JP3404538B2 - 位相検出用フィルタ回路 - Google Patents
位相検出用フィルタ回路Info
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- JP3404538B2 JP3404538B2 JP12323297A JP12323297A JP3404538B2 JP 3404538 B2 JP3404538 B2 JP 3404538B2 JP 12323297 A JP12323297 A JP 12323297A JP 12323297 A JP12323297 A JP 12323297A JP 3404538 B2 JP3404538 B2 JP 3404538B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コンバータ、イン
バータ等の電力変換装置に入出力する交流電圧、交流電
流の基本波成分を検出する位相検出用フィルタ回路に関
する。
バータ等の電力変換装置に入出力する交流電圧、交流電
流の基本波成分を検出する位相検出用フィルタ回路に関
する。
【０００２】
【従来技術】コンバータ、インバータ等の電力変換装置
を制御する場合、コンバータにおいては入力の、インバ
ータにおいては出力の交流電圧や交流電流の基本波成分
の実効値や位相を正確に取り込む必要がある。しかしな
がら、これらの交流電圧や交流電流には、コンバータな
いしはインバータのスイッチングによって発生する高調
波成分が含まれるため、基本波成分のみを位相の遅れな
く検出できるフィルタが必要となる。例えば、鉄道車両
用コンバータにおいては、交流架線電圧の周期を正確に
取り込むために、図４に示すオットーフィルタと呼ばれ
るフィルタが用いられる。図４では、リアクトルＬ１，
コンデンサＣ１およびＣ２を直列接続した回路に交流電
源電圧を加え、Ｃ２と並列にリアクトルＬ２と抵抗器Ｒ
を直列接続した回路を接続し、抵抗器Ｒの両端の電圧を
出力電圧とする。このフィルタは、フィルタを構成する
コンデンサの容量Ｃ１，Ｃ２、リアクトルのインダクタ
ンス分Ｌ１，Ｌ２および抵抗値Ｒを必要とする周波数
（ここでは、交流架線電圧の周波数）の基本波成分のフ
ィルタへの入力ｖｉｎとフィルタの出力ｖｏｕｔの位相
が零となるように設計する。特に、入出力の位相に大き
く影響するのはＣ１，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２の値である。
を制御する場合、コンバータにおいては入力の、インバ
ータにおいては出力の交流電圧や交流電流の基本波成分
の実効値や位相を正確に取り込む必要がある。しかしな
がら、これらの交流電圧や交流電流には、コンバータな
いしはインバータのスイッチングによって発生する高調
波成分が含まれるため、基本波成分のみを位相の遅れな
く検出できるフィルタが必要となる。例えば、鉄道車両
用コンバータにおいては、交流架線電圧の周期を正確に
取り込むために、図４に示すオットーフィルタと呼ばれ
るフィルタが用いられる。図４では、リアクトルＬ１，
コンデンサＣ１およびＣ２を直列接続した回路に交流電
源電圧を加え、Ｃ２と並列にリアクトルＬ２と抵抗器Ｒ
を直列接続した回路を接続し、抵抗器Ｒの両端の電圧を
出力電圧とする。このフィルタは、フィルタを構成する
コンデンサの容量Ｃ１，Ｃ２、リアクトルのインダクタ
ンス分Ｌ１，Ｌ２および抵抗値Ｒを必要とする周波数
（ここでは、交流架線電圧の周波数）の基本波成分のフ
ィルタへの入力ｖｉｎとフィルタの出力ｖｏｕｔの位相
が零となるように設計する。特に、入出力の位相に大き
く影響するのはＣ１，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２の値である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常、
Ｃ１，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２には数％〜十数％の誤差があ
り、必要とする周波数のフィルタの入力とフィルタの出
力の位相が設計通りに零にならないことが普通である。
このような事態を見越して、通常はＣ１としてコンデン
サＣ１１〜Ｃ１ｎを複数並列接続して構成し、並列接続
するコンデンサの組み合わせを替えることによってコン
デンサ容量を調整し、フィルタの入力とフィルタの出力
の位相が零となる様に調整している。このため、必要以
上に多くのコンデンサが必要になり、生産コストが増加
し、装置が大型化し、重量が増し、調整に時間がかかる
等の問題が発生する。また、Ｃ１は、連続的に変化させ
ることができないので、Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２といった他の
要素の値によっては、フィルタの入出力の位相を零に調
整できない、という問題が発生する。
Ｃ１，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２には数％〜十数％の誤差があ
り、必要とする周波数のフィルタの入力とフィルタの出
力の位相が設計通りに零にならないことが普通である。
このような事態を見越して、通常はＣ１としてコンデン
サＣ１１〜Ｃ１ｎを複数並列接続して構成し、並列接続
するコンデンサの組み合わせを替えることによってコン
デンサ容量を調整し、フィルタの入力とフィルタの出力
の位相が零となる様に調整している。このため、必要以
上に多くのコンデンサが必要になり、生産コストが増加
し、装置が大型化し、重量が増し、調整に時間がかかる
等の問題が発生する。また、Ｃ１は、連続的に変化させ
ることができないので、Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２といった他の
要素の値によっては、フィルタの入出力の位相を零に調
整できない、という問題が発生する。
【０００４】本発明の課題は、位相検出用フィルタ回路
の小型・軽量化および低コスト化を図ると共に、信頼性
を高め、調整を簡素化することにある。
の小型・軽量化および低コスト化を図ると共に、信頼性
を高め、調整を簡素化することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、抵抗、コンデンサ、リアクトルによって構成され、
電源の基本波位相を検出するフィルタと同等の入出力特
性を有するフィルタ回路であって、積分機能を有する電
子回路および加算機能を有する電子回路によってのみ構
成する。ここで、積分機能および加算機能を有する電子
回路はオペアンプによって構成する。
に、抵抗、コンデンサ、リアクトルによって構成され、
電源の基本波位相を検出するフィルタと同等の入出力特
性を有するフィルタ回路であって、積分機能を有する電
子回路および加算機能を有する電子回路によってのみ構
成する。ここで、積分機能および加算機能を有する電子
回路はオペアンプによって構成する。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、交流電圧を直流に変換するコ
ンバータの構成を示す。図１において、交流電源１から
リアクトル等のリアクタンス要素２を介して、ＧＴＯや
ＩＧＢＴ等のスイッチング素子によって構成されるコン
バータ３が接続される。コンバータ３は、交流電源１を
入力し、交流電源１の基本波位相を検出する位相検出器
４から交流電源１の位相を得て、リアクタンス要素２を
流れる電流の制御を行う。コンバータ３の制御を行うた
めには、交流電源１の位相を正確に検出する必要がある
が、交流電源１には、交流電源１が理想電圧源でない限
り、内部インピーダンスが内在し、コンバータ３を構成
するスイッチング素子のスイッチングよって発生する高
調波が含まれる。このため、基本波成分の位相を正確に
検出できるフィルタが必要となる。
用いて説明する。図１は、交流電圧を直流に変換するコ
ンバータの構成を示す。図１において、交流電源１から
リアクトル等のリアクタンス要素２を介して、ＧＴＯや
ＩＧＢＴ等のスイッチング素子によって構成されるコン
バータ３が接続される。コンバータ３は、交流電源１を
入力し、交流電源１の基本波位相を検出する位相検出器
４から交流電源１の位相を得て、リアクタンス要素２を
流れる電流の制御を行う。コンバータ３の制御を行うた
めには、交流電源１の位相を正確に検出する必要がある
が、交流電源１には、交流電源１が理想電圧源でない限
り、内部インピーダンスが内在し、コンバータ３を構成
するスイッチング素子のスイッチングよって発生する高
調波が含まれる。このため、基本波成分の位相を正確に
検出できるフィルタが必要となる。
【０００７】このようなフィルタの一例として、前述し
た図４に示すオットーフィルタと呼ばれる一種のバンド
パスフィルタがある。しかし、図４のオットーフィルタ
では、前述したような問題を有する。このような問題を
解決する方法として、フィルタを電子回路によって構成
し、コンデンサないしはリアクトルを模擬する要素の定
数を半固定抵抗器等に置き換えることにより、また、デ
ジタル処理、ソフトフィルタにおいては、フィルタ定数
を変更することによって、必要とする位相特性を得るこ
とが容易に可能となる。ここでは、オペアンプを用いた
電子回路を例にとって説明する。
た図４に示すオットーフィルタと呼ばれる一種のバンド
パスフィルタがある。しかし、図４のオットーフィルタ
では、前述したような問題を有する。このような問題を
解決する方法として、フィルタを電子回路によって構成
し、コンデンサないしはリアクトルを模擬する要素の定
数を半固定抵抗器等に置き換えることにより、また、デ
ジタル処理、ソフトフィルタにおいては、フィルタ定数
を変更することによって、必要とする位相特性を得るこ
とが容易に可能となる。ここでは、オペアンプを用いた
電子回路を例にとって説明する。
【０００８】図５に、図４のフィルタと同じ入出力特性
を持つフィルタをオペアンプによって構成した回路図を
示す。図５の回路では、オペアンプｏｐ５１によつて、
入力信号ｖｉｎと、後述するｏｐ５３の出力でＬ１の電
圧（極性は逆）を模擬する−ｖｌ１と、ｏｐ５５の出力
でＣ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２を加算、
反転増幅し、Ｃ１の電圧を模擬する−ｖｃ１（極性は
逆）を得る。ｏｐ５２では、ｏｐ５１の出力−ｖｃ１を
微分し、入力端−Ｌ１−Ｃ１−Ｃ２を流れる電流を模擬
するｉ１を得る。なお、ｏｐ５２では、半固定抵抗器ｖ
ｒ５２によって微分係数を連続的に変更できる。この微
分係数は図４のフィルタのＣ１のコンデンサ容量に相当
し、ｖｒ５２を調整することによってＣ１を任意の値に
設定できるので、フィルタの特性を容易に変更すること
が可能となる。ｏｐ５２の出力ｉ１は、ｏｐ５３におい
て微分し、Ｌ１の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｌ１
を得て、前述したようにｏｐ５１に入力とすると共に、
ｉ１は、ｏｐ５４において後述するｏｐ５７の出力で、
Ｃ２−Ｌ２−Ｒを流れる電流（極性は逆）を模擬する−
ｉ２と加算し、ｏｐ５４の出力をｏｐ５５において積分
することでＣ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２
を得る。ｏｐ５５の出力−ｖｃ２は、前述したようにｏ
ｐ５１に入力すると共に、ｏｐ５６において、後述する
ｏｐ５８の出力で、Ｌ２の電圧を模擬するｖｌ２と加
算、反転増幅し、フィルタの出力となるｖｏｕｔを得
る。ｖｏｕｔは、ｏｐ５７において反転増幅し、−ｉ２
を得て、前述したようにｏｐ５４に入力すると共に、ｏ
ｐ５８において微分し、前述したようにｏｐ５６の入力
とする。このような構成とすることによって、図４のフ
ィルタと同じ特性を持つフィルタをオペアンプによって
構成することができる。回路中一部、信号の極性が反転
しているが、極性を反転したまま使用することにより、
オペアンプの数が増加することなく、フィルタを構成す
ることができる。コンデンサＣ１の定数を決定する抵抗
を半固定抵抗ｖｒ５２とすることによって、定数Ｃ１の
調整を容易に行うことができ、所要のフィルタ特性が得
られる。ところで、コンデンサおよびリアクトルを微分
要素で模擬すると、微分要素は、その特性からノイズを
増幅する作用がある。図５の回路は、ｏｐ５２，ｏｐ５
３，ｏｐ５８の３個の微分回路が含まれており、ノイズ
が微分回路で増幅されてしまうため、非常に不安定な信
頼性のないフィルタとなってしまう。
を持つフィルタをオペアンプによって構成した回路図を
示す。図５の回路では、オペアンプｏｐ５１によつて、
入力信号ｖｉｎと、後述するｏｐ５３の出力でＬ１の電
圧（極性は逆）を模擬する−ｖｌ１と、ｏｐ５５の出力
でＣ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２を加算、
反転増幅し、Ｃ１の電圧を模擬する−ｖｃ１（極性は
逆）を得る。ｏｐ５２では、ｏｐ５１の出力−ｖｃ１を
微分し、入力端−Ｌ１−Ｃ１−Ｃ２を流れる電流を模擬
するｉ１を得る。なお、ｏｐ５２では、半固定抵抗器ｖ
ｒ５２によって微分係数を連続的に変更できる。この微
分係数は図４のフィルタのＣ１のコンデンサ容量に相当
し、ｖｒ５２を調整することによってＣ１を任意の値に
設定できるので、フィルタの特性を容易に変更すること
が可能となる。ｏｐ５２の出力ｉ１は、ｏｐ５３におい
て微分し、Ｌ１の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｌ１
を得て、前述したようにｏｐ５１に入力とすると共に、
ｉ１は、ｏｐ５４において後述するｏｐ５７の出力で、
Ｃ２−Ｌ２−Ｒを流れる電流（極性は逆）を模擬する−
ｉ２と加算し、ｏｐ５４の出力をｏｐ５５において積分
することでＣ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２
を得る。ｏｐ５５の出力−ｖｃ２は、前述したようにｏ
ｐ５１に入力すると共に、ｏｐ５６において、後述する
ｏｐ５８の出力で、Ｌ２の電圧を模擬するｖｌ２と加
算、反転増幅し、フィルタの出力となるｖｏｕｔを得
る。ｖｏｕｔは、ｏｐ５７において反転増幅し、−ｉ２
を得て、前述したようにｏｐ５４に入力すると共に、ｏ
ｐ５８において微分し、前述したようにｏｐ５６の入力
とする。このような構成とすることによって、図４のフ
ィルタと同じ特性を持つフィルタをオペアンプによって
構成することができる。回路中一部、信号の極性が反転
しているが、極性を反転したまま使用することにより、
オペアンプの数が増加することなく、フィルタを構成す
ることができる。コンデンサＣ１の定数を決定する抵抗
を半固定抵抗ｖｒ５２とすることによって、定数Ｃ１の
調整を容易に行うことができ、所要のフィルタ特性が得
られる。ところで、コンデンサおよびリアクトルを微分
要素で模擬すると、微分要素は、その特性からノイズを
増幅する作用がある。図５の回路は、ｏｐ５２，ｏｐ５
３，ｏｐ５８の３個の微分回路が含まれており、ノイズ
が微分回路で増幅されてしまうため、非常に不安定な信
頼性のないフィルタとなってしまう。
【０００９】本発明では、このような問題を解消するた
め、フィルタを積分器および加算器のみで構成する。図
２は、本発明の一実施形態を示す。図２の回路では、オ
ペアンプｏｐ２１において、入力信号ｖｉｎから後述す
るｏｐ２３の出力でＣ１の電圧を模擬するｖｃ１とｏｐ
２５の出力でＣ２の電圧を模擬するｖｃ２を減じ、Ｌ１
の電圧を模擬するｖｌ１を得る。ｏｐ２２では、ｏｐ２
１の出力ｖｌ１を積分し、入力端−Ｌ１−Ｃ１−Ｃ２を
流れる電流（極性は逆）を模擬する−ｉ１を得る。ｏｐ
２２の出力−ｉ１は、ｏｐ２３において積分し、Ｃ１の
電圧を模擬するｖｃ１を得て、前述したようにｏｐ２１
に入力とする。なお、ｏｐ２３では、半固定抵抗器ｖｒ
２２によって積分係数を連続的に変更できる。この積分
係数は図４のフィルタのＣ１のコンデンサ容量に相当
し、この係数を変更することにより、フィルタの特性を
容易に変更することが可能となる。一方、ｏｐ２４にお
いて−ｉ１から後述するｏｐ２６の出力で、Ｃ２−Ｌ２
−Ｒを流れる電流を模擬する−ｉ２を減じ、ｏｐ２４の
出力をｏｐ２５において積分することでＣ２の電圧を模
擬するｖｃ２を得る。ｏｐ２５の出力ｖｃ２は、前述し
たようにｏｐ２１に入力すると共に、ｏｐ２６におい
て、後述するｏｐ２８の出力でｖｏｕｔを反転した−ｖ
ｏｕｔと加算積分し、Ｃ２−Ｌ２−Ｒを流れる電流（極
性は逆）を模擬する−ｉ２を得る。ｏｐ２６の出力−ｉ
２は、ｏｐ２７において反転増幅し、フィルタの出力と
なるｖｏｕｔを得る。ｖｏｕｔは、ｏｐ２８において反
転増幅し、−ｖｏｕｔを得て、前述したようにｏｐ２６
に入力する。このような構成とすることにより、ノイズ
の影響を受けやすい微分器を使うことなく、積分器およ
び加算器のみで図４のフィルタと同じ特性を持つフィル
タをオペアンプによって構成することができ、小型・軽
量、高信頼、調整容易で、生産コストを低減できるフィ
ルタを得ることができる。
め、フィルタを積分器および加算器のみで構成する。図
２は、本発明の一実施形態を示す。図２の回路では、オ
ペアンプｏｐ２１において、入力信号ｖｉｎから後述す
るｏｐ２３の出力でＣ１の電圧を模擬するｖｃ１とｏｐ
２５の出力でＣ２の電圧を模擬するｖｃ２を減じ、Ｌ１
の電圧を模擬するｖｌ１を得る。ｏｐ２２では、ｏｐ２
１の出力ｖｌ１を積分し、入力端−Ｌ１−Ｃ１−Ｃ２を
流れる電流（極性は逆）を模擬する−ｉ１を得る。ｏｐ
２２の出力−ｉ１は、ｏｐ２３において積分し、Ｃ１の
電圧を模擬するｖｃ１を得て、前述したようにｏｐ２１
に入力とする。なお、ｏｐ２３では、半固定抵抗器ｖｒ
２２によって積分係数を連続的に変更できる。この積分
係数は図４のフィルタのＣ１のコンデンサ容量に相当
し、この係数を変更することにより、フィルタの特性を
容易に変更することが可能となる。一方、ｏｐ２４にお
いて−ｉ１から後述するｏｐ２６の出力で、Ｃ２−Ｌ２
−Ｒを流れる電流を模擬する−ｉ２を減じ、ｏｐ２４の
出力をｏｐ２５において積分することでＣ２の電圧を模
擬するｖｃ２を得る。ｏｐ２５の出力ｖｃ２は、前述し
たようにｏｐ２１に入力すると共に、ｏｐ２６におい
て、後述するｏｐ２８の出力でｖｏｕｔを反転した−ｖ
ｏｕｔと加算積分し、Ｃ２−Ｌ２−Ｒを流れる電流（極
性は逆）を模擬する−ｉ２を得る。ｏｐ２６の出力−ｉ
２は、ｏｐ２７において反転増幅し、フィルタの出力と
なるｖｏｕｔを得る。ｖｏｕｔは、ｏｐ２８において反
転増幅し、−ｖｏｕｔを得て、前述したようにｏｐ２６
に入力する。このような構成とすることにより、ノイズ
の影響を受けやすい微分器を使うことなく、積分器およ
び加算器のみで図４のフィルタと同じ特性を持つフィル
タをオペアンプによって構成することができ、小型・軽
量、高信頼、調整容易で、生産コストを低減できるフィ
ルタを得ることができる。
【００１０】図３は、本発明の他の実施形態を示す。図
３の回路では、オペアンプｏｐ３１において、入力信号
ｖｉｎと、後述するｏｐ３３の出力でＣ１の電圧（極性
は逆）を模擬する−ｖｃ１と、後述するｏｐ３５の出力
でＣ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２を加算、
反転増幅し、Ｌ１の電圧を模擬する−ｖｌ１（極性は
逆）を得る。ｏｐ３２では、ｏｐ３１の出力−ｖｌ１を
積分し、入力端−Ｌ１−Ｃ１−Ｃ２を流れる電流を模擬
するｉ１を得る。ｏｐ３２の出力ｉ１は、ｏｐ３３にお
いて積分し、Ｃ１の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ
１を得て、前述したようにｏｐ１に入力とすると共に、
ｏｐ３４においてｉ１に後述するｏｐ３６の出力で、Ｃ
２−Ｌ２−Ｒを流れる電流を模擬するｉ２を減じ、ｏｐ
３４の出力をｏｐ３５において積分することによって、
Ｃ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２を得る。ｏ
ｐ３３では、図４のフィルタのＣ１のコンデンサ容量を
調整できるように積分定数を決定する抵抗器に半固定抵
抗ｖｒ３３を用いる。ｏｐ３５の出力−ｖｃ２は、前述
したようにｏｐ３１に入力する。また、ｏｐ３６におい
て、ｏｐ３５の出力の一次遅れを取ることによって、ｉ
２を得る。ｉ２は、前述したようにｏｐ３４に入力する
と共に、フィルタの出力とする。図３の実施形態では、
ｖｏｕｔの代わりに、ｖｏｕｔと同相の信号であるｉ２
を出力とする。ｖｏｕｔに代わり、同相であるｉ２を出
力とすることにより、フィルタ本来の基本波の位相検出
機能をそのままに、構成するオペアンプの数を減らすこ
とができ、フィルタのさらなる小型・軽量化、低コスト
化、高信頼化を図ることができる。
３の回路では、オペアンプｏｐ３１において、入力信号
ｖｉｎと、後述するｏｐ３３の出力でＣ１の電圧（極性
は逆）を模擬する−ｖｃ１と、後述するｏｐ３５の出力
でＣ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２を加算、
反転増幅し、Ｌ１の電圧を模擬する−ｖｌ１（極性は
逆）を得る。ｏｐ３２では、ｏｐ３１の出力−ｖｌ１を
積分し、入力端−Ｌ１−Ｃ１−Ｃ２を流れる電流を模擬
するｉ１を得る。ｏｐ３２の出力ｉ１は、ｏｐ３３にお
いて積分し、Ｃ１の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ
１を得て、前述したようにｏｐ１に入力とすると共に、
ｏｐ３４においてｉ１に後述するｏｐ３６の出力で、Ｃ
２−Ｌ２−Ｒを流れる電流を模擬するｉ２を減じ、ｏｐ
３４の出力をｏｐ３５において積分することによって、
Ｃ２の電圧（極性は逆）を模擬する−ｖｃ２を得る。ｏ
ｐ３３では、図４のフィルタのＣ１のコンデンサ容量を
調整できるように積分定数を決定する抵抗器に半固定抵
抗ｖｒ３３を用いる。ｏｐ３５の出力−ｖｃ２は、前述
したようにｏｐ３１に入力する。また、ｏｐ３６におい
て、ｏｐ３５の出力の一次遅れを取ることによって、ｉ
２を得る。ｉ２は、前述したようにｏｐ３４に入力する
と共に、フィルタの出力とする。図３の実施形態では、
ｖｏｕｔの代わりに、ｖｏｕｔと同相の信号であるｉ２
を出力とする。ｖｏｕｔに代わり、同相であるｉ２を出
力とすることにより、フィルタ本来の基本波の位相検出
機能をそのままに、構成するオペアンプの数を減らすこ
とができ、フィルタのさらなる小型・軽量化、低コスト
化、高信頼化を図ることができる。
【００１１】以上の実施形態では、Ｃ１の容量を決定す
る抵抗器を半固定抵抗器に置き換え、フィルタの特性を
必要に応じて調整できる構成としたが、Ｌ１，Ｌ２のリ
アクタンスないしはＣ２の容量を決定する抵抗器を半固
定抵抗器に置き換え、フィルタの特性を調整する構成と
してもよい。また、本発明は、微分要素を用いずに、加
算要素および積分要素のみでフィルタを構成することに
ついて説明したが、、フィルタに微分要素を用いる場合
には、微分要素の出力がフィルタの出力信号に至るまで
に必ず他の積分要素を介している構成とすることも可能
である。
る抵抗器を半固定抵抗器に置き換え、フィルタの特性を
必要に応じて調整できる構成としたが、Ｌ１，Ｌ２のリ
アクタンスないしはＣ２の容量を決定する抵抗器を半固
定抵抗器に置き換え、フィルタの特性を調整する構成と
してもよい。また、本発明は、微分要素を用いずに、加
算要素および積分要素のみでフィルタを構成することに
ついて説明したが、、フィルタに微分要素を用いる場合
には、微分要素の出力がフィルタの出力信号に至るまで
に必ず他の積分要素を介している構成とすることも可能
である。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源の基本波位相を検出するフィルタを、ノイズの影響
を受けやすい微分要素を使うことなく、積分要素および
加算要素のみの使用によって構成するので、ノイズの影
響が少ない安定した動作が可能になり、高信頼化、調整
容易化することができる。また、電源の基本波位相を検
出するフィルタを積分機能および加算機能を有する電子
回路によってのみ構成し、かつ、この電子回路をオペア
ンプによって構成するので、従来の同じ特性を持つフィ
ルタに比し、小型・軽量化、低コスト化することができ
る。
電源の基本波位相を検出するフィルタを、ノイズの影響
を受けやすい微分要素を使うことなく、積分要素および
加算要素のみの使用によって構成するので、ノイズの影
響が少ない安定した動作が可能になり、高信頼化、調整
容易化することができる。また、電源の基本波位相を検
出するフィルタを積分機能および加算機能を有する電子
回路によってのみ構成し、かつ、この電子回路をオペア
ンプによって構成するので、従来の同じ特性を持つフィ
ルタに比し、小型・軽量化、低コスト化することができ
る。
【図１】コンバータの構成を示す図
【図２】本発明の一実施形態
【図３】本発明の他の実施形態
【図４】従来のフィルタ回路
【図５】微分要素を有するオペアンプによって構成した
フィルタ回路図
フィルタ回路図
１…交流電源 ２…リアクタンス
３…コンバータ ４…交流電源位相検出手段
ｏｐ２１〜ｏｐ２７，ｏｐ３１〜ｏｐ３６…オペアンプ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 南雲 実
茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式
会社日立製作所 水戸工場内
(56)参考文献 特開 平１−236725（ＪＰ，Ａ)
特開 昭55−125081（ＪＰ，Ａ)
特開 昭47−37147（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01R 25/00
H03H 11/04
Claims (2)
- 【請求項１】 抵抗器、コンデンサ、リアクトルによっ
て構成され、第１のリアクトル、第１のコンデンサおよ
び第２のコンデンサを直列接続した第１の回路に交流電
源電圧を加え、第２のコンデンサと並列に、第２のリア
クトルと抵抗器を直列接続した第２の回路を接続し、前
記抵抗器の両端の電圧を出力信号とする回路と同じ入出
力特性を有するフィルタ回路であって、第１のリアクト
ルの電圧を模擬する第１のオペアンプと、第１のリアク
トルの模擬電圧を積分し、第１の回路の電流を模擬する
第２のオペアンプと、第１の回路の模擬電流を積分し、
第１のコンデンサの電圧を模擬する第３のオペアンプ
と、第１の回路と第２の回路の模擬電流の差を積分して
第２のコンデンサの電圧を模擬する第４のオペアンプ
と、第２のコンデンサの模擬電圧とフィルタ回路の出力
電圧を加算積分し、第２の回路の電流を模擬する第５の
オペアンプと、第２の回路の模擬電流を反転増幅してフ
ィルタ回路の出力電圧を得る第６のオペアンプを有する
ことを特徴とする位相検出用フィルタ回路。 - 【請求項２】 抵抗器、コンデンサ、リアクトルによっ
て構成され、第１のリアクトル、第１のコンデンサおよ
び第２のコンデンサを直列接続した第１の回路に交流電
源電圧を加え、第２のコンデンサと並列に、第２のリア
クトルと抵抗器を直列接続した第２の回路を接続し、前
記抵抗器の両端の電圧を出力信号とする回路と同じ入出
力特性を有するフィルタ回路であって、第１のリアクト
ルの電圧を模擬する第１のオペアンプと、第１のリアク
トルの模擬電圧を積分し、第１の回路の電流を模擬する
第２のオペアンプと、第１の回路の模擬電流を積分し、
第１のコンデンサの電圧を模擬する第３のオペアンプ
と、第１の回路と第２の回路の模擬電流の差を積分して
第２のコンデンサの電圧を模擬する第４のオペアンプ
と、第２のコンデンサの模擬電圧の一次遅れを取ること
によってフィルタ回路の出力とする第２の回路の模擬電
流を得る第５のオペアンプを有することを特徴とする位
相検出用フィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12323297A JP3404538B2 (ja) | 1997-04-25 | 1997-04-25 | 位相検出用フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12323297A JP3404538B2 (ja) | 1997-04-25 | 1997-04-25 | 位相検出用フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10300801A JPH10300801A (ja) | 1998-11-13 |
| JP3404538B2 true JP3404538B2 (ja) | 2003-05-12 |
Family
ID=14855480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12323297A Expired - Lifetime JP3404538B2 (ja) | 1997-04-25 | 1997-04-25 | 位相検出用フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3404538B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105182077B (zh) * | 2015-09-18 | 2017-11-14 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 根据余弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统 |
| CN105158564B (zh) * | 2015-09-18 | 2018-06-12 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统 |
| CN105203843B (zh) * | 2015-09-18 | 2018-03-20 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 电力信号的平均初相位检测方法和系统 |
| CN105203842B (zh) * | 2015-09-18 | 2018-03-20 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 从电力信号中抽取正弦函数基准信号的方法和系统 |
| CN105223419B (zh) * | 2015-09-18 | 2017-11-14 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 电力信号的全相位差检测方法和系统 |
-
1997
- 1997-04-25 JP JP12323297A patent/JP3404538B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10300801A (ja) | 1998-11-13 |
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