JP3454201B2

JP3454201B2 - 高周波分岐／結合装置

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Publication number: JP3454201B2
Application number: JP27895699A
Authority: JP
Inventors: 雄一田中; 正則臼井
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1999-09-30
Filing date: 1999-09-30
Publication date: 2003-10-06
Anticipated expiration: 2019-09-30
Also published as: JP2001102822A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、形状的に、高周波
信号を伝搬する中心導体が複数の経路に分岐している場
合の分岐点における構造に関する。詳しくは、少なくと
も１つ以上の経路から入力された高周波信号を任意に選
択された少なくとも１つ以上の経路に通過させる高周波
分岐／結合装置に関する。特に、基板上に形成されたコ
プレーナ線路を利用した低損失な高周波分岐／結合装置
に関する。本発明は、入力された高周波を低損失で分岐
する高周波分岐素子、高周波スイッチ素子等に適用でき
る。

【０００２】

【従来の技術】従来より、コプレーナ線路を用いた高周
波分岐／結合装置がある。コプレーナ線路は図１２
（ａ）に示すように、基板５の同一平面上に中心導体１
０と接地導体２０が所定の離間距離を有して形成された
ものである。それを高周波分岐装置に適用した場合は、
接地導体２０は経路を形成する複数の中心導体１１，１
２によって複数に分割される（図１２（ｂ））。尚、以
下の説明においては分岐点に接続される経路数がｎの
時、ｎ分岐装置と言う。しかしながら、上記のような接
地導体２０が分割された高周波分岐装置では，各接地導
体２０間の電位は不均一となる。そのため、コプレーナ
線路の中心導体１１，１２から接地導体２０への電界は
中心導体１１，１２に対して非対称となり、伝送モード
に乱れが生じる。これは、高周波分岐装置の伝達量の低
下、反射量増大の一因となる。そして、例えばポート１
から高周波信号を入力して各ポート２，３，４に分岐し
ても、各ポートによりその伝達量が異なる場合があっ
た。

【０００３】上記問題を回避するため、様々な提案があ
る。例えば図１３（ａ）に示すような各接地導体２０を
配線２５で接続する例がある。尚、ここでは４分岐装置
で説明するが、分岐数が３以上であれば同様に考えるこ
とができる。図１３（ａ）はその上面図であり、図１３
（ｂ）は図中ＡＡ’間の断面図である。図示されるよう
に、中心導体１０は配線２５を跨ぐ様に、例えばエアブ
リッジ構造により形成されている。このように各接地導
体２０間を配線２５でさらに接続すれば、各接地導体間
を等電位化できる。しかしこの構成では、中心導体１０
と接地導体間を接続する配線２５との対向面積が大きい
ため従来より配線間容量が大きくなる。そのため、線路
インピーダンスに不整合が生じ、その結果、高周波信号
の一部がここで反射されることになる。これは、高周波
分岐／結合装置に適用した場合、伝達量の低下を意味す
る。

【０００４】そこで更に、1997 IEEE MTT-S Digestの10
47〜1050頁に示されているように，図１３（ａ）の分岐
点Ｐに対向して配線２５を配置せずに、分割された接地
導体２０を環状に接続する例がある。その例を図１４に
示す。尚、ここでも同じく、図１４（ａ）はその上面図
であり、図１４（ｂ）は図中ＡＡ’の断面図である。図
から分かるように、中心導体１０は環状配線２６を跨ぐ
様に、同様にエアブリッジ構造で形成されている。この
様に各接地導体２０間を環状配線２６で接続すれば等電
位化できる。更にこの例では，Ａ−Ａ’断面における中
心導体１０と環状配線２６との対向部分が２箇所に増加
するがその合計面積が上記例より小さく形成されてい
る。従って配線間容量が小さくなり、その結果上記伝達
率が向上されるとしていた。

【０００５】

【発明が解決しようする課題】しかしながら、上記構造
によっても中心導体１０と環状配線２６との交差部に図
１５（ｂ）に示すように配線間容量１０ａが存在する。
この容量のためにコプレーナ線路のインピーダンスが変
化し、高周波信号が分岐部を通過する際には、その一部
が反射される。上記構成では、高周波信号はこの容量発
生源である交差部を２度通過しなければならず、多重反
射の影響もありその反射量は少なくない。又、設計段階
での解析も複雑となる。

【０００６】又、コプレーナ線路の伝送モードの乱れを
抑制するため有効な手段である環状配線による接地導体
の等電位化も、厳密には極わずかではあるが、配線自体
に抵抗成分や誘導成分が存在し、その長さも有限なため
完全な等電位化が実現するものではない。その際、重要
となるのは基準電位の一元化であるが、環状配線分岐で
は４つの接地導体に共通な電位の基準点は一義的に決定
しない。即ち、図１５（ａ）に示すように仮に接地導体
２０ａの電位を電位基準点とした時、接地導体２０ｂと
２０ｃは等距離にあり上記環状配線を同じ材質、膜厚、
線幅で形成すれば接地導体２０ａから見た電位は等価と
見なし得る。しかし、接地導体２０ｄにはさらにもう一
つの配線２６ｄｂ及び２６ｃｄを介して接続されてお
り、接地導体２０ａから見て接地導体２０ｂ、２０ｃと
等価とは言えない。これでは、より厳密な等電位化は望
めず、伝送モードの乱れに起因する各ポート間の伝達量
の差異を低減できるものではなかった。

【０００７】さらに、高周波分岐／結合装置は、様々な
素子と併用されて使用される。例えば、分岐後の経路に
直流バイアスによってインピーダンスが変化するスイッ
チング素子を接続する場合、他の経路のスイッチング素
子との干渉を阻止するためにコプレーナ線路の分岐部に
おいて，図１６のように直流カット用の容量素子Ｃ₀を
中心導体１０に対して直列に挿入する場合がある。反射
整合を最適化するためには、図１６の分岐点から容量ま
での距離Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を小さくすることが有利な場
合がある。しかしながら、図１５（ｂ）に示すように、
分岐点Ｐ近傍には既に中心導体１０と環状配線２６との
交差部１０ａが存在するため、容量素子Ｃ₀の作製領域
は環状配線２６の外側に限定される。これは、環状配線
２６の内側には図中ｓで示す間隙しかなく、ここには容
量素子Ｃ₀を配置することができないためである。即
ち、上記距離Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３が小さくできず、反射量
が増大するという問題があった。

【０００８】本発明は、上述した問題点を解決するため
になされたものであり、その目的は、接地導体パターン
と中心導体パターンの対向部を点で構成し、配線間容量
を最小化して、それによるインピーダンス不整合を防止
することで反射量をより低減させることである。又、接
地導体を等電位化するため放射状配線を配置し、その起
点を電位の基準点に定めることにより伝送モードに乱れ
を生じさせない構造とし、その乱れによる伝送損失を回
避することである。又、上記パターンにより中心導体と
放射状配線の対向している面積を最小にして、他の素子
の分岐点近傍への形成を容易にし、利便性の高い高周波
分岐／結合装置を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１に記載の高周波分岐／結合装置は、基板上に形
成された中心導体とその中心導体の両側に所定の離間距
離を有して形成された複数の接地導体からなるコプレー
ナ線路であって、少なくとも１つ以上の経路から入力さ
れた高周波信号を１つ以上の経路に分岐する高周波分岐
／結合装置であって、複数の接地導体は所定点を起点と
した放射状に拡がった放射状配線で接続され、その所定
点は経路の分岐点と上下に重なり合うことをことを特徴
とする。尚、分岐／結合は、形状の上では、１つの線路
が所定点において、複数の方向に分岐していることを意
味し、その線路を通過する信号の向きは任意である。即
ち、例えば、１つの幹線を伝搬した信号が複数の分岐線
路の内の選択されたいずれか１つ以上の線路に伝搬する
場合（分岐）と、複数の線路を伝搬してきた信号のう
ち、任意に選択された１つの経路の信号を１つの幹線に
出力する場合（結合）等を意味する。複数の線路のうち
どの線路を幹線とし、分岐線路とするかは任意である。
さらに、一般的には、分岐の場合の幹線（入力線路）は
複数でも良く、結合の場合の幹線（出力線路）は複数で
も良い。又、分岐／結合装置の意味は、上記のようなコ
プレーナ線路の配線構造を全部又は一部に有した装置の
意味である。よって、本発明はこの配線構造だけであっ
ても良く、その配線構造を有した任意の高周波装置であ
っても良い。高周波装置の機能、用途は任意である。

【００１０】又、請求項２に記載の高周波分岐／結合装
置は、中心導体及び放射状配線を伴った接地導体は、分
岐点を中心に略回転対称の位置に形成されることを特徴
とする。

【００１１】又、請求項３に記載の高周波分岐／結合装
置は、所定点と分岐点間に誘電体膜を有していることを
特徴とする。

【００１２】又、請求項４の高周波分岐／結合装置は、
高周波分岐／結合装置は素子を有し、その素子の全部又
は一部は所定点近傍の中心導体上に形成されることを特
徴とする。

【００１３】又、請求項５の高周波分岐／結合装置は、
素子は、放射状配線を構成する隣接する２つの配線を２
辺とし、所定点を頂角とする三角形の内部、又は、その
三角形の頂角の対辺に近接して形成されることを特徴と
する。又、請求項６の高周波分岐／結合装置は、中心導
体の分岐点から信号波長の約１／４長の位置において、
接地導体と接続されたスイッチング素子が形成されてい
ることを特徴とする。

【００１４】

【作用および効果】請求項１に記載の高周波分岐／結合
装置によれば、複数の接地導体は所定点を起点として放
射状配線で接続されている。そして、その所定点は経路
の分岐点と上下に重なり合って形成されている。この構
成によれば、放射状配線の所定点が電位の基準点とな
り、各接地導体までの電気的距離をほぼ等しくできるた
め、各接地導体はより厳密に等電位化される。よって、
各中心導体から接地導体への電界は中心導体に対する対
称性がより確保される。従って、コプレーナ線路の伝送
モードに乱れを生じさせない。よって、例えばこの高周
波分岐／結合装置を１入力多数分岐装置、又は多入力１
結合装置としても、入力された高周波信号は伝送モード
の不均一によって伝達率が低下されることはない。

【００１５】又、放射状配線の起点である所定点は、経
路の分岐点と上下に重なっている。よって、点と点の重
なりであるので中心導体と接地導体間の容量は最小化さ
れる。従って、その容量による高周波信号の反射量が低
減される。この両者の損失回避により、更に伝達効率の
高い高周波分岐／結合装置となる。又、上記所定点は上
記経路の分岐点と上下に重なり合って形成されている。
換言すれば、分岐点以外の中心導体は接地導体及び放射
状配線と重なりを持たない。従って、より分岐点近傍に
他の様々な素子を、その中心導体上又は中心導体下に或
いは中心導体と放射状配線の間に形成することができ
る。よって、利便性の高い高周波分岐／結合装置とな
る。尚、上記点は位置を示す幾何学的な点ではなく、線
幅の２乗のオーダーの面積を有する交差点を意味する。
又、上記上下の重なりは、所定点と分岐点の上下関係を
規定するものではない。所定点は、分岐点の上部にあっ
ても良いし、下部にあってもよい。更に、分岐／結合装
置の分岐数は３以上であればいくつでもよい。

【００１６】又、請求項２に記載の高周波分岐／結合装
置によれば、中心導体と放射状配線を伴った接地導体
は、分岐点を中心に略回転対称の位置に形成される。略
回転対称であれば、放射状配線の所定点から各接地導体
までの距離は等しく、何れの中心導体についてもその両
側の接地導体及び放射状配線の形状及び配置は同等であ
るので、コプレーナ線路の伝送モードの不均一性は、更
に低減できる。分岐数が４の場合は、元々回転対称の位
置を取りやすいが、例えば３分岐、５分岐等の複数分岐
とした場合も、各中心導体と接地導体を伝搬する高周波
信号の伝搬モードは乱されることはない。このような構
造にすれば、多数分岐する高周波分岐／結合装置が容易
に作製できる。

【００１７】又、請求項３に記載の高周波分岐／結合装
置によれば、放射状配線の起点である所定点と上記分岐
点間に誘電体膜を有している。誘電体膜を有しているの
で、等価的にコンデンサが形成される。このコンデンサ
は、例えば線路インピーダンスの補償用に用いることが
できる。又、その誘電体即ち誘電率を選べば線路インピ
ーダンスを調整することができる。よって、例えば使用
する高周波信号の周波数に適応できる利便性の高い高周
波分岐／結合装置となる。

【００１８】又、請求項４に記載の高周波分岐／結合装
置によれば、素子の全て又は一部が所定点近傍の中心導
体上に形成されている。この素子は、半導体製造技術等
の微細加工技術で製作される素子である。例えば、抵抗
成分、容量成分、誘導成分、半導体素子、静電力による
マイクロスイッチ等である。例えば、分岐後の経路に直
流バイアスによりインピーダンスの変化するスイッチン
グ素子を接続してスイッチを構成する場合、他の経路の
スイッチング素子に印加された直流バイアスの漏洩を阻
止するために、素子としてＤＣカット容量が中心導体に
直列に挿入される。この時、反射整合を最適化するため
には、分岐点からＤＣカット容量までの距離が小さい方
が有利である。本請求項の発明では、所定点と経路の分
岐点は上下に離間距離をもって形成されている。よっ
て、所定点近傍の中心導体上に上記素子の全部又は一部
を形成すれば、分岐点に最も近く素子を形成することが
できる。これにより、素子による反射量を最小とするこ
とができる。

【００１９】又、請求項５に記載の高周波分岐／結合装
置によれば、素子は、放射状配線を構成する隣接する２
つの配線を２辺とし、所定点を頂角とする三角形の内
部、又は、その三角形の頂角の対辺に近接して形成され
る。従来の高周波分岐／結合装置では、分岐点を中心に
各接地導体を最短距離で環状に結ぶ方法が一般的であ
る。この場合、製造スペースの制約により素子はこの環
状配線の外側に形成される。本請求項では、放射状配線
を構成する隣接する２つの配線を２辺とし、所定点を頂
角とする三角形の内部、又は、その三角形の頂角の対辺
の近傍に素子が配設されていることから、従来例の配置
位置に比べて分岐点に近い位置に素子は配設されること
になる。よって、請求項４と同様な効果を奏する。

【００２０】又、請求項６の発明によれば、中心導体の
分岐点から信号波長の約１／４長の位置において、接地
導体と接続されたスイッチング素子が形成されている。
よって、そのスイッチング素子に印加するＤＣバイアス
によりスイッチング素子を導通状態と非導通状態とで切
替れば高周波スイッチ装置が形成できる。例えば、全て
のスイッチング素子をオンして、その位置で配線を接地
すれば、分岐点位置から下流側を見たインピーダンスは
ほぼ無限大となる。この状態で、何れか１つのスイッチ
ング素子を非導通状態とし、他を導通状態とすれば、入
力された信号は非導通状態のスイッチング素子が接続さ
れた分岐路に伝搬する。従って、本発明の高周波分岐装
置を高周波スイッチ装置に適用すれば、従来より挿入損
失の少ない高周波スイッチ装置が実現できる。尚、スイ
ッチング素子は、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、ＰＮダイ
オード、その他のトランジスタ等である。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。尚、本発明は下記実施例に
限定されるものではない。（第１実施例）図１に本発明の第１実施例を示す。本実
施例は、請求項１及び請求項２の応用例であり、コプレ
ーナ型の高周波４分岐装置である。図１（ａ）にその俯
瞰図、図１（ｂ）にその上面図、図１（ｃ）に断面図を
示す。本発明の高周波分岐／結合装置は、ＧａＡｓ基板
４５、その表面の同一平面上に形成された中心導体５
０、中心導体５０によって４分割された接地導体６０、
そして各接地導体６０を接続し、１点の電位基準点を有
する放射状配線６１から構成される。そして、中心導体
５０とそれに所定の離間距離ｓを有して形成された接地
導体６０とで伝送路が形成される。その離間距離ｓは約
４２μｍであり、中心導体５０の線幅ｗ₀は約５６μ
ｍ、放射状配線６１の線幅ｗ₁は約２０μｍである（図
１（ｂ））。尚、本実施例では１つの線路から入力され
た信号を選択された１つの線路に出力する高周波分岐装
置である。しかし、選択された１つの線路から入力され
た信号を１つの線路へ出力するように信号を伝送の向き
逆にして使用すれば、高周波結合装置となる。同時に分
岐する線路は２つ以上でもよい。又、結合装置におい
て、同時に出力する線路は２つ以上であっても良い。

【００２２】図から分かるように中心導体５０は分岐点
Ｘで４分岐され、例えばポート１から入力された高周波
信号はその点で分岐され、それぞれポート２，３，４に
分岐される。そして、４つに分割された接地導体６０は
放射状配線６１によって、上記分岐点Ｘの下部で集中さ
れて接続されている。図１（ｃ）にその分岐点Ｘで示す
中心部の詳細断面図を示す。図は、図１（ｂ）中ＡＡ’
間断面である。中心導体５０は、図示するように橋架構
造となっており、上記放射状配線６１をその起点ｘ’で
跨いでいる。即ち、中心導体５０の分岐点Ｘとこの起点
ｘ’は上下に重ねられて形成されている。本実施例の高
周波分岐装置は、このような構造となっている。

【００２３】本実施例における高周波分岐装置では、中
心導体５０と接地導体６０が共に基板のｘｙ軸に対して
対称的に配置されている。又、接地導体６０及び放射状
配線６１は均質な金属膜を使用しており，その大きさ及
び線幅は等しく設計されている。従って、放射状配線６
１の起点ｘ’から各接地導体６０に至る配線は、形状、
配置、材質等の全てにおいて対称となる。これは、コプ
レーナ型線路の伝送モードに乱れを生じさせないことを
意味する。従って、この構造により先ず伝送モードの不
均一に起因する損失が回避される。

【００２４】次に，このコプレーナ線路の分岐部におけ
る反射量を説明する。高周波分岐装置の反射量は、主に
中心導体と放射状配線との対向面積によって決定され
る。本実施例では対向している部分は、分岐点Ｘと上記
起点ｘ’との対向部分のみである。中心導体５０の線幅
ｗ₀は約５６μｍ、放射状配線６１の線幅ｗ₁は約２０
μｍである。よって、その対向面積は約3160μｍ²とな
り最小に抑えられる。又、対向個数も最小の１個であ
る。これにより、後述する従来の高周波分岐装置より配
線間容量が抑えられ、それによる反射量が最小に抑えら
れる。

【００２５】図２に従来の高周波分岐装置と本実施例に
よる高周波分岐装置との反射量の比較を示す。従来の高
周波分岐装置は、図１４で示した環状配線２６で各接地
導体２０を接続した例である。尚、反射量測定では，高
周波分岐装置のポート１とポート３に高周波プローブを
接続し，ポート２とポート４は，ともに分岐点Ｘより約
４００μｍの位置で接地させた。測定は、入力ポート１
から７６．５ＧＨｚの高周波信号を入力させ、入力ポー
ト１での反射量を測定した。本実施例における反射量
は、約−１８ｄＢであった。この時、橋架高さＨは約５
μｍである。一方、図１４に示した従来例による反射量
は約−１６ｄＢであり、本発明の装置よりも約２ｄＢ大
きかった。本発明の分岐部の反射量は、従来素子の反射
量より低減できることがわかる。これにより、本実施例
の高周波分岐装置は従来例のそれより伝送効率が高いこ
とが実証された。尚、公正な比較のため図１４に示した
従来のコプレーナ型の高周波分岐装置においても、中心
導体幅、接地導体との離間距離、架橋高さ，環状配線幅
は本実施例のそれらと同等に作製した。この場合の中心
導体と環状配線との対向面積は４４８０μｍ²である。

【００２６】（第２実施例）図３に本発明の第２実施例
を示す。図３（ａ）にその上面図を図３（ｂ）にＡＡ’
断面図を示す。第２実施例の特徴は、第１実施例の高周
波分岐装置を高周波スイッチ装置に応用するため、中心
導体５０上に直流カット用で且つインピーダンス調整用
のＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal ）容量５５を形成し
たことである。これにより、従来例に比して分岐点と直
流カット容量との距離を小さくできるため、反射量の低
減された高周波スイッチ装置が実現できる。このＭＩＭ
容量５５は、例えば中心導体５０、接地導体６０、放射
状配線６１の形成過程で同時に作製される。例えば、放
射状配線６１の作製時に、同時にＭＩＭ容量５５の一方
の金属膜５６を作製する。次に、プラズマＣＶＤ技術等
により所定の誘電体膜５７を成膜する。そして、メッキ
法等により中心導体５０とそれに直流的に分離されたＭ
ＩＭ容量５５の他方の金属膜５８を形成する。ＭＩＭ容
量５５は、このように形成される。尚、中心導体幅、接
地導体との離間距離、架橋高さは、第１実施例のそれと
同等である。尚、便宜上、放射状配線を利用した本発明
の高周波分岐装置を放射状配線型分岐装置、従来の環状
配線を用いた高周波分岐装置を環状配線型分岐装置と記
す。

【００２７】又、図４にＭＩＭ容量５５を配置した従来
の環状配線型分岐装置を示す。図４（ａ）が上面図、図
４（ｂ）がＡＡ’断面図である。尚、同じ部位には同じ
番号が記してある。図３における放射状配線６１、図４
における環状配線２６からＭＩＭ容量５５までの距離
は、製造プロセス上適切な長さが必要である。その値は
図３、図４に示す間隔ａ+b+cであり、約２５μｍであ
る。本実施例と従来例において共通とする。本実施例で
は，図３に示すようにＭＩＭ容量５５を分岐点Ｘから最
小距離Ｌａ（Ｌａ＝ｗ₁/2^1/2+a+b+c＝49μm ）で配置
できる。一方，図４に示す従来の環状配線型分岐路で
は，その最小距離ＬｂはＬｂ＝ｗ ₀/2+S+W₁＋a+b+c ＝
115 μm である。即ちＬａ＜Ｌｂとなる。このように，
本発明によれば，分岐点ＸよりＭＩＭ容量５５までの距
離を短縮できる。

【００２８】次に、この実施例で使用する高周波スイッ
チ回路を示す。このスイッチ回路は、ポート１から入力
された高周波信号をポート２〜４の何れか１つのポート
に伝搬させる。図５において、それぞれの制御端子８
ｂ、８ｃ、８ｄからそれぞれのスイッチング素子（例え
ば、ＰＩＮダイオード）７ｂ、７ｃ，７ｄにＤＣバイア
スを供給することにより、それぞれの素子を導通と非導
通状態とで切り替えてスイッチ動作させる。ポート２〜
４の何れか１つのポートに接続されたスイッチング素子
を非導通、残りの２つのポートに接続されたスイッチン
グ素子を導通にすれば、入力された信号は非導通にした
スイッチング素子の接続されたポートに伝搬する。

【００２９】ここで、他の経路に印加される直流バイア
スが分岐装置を介して他ポートへ漏洩しないように、直
流カット用のＭＩＭ容量５５が中心導体に対して直列に
挿入されている。これと共に、この容量は入力反射整合
を最適化するためにも利用できる。この容量が分岐点Ｘ
に接近して配設されるほど、即ち、線路９ｂ、９ｃ、９
ｄの長さが短い程、反射特性が向上する。

【００３０】この計算結果を図６に示す。この計算で
は、スイッチング素子７ｂ，７ｃ，７ｄとして特性が図
７の等価回路で表せられるＰＩＮダイオードを使用し、
分岐点ＸからＰＩＮダイオードまでの距離を４００μｍ
（７６．５ＧHzの１／４波長）とした。又、ＭＩＭ容量
５５の大きさは、１８０ｆＦとした。ＭＩＭ容量５５の
分岐点Ｘからの距離が短い程、入力反射量は低減できる
ことが分かる。

【００３１】放射状配線型分岐装置を用いたスイッチ装
置では、図３おいてＬａ＝４９μｍであり、７６．５Ｇ
Hzにおける入力反射量は約−２２ｄＢである。一方、環
状配線型分岐装置を用いたスイッチ装置では、Ｌｂ＝１
１９μｍであり、入力反射量は約−１８ｄＢである。本
発明の方が、反射量を４ｄＢ低減できる。更に、両者の
スイッチ装置を作製し測定を実施した。測定結果を図８
に示す。この時、放射状配線型分岐装置を用いたスイッ
チ装置の７６．５ＧHzにおける入力反射量は−２５ｄ
Ｂ、環状配線型分岐装置を用いたそれが−２１ｄＢであ
り、計算と同様、本発明の優位性が確認できた。

【００３２】（第３実施例）本実施例は、第１実施例、
第２実施例に用いた高周波４分岐装置は、元々回転対称
となり易い。なぜなら、経路パターンを配置する際、経
路の分岐部や曲折部は、一般に直角でレイアウトするこ
とが多いからである。高周波３分岐装置の場合、図９
（ａ）の様な配置となることが多い。この時、放射状配
線６１の起点より、各接地導体６０までの距離が等しく
できるので、各接地導体６０は等電位となる。しかし、
分岐点近傍での中心導体５０より接地導体６０への電界
の向きは中心導体５０に対して非対称である。この様子
を図９（ｂ）に示す（放射状配線６１は省略してあ
る）。従って、伝送モードの乱れの抑圧は完全ではな
い。

【００３３】高周波３分岐装置において、中心導体を回
転対称とした場合を図９（ｃ）に示す。この場合は、中
心導体５０より放射状配線６１への電界の向きが、中心
導体５０に対して対称である。これを図９（ｄ）に示す
（但し、放射状配線６１は省略）。回転対称とすること
で、伝送モードの乱れは抑圧できる。

【００３４】図９（ｅ）に高周波４分岐装置の中心導体
を回転対称とした場合を示す。今後、電波を利用したレ
ーダにおいては方位分解能の向上、電波を利用した通信
では、セクタ数の増大などスイッチの切り替え数は増加
していく傾向である。よって、本実施例の中心導体の分
岐数を多くして回転対称とする高周波分岐装置は、これ
らの応用に有益である。尚、上記回転対称の概念はｎ分
岐の高周波分岐／結合装置に拡張することができる。即
ち、中心導体５０と接地導体６０及び放射状配線６１を
ｎ回回転対象とすれば、反射量の低減されたｎ分岐の高
周波分岐／結合装置が実現できる。

【００３５】（変形例）以上、本発明の一実施例を示し
たが、他に様々な変形例が考えられる。例えば、第１実
施例ではＧａＡｓ基板４５上で、中心導体５０が橋架構
造をとり、放射状配線６１の放射状配線の起点ｘ’を跨
ぐ様に形成されていたが、この位置関係を逆にしてもよ
い。図１０に放射状配線６１を橋架構造として、中心導
体５０の分岐点Ｘを跨ぐ例を示す。図１０（ａ）が上面
図、図１０（ｂ）がＡＡ’断面図、図１０（ｃ）がＢ
Ｂ’断面図である。このような構造としても、伝送特性
は変わらず反射量は低減される。

【００３６】又、第２実施例においてはＭＩＭ容量５５
を分岐点Ｘ近傍に形成したが、この構成の他に、図１１
（ａ）、（ｂ）に示すように分岐点Ｘ直下に誘電体膜５
９を形成し、上部の中心導体５０と下部の放射状配線６
１とで、金属/ 誘電体膜/ 金属の構成のインピーダンス
調整用のＭＩＭ容量５５を形成してもよい。これによ
り、図１１（ｃ）の回路構成が実現可能となる。この容
量の大きさは、中心導体５０と放射状配線６１間の誘電
体膜５９の厚さと誘電率で調整可能であり、例えば伝送
路としての特性インピーダンスを調整することができ、
信号通過時における分岐点におけるインピーダンス整合
を実現することができる。

【００３７】又、上記実施例では、基板にＧａＡｓ基板
を用いたが，他の半導体基板(InP基板，Si基板）やアル
ミナ基板、ガラス基板等を用いてもよい。上記実施例と
同等の効果を得ることができる。

【００３８】又、上記実施例では、伝送線路にコプレー
ナ線路を用いたが，基板裏面に接地導体を有したコプレ
ーナ線路を用いてもよい。又、中心導体及び接地導体が
基板に埋め込まれたコプレーナ線路を用いても良い。

【００３９】又、上記実施例では伝送線路において信号
を分岐する場合について説明してきたが，分岐構造を有
する他のバイアス回路やスタブ等の回路にも適用するこ
ともできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例に係わる高周波分岐／結合
装置の構成図。

【図２】本発明の第１実施例に係わる高周波分岐／結合
装置と従来のそれとの特性比較図。

【図３】本発明の第２実施例に係わる高周波分岐／結合
装置の構成図。

【図４】容量素子を配置した従来の高周波分岐／結合装
置の構成図。

【図５】第２実施例に係る高周波分岐／結合装置を用い
た高周波スイッチ装置の回路図。

【図６】第２実施例に係る高周波スイッチの容量位置と
反射特性の関係図。

【図７】第２実施例に係るＰＩＮダイオードの等価回路
図。

【図８】第２実施例に係る高周波分岐／結合装置と従来
のそれを高周波スイッチ装置に適用した場合の特性比較
図。

【図９】第３実施例に係る高周波分岐／結合装置の構成
図。

【図１０】第１実施例の変形例に係る高周波分岐／結合
装置を示す構成図。

【図１１】第２実施例の変形例に係る高周波分岐／結合
装置の断面図。

【図１２】従来のコプレーナ線路を利用した高周波分岐
装置の俯瞰図。

【図１３】従来のコプレーナ線路を用いた高周波分岐装
置の１例を示す構成図。

【図１４】従来のコプレーナ線路を用いた高周波分岐装
置の１例を示す構成図。

【図１５】従来のコプレーナ線路を用いた高周波分岐装
置の１例を示す上面図。

【図１６】高周波分岐／結合装置を用いた応用回路図。

【符号の説明】

１，２，３，４ポート４５ＧａＡｓ基板５０中心導体５５ＭＩＭ容量５６，５８金属膜５７，５９誘電体膜５９金属膜６０接地導体６１放射状配線Ｘ分岐点ｘ’ 起点

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平１−117402（ＪＰ，Ａ) 特開平10−209721（ＪＰ，Ａ) 特開平６−318829（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−84902（ＪＰ，Ａ) 実開昭60−32806（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01P 5/12 H01P 1/15 H01P 3/02

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】基板上に形成された中心導体と該中心導体
の両側に所定の離間距離を有して形成された複数の接地
導体からなるコプレーナ線路であって、少なくとも１つ
以上の経路から入力された高周波信号を１つ以上の経路
に分岐／結合する高周波分岐／結合装置において、前記複数の接地導体は所定点を起点とした放射状に拡が
った放射状配線で接続され、前記所定点は前記経路の分
岐点と上下に重なり合うことを特徴とする高周波分岐／
結合装置。
【請求項２】前記中心導体および前記放射状配線を伴っ
た前記接地導体は、前記分岐点を中心に略回転対称の位
置に形成されることを特徴とする請求項１に記載の高周
波分岐／結合装置。
【請求項３】前記所定点と前記分岐点間には、誘電体膜
が形成されることを特徴とする請求項１又は請求項２に
記載の高周波分岐／結合装置。
【請求項４】前記高周波分岐／結合装置は素子を有し、
該素子の全部又は１部は、前記所定点近傍の中心導体上
に形成されることを特徴とする請求項１乃至請求項３の
何れか１項に記載の高周波分岐／結合装置。
【請求項５】前記素子は、前記放射状配線を構成する隣
接する２つの配線を２辺とし、前記所定点を頂角とする
三角形の内部、又は、その三角形の頂角の対辺に近接し
て形成されることを特徴とする請求項４に記載の高周波
分岐／結合装置。
【請求項６】前記中心導体の分岐点から信号波長の約１
／４長の位置において、前記接地導体と接続されたスイ
ッチング素子が形成されていることを特徴とする請求項
１乃至請求項５のいずれか１項に記載の高周波分岐／結
合装置。