JP3438330B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP3438330B2 JP3438330B2 JP14498894A JP14498894A JP3438330B2 JP 3438330 B2 JP3438330 B2 JP 3438330B2 JP 14498894 A JP14498894 A JP 14498894A JP 14498894 A JP14498894 A JP 14498894A JP 3438330 B2 JP3438330 B2 JP 3438330B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switch element
- output
- power supply
- supply device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は電源装置、特にスイッ
チ素子のスイッチング動作によって入力電圧をチョッピ
ングして所望の出力電圧を生成する電源装置（通常スイ
ッチング電源と呼ばれる電源装置）に関するものであ
る。
チ素子のスイッチング動作によって入力電圧をチョッピ
ングして所望の出力電圧を生成する電源装置（通常スイ
ッチング電源と呼ばれる電源装置）に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】バッテリ等の直流電圧から異なる出力電
圧を生成する電源装置として従来一般的なものに、スイ
ッチング電源と呼ばれる電源装置がある。この電源装置
は、トランジスタなどのスイッチ素子を高速にオン、オ
フさせ、一定の時間比率で入力電圧を出力端子に出力す
ること（いわゆるチョッピング）によって、必要な電圧
を生成するもので、簡単な構成の割に高効率な動作が得
られるため、バッテリ駆動の携帯機器や低消費電力を目
指す機器に広く使用されている。ここで効率とは次式に
従って定義される。
圧を生成する電源装置として従来一般的なものに、スイ
ッチング電源と呼ばれる電源装置がある。この電源装置
は、トランジスタなどのスイッチ素子を高速にオン、オ
フさせ、一定の時間比率で入力電圧を出力端子に出力す
ること（いわゆるチョッピング）によって、必要な電圧
を生成するもので、簡単な構成の割に高効率な動作が得
られるため、バッテリ駆動の携帯機器や低消費電力を目
指す機器に広く使用されている。ここで効率とは次式に
従って定義される。
【０００３】
効率＝（電源装置から負荷への供給電力）／（バッテリ
等から電源装置への供給電力） こうした電源装置の動作原理を、図を用いて説明する。
等から電源装置への供給電力） こうした電源装置の動作原理を、図を用いて説明する。
【０００４】図１１は従来の電源装置のうち、降圧形の
スイッチング電源の基本回路構成図である。図１１にお
いて、直流電源１は電源装置の出力を生成するためのソ
ースであり、チョッピングの対象である。この直流電源
１は、Ｐチャネル電界効果トランジスタであるスイッチ
素子群２のソースに接続されている。パルス制御回路４
は、基準電圧Ｖｒの大きさに応じたパルス幅のパルスを
発生する。パルス制御回路４の出力端子はドライバ５に
接続される。ドライバ５の出力はスイッチ素子群２のゲ
ートに接続され、パルス制御回路４から入力されたパル
スに従ってスイッチ素子群２をオン・オフし、直流電源
１の電圧をチョッピングする。従って、スイッチ素子群
２によってチョッピングされたパルス電圧は、スイッチ
素子群２の出力側であるドレインに現れる。このドレイ
ンは、ダイオード３１、インダクタンス素子３２、コン
デンサ３３を有する平滑回路３に接続され、これらの回
路素子によって平滑された電圧が平滑回路３の出力端子
から目的の電圧値で出力される。
スイッチング電源の基本回路構成図である。図１１にお
いて、直流電源１は電源装置の出力を生成するためのソ
ースであり、チョッピングの対象である。この直流電源
１は、Ｐチャネル電界効果トランジスタであるスイッチ
素子群２のソースに接続されている。パルス制御回路４
は、基準電圧Ｖｒの大きさに応じたパルス幅のパルスを
発生する。パルス制御回路４の出力端子はドライバ５に
接続される。ドライバ５の出力はスイッチ素子群２のゲ
ートに接続され、パルス制御回路４から入力されたパル
スに従ってスイッチ素子群２をオン・オフし、直流電源
１の電圧をチョッピングする。従って、スイッチ素子群
２によってチョッピングされたパルス電圧は、スイッチ
素子群２の出力側であるドレインに現れる。このドレイ
ンは、ダイオード３１、インダクタンス素子３２、コン
デンサ３３を有する平滑回路３に接続され、これらの回
路素子によって平滑された電圧が平滑回路３の出力端子
から目的の電圧値で出力される。
【０００５】つぎに、図１１の構成におけるチョッピン
グ動作と出力電圧Ｖｏｕｔの調整の様子を、図１２に示
すチョッピング動作の波形図によって説明する。
グ動作と出力電圧Ｖｏｕｔの調整の様子を、図１２に示
すチョッピング動作の波形図によって説明する。
【０００６】図１２において、
（ａ）：パルス制御回路４の出力パルスの波形
（ｂ）：ドライバ５の出力波形
（ｃ）：直流電源１の電圧Ｖｉｎをチョッピングして得
られたパルス電圧の波形、および平滑後の出力電圧Ｖｏ
ｕｔの波形 である。
られたパルス電圧の波形、および平滑後の出力電圧Ｖｏ
ｕｔの波形 である。
【０００７】パルス制御回路４は、スイッチ素子群２の
オン期間をｔｏｎ、オフ期間をｔｏｆｆ、オン・オフの
周期をｔｓ（＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）とするパルスを出力
する。このとき、ｔｓに対するｔｏｎの比率Ｄは基準電
圧Ｖｒと直流電源１の電圧Ｖｉｎから、次のように決め
られるものとする。
オン期間をｔｏｎ、オフ期間をｔｏｆｆ、オン・オフの
周期をｔｓ（＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）とするパルスを出力
する。このとき、ｔｓに対するｔｏｎの比率Ｄは基準電
圧Ｖｒと直流電源１の電圧Ｖｉｎから、次のように決め
られるものとする。
【０００８】ｔｏｎ／ｔｓ≡Ｄ＝Ｖｒ／Ｖｉｎ
すると出力電圧Ｖｏｕｔと直流電源１の電圧Ｖｉｎとの
関係は次式で示され、 Ｖｏｕｔ＝（ｔｏｎ／ｔｓ）×Ｖｉｎ ＝Ｄ×Ｖｉｎ ＝Ｖｒ となる。すなわちパルス制御回路４は基準電圧Ｖｒに応
じたＤのパルスを発生して、出力電圧Ｖｏｕｔを調整す
る。
関係は次式で示され、 Ｖｏｕｔ＝（ｔｏｎ／ｔｓ）×Ｖｉｎ ＝Ｄ×Ｖｉｎ ＝Ｖｒ となる。すなわちパルス制御回路４は基準電圧Ｖｒに応
じたＤのパルスを発生して、出力電圧Ｖｏｕｔを調整す
る。
【０００９】また、図１３のように基準電圧Ｖｒが時間
とともに変動する場合には、基準電圧Ｖｒが大きくなる
とＤも大きくなり、Ｖｒが小さくなるとＤも小さくなる
ため、基準電圧Ｖｒの変動に応じて出力電圧Ｖｏｕｔが
変動する、出力可変の電源装置として動作する。
とともに変動する場合には、基準電圧Ｖｒが大きくなる
とＤも大きくなり、Ｖｒが小さくなるとＤも小さくなる
ため、基準電圧Ｖｒの変動に応じて出力電圧Ｖｏｕｔが
変動する、出力可変の電源装置として動作する。
【００１０】出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧Ｖｒにより良
く一致させるためにフィードバックを追加する場合もあ
る。その構成を図１４に示す。
く一致させるためにフィードバックを追加する場合もあ
る。その構成を図１４に示す。
【００１１】出力電圧Ｖｏｕｔは、まず誤差電圧増幅回
路６に入力される。この誤差電圧増幅回路６は、出力電
圧Ｖｏｕｔの精度を改善するための補助回路で、基準電
圧Ｖｒと出力電圧Ｖｏｕｔの差を次式に従って増幅し、
基準電圧Ｖｒから補正された基準電圧Ｖｒ´を生成す
る。
路６に入力される。この誤差電圧増幅回路６は、出力電
圧Ｖｏｕｔの精度を改善するための補助回路で、基準電
圧Ｖｒと出力電圧Ｖｏｕｔの差を次式に従って増幅し、
基準電圧Ｖｒから補正された基準電圧Ｖｒ´を生成す
る。
【００１２】
Ｖｒ´＝Ｖｒ＋Ｇ（Ｖｒ−Ｖｏｕｔ） （１）
Ｇ：誤差電圧増幅器のゲイン
このため出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒの大小に従っ
て、補正基準電圧Ｖｒ’と基準電圧Ｖｒの関係も次式の
ように定まる。
て、補正基準電圧Ｖｒ’と基準電圧Ｖｒの関係も次式の
ように定まる。
【００１３】
Ｖｒ＞Ｖｏｕｔ なら Ｖｒ’＞Ｖｒ （２）
Ｖｒ＝Ｖｏｕｔ なら Ｖｒ’＝Ｖｒ （３）
Ｖｒ＜Ｖｏｕｔ なら Ｖｒ’＜Ｖｒ （４）
ここで増幅の効果により、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧
Ｖｒの差が微妙であっても、補正基準電圧Ｖｒ’の基準
電圧Ｖｒに対する変動量は増幅され、次に述べるパルス
制御回路４が感度よく反応することになる。
Ｖｒの差が微妙であっても、補正基準電圧Ｖｒ’の基準
電圧Ｖｒに対する変動量は増幅され、次に述べるパルス
制御回路４が感度よく反応することになる。
【００１４】こうして得られた補正基準電圧Ｖｒ’は、
パルス制御回路４へと入力される。このパルス制御回路
４は、補正基準電圧Ｖｒ’が大きいほど出力パルスがオ
ンである時間の比率を増加させ、逆の場合はオン比率を
減少させるものである。そのため、現在の出力電圧Ｖｏ
ｕｔが基準電圧Ｖｒより低ければ補正基準電圧Ｖｒ’が
（１）式に従って増加し、オン比率が増加する。一方、
現在の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒより高ければ補
正基準電圧Ｖｒ’が減少し、オン比率が減少することに
なる。
パルス制御回路４へと入力される。このパルス制御回路
４は、補正基準電圧Ｖｒ’が大きいほど出力パルスがオ
ンである時間の比率を増加させ、逆の場合はオン比率を
減少させるものである。そのため、現在の出力電圧Ｖｏ
ｕｔが基準電圧Ｖｒより低ければ補正基準電圧Ｖｒ’が
（１）式に従って増加し、オン比率が増加する。一方、
現在の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒより高ければ補
正基準電圧Ｖｒ’が減少し、オン比率が減少することに
なる。
【００１５】こうして発生したパルス制御回路４の出力
パルスは、スイッチ素子群２を制御するドライバ５に入
力される。ドライバ５の出力はスイッチ素子群２のゲー
トに接続されている。ここでパルス制御回路４の出力パ
ルスがハイならばドライバ５がスイッチ素子群２がオン
し、ローならばオフする。この結果、スイッチ素子群２
による直流電源１のチョッピングが可能となる。この
際、前記した誤差電圧増幅回路６およびパルス制御回路
４の動作によって、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるべき
ときにはスイッチ素子群２のオンの比率が増加し、下降
させるべきときにはスイッチ素子群２のオンの比率が減
少するため、上昇と下降の均衡する点で所望の電圧が得
られる。
パルスは、スイッチ素子群２を制御するドライバ５に入
力される。ドライバ５の出力はスイッチ素子群２のゲー
トに接続されている。ここでパルス制御回路４の出力パ
ルスがハイならばドライバ５がスイッチ素子群２がオン
し、ローならばオフする。この結果、スイッチ素子群２
による直流電源１のチョッピングが可能となる。この
際、前記した誤差電圧増幅回路６およびパルス制御回路
４の動作によって、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるべき
ときにはスイッチ素子群２のオンの比率が増加し、下降
させるべきときにはスイッチ素子群２のオンの比率が減
少するため、上昇と下降の均衡する点で所望の電圧が得
られる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】以上の原理によれば、
所望の出力電圧が得られるものの、電源装置の効率とい
う点からは考察を要する点がある。すなわち、スイッチ
素子には寄生抵抗として必ずオン抵抗が存在するため、
このオン抵抗による定常的な電力消費（損失）が生じる
点である。電源装置の組み込まれる本体装置が電池動作
をするような場合、こうした定常的損失は最小限に抑え
る必要がある。近年、電源装置の効率改善手段として、
スイッチ素子のオン抵抗低減による定常的損失の改善が
進んでいるものの、この場合、スイッチ素子が大型化す
る傾向にある。大型化によってオン抵抗は減るが、この
とき入力容量等の寄生容量が増加し、スイッチ素子の応
答時間が長くなる結果、スイッチのオン・オフ遷移中に
スイッチ素子自身で大きなスイッチング損失（過渡的損
失）が発生する。これら２つの損失の関係を図１５によ
って説明する。
所望の出力電圧が得られるものの、電源装置の効率とい
う点からは考察を要する点がある。すなわち、スイッチ
素子には寄生抵抗として必ずオン抵抗が存在するため、
このオン抵抗による定常的な電力消費（損失）が生じる
点である。電源装置の組み込まれる本体装置が電池動作
をするような場合、こうした定常的損失は最小限に抑え
る必要がある。近年、電源装置の効率改善手段として、
スイッチ素子のオン抵抗低減による定常的損失の改善が
進んでいるものの、この場合、スイッチ素子が大型化す
る傾向にある。大型化によってオン抵抗は減るが、この
とき入力容量等の寄生容量が増加し、スイッチ素子の応
答時間が長くなる結果、スイッチのオン・オフ遷移中に
スイッチ素子自身で大きなスイッチング損失（過渡的損
失）が発生する。これら２つの損失の関係を図１５によ
って説明する。
【００１７】図１５は、スイッチ素子によってチョッピ
ングされた電源の電圧波形を示している。理想的なスイ
ッチ素子においては電圧の上昇、下降が図１５（ａ）の
ように矩形になるが、実際は図１５（ｂ）のように波形
の遷移期間ｔｄｒ，ｔｄｆが発生する。オン抵抗が小さ
い（つまり、一般に大型で寄生容量が大きい）スイッチ
素子ほど、期間ｔｄｒ，ｔｄｆは延びる。図１５（ｃ）
は、（ｂ）よりオン抵抗が小さいスイッチ素子の場合
で、寄生容量の増加に伴い、さらに遷移時間が延びるこ
とを示している。この期間ｔｄｒ，ｔｄｆではスイッチ
素子自身で大きな損失が生じるため、オン期間ｔｏｎに
対してｔｄｒ，ｔｄｆの割合が増加するに従い、スイッ
チング損失の割合は増加する。従って、パルスのオン期
間が小さく出力電圧が低いほど、また高周波でスイッチ
ングするほどスイッチング損失が顕著になる。
ングされた電源の電圧波形を示している。理想的なスイ
ッチ素子においては電圧の上昇、下降が図１５（ａ）の
ように矩形になるが、実際は図１５（ｂ）のように波形
の遷移期間ｔｄｒ，ｔｄｆが発生する。オン抵抗が小さ
い（つまり、一般に大型で寄生容量が大きい）スイッチ
素子ほど、期間ｔｄｒ，ｔｄｆは延びる。図１５（ｃ）
は、（ｂ）よりオン抵抗が小さいスイッチ素子の場合
で、寄生容量の増加に伴い、さらに遷移時間が延びるこ
とを示している。この期間ｔｄｒ，ｔｄｆではスイッチ
素子自身で大きな損失が生じるため、オン期間ｔｏｎに
対してｔｄｒ，ｔｄｆの割合が増加するに従い、スイッ
チング損失の割合は増加する。従って、パルスのオン期
間が小さく出力電圧が低いほど、また高周波でスイッチ
ングするほどスイッチング損失が顕著になる。
【００１８】ここで仮に、時間的に変動する基準電圧Ｖ
ｒに追従した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる出力
可変型の電源装置を考える。このような電源装置におい
て、仕様として要求される最大出力電圧、電流又は電力
（以降、最大出力電圧等という）を効率よく得ようとす
ると、スイッチ素子のオン抵抗が小さい、すなわち比較
的大型のスイッチ素子が必要とされる。しかしこのよう
なスイッチ素子は、上記に示したスイッチング損失によ
り出力電圧、電流又は電力（以降、出力電圧等という）
の小さな場合に効率が極端に低下する。この対策とし
て、スイッチ素子の小型化によるスイッチング損失の低
減が考えられる。しかしこの場合、出力電圧等が小さい
場合の効率は改善されるが、大きい場合には、オン抵抗
による損失が増大し、効率が低下する。
ｒに追従した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる出力
可変型の電源装置を考える。このような電源装置におい
て、仕様として要求される最大出力電圧、電流又は電力
（以降、最大出力電圧等という）を効率よく得ようとす
ると、スイッチ素子のオン抵抗が小さい、すなわち比較
的大型のスイッチ素子が必要とされる。しかしこのよう
なスイッチ素子は、上記に示したスイッチング損失によ
り出力電圧、電流又は電力（以降、出力電圧等という）
の小さな場合に効率が極端に低下する。この対策とし
て、スイッチ素子の小型化によるスイッチング損失の低
減が考えられる。しかしこの場合、出力電圧等が小さい
場合の効率は改善されるが、大きい場合には、オン抵抗
による損失が増大し、効率が低下する。
【００１９】この発明は上記の課題を解決するためにな
されたもので、設定される基準電圧を可変としつつ、出
力電圧等が低域から高域に至るまで高効率に動作する電
源装置を提供することを目的とする。
されたもので、設定される基準電圧を可変としつつ、出
力電圧等が低域から高域に至るまで高効率に動作する電
源装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の電源装置は、基準電圧に応じて必要な幅のパ
ルスを発生するパルス制御回路と、パルス制御回路の発
生するパルスに従ってスイッチング動作し、入力電圧を
チョッピングしてパルス電圧を生成する並列接続された
複数のスイッチ素子を含むスイッチ素子群と、出力すべ
き電圧、電流又は電力に応じて、出力すべき出力電圧
が、各スイッチ素子の電源効率に基づいて定められた切
り替え電圧より大きい場合は、オン抵抗を低下すること
を優先させ、出力すべき出力電圧が前記切り替え電圧よ
り小さい場合は、寄生容量を低下することを優先させ
て、スイッチ素子群から動作すべきスイッチ素子を選択
するスイッチ素子選択回路と、スイッチ素子選択回路が
選択したスイッチ素子によって生成されたパルス電圧を
平滑し、所望の出力電圧を生成する平滑回路と、を備え
るものである。
に本発明の電源装置は、基準電圧に応じて必要な幅のパ
ルスを発生するパルス制御回路と、パルス制御回路の発
生するパルスに従ってスイッチング動作し、入力電圧を
チョッピングしてパルス電圧を生成する並列接続された
複数のスイッチ素子を含むスイッチ素子群と、出力すべ
き電圧、電流又は電力に応じて、出力すべき出力電圧
が、各スイッチ素子の電源効率に基づいて定められた切
り替え電圧より大きい場合は、オン抵抗を低下すること
を優先させ、出力すべき出力電圧が前記切り替え電圧よ
り小さい場合は、寄生容量を低下することを優先させ
て、スイッチ素子群から動作すべきスイッチ素子を選択
するスイッチ素子選択回路と、スイッチ素子選択回路が
選択したスイッチ素子によって生成されたパルス電圧を
平滑し、所望の出力電圧を生成する平滑回路と、を備え
るものである。
【００２１】また本発明の電源装置におけるスイッチ素
子選択回路は、出力すべき電圧、電流又は電力に応じ
て、出力すべき出力電圧が、各スイッチ素子の電源効率
に基づいて定められた切り替え電圧より大きい場合は、
オン抵抗を低下することを優先させ、出力すべき出力電
圧が前記切り替え電圧より小さい場合は、寄生容量を低
下することを優先させて、前記スイッチ素子群から異な
る個数のスイッチ素子を選択することを特徴とするもの
である。
子選択回路は、出力すべき電圧、電流又は電力に応じ
て、出力すべき出力電圧が、各スイッチ素子の電源効率
に基づいて定められた切り替え電圧より大きい場合は、
オン抵抗を低下することを優先させ、出力すべき出力電
圧が前記切り替え電圧より小さい場合は、寄生容量を低
下することを優先させて、前記スイッチ素子群から異な
る個数のスイッチ素子を選択することを特徴とするもの
である。
【００２２】さらに本発明の電源装置は、スイッチ素子
群が特性の異なるスイッチ素子を含み、かつスイッチ素
子選択回路が、出力すべき電圧、電流又は電力に応じ
て、出力すべき出力電圧が、各スイッチ素子の電源効率
に基づいて定められた切り替え電圧より大きい場合は、
オン抵抗を低下することを優先させ、出力すべき出力電
圧が前記切り替え電圧より小さい場合は、寄生容量を低
下することを優先させて、スイッチ素子群から特性の異
なるスイッチ素子を選択することを特徴とする。
群が特性の異なるスイッチ素子を含み、かつスイッチ素
子選択回路が、出力すべき電圧、電流又は電力に応じ
て、出力すべき出力電圧が、各スイッチ素子の電源効率
に基づいて定められた切り替え電圧より大きい場合は、
オン抵抗を低下することを優先させ、出力すべき出力電
圧が前記切り替え電圧より小さい場合は、寄生容量を低
下することを優先させて、スイッチ素子群から特性の異
なるスイッチ素子を選択することを特徴とする。
【００２３】
【作用】上記構成による本発明によれば、パルス制御回
路が基準電圧に応じて必要な幅のパルスを発生し、その
パルスに従ってスイッチ素子がスイッチング動作し、入
力電圧がチョッピングされる。こうしてパルス電圧が生
成され、このパルス電圧が平滑回路によって所望の電圧
値に平滑される。この際、スイッチ素子群に含まれる複
数のスイッチ素子から、出力電圧等に応じてスイッチ素
子選択回路が最適のスイッチ素子を選択するため、基準
電圧が変化した場合であっても高い電源効率を保つこと
ができる。
路が基準電圧に応じて必要な幅のパルスを発生し、その
パルスに従ってスイッチ素子がスイッチング動作し、入
力電圧がチョッピングされる。こうしてパルス電圧が生
成され、このパルス電圧が平滑回路によって所望の電圧
値に平滑される。この際、スイッチ素子群に含まれる複
数のスイッチ素子から、出力電圧等に応じてスイッチ素
子選択回路が最適のスイッチ素子を選択するため、基準
電圧が変化した場合であっても高い電源効率を保つこと
ができる。
【００２４】また本発明の電源装置におけるスイッチ素
子選択回路は、出力電圧等に応じてスイッチ素子群から
異なる個数のスイッチ素子を選択するため、出力電圧等
が大きい場合は多数のスイッチ素子を、小さい場合は少
数のスイッチ素子を動作させることができ、高い電源効
率を維持することができる。
子選択回路は、出力電圧等に応じてスイッチ素子群から
異なる個数のスイッチ素子を選択するため、出力電圧等
が大きい場合は多数のスイッチ素子を、小さい場合は少
数のスイッチ素子を動作させることができ、高い電源効
率を維持することができる。
【００２５】さらに本発明の電源装置におけるスイッチ
素子選択回路は、出力電圧等に応じてスイッチ素子群か
ら特性の異なるスイッチ素子を選択するため、出力電圧
等が大きい場合はオン抵抗の小さなスイッチ素子を、出
力電圧等が小さい場合は寄生容量の小さなスイッチ素子
を動作させることができ、高い電源効率が実現される。
素子選択回路は、出力電圧等に応じてスイッチ素子群か
ら特性の異なるスイッチ素子を選択するため、出力電圧
等が大きい場合はオン抵抗の小さなスイッチ素子を、出
力電圧等が小さい場合は寄生容量の小さなスイッチ素子
を動作させることができ、高い電源効率が実現される。
【００２６】
実施例１．本発明の第一実施例に係る電源装置を説明す
る。図１は本実施例の電源装置の回路構成を示す図であ
る。本実施例は従来例の構成に比べ、スイッチ素子群２
が２つのスイッチ素子から構成される点、およびパルス
制御回路４の出力側にスイッチ素子選択回路７が新たに
設けられている点が異なるため、従来例同様の構成につ
いては簡単に説明し、スイッチ素子群２およびスイッチ
素子選択回路７周辺の構成と動作を中心に説明する。
る。図１は本実施例の電源装置の回路構成を示す図であ
る。本実施例は従来例の構成に比べ、スイッチ素子群２
が２つのスイッチ素子から構成される点、およびパルス
制御回路４の出力側にスイッチ素子選択回路７が新たに
設けられている点が異なるため、従来例同様の構成につ
いては簡単に説明し、スイッチ素子群２およびスイッチ
素子選択回路７周辺の構成と動作を中心に説明する。
【００２７】図１において、スイッチ素子群２は２つの
スイッチ素子２１および２２から構成され、これらのス
イッチ素子は並列に配置されている。ここでスイッチ素
子２１は、オン抵抗が小さいが寄生容量の大きいＦＥ
Ｔ、一方、スイッチ素子２２はオン抵抗が大きいもの
の、寄生容量の小さいＦＥＴである。この関係は、スイ
ッチ素子２１、２２それぞれのオン抵抗をＲ１、Ｒ２、
および寄生容量をＣ１、Ｃ２としたとき、 Ｒ１＜Ｒ２ Ｃ１＞Ｃ２ と表現することができる。
スイッチ素子２１および２２から構成され、これらのス
イッチ素子は並列に配置されている。ここでスイッチ素
子２１は、オン抵抗が小さいが寄生容量の大きいＦＥ
Ｔ、一方、スイッチ素子２２はオン抵抗が大きいもの
の、寄生容量の小さいＦＥＴである。この関係は、スイ
ッチ素子２１、２２それぞれのオン抵抗をＲ１、Ｒ２、
および寄生容量をＣ１、Ｃ２としたとき、 Ｒ１＜Ｒ２ Ｃ１＞Ｃ２ と表現することができる。
【００２８】直流電源１はスイッチ素子２１および２２
のそれぞれのソースに接続され、チョッピングされたパ
ルス電圧をいずれか一方のドレインから出力する。さら
にこれらのドレインは、ダイオード３１、インダクタン
ス素子３２、コンデンサ３３を有する平滑回路３に接続
され、これらの回路素子によって平滑された電圧が平滑
回路３から必要な電圧で出力される。
のそれぞれのソースに接続され、チョッピングされたパ
ルス電圧をいずれか一方のドレインから出力する。さら
にこれらのドレインは、ダイオード３１、インダクタン
ス素子３２、コンデンサ３３を有する平滑回路３に接続
され、これらの回路素子によって平滑された電圧が平滑
回路３から必要な電圧で出力される。
【００２９】本実施例では従来例と違い、パルス制御回
路４とドライバ群５の間にスイッチ素子選択回路７が設
けられているため、パルス制御回路４から出力されたパ
ルスは、まずスイッチ素子選択回路７へ入力される。こ
の回路は出力電圧に応じてスイッチ素子２１および２２
から動作すべき１つのスイッチ素子を選択するものであ
る。スイッチ素子選択回路７は後述する新たな電圧Ｖｘ
を基準として、出力電圧ＶｏｕｔがＶｘ以上であればス
イッチ素子２１を選択し、そうでなければスイッチ素子
２２を選択する。これは、オン抵抗が小さいスイッチ素
子２１を高出力電圧域に、寄生容量の小さいスイッチ素
子２２を低出力電圧域に、それぞれ択一的に使用するた
めの配慮である。スイッチ素子選択回路によって選択さ
れたスイッチ素子が動作する様子は従来例と同様であ
る。ここで注意すべきは、このスイッチ素子選択回路７
の機能がスイッチ素子の選択だけにあり、実際に選択さ
れたスイッチ素子のオン、オフを決めるパルス波形自体
には何等影響しないことである。
路４とドライバ群５の間にスイッチ素子選択回路７が設
けられているため、パルス制御回路４から出力されたパ
ルスは、まずスイッチ素子選択回路７へ入力される。こ
の回路は出力電圧に応じてスイッチ素子２１および２２
から動作すべき１つのスイッチ素子を選択するものであ
る。スイッチ素子選択回路７は後述する新たな電圧Ｖｘ
を基準として、出力電圧ＶｏｕｔがＶｘ以上であればス
イッチ素子２１を選択し、そうでなければスイッチ素子
２２を選択する。これは、オン抵抗が小さいスイッチ素
子２１を高出力電圧域に、寄生容量の小さいスイッチ素
子２２を低出力電圧域に、それぞれ択一的に使用するた
めの配慮である。スイッチ素子選択回路によって選択さ
れたスイッチ素子が動作する様子は従来例と同様であ
る。ここで注意すべきは、このスイッチ素子選択回路７
の機能がスイッチ素子の選択だけにあり、実際に選択さ
れたスイッチ素子のオン、オフを決めるパルス波形自体
には何等影響しないことである。
【００３０】スイッチ素子選択回路７の出力は、それぞ
れスイッチ素子２１、２２を駆動するドライバ５１、５
２へと接続される。いま仮にスイッチ素子２１が選択さ
れているとすれば、スイッチ素子選択回路７は、パルス
制御回路４で生成されたパルスをドライバ５１のみに伝
搬してスイッチ素子２１をチョッピング動作させつつ、
スイッチ素子２２をオフ状態に置く。スイッチ素子２１
が動作する様子は従来例で説明した通りである。
れスイッチ素子２１、２２を駆動するドライバ５１、５
２へと接続される。いま仮にスイッチ素子２１が選択さ
れているとすれば、スイッチ素子選択回路７は、パルス
制御回路４で生成されたパルスをドライバ５１のみに伝
搬してスイッチ素子２１をチョッピング動作させつつ、
スイッチ素子２２をオフ状態に置く。スイッチ素子２１
が動作する様子は従来例で説明した通りである。
【００３１】ここで、スイッチ素子２１、２２を切り替
えるべき電圧Ｖｘの決定方法と、切り替えによる効果
を、図２および図３によって説明する。
えるべき電圧Ｖｘの決定方法と、切り替えによる効果
を、図２および図３によって説明する。
【００３２】図２は、仮にスイッチ素子２１、２２をそ
れぞれ単独で用いた場合、電源装置が示す出力電圧−効
率特性を表した図である。図２において、スイッチ素子
２１のみを用いた電源装置では、出力電圧−効率特性の
曲線は曲線１を、またスイッチ素子２２のみを用いた電
源装置では曲線２をたどるものとする。このとき両曲線
の交点の電圧をもって、切り替え電圧Ｖｘと決定する。
この図は、スイッチ素子２１を用いた場合は高出力電圧
域で高効率となるものの、低出力電圧域では低効率とな
り、スイッチ素子２２を用いた場合はその特性が逆にな
ることを示している。
れぞれ単独で用いた場合、電源装置が示す出力電圧−効
率特性を表した図である。図２において、スイッチ素子
２１のみを用いた電源装置では、出力電圧−効率特性の
曲線は曲線１を、またスイッチ素子２２のみを用いた電
源装置では曲線２をたどるものとする。このとき両曲線
の交点の電圧をもって、切り替え電圧Ｖｘと決定する。
この図は、スイッチ素子２１を用いた場合は高出力電圧
域で高効率となるものの、低出力電圧域では低効率とな
り、スイッチ素子２２を用いた場合はその特性が逆にな
ることを示している。
【００３３】ここで本実施例のスイッチ素子選択回路７
は、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさがＶｘ以上（高出力電圧
域）ならばスイッチ素子２１を、またＶｏｕｔがＶｘ未
満（低出力電圧域）ならばスイッチ素子２２を選択する
よう調整されているため、高出力電圧域においてはスイ
ッチ素子２１が、また低出力電圧域においてはスイッチ
素子２２が、それぞれ択一的に動作する。従って本実施
例による電源装置の出力電圧−効率特性の曲線は図３に
示す実線となり、出力電圧の低域から高域に至るまで、
効率のよい電源装置が実現されるのである。
は、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさがＶｘ以上（高出力電圧
域）ならばスイッチ素子２１を、またＶｏｕｔがＶｘ未
満（低出力電圧域）ならばスイッチ素子２２を選択する
よう調整されているため、高出力電圧域においてはスイ
ッチ素子２１が、また低出力電圧域においてはスイッチ
素子２２が、それぞれ択一的に動作する。従って本実施
例による電源装置の出力電圧−効率特性の曲線は図３に
示す実線となり、出力電圧の低域から高域に至るまで、
効率のよい電源装置が実現されるのである。
【００３４】なお、出力電圧が切り替え電圧Ｖｘ付近に
ある場合、切換えが頻繁に生じて動作が不安定になる可
能性があるが、その場合はスイッチ素子選択回路にヒス
テリシス特性を与え、安定動作をさせればよい。
ある場合、切換えが頻繁に生じて動作が不安定になる可
能性があるが、その場合はスイッチ素子選択回路にヒス
テリシス特性を与え、安定動作をさせればよい。
【００３５】実施例２．次に、実施例１における出力電
圧を基準電圧により精度良く一致させるために、実施例
１にフィードバック制御を追加した第二の実施例を説明
する。図４は本実施例の電源装置の回路構成を示したも
ので、誤差電圧増幅回路６を追加した構成となる。
圧を基準電圧により精度良く一致させるために、実施例
１にフィードバック制御を追加した第二の実施例を説明
する。図４は本実施例の電源装置の回路構成を示したも
ので、誤差電圧増幅回路６を追加した構成となる。
【００３６】つぎに、出力電圧を基準電圧に一致させる
ための構成を説明する。
ための構成を説明する。
【００３７】出力電圧Ｖｏｕｔは、まず誤差電圧増幅回
路６に入力される。この回路によって従来例通り補正基
準電圧Ｖｒ’が生成され、この補正基準電圧Ｖｒ’がパ
ルス制御回路４へと入力される。このパルス制御回路４
は、補正基準電圧Ｖｒ’が大きいほど出力パルスのオン
比率を増加させ、逆の場合は減少させるものである。
路６に入力される。この回路によって従来例通り補正基
準電圧Ｖｒ’が生成され、この補正基準電圧Ｖｒ’がパ
ルス制御回路４へと入力される。このパルス制御回路４
は、補正基準電圧Ｖｒ’が大きいほど出力パルスのオン
比率を増加させ、逆の場合は減少させるものである。
【００３８】本実施例では実施例１と同様に、パルス制
御回路４とドライバ群５の間にスイッチ素子選択回路７
が設けられているため、パルス制御回路４から出力され
たパルスは、まずスイッチ素子選択回路７へ入力され
る。この回路は出力電圧に応じてスイッチ素子２１およ
び２２から動作すべき１つのスイッチ素子群２を選択す
るものである。スイッチ素子選択回路７は切り換え電圧
Ｖｘを基準として、出力電圧ＶｏｕｔがＶｘ以上であれ
ばスイッチ素子２１を選択し、そうでなければスイッチ
素子２２を選択する。これは、実施例１と同様にオン抵
抗が小さいスイッチ素子２１を高出力電圧域に、寄生容
量の小さいスイッチ素子２２を低出力電圧域に、それぞ
れ択一的に使用するための配慮である。スイッチ素子選
択回路７によって選択されたスイッチ素子が動作する様
子は従来例と同様である。
御回路４とドライバ群５の間にスイッチ素子選択回路７
が設けられているため、パルス制御回路４から出力され
たパルスは、まずスイッチ素子選択回路７へ入力され
る。この回路は出力電圧に応じてスイッチ素子２１およ
び２２から動作すべき１つのスイッチ素子群２を選択す
るものである。スイッチ素子選択回路７は切り換え電圧
Ｖｘを基準として、出力電圧ＶｏｕｔがＶｘ以上であれ
ばスイッチ素子２１を選択し、そうでなければスイッチ
素子２２を選択する。これは、実施例１と同様にオン抵
抗が小さいスイッチ素子２１を高出力電圧域に、寄生容
量の小さいスイッチ素子２２を低出力電圧域に、それぞ
れ択一的に使用するための配慮である。スイッチ素子選
択回路７によって選択されたスイッチ素子が動作する様
子は従来例と同様である。
【００３９】実施例３．次に本発明の第三の実施例につ
いて説明する。図５は本実施例の電源装置の回路構成を
示したもので、第二の実施例で２個としたスイッチ素子
の個数を３個以上としたものである。本実施例も第二の
実施例同様の構成を有するが、スイッチ素子群２が３個
以上のスイッチ素子２１〜２ｎ（ｎ≧３）によって、ま
たドライバ群５が３個以上のドライバ５１〜５ｎによっ
て構成される点でのみ異なる。また本実施例におけるス
イッチ素子２１〜２ｎそれぞれのオン抵抗Ｒ１〜Ｒｎ、
および寄生容量Ｃ１〜Ｃｎには、 Ｒ１＜Ｒ２＜・・・＜Ｒｎ Ｃ１＞Ｃ２＞・・・＞Ｃｎ なる関係があるものとする。
いて説明する。図５は本実施例の電源装置の回路構成を
示したもので、第二の実施例で２個としたスイッチ素子
の個数を３個以上としたものである。本実施例も第二の
実施例同様の構成を有するが、スイッチ素子群２が３個
以上のスイッチ素子２１〜２ｎ（ｎ≧３）によって、ま
たドライバ群５が３個以上のドライバ５１〜５ｎによっ
て構成される点でのみ異なる。また本実施例におけるス
イッチ素子２１〜２ｎそれぞれのオン抵抗Ｒ１〜Ｒｎ、
および寄生容量Ｃ１〜Ｃｎには、 Ｒ１＜Ｒ２＜・・・＜Ｒｎ Ｃ１＞Ｃ２＞・・・＞Ｃｎ なる関係があるものとする。
【００４０】図６は、仮にスイッチ素子２１〜２ｎをそ
れぞれ単独で用いた場合、電源装置が示す出力電圧−効
率特性を表した図である。図６において、スイッチ素子
２１のみを用いた電源装置では、出力電圧−効率特性の
曲線は曲線１を、スイッチ素子２２のみを用いた電源装
置では曲線２をたどるものとし、以下同様に、スイッチ
素子２ｎのみを用いた電源装置では曲線ｎをたどるもの
とする。また曲線１と曲線２の交点の電圧をＶｘ１、曲
線２と曲線３の交点の電圧をＶｘ２とし、以下同様に曲
線ｎ−１と曲線ｎの交点の電圧をＶｘｎ−１とする。こ
の図は、スイッチ素子２ｋ（ｋ＝１、２、・・・、ｎ）
を用いた場合、ｋが大きくなるほど高出力電圧域で低効
率となるものの、低出力電圧域では高効率となることを
示している。ここでスイッチ素子選択回路７は出力電圧
Ｖｏｕｔの値に従ってそれぞれ、 なるドライバを選択するものとする。
れぞれ単独で用いた場合、電源装置が示す出力電圧−効
率特性を表した図である。図６において、スイッチ素子
２１のみを用いた電源装置では、出力電圧−効率特性の
曲線は曲線１を、スイッチ素子２２のみを用いた電源装
置では曲線２をたどるものとし、以下同様に、スイッチ
素子２ｎのみを用いた電源装置では曲線ｎをたどるもの
とする。また曲線１と曲線２の交点の電圧をＶｘ１、曲
線２と曲線３の交点の電圧をＶｘ２とし、以下同様に曲
線ｎ−１と曲線ｎの交点の電圧をＶｘｎ−１とする。こ
の図は、スイッチ素子２ｋ（ｋ＝１、２、・・・、ｎ）
を用いた場合、ｋが大きくなるほど高出力電圧域で低効
率となるものの、低出力電圧域では高効率となることを
示している。ここでスイッチ素子選択回路７は出力電圧
Ｖｏｕｔの値に従ってそれぞれ、 なるドライバを選択するものとする。
【００４１】以上の構成における動作を説明する。
【００４２】本実施例の電源装置においても、従来例同
様、パルス制御回路４が基準電圧Ｖｒに一致した出力電
圧Ｖｏｕｔを出力させるべきパルスを発生する。この
際、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさがＶｘ１以上なら、スイ
ッチ素子選択回路７がドライバ５１を選択するため、こ
のドライバ５１がパルス制御回路４で生成されたパルス
に従ってスイッチ素子２１をスイッチングさせる。また
ＶｏｕｔがＶｘ１未満だがＶｘ２以上ならばスイッチ素
子２２を選択し、以下同様に、オン抵抗が大きくなる順
にスイッチ素子を切り換えていく。この結果、本実施例
の電源装置の出力電圧−効率特性は図７の実線をたど
り、低域から高域に至るまで、第一の実施例よりもさら
に効率のよい電源装置が実現される。
様、パルス制御回路４が基準電圧Ｖｒに一致した出力電
圧Ｖｏｕｔを出力させるべきパルスを発生する。この
際、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさがＶｘ１以上なら、スイ
ッチ素子選択回路７がドライバ５１を選択するため、こ
のドライバ５１がパルス制御回路４で生成されたパルス
に従ってスイッチ素子２１をスイッチングさせる。また
ＶｏｕｔがＶｘ１未満だがＶｘ２以上ならばスイッチ素
子２２を選択し、以下同様に、オン抵抗が大きくなる順
にスイッチ素子を切り換えていく。この結果、本実施例
の電源装置の出力電圧−効率特性は図７の実線をたど
り、低域から高域に至るまで、第一の実施例よりもさら
に効率のよい電源装置が実現される。
【００４３】実施例４．次に本発明の第四の実施例につ
いて説明する。図８は本実施例の回路構成を示したもの
で、先の実施例３とは、複数のスイッチ素子２１〜２ｎ
の選択方法、および複数のスイッチ素子２１〜２ｎがす
べて同じ特性である点で異なる。
いて説明する。図８は本実施例の回路構成を示したもの
で、先の実施例３とは、複数のスイッチ素子２１〜２ｎ
の選択方法、および複数のスイッチ素子２１〜２ｎがす
べて同じ特性である点で異なる。
【００４４】図９の曲線１，２，…，ｍ，…，ｎは、各
々１個、２個、…、ｍ個、…、ｎ個のスイッチ素子を用
いた場合の特性である。ここで、曲線１と曲線２の交点
の電圧をＶｘ１、曲線２と曲線３の交点の電圧をＶｘ２
とし、以下同様に曲線ｎ−１と曲線ｎの交点の電圧をＶ
ｘｎ−１とする。本実施例では、以下の関係式に従って
選択動作させるスイッチ素子（ドライバ）の個数を決定
する。
々１個、２個、…、ｍ個、…、ｎ個のスイッチ素子を用
いた場合の特性である。ここで、曲線１と曲線２の交点
の電圧をＶｘ１、曲線２と曲線３の交点の電圧をＶｘ２
とし、以下同様に曲線ｎ−１と曲線ｎの交点の電圧をＶ
ｘｎ−１とする。本実施例では、以下の関係式に従って
選択動作させるスイッチ素子（ドライバ）の個数を決定
する。
【００４５】
以上の構成における動作を説明する。
【００４６】出力電圧Ｖｏｕｔの大きさがＶｘｎ−１以
上なら、スイッチ素子選択回路７がｎ個のドライバ５
１，５２，…，５ｎのすべてを選択するため、これらｎ
個のドライバ５１，…，５ｎがパルス制御回路４で生成
されたパルスに従ってｎ個のスイッチ素子２１，…，２
ｎをスイッチングさせる。またＶｏｕｔがＶｘｎ−１未
満だがＶｘｎ−２以上ならば、ｎ−１個のスイッチ素子
を選択し、以下同様に、ｎ−２個，…，ｍ個、…，１個
のスイッチ素子を選択していく。この結果本実施例の出
力電圧−効率特性は図１０の実線をたどり、低域から高
域に至るまで、第二の実施例と同様、第一の実施例より
もさらに効率の良い電源装置が得られる。
上なら、スイッチ素子選択回路７がｎ個のドライバ５
１，５２，…，５ｎのすべてを選択するため、これらｎ
個のドライバ５１，…，５ｎがパルス制御回路４で生成
されたパルスに従ってｎ個のスイッチ素子２１，…，２
ｎをスイッチングさせる。またＶｏｕｔがＶｘｎ−１未
満だがＶｘｎ−２以上ならば、ｎ−１個のスイッチ素子
を選択し、以下同様に、ｎ−２個，…，ｍ個、…，１個
のスイッチ素子を選択していく。この結果本実施例の出
力電圧−効率特性は図１０の実線をたどり、低域から高
域に至るまで、第二の実施例と同様、第一の実施例より
もさらに効率の良い電源装置が得られる。
【００４７】なお、本実施例では、ｎ個のスイッチ素子
全てが同じ特性と仮定したが、実際には同じ特性である
必要はない。この場合は、各スイッチ素子の出力電圧−
効率特性から最適の組合せでスイッチを選択すればよ
い。
全てが同じ特性と仮定したが、実際には同じ特性である
必要はない。この場合は、各スイッチ素子の出力電圧−
効率特性から最適の組合せでスイッチを選択すればよ
い。
【００４８】また、第一、第二、第三、第四実施例とも
降圧形の電源装置を示したが、本発明は昇圧形、昇降圧
形などの電源装置にも適用することが可能である。切り
替え電圧Ｖｘ決定の方法も、第一、第二、第三、第四実
施例に示す方法に限る必要はない。Ｖｘを外部から調節
できるようにすれば、実験等によって最適の値が設定で
きるため、さらに実用的な電源装置が提供される。さら
に、第一、第二、第三、第四実施例ともスイッチ素子の
切り換えを出力電圧に対して行ったが、これは基準電圧
に対して行ってもよく、出力電力又は出力電流に対して
行っても同様の効果がある。
降圧形の電源装置を示したが、本発明は昇圧形、昇降圧
形などの電源装置にも適用することが可能である。切り
替え電圧Ｖｘ決定の方法も、第一、第二、第三、第四実
施例に示す方法に限る必要はない。Ｖｘを外部から調節
できるようにすれば、実験等によって最適の値が設定で
きるため、さらに実用的な電源装置が提供される。さら
に、第一、第二、第三、第四実施例ともスイッチ素子の
切り換えを出力電圧に対して行ったが、これは基準電圧
に対して行ってもよく、出力電力又は出力電流に対して
行っても同様の効果がある。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電源装置に
よれば、スイッチ素子群に含まれる複数のスイッチ素子
から、出力電圧等に応じてスイッチ素子選択回路が最適
のスイッチ素子を選択するため、基準電圧が変化した場
合であっても高い電源効率を保つことができる。この
際、スイッチ素子選択回路が出力電圧等に応じてスイッ
チ素子群から異なる個数、または特性の異なるスイッチ
素子を選択するため、選択するスイッチ素子の組合せに
よって、出力電圧等の低域から高域に至るまで、非常に
高い電源効率を実現することができる。これらの結果、
本発明の電源装置をバッテリ駆動の携帯機器等に使用す
ると、従来の電源装置に比べて、バッテリ動作時間の大
幅な改善が可能となる。
よれば、スイッチ素子群に含まれる複数のスイッチ素子
から、出力電圧等に応じてスイッチ素子選択回路が最適
のスイッチ素子を選択するため、基準電圧が変化した場
合であっても高い電源効率を保つことができる。この
際、スイッチ素子選択回路が出力電圧等に応じてスイッ
チ素子群から異なる個数、または特性の異なるスイッチ
素子を選択するため、選択するスイッチ素子の組合せに
よって、出力電圧等の低域から高域に至るまで、非常に
高い電源効率を実現することができる。これらの結果、
本発明の電源装置をバッテリ駆動の携帯機器等に使用す
ると、従来の電源装置に比べて、バッテリ動作時間の大
幅な改善が可能となる。
【図１】本発明の第一実施例に係る電源装置の回路構成
図である。
図である。
【図２】スイッチ素子２１、２２を単独で用いた場合、
電源装置が示す出力電圧−効率特性図である。
電源装置が示す出力電圧−効率特性図である。
【図３】本発明の第一実施例に係る電源装置の出力電圧
−効率特性図である。
−効率特性図である。
【図４】本発明の第二実施例に係る電源装置の回路構成
図である。
図である。
【図５】本発明の第三実施例に係る電源装置の回路構成
図である。
図である。
【図６】スイッチ素子２１〜２ｎを単独で用いた場合、
電源装置が示す出力電圧−効率特性図である。
電源装置が示す出力電圧−効率特性図である。
【図７】本発明の第三実施例に係る電源装置の出力電圧
−効率特性図である。
−効率特性図である。
【図８】本発明の第四実施例に係る電源装置の回路構成
図である。
図である。
【図９】ｍ個（１≦ｍ≦ｎ）のスイッチ素子を並列動作
させたとき電源装置が示す出力電圧−効率特性図であ
る。
させたとき電源装置が示す出力電圧−効率特性図であ
る。
【図１０】本発明の第四実施例に係る電源装置の出力電
圧−効率特性図である。
圧−効率特性図である。
【図１１】従来のスイッチング電源装置の基本回路構成
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図１２】図１の電源装置における各部の動作波形を示
す図である。
す図である。
【図１３】一般的な出力可変電源装置の動作概念図であ
る。
る。
【図１４】図１の電源装置にフィードバックを追加した
電源装置を示す図である。
電源装置を示す図である。
【図１５】スイッチ素子によってチョッピングされた電
圧の波形を示す図である。
圧の波形を示す図である。
２ スイッチ素子群
２１〜２ｎ スイッチ素子
３ 平滑回路
４ パルス制御装置
７ スイッチ素子選択回路
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平２−74152（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−250052（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−219735（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−216514（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/155
Claims (3)
- 【請求項１】 基準電圧に追従した出力電圧を得る出力
可変型の電源装置であって、 基準電圧に応じて必要な幅のパルスを発生するパルス制
御回路と、 パルス制御回路の発生するパルスに従ってスイッチング
動作し、入力電圧をチョッピングしてパルス電圧を生成
する並列接続された複数のスイッチ素子を含むスイッチ
素子群と、 出力すべき電圧、電流又は電力に応じて、出力すべき出
力電圧が、各スイッチ素子の電源効率に基づいて定めら
れた切り替え電圧より大きい場合は、オン抵抗を低下す
ることを優先させ、出力すべき出力電圧が前記切り替え
電圧より小さい場合は、寄生容量を低下することを優先
させて、スイッチ素子群から電源効率を最大にするスイ
ッチ素子を選択して動作させるスイッチ素子選択回路
と、 スイッチ素子選択回路が選択したスイッチ素子によって
生成されたパルス電圧を平滑し、所望の出力電圧を生成
する平滑回路と、 を備えることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電源装置において、 前記スイッチ素子選択回路は、出力すべき電圧、電流又
は電力に応じて、出力すべき出力電圧が、各スイッチ素
子の電源効率に基づいて定められた切り替え電圧より大
きい場合は、オン抵抗を低下することを優先させ、出力
すべき出力電圧が前記切り替え電圧より小さい場合は、
寄生容量を低下することを優先させて、前記スイッチ素
子群から異なる個数のスイッチ素子を選択することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の電源装置において、 前記スイッチ素子群は、特性の異なるスイッチ素子を含
み、 前記スイッチ素子選択回路は、出力すべき電圧、電流又
は電力に応じて、出力すべき出力電圧が、各スイッチ素
子の電源効率に基づいて定められた切り替え電圧より大
きい場合は、オン抵抗を低下することを優先させ、出力
すべき出力電圧が前記切り替え電圧より小さい場合は、
寄生容量を低下することを優先させて、前記スイッチ素
子群から特性の異なるスイッチ素子を選択することを特
徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14498894A JP3438330B2 (ja) | 1994-06-27 | 1994-06-27 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14498894A JP3438330B2 (ja) | 1994-06-27 | 1994-06-27 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0819250A JPH0819250A (ja) | 1996-01-19 |
| JP3438330B2 true JP3438330B2 (ja) | 2003-08-18 |
Family
ID=15374871
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14498894A Expired - Fee Related JP3438330B2 (ja) | 1994-06-27 | 1994-06-27 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3438330B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7915878B2 (en) | 2007-06-27 | 2011-03-29 | Renesas Electronics Corporation | Switching regulator and method of converting DC voltage |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997044884A1 (fr) * | 1996-05-21 | 1997-11-27 | Hitachi, Ltd. | Circuit d'alimentation a decoupage |
| JP2001211641A (ja) * | 2000-01-20 | 2001-08-03 | Nec Corp | 電源回路 |
| JP4734741B2 (ja) * | 2001-03-27 | 2011-07-27 | パナソニック株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2002300774A (ja) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Seiko Instruments Inc | スイッチング・レギュレータ制御回路 |
| JP2002315317A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Fuji Electric Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのスイッチングノイズ低減方法 |
| KR100981518B1 (ko) * | 2004-12-15 | 2010-09-10 | 현대자동차주식회사 | 암전류를 방지하는 직류전압 변환회로 |
| JP2008130950A (ja) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Denso Corp | 半導体装置 |
| JP2008306887A (ja) * | 2007-06-11 | 2008-12-18 | Denso Corp | スイッチングレギュレータ |
| JP5169053B2 (ja) * | 2007-07-25 | 2013-03-27 | 株式会社デンソー | 半導体装置 |
| JP2010051114A (ja) * | 2008-08-22 | 2010-03-04 | Ricoh Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP5250895B2 (ja) * | 2009-01-22 | 2013-07-31 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
| JP5464323B2 (ja) * | 2009-05-27 | 2014-04-09 | トヨタ自動車株式会社 | コンバータ制御装置 |
| WO2010140255A1 (ja) * | 2009-06-05 | 2010-12-09 | トヨタ自動車株式会社 | コンバータ制御装置 |
| WO2011155295A1 (en) * | 2010-06-10 | 2011-12-15 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Dc/dc converter, power supply circuit, and semiconductor device |
| JP6245135B2 (ja) * | 2014-10-20 | 2017-12-13 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 通電制御装置 |
| CN112511005B (zh) * | 2021-02-03 | 2021-06-01 | 深圳市正浩创新科技有限公司 | 双向dc/dc变换器及储能系统 |
-
1994
- 1994-06-27 JP JP14498894A patent/JP3438330B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7915878B2 (en) | 2007-06-27 | 2011-03-29 | Renesas Electronics Corporation | Switching regulator and method of converting DC voltage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0819250A (ja) | 1996-01-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3438330B2 (ja) | 電源装置 | |
| US7375992B2 (en) | Switched-capacitor regulators | |
| US6489756B2 (en) | DC-DC converter with switchable control mode | |
| CN103152022B (zh) | 减小功耗的mosfet 栅极驱动器 | |
| USRE44180E1 (en) | Synchronous buck DC/DC converter to perform an improved switching operation by adjusting variable resistor | |
| JP2003009515A (ja) | 電源システム | |
| US20060097710A1 (en) | Current sensing circuitry for DC-DC converters | |
| CN112363561B (zh) | 线性稳压器以及线性稳压器软启动的方法 | |
| US20040189273A1 (en) | Switching power supply, and method and circuit for regulating output of the same | |
| JP4548100B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US6853170B2 (en) | DC-DC converter and DC-DC converter drive circuit | |
| WO2016101209A1 (en) | Current sense controller for a dc-to-dc converter | |
| US7397305B2 (en) | High output power amplifier with adjustable voltage transformation ratio of transformer | |
| JPH08149804A (ja) | スイッチングレギュレータ方式の電源回路 | |
| JP3623934B2 (ja) | 昇降圧コンバータ | |
| JP4934442B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002315317A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのスイッチングノイズ低減方法 | |
| TWI844134B (zh) | 切換式電源轉換器及其轉換控制電路 | |
| JP5864193B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2001159922A (ja) | 電圧レギュレータ回路 | |
| CN109189138B (zh) | 一种降压调节电路 | |
| JPWO2006115223A1 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3239577B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP4748432B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH09331673A (ja) | 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090613 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100613 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100613 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110613 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |