JP3477157B2 - 対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型の帯域通過フィルター - Google Patents
対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型の帯域通過フィルターInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は対称的な減衰点特性
を有する誘電体共振器型の帯域通過フィルターに関し、
より詳細には高周波を利用する移動通信や無線通信基地
局及び中継器システムに使用される帯域通過フィルタ
ー、またはチャンネルコンバイナに利用される対称的な
減衰点特性を有する誘電体共振器の帯域通過フィルター
に関するものである。
を有する誘電体共振器型の帯域通過フィルターに関し、
より詳細には高周波を利用する移動通信や無線通信基地
局及び中継器システムに使用される帯域通過フィルタ
ー、またはチャンネルコンバイナに利用される対称的な
減衰点特性を有する誘電体共振器の帯域通過フィルター
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、１９３０年代にRichtmyerが
適切なもようの誘電体物質は電磁気共振器(electro-mag
netic resonator)で使用できると証明した以後、近来に
入り大きさが小さく軽くて高いQファクタ(Q-factor)を
有して温度に安定な誘電体素材が開発され、多くの分野
に適用されて使われている実情である。
適切なもようの誘電体物質は電磁気共振器(electro-mag
netic resonator)で使用できると証明した以後、近来に
入り大きさが小さく軽くて高いQファクタ(Q-factor)を
有して温度に安定な誘電体素材が開発され、多くの分野
に適用されて使われている実情である。
【０００３】このような誘電体共振器は移動通信、衛星
放送、広帯域無線通信網(WLAN）等のような高周波数(GH
z帯域）の電波を利用するほとんどあらゆる分野に採用
されている。
放送、広帯域無線通信網(WLAN）等のような高周波数(GH
z帯域）の電波を利用するほとんどあらゆる分野に採用
されている。
【０００４】このような誘電体を利用した共振器は誘電
体の形態を区分してバルクタイプ(bulk type、丸い将棋
の駒のようなもの)と薄膜タイプ(thin film type)に大
別されるが、本発明はバルクタイプの誘電体を利用した
共振器に関するものである。
体の形態を区分してバルクタイプ(bulk type、丸い将棋
の駒のようなもの)と薄膜タイプ(thin film type)に大
別されるが、本発明はバルクタイプの誘電体を利用した
共振器に関するものである。
【０００５】一方、誘電体共振器を利用した帯域通過フ
ィルター(BPF；Band Pass Filter）はお互い異なる共
振、反共振点を有する誘電体を組合せて、この組合せた
誘電体が有するインピーダンス成分を利用するものであ
り、たとえばインピーダンスが高くなればその帯域の周
波数は通過できずに消滅され、インピーダンスが低い帯
域の周波数が通過する原理を利用するものである。言い
換えると、フィルターということは高周波(または低周
波)のうち特定周波数範囲だけを通過させること、また
はある周波数より高い側やある周波数より低い方だけを
通過させることをいう。必要な周波数帯域以外の部分で
は抵抗が高く信号を通過させない方法を利用して選択的
に周波数を通過させることである。
ィルター(BPF；Band Pass Filter）はお互い異なる共
振、反共振点を有する誘電体を組合せて、この組合せた
誘電体が有するインピーダンス成分を利用するものであ
り、たとえばインピーダンスが高くなればその帯域の周
波数は通過できずに消滅され、インピーダンスが低い帯
域の周波数が通過する原理を利用するものである。言い
換えると、フィルターということは高周波(または低周
波)のうち特定周波数範囲だけを通過させること、また
はある周波数より高い側やある周波数より低い方だけを
通過させることをいう。必要な周波数帯域以外の部分で
は抵抗が高く信号を通過させない方法を利用して選択的
に周波数を通過させることである。
【０００６】帯域通過フィルターは単に特定帯域の周波
数信号だけを通過させて残りの周波数信号は減衰させる
特性を有する受動素子であり、通過帯域の上／下部の阻
止帯域で優れた減衰特性を有することが必須的である。
数信号だけを通過させて残りの周波数信号は減衰させる
特性を有する受動素子であり、通過帯域の上／下部の阻
止帯域で優れた減衰特性を有することが必須的である。
【０００７】帯域通過フィルターは例えば、インダクタ
(L)とキャパシティ(C）の直列回路と並列回路が多段接
続された回路として具現されることができ、最も一般的
な周波数帯域の場合は普通の素子を利用する集中素子型
を利用するようになる。
(L)とキャパシティ(C）の直列回路と並列回路が多段接
続された回路として具現されることができ、最も一般的
な周波数帯域の場合は普通の素子を利用する集中素子型
を利用するようになる。
【０００８】しかし、高周波特に、マイクロ波帯域以上
では集中素子型素子を使用できないために金属のキャビ
ティ(cavity)内に誘電体をフローティングさせた誘電体
共振器(Dielectric Resonator)型帯域通過フィルターが
製品として提案されている。一方、多様な移動通信及び
無線通信システムの基地局と中継器でアンテナの前段／
後段に使用される送信または受信帯域通過フィルターは
非常に少ない挿入損失特性と阻止帯域内での急激な減衰
特性が要求される。
では集中素子型素子を使用できないために金属のキャビ
ティ(cavity)内に誘電体をフローティングさせた誘電体
共振器(Dielectric Resonator)型帯域通過フィルターが
製品として提案されている。一方、多様な移動通信及び
無線通信システムの基地局と中継器でアンテナの前段／
後段に使用される送信または受信帯域通過フィルターは
非常に少ない挿入損失特性と阻止帯域内での急激な減衰
特性が要求される。
【０００９】このような基地局及び中継器用の帯域通過
フィルターの仕様を満足させるために誘電体共振器を利
用した帯域通過フィルターが使われており、この場合フ
ィルターの阻止帯域内での減衰点の具現が非常に重要で
ある。
フィルターの仕様を満足させるために誘電体共振器を利
用した帯域通過フィルターが使われており、この場合フ
ィルターの阻止帯域内での減衰点の具現が非常に重要で
ある。
【００１０】一方、コンバイナ(combiner)は、多数の送
信チャンネルを使用する通信システムで送信しようとす
るいくつかのチャンネルを一つで結合する装置であり、
無線通信容量増加で基地局の設置費用の増加、無線通信
容量増加による電波品質の悪化、チャンネル間の干渉に
よる不要信号発生、アンテナ間の相互干渉による通話品
質の低下等に対する問題点等によってその必要性が増大
されている。
信チャンネルを使用する通信システムで送信しようとす
るいくつかのチャンネルを一つで結合する装置であり、
無線通信容量増加で基地局の設置費用の増加、無線通信
容量増加による電波品質の悪化、チャンネル間の干渉に
よる不要信号発生、アンテナ間の相互干渉による通話品
質の低下等に対する問題点等によってその必要性が増大
されている。
【００１１】コンバイナを使用することによって発生す
る効果としては多数のチャンネル使用時にチャンネル間
の干渉による不要信号を減らすために通話品質改善、狭
い空間の鉄塔内で多数のチャンネルサービス、アンテナ
間の相互干渉を減少させて良質の通信サービス提供、単
一チャンネルのフィルターリング効果などがある。ま
た、コンバイナを使用すれば、アンテナの数を大幅に減
らすことができるために空間活用性を高めることができ
る。
る効果としては多数のチャンネル使用時にチャンネル間
の干渉による不要信号を減らすために通話品質改善、狭
い空間の鉄塔内で多数のチャンネルサービス、アンテナ
間の相互干渉を減少させて良質の通信サービス提供、単
一チャンネルのフィルターリング効果などがある。ま
た、コンバイナを使用すれば、アンテナの数を大幅に減
らすことができるために空間活用性を高めることができ
る。
【００１２】このような機能を有するコンバイナの種類
とその長短所は以下のようである。
とその長短所は以下のようである。
【００１３】従来のコンバイナは狭いチャンネル間隔の
長所と、損失が大きいという短所を有するハイブリッド
コンバイナ(Hybrid Combiner)、損失が小さい反面に狭
いチャンネル間隔への活用性が落ちるバランスパスコン
バイナ(BALANCED PASS COMIBINER)と、損失は小さい
が、狭いチャンネル間隔への活用性が落ちるバランスノ
ッチコンバイナ(BALANCED NOTCH COMBINER)、大きさが
小さいが、チャンネル間隔が制限される整流型コンバイ
ナ(COMMUTATING LINE COMBINER)と、値段がやすくて、
狭いチャンネル間隔を維持して、大きさが小さい共同型
コンバイナ(CAVITY−FERRITE COMBINER)などがある。
長所と、損失が大きいという短所を有するハイブリッド
コンバイナ(Hybrid Combiner)、損失が小さい反面に狭
いチャンネル間隔への活用性が落ちるバランスパスコン
バイナ(BALANCED PASS COMIBINER)と、損失は小さい
が、狭いチャンネル間隔への活用性が落ちるバランスノ
ッチコンバイナ(BALANCED NOTCH COMBINER)、大きさが
小さいが、チャンネル間隔が制限される整流型コンバイ
ナ(COMMUTATING LINE COMBINER)と、値段がやすくて、
狭いチャンネル間隔を維持して、大きさが小さい共同型
コンバイナ(CAVITY−FERRITE COMBINER)などがある。
【００１４】一方、移動通信及び無線通信システムの基
地局と中継器でアンテナの次に使用されて送信及び受信
される信号を設定された周波数帯域範囲で濾波してシス
テムまたはアンテナに供給するデュプレクサ(Duplexe
r）は、帯域通過フィルターと同様に非常に少ない挿入
損失特性と阻止帯域内での急激な減衰特性が要求され
る。
地局と中継器でアンテナの次に使用されて送信及び受信
される信号を設定された周波数帯域範囲で濾波してシス
テムまたはアンテナに供給するデュプレクサ(Duplexe
r）は、帯域通過フィルターと同様に非常に少ない挿入
損失特性と阻止帯域内での急激な減衰特性が要求され
る。
【００１５】このような基地局及び中継器用のデュプレ
クサの仕様を満足させるために帯域通過フィルターと同
様に誘電体共振器を利用したデュプレクサが使用されて
おり、この場合デュプレクサの阻止帯域内での減衰点の
具現が非常に重要である。
クサの仕様を満足させるために帯域通過フィルターと同
様に誘電体共振器を利用したデュプレクサが使用されて
おり、この場合デュプレクサの阻止帯域内での減衰点の
具現が非常に重要である。
【００１６】前記のような帯域通過フィルター、デュプ
レクサ、コンバイナ等に利用される従来の誘電体共振器
型の帯域通過フィルターを添付された図１２、１３を参
考にして説明する図１２に図示された従来の３ポール(P
ole)型帯域通過フィルターは直六面体のアルミニウム金
属からなるボディ１の内部に３個の正六面体キャビティ
２〜４を形成し、それぞれのキャビティ２〜４内には３
個の高い無負荷品質係数（高い比誘電率）を有する誘電
体５〜７が誘電体支持用サポートによってフローティン
グされており、前記キャビティ２〜４の間にはウィンド
ウ１０，１１が形成されており、ボディ１の両側壁には
入出力コネクタ８，９が付着されている。
レクサ、コンバイナ等に利用される従来の誘電体共振器
型の帯域通過フィルターを添付された図１２、１３を参
考にして説明する図１２に図示された従来の３ポール(P
ole)型帯域通過フィルターは直六面体のアルミニウム金
属からなるボディ１の内部に３個の正六面体キャビティ
２〜４を形成し、それぞれのキャビティ２〜４内には３
個の高い無負荷品質係数（高い比誘電率）を有する誘電
体５〜７が誘電体支持用サポートによってフローティン
グされており、前記キャビティ２〜４の間にはウィンド
ウ１０，１１が形成されており、ボディ１の両側壁には
入出力コネクタ８，９が付着されている。
【００１７】前記のような帯域通過フィルターはチャン
ネルフィルターとして利用され、低損失特性のために無
負荷品質係数が相当に大きい高価の誘電体共振器を使用
しており、チャンネル帯域内での適当な減衰量を実現す
るために３ケ以上の誘電体共振器を使用することになる
のでチャンネルフィルターの全体の大きさが大きくなる
問題点があった。
ネルフィルターとして利用され、低損失特性のために無
負荷品質係数が相当に大きい高価の誘電体共振器を使用
しており、チャンネル帯域内での適当な減衰量を実現す
るために３ケ以上の誘電体共振器を使用することになる
のでチャンネルフィルターの全体の大きさが大きくなる
問題点があった。
【００１８】そして、前記した従来の誘電体共振器型チ
ャンネルフィルターは図１３に示したように、通過帯域
の両側端にどんな減衰点(Notch Point)も生成されなく
てコンバイナで利用する時にチャンネル結合を容易に出
来なくする問題点があった。
ャンネルフィルターは図１３に示したように、通過帯域
の両側端にどんな減衰点(Notch Point)も生成されなく
てコンバイナで利用する時にチャンネル結合を容易に出
来なくする問題点があった。
【００１９】したがって、従来はこのような問題を解決
するために共振器の個数を増加させなければならないた
めにフィルターの大きさが増大し、その結果誘電体の増
加によって損失が増加して雑音特性が悪くなる問題があ
った。
するために共振器の個数を増加させなければならないた
めにフィルターの大きさが増大し、その結果誘電体の増
加によって損失が増加して雑音特性が悪くなる問題があ
った。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明はこの
ような従来技術の問題点を勘案して案出されたものであ
り、その目的は各種移動通信及び無線通信基地局または
中継器システムに使用されるGHz帯域の帯域通過フィル
ターの通過帯域両側端に対称的な減衰点特性を有するこ
とによって隣接チャンネルに対する減衰特性が優秀な対
称的な減衰点特性を有する誘電体共振器の帯域通過フィ
ルターを提供することにある。
ような従来技術の問題点を勘案して案出されたものであ
り、その目的は各種移動通信及び無線通信基地局または
中継器システムに使用されるGHz帯域の帯域通過フィル
ターの通過帯域両側端に対称的な減衰点特性を有するこ
とによって隣接チャンネルに対する減衰特性が優秀な対
称的な減衰点特性を有する誘電体共振器の帯域通過フィ
ルターを提供することにある。
【００２１】本発明の他の目的は通過帯域の両側端に減
衰点が対称的に形成される帯域通過フィルターを利用す
ることによってチャンネル結合を容易にするチャンネル
コンバイナを提供することにある。
衰点が対称的に形成される帯域通過フィルターを利用す
ることによってチャンネル結合を容易にするチャンネル
コンバイナを提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】前記した目的を達成する
ために、本発明は各キャビティがウィンドウを通じて相
互接続された第１及び第２金属キャビティを形成する金
属ボディ及びカバーと、前記第１金属キャビティ内部に
マイクロ波入力信号を入力する入力端子と、前記第１及
び第２金属キャビティ内に各々誘電体がフローティング
されて入力信号に対する帯域通過フィルターを形成する
第１及び第２誘電体共振器と、前記入力端子に結合され
入力信号を第１誘電体共振器に電磁界誘導結合させるた
めの第１カップリング手段と、前記第２金属キャビティ
の出力周波数信号が電磁界誘導結合される第２カップリ
ング手段と、一側が前記第１カップリング手段と電磁界
誘導結合され他側が第２カップリング手段に電磁界誘導
結合され前記第１及び第２誘電体共振器をバイパスして
入力信号の一部を第２カップリング手段へバイパスさせ
るためのバイパス手段と、前記第２カップリング手段を
支持し、第２カップリング手段に誘導されかつ設定され
た帯域の周波数信号が出力される出力端子とから構成さ
れることを特徴とする対称的な減衰点特性を有する誘電
体共振器型の帯域通過フィルターを提供する。
ために、本発明は各キャビティがウィンドウを通じて相
互接続された第１及び第２金属キャビティを形成する金
属ボディ及びカバーと、前記第１金属キャビティ内部に
マイクロ波入力信号を入力する入力端子と、前記第１及
び第２金属キャビティ内に各々誘電体がフローティング
されて入力信号に対する帯域通過フィルターを形成する
第１及び第２誘電体共振器と、前記入力端子に結合され
入力信号を第１誘電体共振器に電磁界誘導結合させるた
めの第１カップリング手段と、前記第２金属キャビティ
の出力周波数信号が電磁界誘導結合される第２カップリ
ング手段と、一側が前記第１カップリング手段と電磁界
誘導結合され他側が第２カップリング手段に電磁界誘導
結合され前記第１及び第２誘電体共振器をバイパスして
入力信号の一部を第２カップリング手段へバイパスさせ
るためのバイパス手段と、前記第２カップリング手段を
支持し、第２カップリング手段に誘導されかつ設定され
た帯域の周波数信号が出力される出力端子とから構成さ
れることを特徴とする対称的な減衰点特性を有する誘電
体共振器型の帯域通過フィルターを提供する。
【００２３】本発明は前記第１及び第２金属キャビティ
間のウィンドウに帯域通過フィルターの帯域幅を調整す
るために第１及び第２誘電体共振器間の結合係数を調整
するための結合係数調整手段をさらに含む。
間のウィンドウに帯域通過フィルターの帯域幅を調整す
るために第１及び第２誘電体共振器間の結合係数を調整
するための結合係数調整手段をさらに含む。
【００２４】前記バイパス手段は同軸ケーブルを含み、
この同軸ケーブルの両端コアが前記第１及び第２カップ
リング手段に所定の距離をおいて電磁界誘導結合され
る。
この同軸ケーブルの両端コアが前記第１及び第２カップ
リング手段に所定の距離をおいて電磁界誘導結合され
る。
【００２５】また、前記第１及び第２カップリング手段
は各々対向した両側壁ボディと所定の間隔をなすループ
カップリング構造を備え、前記バイパス手段は前記カバ
ーに埋入される同軸ケーブルと、前記同軸ケーブルから
延長されて対向した両側壁ボディとループカップリング
間に挿入される両端コアとから構成される。
は各々対向した両側壁ボディと所定の間隔をなすループ
カップリング構造を備え、前記バイパス手段は前記カバ
ーに埋入される同軸ケーブルと、前記同軸ケーブルから
延長されて対向した両側壁ボディとループカップリング
間に挿入される両端コアとから構成される。
【００２６】本発明の他の特徴によると、本発明は第１
ループカップリングによりマイクロ波入力信号を第１金
属キャビティ内部に入力する入力手段と、前記第１金属
キャビティ及びこれとウィンドウを通じて直列接続され
た第２金属キャビティ内に各々誘電体がフローティング
されて入力信号に対する帯域通過フィルターを形成する
第１及び第２誘電体共振器と、第２ループカップリング
に前記第２金属キャビティの出力周波数信号が電磁界誘
導結合され、誘導されかつ設定された帯域の周波数信号
が出力される出力手段と、両端が各々前記第１及び第２
ループカップリングに電磁界誘導結合され入力信号の一
部を出力手段にバイパスさせて出力手段に出力される帯
域通過周波数の両側端に互いに対称である下側及び上側
減衰点を形成するためのバイパス手段とを備えたことを
特徴とする対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型
の帯域通過フィルターを提供する。
ループカップリングによりマイクロ波入力信号を第１金
属キャビティ内部に入力する入力手段と、前記第１金属
キャビティ及びこれとウィンドウを通じて直列接続され
た第２金属キャビティ内に各々誘電体がフローティング
されて入力信号に対する帯域通過フィルターを形成する
第１及び第２誘電体共振器と、第２ループカップリング
に前記第２金属キャビティの出力周波数信号が電磁界誘
導結合され、誘導されかつ設定された帯域の周波数信号
が出力される出力手段と、両端が各々前記第１及び第２
ループカップリングに電磁界誘導結合され入力信号の一
部を出力手段にバイパスさせて出力手段に出力される帯
域通過周波数の両側端に互いに対称である下側及び上側
減衰点を形成するためのバイパス手段とを備えたことを
特徴とする対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型
の帯域通過フィルターを提供する。
【００２７】さらに、本発明は前記第１及び第２金属キ
ャビティ間に形成された第３金属キャビティに設置され
て第１及び第２誘電体共振器と共に帯域通過フィルター
を形成する第３誘電体共振器をさらに含むことができ
る。
ャビティ間に形成された第３金属キャビティに設置され
て第１及び第２誘電体共振器と共に帯域通過フィルター
を形成する第３誘電体共振器をさらに含むことができ
る。
【００２８】本発明の帯域通過フィルターは特定のチャ
ンネル周波数信号だけを出力するチャンネルフィルター
で使用されることができ、前記チャンネルフィルターの
通過帯域周波数をお互い違うように設定して、それらの
出力端子を並列に連結してチャンネルコンバイナとして
利用され得る。
ンネル周波数信号だけを出力するチャンネルフィルター
で使用されることができ、前記チャンネルフィルターの
通過帯域周波数をお互い違うように設定して、それらの
出力端子を並列に連結してチャンネルコンバイナとして
利用され得る。
【００２９】前記したように本発明の誘電体共振器型の
帯域通過フィルターと前記帯域通過フィルターを利用し
たチャンネルコンバイナは既存の誘電体共振器型の帯域
通過フィルター及びチャンネルコンバイナに比べて隣接
チャンネル周波数での減衰特性が優秀でありながらも帯
域通過フィルターの大きさが顕著に小さく、２個の誘電
体共振器のみを利用してほとんど完全な対称性を有する
減衰点を形成できるために損失が少ないし、低コスト化
を実現することができる。
帯域通過フィルターと前記帯域通過フィルターを利用し
たチャンネルコンバイナは既存の誘電体共振器型の帯域
通過フィルター及びチャンネルコンバイナに比べて隣接
チャンネル周波数での減衰特性が優秀でありながらも帯
域通過フィルターの大きさが顕著に小さく、２個の誘電
体共振器のみを利用してほとんど完全な対称性を有する
減衰点を形成できるために損失が少ないし、低コスト化
を実現することができる。
【００３０】以上のような本発明の目的および別の特徴
及び長所などは、次に参照する本発明の好適な実施例に
対する以下の説明から明確になるであろう。
及び長所などは、次に参照する本発明の好適な実施例に
対する以下の説明から明確になるであろう。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下に前記した本発明の望ましい
実施例を図示された添付図面を参考にしてより詳細に説
明する。
実施例を図示された添付図面を参考にしてより詳細に説
明する。
【００３２】添付された図１は本発明による２誘電体共
振器型の帯域通過フィルターの構造を示した分解斜視
図、図２は図１に図示された帯域通過フィルターの部分
組立状態を示した組立図、図３は本発明による組立られ
た帯域通過フィルターの一部切開断面図、図４は図３の
A-A線断面図、図５は図１に図示された帯域通過フィル
ターの等価回路図、図６は本発明による２誘電体共振器
型の帯域通過フィルターの周波数特性を示したグラフで
ある。
振器型の帯域通過フィルターの構造を示した分解斜視
図、図２は図１に図示された帯域通過フィルターの部分
組立状態を示した組立図、図３は本発明による組立られ
た帯域通過フィルターの一部切開断面図、図４は図３の
A-A線断面図、図５は図１に図示された帯域通過フィル
ターの等価回路図、図６は本発明による２誘電体共振器
型の帯域通過フィルターの周波数特性を示したグラフで
ある。
【００３３】図１ないし図４に図示されたように本発明
の望ましい一実施例による誘電体共振器型の帯域通過フ
ィルターは２ポール(pole)型帯域通過フィルターとし
て、直六面体アルミニウム(Al)またはジュラルミン金属
内部に２個の正六面体形態からなる第１、２キャビティ
(cavity) ４１，４２を有するボディ４０を具備し、そ
れぞれのキャビティ４１，４２には２個の高い無負荷品
質係数を有する第１、第２誘電体２０，２１が誘電体支
持用サポートによりフローティングされて２個の第１及
び第２誘電体共振器５０，６０を形成する。
の望ましい一実施例による誘電体共振器型の帯域通過フ
ィルターは２ポール(pole)型帯域通過フィルターとし
て、直六面体アルミニウム(Al)またはジュラルミン金属
内部に２個の正六面体形態からなる第１、２キャビティ
(cavity) ４１，４２を有するボディ４０を具備し、そ
れぞれのキャビティ４１，４２には２個の高い無負荷品
質係数を有する第１、第２誘電体２０，２１が誘電体支
持用サポートによりフローティングされて２個の第１及
び第２誘電体共振器５０，６０を形成する。
【００３４】各誘電体共振器５０，６０はボディ４０の
底面にアルミニウム等からなる金属製支持ボルト２６を
使用してテフロン（登録商標）、PE、またはRexolator
などのように低誘電率の損失が小さな誘電体からなる両
側ナット２５を固定し、両側ナット２５の上段に誘電体
２０，２１を位置した状態で前記両側ナット２５と同一
に低誘電率の低損失材料からなる誘電体固定ボルト２４
を使用して誘電体２０，２１を貫通して両側ナット２５
に締結することにより、誘電体２０，２１を第１及び第
２キャビティ４１，４２の中央にフローティングさせ
る。また、隣接したキャビティとキャビティとの間には
第１誘電体共振器５０の共振信号を第２誘電体共振器６
０に電送するためのウィンドウ(window)４３が形成され
ている。そして、ボディ４０の上部に結合されるカバー
４６には誘電体２０，２１と対向した位置に黄銅または
燐青銅からなり、その先端部がディスク形状を有するチ
ューニングスクリュー２３をナット２２を利用して固定
させ、共振周波数をチューニングしようとするときには
このチューニングスクリュー２３を利用してチューニン
グする。
底面にアルミニウム等からなる金属製支持ボルト２６を
使用してテフロン（登録商標）、PE、またはRexolator
などのように低誘電率の損失が小さな誘電体からなる両
側ナット２５を固定し、両側ナット２５の上段に誘電体
２０，２１を位置した状態で前記両側ナット２５と同一
に低誘電率の低損失材料からなる誘電体固定ボルト２４
を使用して誘電体２０，２１を貫通して両側ナット２５
に締結することにより、誘電体２０，２１を第１及び第
２キャビティ４１，４２の中央にフローティングさせ
る。また、隣接したキャビティとキャビティとの間には
第１誘電体共振器５０の共振信号を第２誘電体共振器６
０に電送するためのウィンドウ(window)４３が形成され
ている。そして、ボディ４０の上部に結合されるカバー
４６には誘電体２０，２１と対向した位置に黄銅または
燐青銅からなり、その先端部がディスク形状を有するチ
ューニングスクリュー２３をナット２２を利用して固定
させ、共振周波数をチューニングしようとするときには
このチューニングスクリュー２３を利用してチューニン
グする。
【００３５】また、ボディ４０の両側面には信号入出力
端子である入力及び出力コネクタ３０，３５が装着され
る第１及び第２コネクタ収容孔４４，４５が形成されて
いる。前記入力及び出力コネクタ３０，３５はN(F)−B
／Hタイプのコネクタである。
端子である入力及び出力コネクタ３０，３５が装着され
る第１及び第２コネクタ収容孔４４，４５が形成されて
いる。前記入力及び出力コネクタ３０，３５はN(F)−B
／Hタイプのコネクタである。
【００３６】前記第１及び第２コネクタ収容孔４４，４
５に装着される入力及び出力コネクタ３０，３５には各
々誘電体２０，２１を向かって電磁界結合用に利用され
る第１及び第２カップリング銅板３１，３６が連結され
ている。ここで、前記第１及び第２カップリング銅板３
１，３６は図４の断面図で見るように、垂直線を中心に
入力コネクタ３０の第１カップリング銅板３１は左側
(または右側)に３０°角度で偏っており、出力コネクタ
３５の第２カップリング銅板３６は右側(または左側)に
３０°角度で偏り取着される。
５に装着される入力及び出力コネクタ３０，３５には各
々誘電体２０，２１を向かって電磁界結合用に利用され
る第１及び第２カップリング銅板３１，３６が連結され
ている。ここで、前記第１及び第２カップリング銅板３
１，３６は図４の断面図で見るように、垂直線を中心に
入力コネクタ３０の第１カップリング銅板３１は左側
(または右側)に３０°角度で偏っており、出力コネクタ
３５の第２カップリング銅板３６は右側(または左側)に
３０°角度で偏り取着される。
【００３７】この第１及び第２カップリング銅板３１，
３６は普通プレートタイプに形成されるが、場合によっ
ては棒(rod)形態にしても問題ない。
３６は普通プレートタイプに形成されるが、場合によっ
ては棒(rod)形態にしても問題ない。
【００３８】そして、前記ボディ４０の上部に結合され
るカバー４６には同軸ケーブル２７が埋設される同軸ケ
ーブル収容溝４７が形成されており、この同軸ケーブル
収容溝４７には同軸ケーブル２７が収容されて収容溝カ
バー４８で覆われれる。
るカバー４６には同軸ケーブル２７が埋設される同軸ケ
ーブル収容溝４７が形成されており、この同軸ケーブル
収容溝４７には同軸ケーブル２７が収容されて収容溝カ
バー４８で覆われれる。
【００３９】前記同軸ケーブル２７の一端の左端心線２
８は前記入力コネクタ３０に連結された第１カップリン
グ銅板３１に所定の距離をおいて隣接され、その他端の
右端心線２９は前記出力コネクタ３５の第２カップリン
グ銅板３６に所定の距離をおいて隣接されて入力コネク
タ３０を通じ入力される高周波入力信号を出力コネクタ
３５にバイパスさせる。
８は前記入力コネクタ３０に連結された第１カップリン
グ銅板３１に所定の距離をおいて隣接され、その他端の
右端心線２９は前記出力コネクタ３５の第２カップリン
グ銅板３６に所定の距離をおいて隣接されて入力コネク
タ３０を通じ入力される高周波入力信号を出力コネクタ
３５にバイパスさせる。
【００４０】前記した２ポール型帯域通過フィルターの
等価回路は図５に図示されたように第１及び第２誘電体
共振器５０，６０は各々インダクタＬl，L２とキャパシ
ティC４，C５の並列共振回路５１，６１を形成して、並
列共振回路５１，６１の間にはウィンドウ４３による結
合コンデンサーC２が連結され、入力／出力端と共振回
路５１，６１の間には入力／出力コネクタ３０，３５に
よるコンデンサーＣ１，C３)が連結される。
等価回路は図５に図示されたように第１及び第２誘電体
共振器５０，６０は各々インダクタＬl，L２とキャパシ
ティC４，C５の並列共振回路５１，６１を形成して、並
列共振回路５１，６１の間にはウィンドウ４３による結
合コンデンサーC２が連結され、入力／出力端と共振回
路５１，６１の間には入力／出力コネクタ３０，３５に
よるコンデンサーＣ１，C３)が連結される。
【００４１】前記等価回路でバイパス用同軸ケーブル２
７は入力端と出力端を連結するインダクタLrとして表現
することができる。したがって、本発明による２ポール
型帯域通過フィルターの等価回路は入力／出力間にバイ
パス回路を有する２段並列共振回路として表現される。
７は入力端と出力端を連結するインダクタLrとして表現
することができる。したがって、本発明による２ポール
型帯域通過フィルターの等価回路は入力／出力間にバイ
パス回路を有する２段並列共振回路として表現される。
【００４２】前記したように構成された本発明による対
称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型帯域通過フィ
ルターは次のように作用する。
称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型帯域通過フィ
ルターは次のように作用する。
【００４３】まず、一対の誘電体共振器５０，６０は共
振器間の結合係数を適切に調整することによって所望の
帯域幅の帯域通過フィルターを形成する。
振器間の結合係数を適切に調整することによって所望の
帯域幅の帯域通過フィルターを形成する。
【００４４】本発明では入力コネクタ３０の第１カップ
リング銅板３１を通じ第１キャビティ４１に形成された
第１誘電体共振器５０に入力信号を印加すれば、入力さ
れる高周波入力信号は第１誘電体共振器５０に入射され
て一次共振がなされた後、ウィンドウ４３を経て第２誘
電体２１が設置された第２キャビティ４２の第２誘電体
共振器６０に入射されて二次共振がなされる。
リング銅板３１を通じ第１キャビティ４１に形成された
第１誘電体共振器５０に入力信号を印加すれば、入力さ
れる高周波入力信号は第１誘電体共振器５０に入射され
て一次共振がなされた後、ウィンドウ４３を経て第２誘
電体２１が設置された第２キャビティ４２の第２誘電体
共振器６０に入射されて二次共振がなされる。
【００４５】このとき、ウィンドウ４３に設置されたチ
ューニングスクリュー２３ａを調整して共振器５０，６
０間の結合係数を調整すると所望の帯域幅を有する帯域
通過信号が出力コネクタ３５と連結された第２カップリ
ング銅板３６に電磁界誘導によって得られる。この場
合、前記入力及び出力コネクタ３０，３５のループカッ
プリング(Loop Coupling)構造の第１及び第２カップリ
ング銅板３１，３６と所定の距離をおいてその両端心線
２８，２９が隣接される同軸ケーブル２７には電磁界誘
導結合を通じて入力信号の一部が第１及び第２誘電体共
振器５０，６０を経ないでバイパスされて出力コネクタ
３５と連結された第２カップリング銅板３６へ誘導さ
れ、第１及び第２誘電体共振器５０，６０を経た帯域通
過信号と混合されるが、この過程で隣接チャンネルの周
波数を大きく減衰させる作用をする。このような過程を
経て本発明の帯域通過フィルターの出力で得られる出力
信号は、図６に示したように通過帯域の上側及び下側阻
止帯域にほとんど完全な対称性を有して急激な減衰がな
される減衰点(UNP１、LNP１）が形成されて優秀な帯域
通過フィルターリングが得られる。
ューニングスクリュー２３ａを調整して共振器５０，６
０間の結合係数を調整すると所望の帯域幅を有する帯域
通過信号が出力コネクタ３５と連結された第２カップリ
ング銅板３６に電磁界誘導によって得られる。この場
合、前記入力及び出力コネクタ３０，３５のループカッ
プリング(Loop Coupling)構造の第１及び第２カップリ
ング銅板３１，３６と所定の距離をおいてその両端心線
２８，２９が隣接される同軸ケーブル２７には電磁界誘
導結合を通じて入力信号の一部が第１及び第２誘電体共
振器５０，６０を経ないでバイパスされて出力コネクタ
３５と連結された第２カップリング銅板３６へ誘導さ
れ、第１及び第２誘電体共振器５０，６０を経た帯域通
過信号と混合されるが、この過程で隣接チャンネルの周
波数を大きく減衰させる作用をする。このような過程を
経て本発明の帯域通過フィルターの出力で得られる出力
信号は、図６に示したように通過帯域の上側及び下側阻
止帯域にほとんど完全な対称性を有して急激な減衰がな
される減衰点(UNP１、LNP１）が形成されて優秀な帯域
通過フィルターリングが得られる。
【００４６】図６のように本発明ではマーク１(１．７
９０GHz)で−１９．３３６dBの減衰がなされるが、従来
では図１３のようにマーク１(１．９６７GHz)で−４．
５５７９dBの減衰がなされており、本発明が従来に比べ
てはるかに急激な減衰がなされることを理解できる。ま
た、前記した周波数特性曲線は誘電体共振器の段数が小
さいために通過帯域内の挿入損失も改善された。すなわ
ち、従来では図１３に図示されたように挿入損失が−
１．１４２３dBであったが、本発明の場合は挿入損失が
−０．５８２９dBであり、本発明の場合が従来に比べて
挿入損失が少なく現れた。
９０GHz)で−１９．３３６dBの減衰がなされるが、従来
では図１３のようにマーク１(１．９６７GHz)で−４．
５５７９dBの減衰がなされており、本発明が従来に比べ
てはるかに急激な減衰がなされることを理解できる。ま
た、前記した周波数特性曲線は誘電体共振器の段数が小
さいために通過帯域内の挿入損失も改善された。すなわ
ち、従来では図１３に図示されたように挿入損失が−
１．１４２３dBであったが、本発明の場合は挿入損失が
−０．５８２９dBであり、本発明の場合が従来に比べて
挿入損失が少なく現れた。
【００４７】通過帯域の両側端に形成される減衰点の形
成位置は同軸ケーブル２７の両端心線２８，２９と該当
誘電体間の間隔を調整することによって決定され、誘電
体に接近させるほど減衰点(UNP１、LNP１）の位置は通
過帯域に近接される。
成位置は同軸ケーブル２７の両端心線２８，２９と該当
誘電体間の間隔を調整することによって決定され、誘電
体に接近させるほど減衰点(UNP１、LNP１）の位置は通
過帯域に近接される。
【００４８】一方、前記した実施例では２個の誘電体２
０，２１を利用した２ポール型帯域通過フィルターを例
にして説明したが、場合によっては誘電体３ケを使用し
て直列に連結された第１ないし第３誘電体共振器を形成
し、バイパス用同軸ケーブル２７の両端心線２８，２９
を入口／出力コネクタ３０，３５のカップリング銅板３
１，３６に電磁界誘導結合をさせて構成することができ
る。
０，２１を利用した２ポール型帯域通過フィルターを例
にして説明したが、場合によっては誘電体３ケを使用し
て直列に連結された第１ないし第３誘電体共振器を形成
し、バイパス用同軸ケーブル２７の両端心線２８，２９
を入口／出力コネクタ３０，３５のカップリング銅板３
１，３６に電磁界誘導結合をさせて構成することができ
る。
【００４９】このようなバイパス構造を有する３ポール
型誘電体共振器は図７のように３個の並列共振回路(Ｌ
l、C５；L２、C６；L３、C７)、４個の結合コンデンサ
ー(Ｃl−C４)、バイパス用インダクタ(Lr)とからなる等
価回路を有する帯域通過フィルターとなり、その周波数
特性は図８に示したように、通過帯域の両側端に互いに
対称的な減衰点(UNP２、LNP２）が形成され、３個の誘
電体を利用したので通過帯域の中心部に一対のピークポ
イントを有する。
型誘電体共振器は図７のように３個の並列共振回路(Ｌ
l、C５；L２、C６；L３、C７)、４個の結合コンデンサ
ー(Ｃl−C４)、バイパス用インダクタ(Lr)とからなる等
価回路を有する帯域通過フィルターとなり、その周波数
特性は図８に示したように、通過帯域の両側端に互いに
対称的な減衰点(UNP２、LNP２）が形成され、３個の誘
電体を利用したので通過帯域の中心部に一対のピークポ
イントを有する。
【００５０】一方、前記実施例では帯域通過フィルター
で利用される場合を説明したが、本発明による誘電体共
振器型帯域通過フィルターはその自体チャンネルフィル
ター(Channel Filter)として使用されることができる。
で利用される場合を説明したが、本発明による誘電体共
振器型帯域通過フィルターはその自体チャンネルフィル
ター(Channel Filter)として使用されることができる。
【００５１】したがって、本発明は多数のチャンネルフ
ィルターとして構成されるチャンネルコンバイナ(Chann
el Conbiner)またはデュプレクサ(Duplexer)に利用され
得る。
ィルターとして構成されるチャンネルコンバイナ(Chann
el Conbiner)またはデュプレクサ(Duplexer)に利用され
得る。
【００５２】言い換えると、図９に図示されたチャンネ
ルコンバイナ７０は前記のように構成された帯域通過フ
ィルターの通過帯域周波数をチャンネル(CH１、CH２)別
に違うように設定して第１及び第２チャンネルフィルタ
ー７１，７２を形成した後、ジャンクション(Junction)
７３で２フィルターを並列に連結して同一の出力端に出
力させ、アンテナ７４または送信用帯域通過フィルター
等に連結することにより各チャンネル別に明瞭に多数の
チャンネルが区分されて出力されるものである。
ルコンバイナ７０は前記のように構成された帯域通過フ
ィルターの通過帯域周波数をチャンネル(CH１、CH２)別
に違うように設定して第１及び第２チャンネルフィルタ
ー７１，７２を形成した後、ジャンクション(Junction)
７３で２フィルターを並列に連結して同一の出力端に出
力させ、アンテナ７４または送信用帯域通過フィルター
等に連結することにより各チャンネル別に明瞭に多数の
チャンネルが区分されて出力されるものである。
【００５３】普通チャンネルコンバイナは上で説明した
ように、チャンネルフィルターの並列結合からなる部品
で、チャンネルフィルターの挿入損失及び減衰特性がコ
ンバイナの性能を左右するが、韓国内のPCS移動通信基
地局の場合チャンネルの帯域幅は１．２３MHzであり、
チャンネル間隔は１２５MHzでチャンネルをコンバイニ
ングする時には最少一つのチャンネルに渡ってコンバイ
ンする。
ように、チャンネルフィルターの並列結合からなる部品
で、チャンネルフィルターの挿入損失及び減衰特性がコ
ンバイナの性能を左右するが、韓国内のPCS移動通信基
地局の場合チャンネルの帯域幅は１．２３MHzであり、
チャンネル間隔は１２５MHzでチャンネルをコンバイニ
ングする時には最少一つのチャンネルに渡ってコンバイ
ンする。
【００５４】そして、チャンネルを結合する時に一側チ
ャンネルの中心(通過帯域の中心周波数)で隣接チャンネ
ル帯域までの差が１．３８５MHzとして、チャンネルフ
ィルターの中心で１．３８５MHz地点の減衰の程度が円
滑なチャンネル結合を決定する非常に重要な要素として
作用する。
ャンネルの中心(通過帯域の中心周波数)で隣接チャンネ
ル帯域までの差が１．３８５MHzとして、チャンネルフ
ィルターの中心で１．３８５MHz地点の減衰の程度が円
滑なチャンネル結合を決定する非常に重要な要素として
作用する。
【００５５】前記した本発明による誘電体共振器型の帯
域通過フィルターを使用してそれぞれのチャンネルフィ
ルターを形成して、これらを利用して構成されたチャン
ネルコンバイナは２個の誘電体共振器を使用することに
よって共振器の数による損失を最小限に減らし、また減
衰点を対称的に形成してチャンネルフィルターの中心か
ら１．３８５MHz地点の減衰が正確でありながら充分に
有するようにして２個の誘電体共振器でも容易なチャン
ネルコンバインが可能なようにする長所がある。
域通過フィルターを使用してそれぞれのチャンネルフィ
ルターを形成して、これらを利用して構成されたチャン
ネルコンバイナは２個の誘電体共振器を使用することに
よって共振器の数による損失を最小限に減らし、また減
衰点を対称的に形成してチャンネルフィルターの中心か
ら１．３８５MHz地点の減衰が正確でありながら充分に
有するようにして２個の誘電体共振器でも容易なチャン
ネルコンバインが可能なようにする長所がある。
【００５６】前記したチャンネルコンバイナの周波数特
性は図１０(第１チャンネル)及び図１１(第２チャンネ
ル)に図示されたように、お互い隣接した第１及び第２
チャンネル(CH１、CH２）が減衰点で明瞭に区分されて
各チャンネル別に周波数信号で出力されることを見るこ
とができる。
性は図１０(第１チャンネル)及び図１１(第２チャンネ
ル)に図示されたように、お互い隣接した第１及び第２
チャンネル(CH１、CH２）が減衰点で明瞭に区分されて
各チャンネル別に周波数信号で出力されることを見るこ
とができる。
【００５７】前記した実施例では帯域通過フィルターと
チャンネルコンバイナを例にして説明したが、本発明に
よる対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型の帯域
通過フィルターはデュプレクサのような異なるマイクロ
波素子にも適用が可能である。また本発明は図示された
実施例の誘電体フローティング構造以外の他の構造を有
する場合にも適用可能である。
チャンネルコンバイナを例にして説明したが、本発明に
よる対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器型の帯域
通過フィルターはデュプレクサのような異なるマイクロ
波素子にも適用が可能である。また本発明は図示された
実施例の誘電体フローティング構造以外の他の構造を有
する場合にも適用可能である。
【００５８】
【発明の効果】前記したように本発明による誘電体共振
器型の帯域通過フィルターと前記帯域フィルターを利用
したチャンネルコンバイナは、既存の誘電体共振器型の
帯域通過フィルター及びチャンネルコンバイナに比べて
隣接チャンネル周波数での減衰特性が優秀でありながら
も帯域通過フィルターの大きさが顕著に小さく、２個の
誘電体共振器だけを利用してほとんど完全な対称性を有
する減衰点を形成できるために挿入損失が少ない特徴を
有する。
器型の帯域通過フィルターと前記帯域フィルターを利用
したチャンネルコンバイナは、既存の誘電体共振器型の
帯域通過フィルター及びチャンネルコンバイナに比べて
隣接チャンネル周波数での減衰特性が優秀でありながら
も帯域通過フィルターの大きさが顕著に小さく、２個の
誘電体共振器だけを利用してほとんど完全な対称性を有
する減衰点を形成できるために挿入損失が少ない特徴を
有する。
【００５９】さらに、本発明では隣接チャンネル周波数
で充分な減衰量を確保することができて共振器による損
失を減らし無負荷品質係数が一般的な誘電体を使用して
誘電体共振器を構成することが可能になる。その結果製
品の電気的特性を改善しながら低コスト化を実現するこ
とができる。以上では本発明を実施例によって詳細に説
明したが、本発明はこの実施例によって限定されず、本
発明が属する技術分野において通常の知識を有するもの
であれば本発明の思想と精神から逸脱することなく、本
発明を修正または変更できるであろう。
で充分な減衰量を確保することができて共振器による損
失を減らし無負荷品質係数が一般的な誘電体を使用して
誘電体共振器を構成することが可能になる。その結果製
品の電気的特性を改善しながら低コスト化を実現するこ
とができる。以上では本発明を実施例によって詳細に説
明したが、本発明はこの実施例によって限定されず、本
発明が属する技術分野において通常の知識を有するもの
であれば本発明の思想と精神から逸脱することなく、本
発明を修正または変更できるであろう。
【図１】本発明による２誘電体共振器型の帯域通過フィ
ルターの構造を示した分解斜視図である。
ルターの構造を示した分解斜視図である。
【図２】図１に図示された帯域通過フィルターの部分組
立状態を示す組立図である。
立状態を示す組立図である。
【図３】本発明による組立られた帯域通過フィルターの
一部切開断面図である
一部切開断面図である
【図４】図３のＡ−Ａ線断面図である。
【図５】図１に図示された帯域通過フィルターの等価回
路図である。
路図である。
【図６】本発明による２誘電体共振器型の帯域通過フィ
ルターの周波数特性を示したグラフである。
ルターの周波数特性を示したグラフである。
【図７】本発明による３誘電体共振器型の帯域通過フィ
ルターの等価回路図である。
ルターの等価回路図である。
【図８】本発明による３誘電体共振器型の帯域通過フィ
ルターの周波数特性を示したグラフである。
ルターの周波数特性を示したグラフである。
【図９】本発明による帯域通過フィルターを使用して２
チャンネルコンバイナを構成した場合のブロック回路図
である。
チャンネルコンバイナを構成した場合のブロック回路図
である。
【図１０】第１チャンネルの周波数特性を示したグラフ
である。
である。
【図１１】第２チャンネルの周波数特性を示したグラフ
である。
である。
【図１２】従来の３誘電体共振器型の帯域通過フィルタ
ーの断面図である。
ーの断面図である。
【図１３】従来の３誘電体共振器型の帯域通過フィルタ
ーの周波数特性を示したグラフである。
ーの周波数特性を示したグラフである。
２０、２１ 誘電体共振器
２２ ナット
２３、２３a チューニングスクリュー
２４ 固定ボルト
２５ 両側ナット
２６ 支持ボルト
２７ 同軸ケーブル
２８ 左端心線
２９ 右端心線
３０ 入力コネクタ
３１ 第１カップリング銅板
３５ 出力コネクタ
３６ 第２カップリング銅板
４０ ボディ
４１ 第１キャビティ
４２ 第２キャビティ
４３ ウィンドウ
４４ 第１コネクタ収容孔
４５ 第２コネクタ収容孔
４６ カバー
４７ 同軸ケーブル収容溝
４８ 収容溝カバー
５０、６０ 第１及び第２誘電体共振器
５１、６１ 並列共振回路
７０ チャンネルコンバイナ
７１、７２ 第１及び第２チャンネルフィルター
７３ ジャンクション
７４ アンテナ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ダル・アーン
大韓民国、チョーンチュンナム−ド、チ
ュナン−シ、スサンヨン−ドン 1923、
ヨンアム・ドンアバックサン・アパート
メント 107−303
(72)発明者 ジュン・ソク・パーク
大韓民国、チョーンチュンナム−ド、チ
ュナン−シ、シンバン−ドン 903、サ
ミルウォナン・アパートメント 102−
1306
(72)発明者 ジョン・チュル・パーク
大韓民国、キュンキ−ド、スウォン−
シ、パルダル−ク、メタン １−ドン、
ジュゴン １ ダンジ・アパートメント
31−104
(56)参考文献 特開 平１−260901（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−87226（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−268405（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H01P 1/20 - 1/219
H01P 7/00 - 7/10
Claims (4)
- 【請求項１】 各キャビティがウィンドウを通して相互
接続された第１及び第２金属キャビティを形成する金属
ボディ及びカバーと、 前記第１金属キャビティ内部にマイクロ波入力信号を入
力する入力端子と、 前記第１及び第２金属キャビティ内に各々誘電体がフロ
ーティングされ入力信号に対する帯域通過フィルターを
形成する第１及び第２誘電体共振器と、 前記入力端子に結合され入力信号を第１誘電体共振器に
電磁界誘導結合させるための第１カップリング手段と、 前記第２金属キャビティの出力周波数信号が電磁界誘導
結合される第２カップリング手段と、 一側が前記第１カップリング手段と電磁界誘導結合され
他側が第２カップリング手段に電磁界誘導結合され前記
第１及び第２誘電体共振器をバイパスして入力信号の一
部を第２カップリング手段へバイパスさせるためのバイ
パス手段と、 前記第２カップリング手段を支持し、第２カップリング
手段に誘導されかつ設定された帯域の周波数信号が出力
される出力端子とを備え、 前記バイパス手段が同軸ケーブルを含み、この同軸ケー
ブルの両端コアが前記第１及び第２カップリング手段に
所定の距離をおいて電磁界誘導結合され、前記第１及び第２カップリング手段は各々入力端子及び
出力端子から延長されたループカップリング構造をなす
銅板からなり、入力端子および出力端子を結ぶ軸線を中
心にして、前記第1カップリング手段が一側に所定の角
度偏向され、第２カップリング手段が他側に所定角度偏
向される ことを特徴とする対称的な減衰点特性を有する
誘電体共振器の帯域通過フィルター。 - 【請求項２】 各キャビティがウィンドウを通して相互
接続された第１及び第２金属キャビティを形成する金属
ボディ及びカバーと、 前記第１金属キャビティ内部にマイクロ波入力信号を入
力する入力端子と、 前記第１及び第２金属キャビティ内に各々誘電体がフロ
ーティングされ入力信号に対する帯域通過フィルターを
形成する第１及び第２誘電体共振器と、 前記入力端子に結合され入力信号を第１誘電体共振器に
電磁界誘導結合させるための第１カップリング手段と、 前記第２金属キャビティの出力周波数信号が電磁界誘導
結合される第２カップリング手段と、 一側が前記第１カップリング手段と電磁界誘導結合され
他側が第２カップリング手段に電磁界誘導結合され前記
第１及び第２誘電体共振器をバイパスして入力信号の一
部を第２カップリング手段へバイパスさせるためのバイ
パス手段と、 前記第２カップリング手段を支持し、第２カップリング
手段に誘導されかつ設定された帯域の周波数信号が出力
される出力端子とを備え、前記第１及び第２カップリング手段は金属キャビティの
各々対向した両側壁ボディと所定の間隔をなすループカ
ップリング構造からなり、 前記バイパス手段が同軸ケーブルを含み、前記同軸ケー
ブルは前記カバーに埋入され、前記同軸ケーブルから延
長されて対向した両側壁ボディとループカップリング間
に挿入される両端コアを含むことを特徴とする 対称的な
減衰点特性を有する誘電体共振器の帯域通過フィルタ
ー。 - 【請求項３】 第１ループカップリングによりマイクロ
波入力信号を第１金属キャビティ内部に入力する入力手
段と、 前記第１金属キャビティ及びこれとウィンドウを通じて
直列接続された第２金属キャビティ内に各々誘電体がフ
ローティングされて入力信号に対する帯域通過フィルタ
ーを形成する第１及び第２誘電体共振器と、 第２ループカップリングに前記第２金属キャビティの出
力周波数信号が電磁界誘導結合され、誘導されかつ設定
された帯域の周波数信号が出力される出力手段と、 両端が各々前記第１及び第２ループカップリングに電磁
界誘導結合され入力信号の一部を出力手段にバイパスさ
せて出力手段に出力される帯域通過周波数の両側端に互
いに対称である下側及び上側減衰点を形成するためのバ
イパス手段とを備え、 前記バイパス手段が同軸ケーブルを含み、この同軸ケー
ブルの両端コアが前記第１及び第２ループカップリング
に所定の距離をおいて電磁界誘導結合され、前記第１及び第２ループカップリングは各々入力端子及
び出力端子から延長されたループ構造の銅板からなり、
入力端子および出力端子を結ぶ軸線を中心にし て、前記
第1ループカップリングが一側に所定の角度偏向され、
第２ループカップリングが他側に所定角度偏向されるこ
とを 特徴とする対称的な減衰点特性を有する誘電体共振
器の帯域通過フィルター。 - 【請求項４】 第１ループカップリングによりマイクロ
波入力信号を第１金属キャビティ内部に入力する入力手
段と、 前記第１金属キャビティ及びこれとウィンドウを通じて
直列接続された第２金属キャビティ内に各々誘電体がフ
ローティングされて入力信号に対する帯域通過フィルタ
ーを形成する第１及び第２誘電体共振器と、 第２ループカップリングに前記第２金属キャビティの出
力周波数信号が電磁界誘導結合され、誘導されかつ設定
された帯域の周波数信号が出力される出力手段と、 両端が各々前記第１及び第２ループカップリングに電磁
界誘導結合され入力信号の一部を出力手段にバイパスさ
せて出力手段に出力される帯域通過周波数の両側端に互
いに対称である下側及び上側減衰点を形成するためのバ
イパス手段とを備え、前記第１及び第２ループカップリングは金属キャビティ
の各々対向した両側壁ボディと所定の間隔をなすループ
構造からなり、 前記バイパス手段が同軸ケーブルを含み、前記同軸ケー
ブルは金属キャビティのカバーに埋入され、前記同軸ケ
ーブルから延長されて対向した両側壁ボディとループカ
ップリング間に挿入される両端コアを含むことを特徴と
する対称的な減衰点特性を有する誘電体共振器の帯域通
過フィルター。
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