また、第１２の発明に係わる高周波フィル
タは、請求項７〜１１のいずれか１項に記載の高周波フ
ィルタの設計方法により構成された高周波フィルタであ
って、サセプタンス素子が誘導性アイリスあるいは誘導
性ポストであることを特徴とするものである。

【００２５】

【作用】第１の発明においては、設計パラメータとして
の共振器の共振器長、共振器間結合手段の寸法、および
入出力結合手段の寸法を決定するパラメータの数以上の
数だけ周波数を選択し、上記選択した周波数において上
記高周波フィルタの通過特性あるいは反射特性が所望の
値に近づくように上記共振器の共振器長、上記共振器間
結合手段の寸法、および上記入出力結合手段の寸法を決
定するので、中心周波数のみでなく選択した上記周波数
の範囲内の複数の周波数を用いて上記パラメータの数以
上の条件式が設定され、最適化手法等により通過帯域が
広い場合でも所望の反射特性の得られる上記設計パラメ
ータの値を決定できる。

【００２６】第２の発明においては、高周波フィルタの
通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の関数として
のチェビシェフ関数の傾き零点を複数設定し、上記複数
の傾き零点に対応する周波数を反射零周波数あるいは反
射極大周波数として規定し、上記反射零周波数あるいは
上記反射極大周波数において反射が極小あるいは極大と
なるように設計パラメータとしての共振器長、共振器間
結合手段の寸法、および入出力間結合手段の寸法を決定
するので、通過帯域端での反射の増加や反射零周波数の
ずれは少なく、最適化手法等により上記通過帯域内のす
べての周波数においてチェビシェフ関数による理想特性
に近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの
値を決定できる。

【００２７】第３の発明においては、高周波フィルタの
通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の関数として
のチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零
点に対応する周波数を反射零周波数として規定し、上記
反射零周波数において反射が極小となるように設計パラ
メータとしての共振器長、共振器間結合手段の寸法、お
よび入出力間結合手段の寸法を決定したので、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により上記通過帯域内のす
べての周波数においてチェビシェフ関数による理想特性
に近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの
値を決定できる。

【００２８】第４の発明においては、高周波フィルタの
通過帯域内に共振器内の電波の周波数の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点に
対応する周波数を反射零周波数として規定し、上記反射
零周波数において反射が極小値となるように設計パラメ
ータとしての共振器長、共振器間結合手段の寸法、およ
び入出力間結合手段の寸法を決定し、上記寸法を用いて
得られる上記高周波フィルタの反射特性のうち、理想的
なチェビシェフ形フィルタの特性より反射の大きな周波
数を選び、上記反射の大きな周波数および上記反射零周
波数において反射が所定の大きさ以下となるように上記
共振器の共振器長、上記共振器間結合手段の寸法、およ
び上記入出力間結合手段の寸法を決定したので、複数回
の最適化がされ、最小限の周波数を用いた最適化手法等
により上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性
の得られる上記設計パラメータの値を決定できる。

【００２９】第５の発明においては、高周波フィルタの
通過帯域内に共振器内の電波の周波数の関数としてのチ
ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
点に対応する周波数を反射極大周波数として規定し、上
記反射極大周波数において反射が所定の極大値となるよ
うに設計パラメータとしての共振器長、共振器間結合手
段の寸法、および入出力間結合手段の寸法を決定したの
で、最小限の周波数を用いた最適化手法等により上記通
過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数に
よる理想特性に近い所望の反射特性の得られる上記設計
パラメータの値を決定できる。

【００３０】第６の発明においては、高周波フィルタの
通過帯域内に共振器内の電波の周波数の関数としてのチ
ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
点に対応する周波数を反射極大周波数として規定し、上
記反射極大周波数において反射が所定の極大値となるよ
うに設計パラメータとしての共振器長、共振器間結合手
段の寸法、および入出力間結合手段の寸法を決定し、上
記寸法を用いて得られる上記高周波フィルタの反射特性
のうち、理想的なチェビシェフ形フィルタの特性より反
射の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数およ
び上記反射極大周波数において反射が所定の大きさ以下
となるように上記共振器の共振器長、上記共振器間結合
手段の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定
したので、複数回の最適化がされ、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に非常に近
い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を
決定できる。

【００３１】第７の発明においては、導波管形フィルタ
の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に設計パラメータとしての共振器長、サセプタンス素子
値、およびサセプタンス素子の寸法を決定したので、電
気長の周波数変化の特に大きい導波管形フィルタに対し
ても、最小限の周波数を用いた最適化手法等により上記
通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数
による理想特性に近い所望の反射特性の得られる上記設
計パラメータの値を決定できる。

【００３２】第８の発明においては、導波管形フィルタ
の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に設計パラメータとしての共振器長、サセプタンス素子
値、およびサセプタンス素子の寸法を決定し、上記寸法
を用いて得られる上記導波管形フィルタの反射特性のう
ち、理想的なチェビシェフ形フィルタの特性より反射の
大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および上
記反射零周波数において反射が所定の大きさ以下となる
ように上記共振器の共振器長、上記サセプタンス素子
値、および上記サセプタンス素子の寸法を決定したの
で、複数回の最適化がされ、電気長の周波数変化の特に
大きい導波管形フィルタに対しても、最小限の周波数を
用いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周
波数においてチェビシェフ関数による理想特性に非常に
近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値
を決定できる。

【００３３】第９の発明においては、導波管形フィルタ
の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数と
して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
極大値となるように設計パラメータとしての共振器長、
サセプタンス素子値、およびサセプタンス素子の寸法を
決定したので、電気長の周波数変化の特に大きい導波管
形フィルタに対しても、最小限の周波数を用いた最適化
手法等により上記通過帯域内のすべての周波数において
チェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性
の得られる上記設計パラメータの値を決定できる。

【００３４】第１０の発明においては、導波管形フィル
タの通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としての
チェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極
大点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数
として規定し、上記反射極大周波数において反射が所定
の極大値となるように設計パラメータとしての共振器
長、サセプタンス素子値、およびサセプタンス素子の寸
法を決定し、上記寸法を用いて得られる上記導波管形フ
ィルタの反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形フィ
ルタの特性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の
大きな周波数および上記反射極大周波数において反射が
所定の大きさ以下となるように上記共振器の共振器長、
上記サセプタンス素子値、および上記サセプタンス素子
の寸法を決定したので、複数回の最適化がされ、電気長
の周波数変化の特に大きい導波管形フィルタに対して
も、最小限の周波数を用いた最適化手法等により上記通
過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数に
よる理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる上
記設計パラメータの値を決定できる。

【００３５】第１１の発明においては、第７〜第１０の
いずれかの発明における共振器の数をＮ、フィルタの中
心周波数における等価回路素子値から決定されるｉ番目
のサセプタンス素子のサセプタンス値をＢ0iとしたと
き、ｉ番目のサセプタンス素子のサセプタンス値Ｂi
を、 １＜Ｂi／Ｂ0i＜１．２ （１≦ｉ≦０．２Ｎ， Ｎ≦ｉ≦Ｎ＋１） ０．８＜Ｂi／Ｂ0i＜１ （０．２Ｎ＜ｉ≦０．４Ｎ， ０．８Ｎ≦ｉ＜Ｎ） ０．９＜Ｂi／Ｂ0i≦１ （０．４Ｎ＜ｉ＜０．８Ｎ） で与えられる範囲に設定したので、通過帯域が広い場合
でも上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビシ
ェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性が得られ
る。

【００３６】第１２の発明においては、第７〜第１１の
いずれかの発明における高周波フィルタの設計方法によ
り構成され、サセプタンス素子として誘導性アイリスあ
るいは誘導性ポストを用いたので、上記誘導性アイリス
のアイリス幅あるいは上記誘導性ポストの数、直径、ま
たは、間隔を調整することで所望のサセプタンス値が容
易に得られ、かつ、耐電力性に優れたものが得られる。

【００３７】

【実施例】実施例１． 図１はこの発明の一実施例を示す概略構成図、図２は内
導体パターンの形状を示す図であり、図において、１
ａ、１ｂは誘電体基板、２ａは誘電体基板１ａの一方の
面全面に導体膜を密着して形成された外導体、３、６、
および、７は誘電体基板１ａの他方の面に導体膜を密着
して形成された内導体、９は誘電体基板１ａ、１ｂ、外
導体２ａ、２ｂ、および、内導体３を貫通する貫通孔の
内周面に外導体２ａ、２ｂ、および、内導体３と連続す
る導体膜を密着して形成されるスルーホール、３０は誘
電体基板１ａ、１ｂと外導体２ａ、２ｂと内導体３とで
構成されるストリップ線路共振器、６０は誘電体基板１
ａ、１ｂと外導体２ａ、２ｂと内導体６とで構成される
ストリップ線路の入力線路、７０は誘電体基板１ａ、１
ｂと外導体２ａ、２ｂと内導体７とで構成されるストリ
ップ線路の出力線路、Ｐ１は入力端、Ｐ２は出力端であ
る。誘電体基板１ａと１ｂは、内導体３、６、および、
７を挟み込むように重ね合わされている。複数の内導体
３はそれぞれ長さが略１／４波長に設定されており、一
端がスルーホール９により外導体２ａ、２ｂに接続され
短絡されている。このため、共振器３０は一端短絡他端
開放の１／４波長共振器となっている。複数の共振器３
０は全てが平行に配置され、隣接するもの同志は交互に
逆側の一端がスルーホール９によって短絡されている。

【００３８】次に、動作について説明する。隣接する共
振器３０は短絡端と開放端が対向するように配置されて
いるため、相互に電界により結合する。その結合量は内
導体３の間隔あるいは内導体３の幅によって調整され
る。

【００３９】今、内導体３それぞれの長さが１／４波長
付近で所定長さに設定され、全ての共振器３０が同一の
周波数、例えばｆ0で共振しているものとすれば、その
周波数ｆ0では、共振状態にある共振器３０は相互に強
く結合しており、入力線路６０への入射波初段の共振器
３０へ導かれ、隣接する共振器へ電界により結合するこ
とを繰り返して出力線路７０より出力される。しかしな
がら、ｆ0以外の周波数では、共振器３０相互の結合は
非常に弱く、入力線路６０への入射波はその電力のほと
んどが反射される。このように、図１および図２に示し
たストリップ線路フィルタは帯域通過フィルタとしての
機能を有する。

【００４０】次に、設計手順のフローを図３について説
明する。まず、ステップ１において、原形低域通過フィ
ルタから変形され集中定数素子で構成された理想的なチ
ェビシェフ特性を有する帯域通過フィルタと図１のフィ
ルタの物理形状に応じて決定された分布定数形の等価回
路をフィルタの通過帯域の中心周波数において比較し、
設計パラメータとしての共振器間隔、共振器幅、およ
び、共振器長の初期設計を行う。ステップ１は図３４〜
図３６に示す従来の設計手順と同様である。このとき、
図１のフィルタにおいて隣接する２つの共振器のみを取
り出したペア共振器は、図４に示すような分布定数線路
から成る等価回路で表される。図４において１０は電気
長θの先端短絡スタブの等価回路、１１は電気長θの線
路の等価回路である。図４の等価回路を組み合わせて用
いることにより、図１のフィルタは図３６に示すのと同
様の分布定数線路形等価回路で表される。

【００４１】次に、ステップ２において、設計パラメー
タの数以上の周波数を選択し、図５に示すように、これ
らの周波数における挿入損あるいは反射損を規定する。
図５は、図１のフィルタの所望の通過および反射特性を
示す図であり、図において、ｆ1〜ｆ13は選択した周波
数である。規定する通過損と反射損のレベルを同様にす
るため、通過帯域の周波数ｆ2〜ｆ10では反射損、通過
帯域外の周波数ｆ1およびｆ11〜ｆ13では通過損をそれ
ぞれ規定している。

【００４２】最後に、ステップ３において、上記分布定
数線路形等価回路によるフィルタの特性計算を行い、周
波数ｆ2〜ｆ10における反射損の値と、周波数ｆ1および
ｆ11〜ｆ13における挿入損が所望の値となるように、等
価回路のパラメータを最適化する。最適化により得られ
たパラメータから共振器間隔、共振器幅、および、共振
器長が求まる。

【００４３】以上のように、図３の設計手順による実施
例は、通過帯域内の複数の周波数において反射損を所望
の値に規定しているため、通過帯域が広い場合でも通過
帯域端での反射の増加は少なく、通過帯域全体に渡って
良好な特性が得られる。

【００４４】また、周波数をパラメータの数以上選択し
ているため関係式がパラメータの数以上得られ、最適化
の際に、等価回路による特性計算結果が所望の特性に近
づく可能性が高い。

【００４５】実施例２． 図６は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロー
であり、ステップ２において、通過帯域内にチェビシェ
フ特性の反射零および極大周波数を選択し、図７に示す
ように、これらの周波数における反射損を規定した場合
である。図７は、図１のフィルタの所望の反射特性を示
す図であり、図において、ｆ1、ｆ3、ｆ5、および、ｆ7
は反射零周波数であり、次の第２式で与えられる。

【００４６】

【数１】

【００４７】また、ｆ2、ｆ4、および、ｆ6は反射極大
周波数であり、次の第３式で与えられる。

【００４８】

【数２】

【００４９】このように、図６の設計手順による実施例
は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定しているた
め、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増加
や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡って
チェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られる。

【００５０】なお、反射零および極大周波数の数はパラ
メータの総数より少ないため、全てのパラメータを最適
化の際の変数として指定できないが、例えば、共振器間
隔のみを変数に指定し、他のパラメータにつては共振器
間隔の変化により各共振器の共振周波数と特性インピー
ダンスが変化しないように共振器長と共振器幅を補正す
ることで、良好な反射特性を実現できる。

【００５１】従って、図６の設計手順による実施例は、
図３の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィルタ
を得ることができる他に、少数の周波数に対して反射損
を規定するだけで反射特性の良好なものが得られるとい
う利点を有する。

【００５２】実施例３． 図８は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロー
であり、ステップ２において、通過帯域内にチェビシェ
フ特性の反射零周波数を選択し、図９に示すように、こ
れらの周波数における反射損を規定した場合である。図
９は図１のフィルタの所望の反射特性であり、図におい
て、ｆ1、ｆ3、ｆ5、および、ｆ7は反射零周波数であ
り、図７の場合と同様に第２式で与えられる。

【００５３】このように、図８の設計手順による実施例
は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定しているた
め、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増加
や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡って
チェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られる。

【００５４】なお、反射零周波数の数は共振器の数と同
一となるため、全てのパラメータを最適化の際の変数と
して指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定し、
他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各共振
器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しないよう
に共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反射特
性を実現できる。

【００５５】従って、図８の設計手順による実施例は、
図３の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィルタ
を得ることができる他に、さらに少数の周波数に対して
反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得られ
るという利点を有する。

【００５６】実施例４． 図１０は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、ステップ２において、通過帯域内にチェビシ
ェフ特性の反射極大周波数を選択し、図１１に示すよう
に、これらの周波数における反射損を規定した場合であ
る。図１１は図１のフィルタの所望の反射特性であり、
図において、ｆ2、ｆ4、および、ｆ6は反射極大周波数
であり、図７の場合と同様に式（２）で与えられる。

【００５７】このように、図１０の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、通過帯域全体に
渡ってチェビシェフ関数による理想的な反射特性に近い
特性が得られる。ただし、この場合、最適化によって得
られた等価回路パラメータを用いた反射特性は、図１１
に示すように規定した極大値より大きな最大値を持つこ
とがあり、注意を要する。

【００５８】なお、反射極大周波数の数は共振器の数よ
り１少ないため、全てのパラメータを最適化の際の変数
として指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定
し、他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各
共振器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しない
ように共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反
射特性を実現できる。

【００５９】従って、図１０の設計手順による実施例
は、図３の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィ
ルタを得ることができる他に、最小限の数の周波数に対
して反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得
られるという利点を有する。

【００６０】実施例５． 図１２は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、図１０の実施例に対して、さらに、ステップ
４において、ステップ３までで得られた反射特性を理想
的なチェビシェフ特性の反射特性と比較し、理想特性よ
り反射の大きな周波数を選択し、この周波数ににおける
反射損を新たな拘束条件とした場合である。新たな周波
数は例えば図１３のｆ8、およびｆ9のように与えられ
る。

【００６１】ステップ５において、ｆ2、ｆ4、ｆ6、ｆ
8、および、ｆ9の反射損を拘束条件として、再び最適化
い、得られたパラメータから共振器間隔、共振器幅、お
よび、共振器長を求める。

【００６２】このように、図１２の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、さらに、複数回
の最適化を行うため、通過帯域全体に渡ってチェビシェ
フ関数による理想的な反射特性が得られる。

【００６３】なお、反射極大周波数の数は共振器の数よ
り１少ないため、全てのパラメータを最適化の際の変数
として指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定
し、他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各
共振器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しない
ように共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反
射特性を実現できる。

【００６４】従って、図１２の設計手順による実施例
は、図３の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィ
ルタを得ることができる他に、少ないの数の周波数に対
して反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得
られるという利点を有する。

【００６５】なお、上記実施例の説明においては、ステ
ップ２において、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射
極大周波数を選択する場合について示したが、ステップ
２において、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周
波数を選択しても同様に通過帯域全体に渡ってチェビシ
ェフ関数による理想的な反射特性が得られる。

【００６６】実施例６． 図１４はこの発明の他の実施例を示す概略構成図であ
り、図において、１２は方形導波管、１３は誘導性アイ
リス、１４は両端を誘導性アイリス１３によって仕切ら
れた空胴共振器、Ｐ１は入力端、Ｐ２は出力端である。
空胴共振器１４は両端が略短絡の１／２波長共振器とな
っている。

【００６７】次に、動作について説明する。隣接する空
胴共振器１４は誘導性アイリス１３を介して相互に結合
し、結合量は誘導性アイリス１３の大きさによって調整
される。

【００６８】今、空胴共振器１４それぞれの長さが１／
２波長付近で所定長さに設定され、全ての空胴共振器１
４が同一の周波数、例えばｆ0で共振しているものとす
れば、その周波数ｆ0では、共振状態にある空胴共振器
１４は相互に強く結合しており、入力端Ｐ１への入射波
は初段の空胴共振器１４へ導かれ、隣接する共振器へ主
として磁界により結合することを繰り返して出力端Ｐ２
より出力される。しかしながら、ｆ0以外の周波数で
は、空胴共振器１４相互の結合は非常に弱く、入力端Ｐ
１への入射波はその電力のほとんどが反射される。この
ように、図１４に示した導波管形フィルタは帯域通過フ
ィルタとしての機能を有する。

【００６９】次に、設計手順のフローを図１５について
説明する。まず、ステップ１において、原形低域通過フ
ィルタから変形され集中定数素子で構成された理想的な
チェビシェフ特性を有する帯域通過フィルタと図１４の
フィルタの物理形状に応じて決定された分布定数形の等
価回路をフィルタの通過帯域の中心周波数において比較
し、設計パラメータとしての共振器長、および、誘導性
アイリスのサセプタンス値の初期設計を行う。ステップ
１は図３８〜図４１に示す従来の設計手順と同様であ
る。このとき、図１４のフィルタにおける誘導性アイリ
ス１３の等価回路は、図１６に示すような並列サセプタ
ンスＢaによって表される。ここで、並列サセプタンス
Ｂaは誘導性アイリスの間隔ｄおよび導波管管内波長の
関数となる。なお、誘導性ポストの等価回路は図１７に
示すようになり、誘導性アイリスの代わりに用いること
が可能である。図１６の関係を用いると、図１４のフィ
ルタは図４１の分布定数形等価回路で表される。

【００７０】次に、ステップ２において、図１８に示す
ように通過帯域内に導波管管内波長の関数としてのチェ
ビシェフ関数の零点を設定し、上記複数の零点の上記管
内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
これらの周波数における反射損を規定する。図１８に実
線で示す特性は図１４のフィルタの所望の反射特性であ
る。図において、ｆ1〜ｆ11は反射零周波数であり、対
応する導波管管内波長λgpは次の第４式で与えられる。

【００７１】

【数３】

【００７２】ここで、ω_ｐ´／ω_１´は原形低域通過フ
ィルタの反射零周波数、λg0は中心周波数における管内
波長、λg1およびλg2はそれぞれ通過帯域下限および上
限における管内波長である。

【００７３】最後に、ステップ３において、上記分布定
数線路形等価回路によるフィルタの特性計算を行い、周
波数ｆ1〜ｆ11における反射損の値が所望の値となるよ
うに、等価回路のパラメータを最適化する。最適化によ
り得られたパラメータから空胴共振器長および誘導性ア
イリスの寸法が求まる。このとき最適化により得られた
ｉ番目の誘導性アイリスのサセプタンス値Ｂiは、初期
設計におけるサセプタンス値をＢ0i、共振器の段数をＮ
とすると、次の第１式の範囲で求まる。

【００７４】 １＜Ｂi／Ｂ0i＜１．２ （１≦ｉ≦０．２Ｎ， Ｎ≦ｉ≦Ｎ＋１） ０．８＜Ｂi／Ｂ0i＜１ （０．２Ｎ＜ｉ≦０．４Ｎ， ０．８Ｎ≦ｉ＜Ｎ） ０．９＜Ｂi／Ｂ0i≦１ （０．４Ｎ＜ｉ＜０．８Ｎ）

【００７５】このように、図１５の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定している
ため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増
加や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡っ
てチェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られ
る。

【００７６】なお、反射零周波数の数は共振器の数と同
一となるため、全てのパラメータを最適化の際の変数と
して指定できないが、例えば、誘導性アイリス１３のサ
セプタンス値のみを変数に指定し、他のパラメータにつ
いては誘導性アイリス１３のサセプタンス値の変化によ
り各共振器の共振周波数が変化しないように共振器長を
補正することで、良好な反射特性を実現できる。

【００７７】従って、図１５の設計手順による実施例
は、広帯域な導波管形フィルタを得ることができ、さら
に少数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特
性の良好なものが得られるという利点を有する。

【００７８】また、上記実施例６を実施例５に適用して
再度の最適化を行なうこともでき、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に非常に近
い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を
決定できる。

【００７９】実施例７． 図１９は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、ステップ２において、通過帯域内に初期設計
による特性から反射極大周波数を選択し、図２０に示す
ように、これらの周波数における反射損を規定した場合
である。、図２０において、ｆ1〜ｆ6は選択した反射極
大周波数であり、実線は、ｆ1〜ｆ6における反射損を規
定して最適化を行った後の反射特性である。初期設計か
ら得られた波線の特性に比べ、反射特性が大きく改善さ
れている。

【００８０】このように、図１９の設計手順による実施
例は、通過帯域内の複数の周波数で反射極大値を規定し
ているため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反
射の増加は少なく、通過帯域全体に渡って所望の反射損
が得られる。ただし、この場合、最適化によって得られ
た等価回路パラメータを用いた反射特性は、規定した極
大値より大きな最大値を持つことがあり、この場合は実
施例５に示したのと同様の最適化を行う必要がある。

【００８１】なお、反射極大周波数の数は最大でも共振
器の数より１少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、誘導性アイリ
ス１３のサセプタンス値のみを変数に指定し、他のパラ
メータについては誘導性アイリス１３のサセプタンス値
の変化により各共振器の共振周波数が変化しないように
共振器長を補正することで、良好な反射特性を実現でき
る。

【００８２】従って、図１９の設計手順による実施例
は、図１５の場合と同様に、広帯域な導波管形フィルタ
を得ることができる他に、最小限の数の周波数に対して
反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得られ
るという利点を有する。

【００８３】実施例８． 図２１はこの発明の他の実施例を示す概略構成図であ
り、図において、１は誘電体基板、２は誘電体基板１の
一方の面全面に導体膜を密着して形成された外導体、１
５は誘電体基板１の他方の面に導体膜を密着して形成さ
れたストリップ導体、１６は誘電体基板１、外導体２、
および、内導体１５から成るマイクロストリップ線路、
１７はマイクロストリップ線路１６の一部を構成する１
／４波長線路、Ｐ１は入力端、Ｐ２は出力端である。こ
こで、４つの１／４波長線路１７は出力端Ｐ２側に近い
ものほど線路幅が広く設定されている。

【００８４】次に、動作について説明する。１／４波長
線路１７は出力端Ｐ２側に近いものほど線路幅が広く設
定されているため、隣接するもの同士の接続面には線路
幅の不連続が存在する。この不連続では、不連続の大き
さに応じた反射が生じる。

【００８５】今、全ての１／４波長線路１７の線路長が
所定の周波数ｆ0において１／４波長となるように設定
されているものとすると、入力端Ｐ１から入射した周波
数ｆ0の電波は最初の不連続で一部反射する。最初の不
連続を通過した電波は２番目の１／４波長線路１７を通
って２番目の不連続で一部がまた反射する。しかし、１
／４波長線路１７の線路長がｆ0において１／４波長に
設定されているため、２番目の不連続で反射した反射波
は、１番目の不連続に戻った時には１番目の不連続で最
初に反射した反射波に比べて位相が１８０度すなわち１
／２波長分遅れる。従って、これら２つの反射波はお互
いに打ち消し合い、不連続の相対的な大きさを調整すれ
ば入力端Ｐ１へは全く戻って行かなくできる。３番目以
降の不連続についても同様の原理により相互の反射を打
ち消すことが可能であるため、線路幅が狭くインピーダ
ンスの高い入力端Ｐ１からの入射は、周波数がｆ0の場
合にはほとんど反射せず、線路幅が広くインピーダンス
の低い出力端Ｐ２から取り出される。このように、図２
１に示したストリップ線路はインピーダンス変成器とし
ての機能を有する。

【００８６】次に、設計手順のフローを図２２について
説明する。まず、ステップ１において、１／４波長線路
間の不連続によるサセプタンスの周波数特性を考慮しな
い従来の設計手順に従って、設計パラメータとしての１
／４波長線路の線路長および特性インピーダンスの初期
設計を行う。ステップ１は図４３、図４４に示す従来の
設計手順と同様である。このとき、図２１のインピーダ
ンス変成器において隣接する２つの１／４波長線路１７
間の不連続は、図２３に示すような並列サセプタンスで
表される。図２３においてＢ12は不連続による並列サセ
プタンス、Ｚ1、Ｚ2は両端の１／４波長線路１７の特性
インピーダンスである。図２３の等価回路を組み合わせ
て用いることにより、図２１のフィルタは図４４に示す
のと同様の等価回路で表される。

【００８７】次に、ステップ２において、設計パラメー
タの数以上の周波数を選択し、図５に示すように、これ
らの周波数における挿入損あるいは反射損を規定する。
図２４は、図２１のインピーダンス変成器の所望の通過
および反射特性を示す図であり、図において、ｆ1〜ｆ1
3は選択した周波数である。ここでは、挿入損より周波
数特性の大きな反射損を規定している。

【００８８】最後に、ステップ３において、上記等価回
路によるフィルタの特性計算を行い、周波数ｆ1〜ｆ13
における反射損の値が所望の値となるように、等価回路
のパラメータである１／４波長線路の電気長および特性
インピーダンスを最適化する。最適化により得られたパ
ラメータから、１／４波長線路の線路長および線路幅を
求める。

【００８９】以上のように、図２２の設計手順による図
２１の実施例は、通過帯域内の複数の周波数において反
射損を所望の値に規定しているため、通過帯域が広い場
合でも通過帯域端での反射の増加は少なく、通過帯域全
体に渡って良好な特性が得られる。

【００９０】また、周波数をパラメータの数以上選択し
ているため関係式がパラメータの数以上得られ、最適化
の際に、等価回路による特性計算結果が所望の特性に近
づく可能性が高い。

【００９１】実施例９． 図２５は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、ステップ２において、通過帯域内にチェビシ
ェフ特性の反射零および極大周波数を選択し、図２６に
示すように、これらの周波数における反射損を規定した
場合である。図２６は、図２１のインピーダンス変成器
の所望の反射特性と、規定する周波数および反射損を示
す図である。図において、ｆ1、ｆ3、ｆ5、および、ｆ7
は反射零周波数、ｆ2、ｆ4、および、ｆ6は反射極大周
波数であり、従来の場合と同様に求められる。

【００９２】このように、図２５の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射零および極大周波数を規
定しているため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端で
の反射の増加は少なく、通過帯域全体に渡ってチェビシ
ェフ関数による理想的な反射特性が得られる。

【００９３】なお、反射零および極大周波数の数はパラ
メータの総数より少ないため、全てのパラメータを最適
化の際の変数として指定できないが、例えば、１／４波
長線路１７の特性インピーダンスのみを変数に指定し、
特性インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち
並列サセプタンス間の位相差が変化しないように、１／
４波長線路１７の電気長を従属的に補正することで、良
好な反射特性を実現できる。

【００９４】従って、図２５の設計手順による実施例
は、図２２の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、少数の
周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性の良好
なものが得られるという利点を有する。

【００９５】実施例１０． 図２７は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、ステップ２において、通過帯域内にチェビシ
ェフ特性の反射零周波数を選択し、図２８に示すよう
に、これらの周波数における反射損を規定した場合であ
る。図２８は図２１のインピーダンス変成器の所望の反
射特性と、規定する周波数および反射損を示す図であ
る。図において、ｆ1、ｆ3、ｆ5、および、ｆ7は反射零
周波数であり、従来の場合と同様に求められる。

【００９６】このように、図２７の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定している
ため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増
加や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡っ
てチェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られ
る。

【００９７】なお、反射零周波数の数は１／４波長線路
の数と同一となるため、全てのパラメータを最適化の際
の変数として指定できないが、例えば、１／４波長線路
１７の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性イ
ンピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列サ
セプタンス間の位相差が変化しないように、１／４波長
線路１７の電気長を従属的に補正することで、良好な反
射特性を実現できる。

【００９８】従って、図２７の設計手順による実施例
は、図２５の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、さらに
少数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性
の良好なものが得られるという利点を有する。

【００９９】実施例１１． 図２９は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、ステップ２において、通過帯域内にチェビシ
ェフ特性の反射極大周波数を選択し、図３０に示すよう
に、これらの周波数における反射損を規定した場合であ
る。図２９は図２１のインピーダンス変成器の所望の反
射特性と、規定する周波数および反射損を示す図であ
る。図において、ｆ2、ｆ4、および、ｆ6は反射零周波
数であり、従来の場合と同様に求められる。

【０１００】このように、図２９の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、通過帯域全体に
渡ってチェビシェフ関数による理想的な反射特性に近い
特性が得られる。ただし、この場合、最適化によって得
られた等価回路パラメータを用いた反射特性は、図３０
に示すように規定した極大値より大きな最大値を持つこ
とがあり、注意を要する。

【０１０１】なお、反射極大周波数の数は１／４波長線
路の数より１少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、１／４波長線
路１７の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性
インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列
サセプタンス間の位相差が変化しないように、１／４波
長線路１７の電気長を従属的に補正することで、良好な
反射特性を実現できる。

【０１０２】従って、図２９の設計手順による実施例
は、図２５の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、最小限
の数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性
の良好なものが得られるという利点を有する。

【０１０３】実施例１２． 図３１は、この発明の他の実施例の設計手順を示すフロ
ーであり、図２９の実施例に対して、さらに、ステップ
４において、ステップ３までで得られた反射特性を理想
的なチェビシェフ特性の反射特性と比較し、理想特性よ
り反射の大きな周波数を選択し、この周波数における反
射損を新たな拘束条件とした場合である。新たな周波数
は例えば図３２のｆ8、およびｆ9のように与えられる。

【０１０４】ステップ５において、ｆ2、ｆ4、ｆ6、ｆ
8、および、ｆ9の反射損を拘束条件として、再び最適化
し、得られたパラメータから１／４波長線路の線路長お
よび線路幅を求める。

【０１０５】このように、図３１の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、さらに、複数回
の最適化を行うため、通過帯域全体に渡ってチェビシェ
フ関数による理想的な反射特性が特性が得られる。

【０１０６】なお、反射極大周波数の数は１／４波長線
路の数より１少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、１／４波長線
路１７の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性
インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列
サセプタンス間の位相差が変化しないように、１／４波
長線路１７の電気長を従属的に補正することで、良好な
反射特性を実現できる。

【０１０７】従って、図３１の設計手順による実施例
は、図２５の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、少ない
数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性の
良好なものが得られるという利点を有する。

【０１０８】実施例１３． 図３３は、この発明の他の実施例の概略構成図であり、
方形導波管によるインピーダンス変成器を示す図であ
る。図において、１８は方形導波管、１９は１／４波長
導波管、Ｐ１は入力端、Ｐ２は出力端である。４つの１
／４波長導波管１９は出力端Ｐ２側に近いものほど高さ
が高く設定されている。

【０１０９】次に、動作について説明する。１／４波長
導波管１９は出力端Ｐ２側に近いものほど導波管高さが
高く設定されているため、隣接するもの同士の接続面に
は導波管高さの不連続が存在する。この不連続では、不
連続の大きさに応じた反射が生じる。

【０１１０】今、全ての１／４波長導波管１９の長さが
所定の周波数ｆ0において管内波長で１／４波長となる
ように設定されているものとすると、入力端Ｐ１から入
射した周波数ｆ0の電波は最初の不連続で一部反射す
る。最初の不連続を通過した電波は２番目の１／４波長
導波管１９を通って２番目の不連続で一部がまた反射す
る。しかし、１／４波長導波管１９の線路長がｆ0にお
いて１／４波長に設定されているため、２番目の不連続
で反射した反射波は、１番目の不連続に戻った時には１
番目の不連続で最初に反射した反射波に比べて位相が１
８０度すなわち１／２波長分遅れる。従って、これら２
つの反射波はお互いに打ち消し合い、不連続の相対的な
大きさを調整すれば入力端Ｐ１へは全く戻って行かなく
できる。３番目以降の不連続についても同様の原理によ
り相互の反射を打ち消すことが可能であるため、導波管
高さが低くインピーダンスの低い入力端Ｐ１からの入射
は、周波数がｆ0の場合にはほとんど反射せず、導波管
高さが高くインピーダンスの高い出力端Ｐ２から取り出
される。このように、図３３に示した導波管回路はイン
ピーダンス変成器としての機能を有する。

【０１１１】一般に、導波管の管内波長は周波数に対し
て分散性を有するため、導波管の電気長は管内波長の逆
数には比例するが、周波数には比例しない。図３３のイ
ンピーダンス変成器においても、理想反射特性として用
いるチェビシェフ関数は管内波長の関数として考える必
要がある。

【０１１２】図２１に係わる実施例８〜１２におけるチ
ェビシェフ関数の傾き零の周波数の代わりにチェビシェ
フ関数の傾き零の管内波長を用いることにより、図３３
のインピーダンス変成器は実施例８〜１２に示したもの
と同様の設計手順が適用可能であり、広帯域なものを実
現できる。

【０１１３】なお、実施例１〜７で示した高周波フィル
タは共振器の数が４段あるいは１１段の場合について示
したが、１〜３段、５〜１０段、あるいは１２段以上で
あってもよく、実施例と同様の利点および効果を奏す
る。

【０１１４】また、実施例８〜１３で示したインピーダ
ンス変成器は１／４波長線路あるいは導波管の数が４段
の場合について示したが、１〜３段あるいは５段以上で
あってもよく、実施例と同様の利点および効果を奏す
る。

【０１１５】さらに、以上の実施例では、伝達関数とし
てチェビシェフ関数を用いる場合について示したが、例
えばベッセル関数や楕円関数等、通過帯域内に複数の零
点あるいは極大、極小点を設定できる関数であれば、同
様に本発明の高周波フィルタあるいはインピーダンス変
成器に用いた設計手順を適用できることはいうまでもな
い。

【０１１６】

【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、中心周波数のみでなく選択した周波数の範囲内の複
数の周波数を用いて設計パラメータの数以上の条件式が
設定され、最適化手法等により通過帯域が広い場合でも
所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決
定でき、広帯域に亙って反射の小さい高周波フィルタが
得られる効果がある。

【０１１７】また、請求項２の発明によれば、最適化手
法等により通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さい高周波フィルタが得られる効果がある。

【０１１８】また、請求項３の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に近
い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値を決定
でき、広帯域に亙って反射の小さい高周波フィルタが得
られる効果がある。

【０１１９】また、請求項４の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により複数回の最適化がさ
れ、通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さい高周波フィルタが得られる効果がある。

【０１２０】また、請求項５の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に非
常に近い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値
を決定でき、広帯域に亙って反射の小さい高周波フィル
タが得られる効果がある。

【０１２１】また、請求項６の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に非
常に近い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値
を決定でき、広帯域に亙って反射の小さい高周波フィル
タが得られる効果がある。

【０１２２】また、請求項７の発明によれば、電気長の
周波数変化の特に大きい導波管形フィルタに対しても、
最小限の周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内
のすべての周波数においてチェビシェフ関数による理想
特性に近い所望の反射特性の得られる設計パラメータの
値を決定できるので、広帯域に亙って反射の小さい高周
波フィルタが得られる効果がある。

【０１２３】また、請求項８の発明によれば、電気長の
周波数変化の特に大きい導波管形フィルタに対しても、
最小限の周波数を用いた最適化手法等により複数回の最
適化がされ、通過帯域内のすべての周波数においてチェ
ビシェフ関数による理想特性に非常に近い所望の反射特
性の得られる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に
亙って反射の小さい高周波フィルタが得られる効果があ
る。

【０１２４】また、請求項９の発明によれば、電気長の
周波数変化の特に大きい導波管形フィルタに対しても、
最小限の周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内
のすべての周波数においてチェビシェフ関数による理想
特性に近い所望の反射特性の得られる設計パラメータの
値を決定でき、広帯域に亙って反射の小さい高周波フィ
ルタが得られる効果がある。

【０１２５】また、請求項１０の発明によれば、電気長
の周波数変化の特に大きい導波管形フィルタに対して
も、最小限の周波数を用いた最適化手法等により複数回
の最適化がされ、通過帯域内のすべての周波数において
チェビシェフ関数による理想特性に非常に近い所望の反
射特性の得られる設計パラメータの値を決定できるの
で、広帯域に亙って反射の小さい高周波フィルタが得ら
れる効果がある。

【０１２６】また、請求項１１の発明によれば、通過帯
域が広い場合でも上記通過帯域内のすべての周波数にお
いてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反射
特性が得られるので、広帯域に亙って反射の小さい高周
波フィルタが得られる効果がある。

【０１２７】また、請求項１２の発明によれば、サセプ
タンス素子として誘導性アイリスあるいは誘導性ポスト
を用いたので、上記誘導性アイリスのアイリス幅あるい
は上記誘導性ポストの数、直径、または、間隔を調整す
ることで所望のサセプタンス値が容易に得られ、かつ、
耐電力性に優れたものが得られるので、広帯域に亙って
反射の小さい高周波フィルタが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施例１による高周波フィルタを
示す概略構成図である。

【図２】 この発明の実施例１による高周波フィルタの
内導体パターンを示す図である。

【図３】 この発明の実施例１による高周波フィルタの
設計手順を示す図である。

【図４】 この発明の実施例１による高周波フィルタの
共振器の等価回路を示す図である。

【図５】 この発明の実施例１による高周波フィルタの
特性を示す図である。

【図６】 この発明の実施例２による高周波フィルタの
設計手順を示す図である。

【図７】 この発明の実施例２による高周波フィルタの
特性を示す図である。

【図８】 この発明の実施例３による高周波フィルタの
設計手順を示す図である。

【図９】 この発明の実施例３による高周波フィルタの
特性を示す図である。

【図１０】 この発明の実施例４による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。

【図１１】 この発明の実施例４による高周波フィルタ
の特性を示す図である。

【図１２】 この発明の実施例５による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。

【図１３】 この発明の実施例５による高周波フィルタ
の特性を示す図である。

【図１４】 この発明の実施例６による高周波フィルタ
の構成図である。

【図１５】 この発明の実施例６による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。

【図１６】 この発明の実施例６による高周波フィルタ
のサセプタンス素子を説明する図である。

【図１７】 この発明の実施例６による高周波フィルタ
のサセプタンス素子を説明する図である。

【図１８】 この発明の実施例６による高周波フィルタ
の反射特性を示す図である。

【図１９】 この発明の実施例７による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。

【図２０】 この発明の実施例７による高周波フィルタ
の特性である。

【図２１】 この発明の実施例８によるインピーダンス
変成器の概略構成を示す図である。

【図２２】 この発明の実施例８によるインピーダンス
変成器の設計手順を示す図である。

【図２３】 この発明の実施例８によるインピーダンス
変成器の不連続を示す図である。

【図２４】 この発明の実施例８によるインピーダンス
変成器の特性を示す図である。

【図２５】 この発明の実施例９によるインピーダンス
変成器の設計手順を示す図である。

【図２６】 この発明の実施例９によるインピーダンス
変成器の特性を示す図である。

【図２７】 この発明の実施例１０によるインピーダン
ス変成器の設計手順を示す図である。

【図２８】 この発明の実施例１０によるインピーダン
ス変成器の特性を示す図である。

【図２９】 この発明の実施例１１によるインピーダン
ス変成器の設計手順を示す図である。

【図３０】 この発明の実施例１１によるインピーダン
ス変成器の特性を示す図である。

【図３１】 この発明の実施例１２によるインピーダン
ス変成器の設計手順を示す図である。

【図３２】 この発明の実施例１２によるインピーダン
ス変成器の特性を示す図である。

【図３３】 この発明の実施例１３によるインピーダン
ス変成器の構成を示す斜視図である。

【図３４】 従来の高周波フィルタの設計手順を示す図
である。

【図３５】 従来の高周波フィルタの設計手順を説明す
るための原形低域通過フィルタの回路図である。

【図３６】 従来の高周波フィルタの等価回路を示す図
である。

【図３７】 従来の高周波フィルタの特性を示す図であ
る。

【図３８】 従来の高周波フィルタの設計手順を示す図
である。

【図３９】 従来の高周波フィルタの設計手順を説明す
るための原形低域通過フィルタの回路図である。

【図４０】 従来の高周波フィルタの等価回路を示す図
である。

【図４１】 従来の高周波フィルタの等価回路を示す図
である。

【図４２】 従来の高周波フィルタの特性を示す図であ
る。

【図４３】 従来のインピーダンス変成器の設計手順を
示す図である。

【図４４】 従来のインピーダンス変成器の等価回路を
示す図である。

【図４５】 従来例のインピーダンス変成器の特性を示
す図である。

【符号の説明】

１ 誘電体基板、２ 外導体、３、６、７ 内導体、９
スルーホール、１２ 方形導波管、１３ 誘導性アイ
リス、１４ 空胴共振器、１５ ストリップ導体、１６
マイクロストリップ線路、１７ １／４波長線路、１
８ 方形導波管、１９ １／４波長導波管、３０ スト
リップ線路共振器、６０ 入力線路、７０ 出力線路。

フロントページの続き (72)発明者 湯川 秀憲 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株 式会社 電子システム研究所内 (72)発明者 浅尾 英喜 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株 式会社 電子システム研究所内 (72)発明者 浦崎 修治 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株 式会社 電子システム研究所内 (56)参考文献 小西良弘，マイクロ波回路の基礎とそ の応用，総合電子出版社，平成２年，ｐ ｐ．367−373 Ｒ．Ｅ．Ｃｏｌｌｏｎ，ＦＯＵＮＤＡ ＴＩＯＮＳ ＦＯＲ ＭＩＣＲＯＷＡＶ Ｅ ＥＮＧＩＮＥＥＲＩＮＧ，米国，Ｍ ｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，1992，ｐｐ. 343−360，587−642 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01P 1/203 H01P 1/207

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
   間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
   と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
   備えた高周波フィルタの設計方法において、上記共振器
   の共振器長、上記共振器間結合手段の寸法、および上記
   入出力結合手段の寸法を決定するパラメータの数以上の
   数だけ周波数を選択し、上記選択した周波数において上
   記高周波フィルタの通過特性あるいは反射特性が所望の
   値に近づくように上記共振器の共振器長、上記共振器間
   結合手段の寸法、および上記入出力結合手段の寸法を決
   定したことを特徴とする高周波フィルタの設計方法。
2. 【請求項２】 複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
   間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
   と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
   備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
   フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
   関数としてのチェビシェフ関数の傾き零点を複数設定
   し、上記複数の傾き零点に対応する周波数を反射零周波
   数あるいは反射極大周波数として規定し、上記反射零周
   波数あるいは上記反射極大周波数において反射が極小あ
   るいは極大となるように上記共振器の共振器長、上記共
   振器間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段の
   寸法を決定したことを特徴とする高周波フィルタの設計
   方法。
3. 【請求項３】 複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
   間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
   と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
   備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
   フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
   関数としてのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上
   記複数の零点に対応する周波数を反射零周波数として規
   定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
   に上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段の寸
   法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定したこと
   を特徴とする高周波フィルタの設計方法。
4. 【請求項４】 複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
   間を相互に結合させ る共振器間結合手段と、上記共振器
   と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
   備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
   フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
   関数としてのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上
   記複数の零点に対応する周波数を反射零周波数として規
   定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
   に上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段の寸
   法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定し、上記
   寸法を用いて得られる上記高周波フィルタの反射特性の
   うち、理想的なチェビシェフ形フィルタの特性より反射
   の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および
   上記反射零周波数において反射が所定の大きさ以下とな
   るように上記共振器の共振器長、上記共振器間結合手段
   の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法を決定した
   ことを特徴とする高周波フィルタの設計方法。
5. 【請求項５】 複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
   間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
   と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
   備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
   フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
   関数としてのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、
   上記複数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数と
   して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
   極大値となるように上記共振器の共振器長、上記共振器
   間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法
   を決定したことを特徴とする高周波フィルタの設計方
   法。
6. 【請求項６】 複数の伝送線路形共振器と、上記共振器
   間を相互に結合させる共振器間結合手段と、上記共振器
   と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合手段とを
   備えた高周波フィルタの設計方法において、上記高周波
   フィルタの通過帯域内に上記共振器内の電波の周波数の
   関数としてのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、
   上記複数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数と
   して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
   極大値となるように上記共振器の共振器長、上記共振器
   間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段の寸法
   を決定し、上記寸法を用いて得られる上記高周波フィル
   タの反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形フィルタ
   の特性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の大き
   な周波数および上記反射極大周波数において反射が所定
   の大きさ以下とな るように上記共振器の共振器長、上記
   共振器間結合手段の寸法、および上記入出力間結合手段
   の寸法を決定したことを特徴とする高周波フィルタの設
   計方法。
7. 【請求項７】 導波管から成る複数の空胴共振器と上記
   空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段として
   のサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィル
   タの設計方法において、上記導波管形の高周波フィルタ
   の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
   ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
   上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
   定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
   に上記共振器の共振器長、上記サセプタンス素子値、お
   よび上記サセプタンス素子の寸法を決定したことを特徴
   とする高周波フィルタの設計方法。
8. 【請求項８】 導波管から成る複数の空胴共振器と上記
   空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段として
   のサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィル
   タの設計方法において、上記導波管形の高周波フィルタ
   の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
   ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
   上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
   定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
   に上記共振器の共振器長、上記サセプタンス素子値、お
   よび上記サセプタンス素子の寸法を決定し、上記寸法を
   用いて得られる上記導波管形の高周波フィルタの反射特
   性のうち、理想的なチェビシェフ形フィルタの特性より
   反射の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数お
   よび上記反射零周波数において反射が所定の大きさ以下
   となるように上記共振器の共振器長、上記サセプタンス
   素子値、および上記サセプタンス素子の寸法を決定した
   ことを特徴とする高周波フィルタの設計方法。
9. 【請求項９】 導波管から成る複数の空胴共振器と上記
   空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段として
   のサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィル
   タの設計方法において、上記導波管形の高周波フィルタ
   の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチ
   ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
   点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数と
   して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
   極大値となるように上記共振器の共振器長、上記サセプ
   タンス素子値、および上記サセプタンス素子の寸法を決
   定したことを特徴とする高周波フィルタの設計方法。
10. 【請求項１０】 導波管から成る複数の空胴共振器と上
    記空胴共振器相互の結合手段および入出力結合手段とし
    てのサセプタンス素子とを備えた導波管形の高周波フィ
    ルタの設計方法において、上記導波管形の高周波フィル
    タの通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としての
    チェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極
    大点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数
    として規定し、上記反射極大周波数において反射が所定
    の極大値となるように上記共振器の共振器長、上記サセ
    プタンス素子値、および上記サセプタンス素子の寸法を
    決定し、上記寸法を用いて得られる上記導波管形の高周
    波フィルタの反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形
    フィルタの特性より反射の大きな周波数を選び、上記反
    射の大きな周波数および上記反射極大周波数において反
    射が所定の大きさ以下となるように上記共振器の共振器
    長、上記サセプタンス素子値、および上記サセプタンス
    素子の寸法を決定したことを特徴とする高周波フィルタ
    の設計方法。
11. 【請求項１１】 共振器の数をＮ、フィルタの中心周波
    数における等価回路素子値から決定されるｉ番目のサセ
    プタンス素子のサセプタンス値をＢ0iとしたとき、ｉ番
    目のサセプタンス素子のサセプタンス値Ｂiを次式で与
    えられる範囲に設定したことを特徴とする請求項７〜１
    ０のいずれか１項に記載の高周波フィルタの設計方法。 １＜Ｂi／Ｂ0i＜１．２ （１≦ｉ≦０．２Ｎ， Ｎ≦ｉ≦Ｎ＋１） ０．８＜Ｂi／Ｂ0i＜１ （０．２Ｎ＜ｉ≦０．４Ｎ， ０．８Ｎ≦ｉ＜Ｎ） ０．９＜Ｂi／Ｂ0i≦１ （０．４Ｎ＜ｉ＜０．８Ｎ）
12. 【請求項１２】 請求項７〜１１のいずれか１項に記載
    の高周波フィルタの設計方法により構成された高周波フ
    ィルタであって、サセプタンス素子が誘導性アイリスあ
    るいは誘導性ポストであることを特徴とする高周波フィ
    ルタ。