JP3401772B2 - 部分共振ｐｗｍインバータ - Google Patents
部分共振ｐｗｍインバータInfo
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- JP3401772B2 JP3401772B2 JP22113494A JP22113494A JP3401772B2 JP 3401772 B2 JP3401772 B2 JP 3401772B2 JP 22113494 A JP22113494 A JP 22113494A JP 22113494 A JP22113494 A JP 22113494A JP 3401772 B2 JP3401772 B2 JP 3401772B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は部分共振ＰＷＭインバー
タに関する。
タに関する。
【０００２】
【従来の技術】半導体電力変換装置では、スイッチング
の高周波化によって、装置の小型化が進んでいるが、一
方ではスイッチング損失の増加の問題が生じている。こ
の問題を解決するために、共振回路を利用してソフトス
イッチングを行なう低損失変換回路（共振形変換器）が
提案され、小容量のスイッチング電源では、数ＭＨｚで
高効率な動作が可能な変換器も提案されている。
の高周波化によって、装置の小型化が進んでいるが、一
方ではスイッチング損失の増加の問題が生じている。こ
の問題を解決するために、共振回路を利用してソフトス
イッチングを行なう低損失変換回路（共振形変換器）が
提案され、小容量のスイッチング電源では、数ＭＨｚで
高効率な動作が可能な変換器も提案されている。
【０００３】しかし、共振形変換器は多くの付加的な部
品が必要であり、大出力の変換器に適用する場合に問題
が生じ、共振動作を利用するために、通常の変換器より
も高定格のスイッチング素子が必要となる。また、ソフ
トスイッチングを行なうために、共振電圧、共振電流は
最大出力時を見込んで一定値に固定される場合が多いた
めに、低出力でも同一共振波形が発生して導通損失が増
加し効率が低下することもある。さらに、共振周波数は
一般に一定なので、変換器の動作周波数が規制され、出
力可変の自由度が制限され、共振形変換器に共通に見ら
れる傾向として制御が複雑であるという問題がある。
品が必要であり、大出力の変換器に適用する場合に問題
が生じ、共振動作を利用するために、通常の変換器より
も高定格のスイッチング素子が必要となる。また、ソフ
トスイッチングを行なうために、共振電圧、共振電流は
最大出力時を見込んで一定値に固定される場合が多いた
めに、低出力でも同一共振波形が発生して導通損失が増
加し効率が低下することもある。さらに、共振周波数は
一般に一定なので、変換器の動作周波数が規制され、出
力可変の自由度が制限され、共振形変換器に共通に見ら
れる傾向として制御が複雑であるという問題がある。
【０００４】これらの問題を解決するために、共振ポー
ルインバータが提案されているが、この共振ポールイン
バータを図１３及び図１４を参照して説明する。ここ
で、図１３は共振ポールインバータの構成を示す回路
図、図１４は共振ポールインバータの動作を示す特性図
である。
ルインバータが提案されているが、この共振ポールイン
バータを図１３及び図１４を参照して説明する。ここ
で、図１３は共振ポールインバータの構成を示す回路
図、図１４は共振ポールインバータの動作を示す特性図
である。
【０００５】図１３に示すように、共振ポールインバー
タは、メインスイッチＳ１、Ｓ２、補助スイッチＳ１
ｓ、Ｓ２ｓ、共振用リアクトルＬｒ、容量の等しい共振
用コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２及び直流電源の中性点をク
ランプするコンデンサＣｄを有している。この共振ポー
ルインバータでは、２つのコンデンサＣｄで分割された
直流電源１の中性点電圧Ｅ／２が共振動作のための電源
電圧になる。
タは、メインスイッチＳ１、Ｓ２、補助スイッチＳ１
ｓ、Ｓ２ｓ、共振用リアクトルＬｒ、容量の等しい共振
用コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２及び直流電源の中性点をク
ランプするコンデンサＣｄを有している。この共振ポー
ルインバータでは、２つのコンデンサＣｄで分割された
直流電源１の中性点電圧Ｅ／２が共振動作のための電源
電圧になる。
【０００６】図１４に示す特性図には、メインスイッチ
Ｓ２のダイオードＤ２からメインスイッチＳ１への転流
時の各部の波形が示されている。今、出力電流Ｉｏが正
であり、転流期間中Ｉｏは一定であるとすると、ダイオ
ードＤ２に出力電流が還流している状態で、補助スイッ
チＳ１ｓをターンオンすると、共振用リアクトルＬｒを
流れる電流Ｉｒは直線的に増加する。この状態で、Ｉｒ
＝ＩｏとなるとダイオードＤ２を流れる電流は０とな
り、メインスイッチＳ２のトランジスタに電流Ｉｒ−Ｉ
ｏが流れるようになる。
Ｓ２のダイオードＤ２からメインスイッチＳ１への転流
時の各部の波形が示されている。今、出力電流Ｉｏが正
であり、転流期間中Ｉｏは一定であるとすると、ダイオ
ードＤ２に出力電流が還流している状態で、補助スイッ
チＳ１ｓをターンオンすると、共振用リアクトルＬｒを
流れる電流Ｉｒは直線的に増加する。この状態で、Ｉｒ
＝ＩｏとなるとダイオードＤ２を流れる電流は０とな
り、メインスイッチＳ２のトランジスタに電流Ｉｒ−Ｉ
ｏが流れるようになる。
【０００７】そして、電流Ｉｒ−Ｉｏが予め設定した電
流値Ｉｂｔに達した時に、メインスイッチＳ２のトラン
ジスタをターンオフすると共振動作が開始され、共振用
コンデンサＣｒ２の電圧Ｖｏが共振動作により上昇し、
電源電圧Ｅに達するとメインスイッチＳ１のダイオード
Ｄ１がＯＮになる。ダイオードＤ１に流れる電流はＩｒ
−Ｉｏであり、この電流は直線的に減少する。ダイオー
ドＤ１が導通している間に、メインスイッチＳ１のトラ
ンジスタにＯＮ信号を与えることにより、メインスイッ
チＳ１のロスレススイッチングが達成され、Ｉｒ＝０と
なる時点で出力電流はメインスイッチＳ１を通して供給
され転流動作が完了する。
流値Ｉｂｔに達した時に、メインスイッチＳ２のトラン
ジスタをターンオフすると共振動作が開始され、共振用
コンデンサＣｒ２の電圧Ｖｏが共振動作により上昇し、
電源電圧Ｅに達するとメインスイッチＳ１のダイオード
Ｄ１がＯＮになる。ダイオードＤ１に流れる電流はＩｒ
−Ｉｏであり、この電流は直線的に減少する。ダイオー
ドＤ１が導通している間に、メインスイッチＳ１のトラ
ンジスタにＯＮ信号を与えることにより、メインスイッ
チＳ１のロスレススイッチングが達成され、Ｉｒ＝０と
なる時点で出力電流はメインスイッチＳ１を通して供給
され転流動作が完了する。
【０００８】この場合、メインスイッチＳ２のトランジ
スタをターンオフする時の電流Ｉｂｔは、共振回路内部
の損失要素、即ちスイッチやダイオードの電圧降下損
失、共振用リアクトルＬｒの銅損及び鉄損、共振用コン
デンサＣｒ１、Ｃｒ２の内部抵抗による損失を補償し
て、共振用コンデンサＣｒ２の電圧を電源電圧Ｅまで上
昇させるために供給される。この電流Ｉｂｔが最適値よ
り不足すると、共振用コンデンサＣｒ２の電圧Ｖｏは電
源電圧Ｅまで上昇することができない場合があり、その
結果メインスイッチＳ１に並列に接続されているコンデ
ンサＣｒ１に電荷が残っている状態でメインスイッチＳ
１がターンオンすることになり、大きな損失がメインス
イッチＳ１内部に生じることになり、素子が熱破壊され
ることもある。
スタをターンオフする時の電流Ｉｂｔは、共振回路内部
の損失要素、即ちスイッチやダイオードの電圧降下損
失、共振用リアクトルＬｒの銅損及び鉄損、共振用コン
デンサＣｒ１、Ｃｒ２の内部抵抗による損失を補償し
て、共振用コンデンサＣｒ２の電圧を電源電圧Ｅまで上
昇させるために供給される。この電流Ｉｂｔが最適値よ
り不足すると、共振用コンデンサＣｒ２の電圧Ｖｏは電
源電圧Ｅまで上昇することができない場合があり、その
結果メインスイッチＳ１に並列に接続されているコンデ
ンサＣｒ１に電荷が残っている状態でメインスイッチＳ
１がターンオンすることになり、大きな損失がメインス
イッチＳ１内部に生じることになり、素子が熱破壊され
ることもある。
【０００９】逆に電流Ｉｂｔが最適値を上回ると、共振
電流振幅が大きくなり、導通損失が増加するとともに、
転流動作に要する時間即ちデッドタイムが変化して十分
な出力可変範囲が保証できなくなる。
電流振幅が大きくなり、導通損失が増加するとともに、
転流動作に要する時間即ちデッドタイムが変化して十分
な出力可変範囲が保証できなくなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】前述のように共振ポー
ルインバータでは、電流Ｉｂｔの制御は正確に行なわれ
なければならいが、中出力以上の変換器に適用する際
に、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ、ＧＴＯなどの素子を使用する場
合スイッチング遅れ時間の影響が問題になる。
ルインバータでは、電流Ｉｂｔの制御は正確に行なわれ
なければならいが、中出力以上の変換器に適用する際
に、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ、ＧＴＯなどの素子を使用する場
合スイッチング遅れ時間の影響が問題になる。
【００１１】すでに説明したように、電流Ｉｂｔはメイ
ンスイッチＳ２をターンオフするタイミングによって制
御されるので、スイッチング遅れ時間を補償して電流Ｉ
ｂｔを正確に定めるには、電流フィードバックを含む複
雑な制御が必要になる。また、電圧定格の大きなスイッ
チング素子は、一般に高い電圧降下を示すために、共振
回路内の損失が増加し、必要とされる電流Ｉｂｔの値も
上昇するので遅れ時間の影響が顕著になる。
ンスイッチＳ２をターンオフするタイミングによって制
御されるので、スイッチング遅れ時間を補償して電流Ｉ
ｂｔを正確に定めるには、電流フィードバックを含む複
雑な制御が必要になる。また、電圧定格の大きなスイッ
チング素子は、一般に高い電圧降下を示すために、共振
回路内の損失が増加し、必要とされる電流Ｉｂｔの値も
上昇するので遅れ時間の影響が顕著になる。
【００１２】本発明は、前述した共振ポールインバータ
の現状に鑑みてなされたものであり、その目的は制御が
容易で安定した共振動作が行なわれ、効率のよいインバ
ータ動作を行なう部分共振ＰＷＭインバータを提供する
ことにある。
の現状に鑑みてなされたものであり、その目的は制御が
容易で安定した共振動作が行なわれ、効率のよいインバ
ータ動作を行なう部分共振ＰＷＭインバータを提供する
ことにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に請求項１記載の発明は、第１のメインスイッチの一方
の端子と第２のメインスイッチの他方の端子とを接続す
る接続点と前記第１のメインスイッチの他方の端子との
間に第１のコンデンサが、また前記接続点と前記第２の
メインスイッチの一方の端子との間に第２のコンデンサ
が接続されるとともに、前記第１のメインスイッチの他
方の端子と前記第２のメインスイッチの一方の端子との
間に直流電源が接続され、該直流電源は第１の電位を有
する第１の分割点と第２の電位を有する第２の分割点を
有し、さらに前記第１の分割点に第１の補助スイッチの
他方の端子が、また前記第２の分割点に第２の補助スイ
ッチの一方の端子が接続されるとともに、前記第１の補
助スイッチの一方の端子と前記第２の補助スイッチの他
方の端子とを接続する接続点と前記第１、第２のメイン
スイッチの前記接続点との間にリアクトルを接続したこ
とを特徴としている。
に請求項１記載の発明は、第１のメインスイッチの一方
の端子と第２のメインスイッチの他方の端子とを接続す
る接続点と前記第１のメインスイッチの他方の端子との
間に第１のコンデンサが、また前記接続点と前記第２の
メインスイッチの一方の端子との間に第２のコンデンサ
が接続されるとともに、前記第１のメインスイッチの他
方の端子と前記第２のメインスイッチの一方の端子との
間に直流電源が接続され、該直流電源は第１の電位を有
する第１の分割点と第２の電位を有する第２の分割点を
有し、さらに前記第１の分割点に第１の補助スイッチの
他方の端子が、また前記第２の分割点に第２の補助スイ
ッチの一方の端子が接続されるとともに、前記第１の補
助スイッチの一方の端子と前記第２の補助スイッチの他
方の端子とを接続する接続点と前記第１、第２のメイン
スイッチの前記接続点との間にリアクトルを接続したこ
とを特徴としている。
【００１４】同様に前記目的を達成するために、請求項
２記載の発明は、第１のメインスイッチの一方の端子と
第２のメインスイッチの他方の端子とを接続する接続点
と前記第１のメインスイッチの他方の端子との間に第１
のコンデンサが、また前記接続点と前記第２のメインス
イッチの一方の端子との間に第２のコンデンサが接続さ
れるとともに、前記第１のメインスイッチの他方の端子
と前記第２のメインスイッチの一方の端子との間に直流
電源が接続され、該直流電源を２分割する分割点に第
１、第２の補助電源を接続して第１の電位を有する第１
の電位点と第２の電位を有する第２の電位点を形成し、
さらに前記第１の電位点に第１の補助スイッチの他方の
端子が、また前記第２の電位点に第２の補助スイッチの
一方の端子が接続されるとともに、前記第１の補助スイ
ッチの一方の端子と前記第２の補助スイッチの他方の端
子とを接続する接続点と前記第１、第２のメインスイッ
チの前記接続点との間にリアクトルを接続したことを特
徴としている。
２記載の発明は、第１のメインスイッチの一方の端子と
第２のメインスイッチの他方の端子とを接続する接続点
と前記第１のメインスイッチの他方の端子との間に第１
のコンデンサが、また前記接続点と前記第２のメインス
イッチの一方の端子との間に第２のコンデンサが接続さ
れるとともに、前記第１のメインスイッチの他方の端子
と前記第２のメインスイッチの一方の端子との間に直流
電源が接続され、該直流電源を２分割する分割点に第
１、第２の補助電源を接続して第１の電位を有する第１
の電位点と第２の電位を有する第２の電位点を形成し、
さらに前記第１の電位点に第１の補助スイッチの他方の
端子が、また前記第２の電位点に第２の補助スイッチの
一方の端子が接続されるとともに、前記第１の補助スイ
ッチの一方の端子と前記第２の補助スイッチの他方の端
子とを接続する接続点と前記第１、第２のメインスイッ
チの前記接続点との間にリアクトルを接続したことを特
徴としている。
【００１５】
【作用】本発明によると、第１のメインスイッチの他方
の端子と第２のメインスイッチの一方の端子間に接続さ
れた直流電源に、第１の電位を有する第１の分割点或い
は第１の電位点と第２の電位を有する第２の分割点或い
は第２の電位点を設け、前記第１の分割点或いは第１の
電位点に第１の補助スイッチの他方の端子を、また前記
第２の分割点或いは第２の電位点に第２の補助スイッチ
の一方の端子を接続するとともに、前記第１の補助スイ
ッチの一方の端子と前記第２の補助スイッチの他方の端
子とを接続し、この接続点と前記第１、第２のメインス
イッチの接続点との間にリアクトルを接続しているの
で、各メインスイッチのターンオフのタイミングを制御
しなくても、コンデンサの電位を直流電源電圧まで上昇
させることができ、ロスレススイッチングを実現するこ
とができる。
の端子と第２のメインスイッチの一方の端子間に接続さ
れた直流電源に、第１の電位を有する第１の分割点或い
は第１の電位点と第２の電位を有する第２の分割点或い
は第２の電位点を設け、前記第１の分割点或いは第１の
電位点に第１の補助スイッチの他方の端子を、また前記
第２の分割点或いは第２の電位点に第２の補助スイッチ
の一方の端子を接続するとともに、前記第１の補助スイ
ッチの一方の端子と前記第２の補助スイッチの他方の端
子とを接続し、この接続点と前記第１、第２のメインス
イッチの接続点との間にリアクトルを接続しているの
で、各メインスイッチのターンオフのタイミングを制御
しなくても、コンデンサの電位を直流電源電圧まで上昇
させることができ、ロスレススイッチングを実現するこ
とができる。
【００１６】
［第１の実施例］先ず、本発明の第１の実施例を図１及
び図２を参照して説明する。ここで、図１は本実施例の
構成を示す回路図、図２は本実施例の動作を示す特性図
である。
び図２を参照して説明する。ここで、図１は本実施例の
構成を示す回路図、図２は本実施例の動作を示す特性図
である。
【００１７】実施例では図１に示すように、直流電源１
の分割点Ｐ１、Ｐ２が、ダイオードとトランジスタの直
列接続回路からなる第１の補助スイッチＳ１ｓ及び第２
の補助スイッチＳ２ｓの一端にそれぞれ接続されてい
る。これらの第１の補助スイッチＳ１ｓと第２の補助ス
イッチＳ２ｓの他端には、共振用リアクトル２の一端が
接続されている。そして、共振用リアクトル２の他端と
直流電源１の電極間には、ダイオードＤ１とトランジス
タＴ１の並列接続回路からなる第１のメインスイッチＳ
１と、ダイオードＤ２とトランジスタＴ２の並列接続回
路からなる第２のメインスイッチＳ２とがそれぞれ接続
されている。さらに、ダイオードＤ１、Ｄ２に並列に同
一容量の共振用コンデンサ３ａ、３ｂがそれぞれ接続さ
れており、コンデンサ３ｂの電極端子が出力端子になっ
ている。
の分割点Ｐ１、Ｐ２が、ダイオードとトランジスタの直
列接続回路からなる第１の補助スイッチＳ１ｓ及び第２
の補助スイッチＳ２ｓの一端にそれぞれ接続されてい
る。これらの第１の補助スイッチＳ１ｓと第２の補助ス
イッチＳ２ｓの他端には、共振用リアクトル２の一端が
接続されている。そして、共振用リアクトル２の他端と
直流電源１の電極間には、ダイオードＤ１とトランジス
タＴ１の並列接続回路からなる第１のメインスイッチＳ
１と、ダイオードＤ２とトランジスタＴ２の並列接続回
路からなる第２のメインスイッチＳ２とがそれぞれ接続
されている。さらに、ダイオードＤ１、Ｄ２に並列に同
一容量の共振用コンデンサ３ａ、３ｂがそれぞれ接続さ
れており、コンデンサ３ｂの電極端子が出力端子になっ
ている。
【００１８】このように本実施例では、直流電源１の電
圧分割点Ｐ１、Ｐ２が、それぞれ第１の補助スイッチＳ
１ｓ、第２の補助スイッチＳ２ｓに接続されているが、
第１の補助スイッチＳ１ｓと第２の補助スイッチＳ２ｓ
とでは、ａｄ＞０．５として、それぞれ電源を（１）、
（２）式の比で分割した電圧が供給されている。
圧分割点Ｐ１、Ｐ２が、それぞれ第１の補助スイッチＳ
１ｓ、第２の補助スイッチＳ２ｓに接続されているが、
第１の補助スイッチＳ１ｓと第２の補助スイッチＳ２ｓ
とでは、ａｄ＞０．５として、それぞれ電源を（１）、
（２）式の比で分割した電圧が供給されている。
【００１９】
ａｄ：（１−ａｄ） …（１）
（１−ａｄ）：ａｄ …（２）
このようにすることにより、共振動作のための電源電圧
はａｄＥとなり、前述した共振ポールでのＥ／２よりも
大きくなる。
はａｄＥとなり、前述した共振ポールでのＥ／２よりも
大きくなる。
【００２０】図２に示すように、第２のメインスイッチ
Ｓ２のダイオードＤ２から第１のメインスイッチＳ１へ
の転流動作では、共振動作のための電源電圧がａｄＥな
ので、ａｄを共振回路内部の損失要素を考慮して設定す
れば、出力電圧は共振ポールの場合のようにＩｂｔを考
慮することなく、０から電源電圧Ｅに到達する。
Ｓ２のダイオードＤ２から第１のメインスイッチＳ１へ
の転流動作では、共振動作のための電源電圧がａｄＥな
ので、ａｄを共振回路内部の損失要素を考慮して設定す
れば、出力電圧は共振ポールの場合のようにＩｂｔを考
慮することなく、０から電源電圧Ｅに到達する。
【００２１】この場合、共振回路内部の抵抗分Ｒｒを考
慮した共振動作中のＶｏとＩｒとは近似的に（３）、
（４）式で示される。 Ｖｏ（ωｒｔ）＝ａｄＥ｛１−ｅｘｐ（−ωｒｔ／２Ｑ）ｃｏｓωｒｔ｝ …（３） Ｉｒ（ωｒｔ）＝（ａｄＥ／Ｚｒ）ｅｘｐ（−ωｒｔ／２Ｑ）ｓｉｎωｒｔ …（４） 但し、（３）、（４）式において次式が与えられる。
慮した共振動作中のＶｏとＩｒとは近似的に（３）、
（４）式で示される。 Ｖｏ（ωｒｔ）＝ａｄＥ｛１−ｅｘｐ（−ωｒｔ／２Ｑ）ｃｏｓωｒｔ｝ …（３） Ｉｒ（ωｒｔ）＝（ａｄＥ／Ｚｒ）ｅｘｐ（−ωｒｔ／２Ｑ）ｓｉｎωｒｔ …（４） 但し、（３）、（４）式において次式が与えられる。
【００２２】
ωｒ＝１／（Ｌｒ・Ｃｒ）1/2 …（５）
Ｚｒ＝（Ｌｒ／Ｃｒ）1/2 …（６）
Ｑ＝Ｚｒ／Ｒｒ …（７）
Ｃｒ＝Ｃｒ１＋Ｃｒ２ …（８）
ここで、ωｒは共振角周波数、Ｚｒは特性インピーダン
ス、Ｑは共振回路の良さで、Ｌｒは共振用リアクトル２
のインダクタンス、Ｃｒは共振用コンデンサ３ａ、３ｂ
のキャパシタンスである。ソフトスイッチングを行なう
ためのａｄの臨界値は次式の解として与えられる。
ス、Ｑは共振回路の良さで、Ｌｒは共振用リアクトル２
のインダクタンス、Ｃｒは共振用コンデンサ３ａ、３ｂ
のキャパシタンスである。ソフトスイッチングを行なう
ためのａｄの臨界値は次式の解として与えられる。
【００２３】
Ｖｏ（π）＝Ｅ …（９）
この場合、ダイオードＤ１の導通期間中に第１のメイン
スイッチＳ１にＯＮ信号を与えるために、実際のａｄの
値は（９）式で得られた値よりも適度に大きく設定す
る。
スイッチＳ１にＯＮ信号を与えるために、実際のａｄの
値は（９）式で得られた値よりも適度に大きく設定す
る。
【００２４】次に、発明者等が実施例に基づいて行なっ
た動作特性について説明する。
た動作特性について説明する。
【００２５】本実施例では、直流電源１としては１２Ｖ
出力の蓄電器を５つ直列接続したものを使用した。共振
用リアクトル２のインダクタンスＬｒ及び共振用コンデ
ンサ３ａ、３ｂのキャパシタンスＣｒの値の設定に当た
っては、共振周期と共振電流振幅の双方を考慮する必要
がある。共振動作期間はデッドタイムとなり、変換器の
デューティ比の最大最小値を制限するので、特に共振周
期については十分な検討を行なう必要がある。実施例で
は、最大出力電流での動作時に１スイッチング周期当た
りのデッドタイムがスイッチング周期の１／１０以下と
なるように共振周期を設定し、デューティ比可変範囲
０．１〜０．９を保証するようにした。
出力の蓄電器を５つ直列接続したものを使用した。共振
用リアクトル２のインダクタンスＬｒ及び共振用コンデ
ンサ３ａ、３ｂのキャパシタンスＣｒの値の設定に当た
っては、共振周期と共振電流振幅の双方を考慮する必要
がある。共振動作期間はデッドタイムとなり、変換器の
デューティ比の最大最小値を制限するので、特に共振周
期については十分な検討を行なう必要がある。実施例で
は、最大出力電流での動作時に１スイッチング周期当た
りのデッドタイムがスイッチング周期の１／１０以下と
なるように共振周期を設定し、デューティ比可変範囲
０．１〜０．９を保証するようにした。
【００２６】一方、共振電流振幅を小さくすることで、
共振回路内部の導通損失は低減できるが、ソフトスイッ
チングを有効に作用させるためには、共振用リアクトル
２のインダクタンスＬｒ＝８．０μＨ、共振用コンデン
サ３ａ、３ｂのキャパシタンスＣｒ＝３０ｎＦ、共振周
波数ｆｒ＝３２５ＫＨｚ、特性インピーダンスＺｒ＝１
６．３Ωに選定した。
共振回路内部の導通損失は低減できるが、ソフトスイッ
チングを有効に作用させるためには、共振用リアクトル
２のインダクタンスＬｒ＝８．０μＨ、共振用コンデン
サ３ａ、３ｂのキャパシタンスＣｒ＝３０ｎＦ、共振周
波数ｆｒ＝３２５ＫＨｚ、特性インピーダンスＺｒ＝１
６．３Ωに選定した。
【００２７】共振回路内部の抵抗分Ｒｒは約０．５Ωで
あり、ダイオードによる電圧降下も考慮して式（９）を
解くとａｄ＝０．５３が得られる。直流電源１が５つの
電池の直列接続であるので、実施例ではａｄ＝０．６と
した。
あり、ダイオードによる電圧降下も考慮して式（９）を
解くとａｄ＝０．５３が得られる。直流電源１が５つの
電池の直列接続であるので、実施例ではａｄ＝０．６と
した。
【００２８】図３に示すのは出力端開放時のＶｏとＩｒ
の波形であり、実施例によると共振動作が転流時にのみ
行なわれ、良好なＰＷＭ動作が可能であることが分か
る。図４はメインスイッチＳ２、補助スイッチＳｉｓそ
れぞれへの制御信号と転流動作の様子を示している。こ
の場合には、補助スイッチＳＩｓへのＯＮ信号とメイン
スイッチＳ２のＯＦＦ信号がほぼ同時に与えられてい
る。
の波形であり、実施例によると共振動作が転流時にのみ
行なわれ、良好なＰＷＭ動作が可能であることが分か
る。図４はメインスイッチＳ２、補助スイッチＳｉｓそ
れぞれへの制御信号と転流動作の様子を示している。こ
の場合には、補助スイッチＳＩｓへのＯＮ信号とメイン
スイッチＳ２のＯＦＦ信号がほぼ同時に与えられてい
る。
【００２９】図５にはメインスイッチＳ１、補助スイッ
チＳ２ｓに対する同様な操作の様子が示されている。ま
た、図６、図７は出力電流Ｉｏがそれぞれ１Ａ、３Ａの
場合の変換器の動作を示し、スイッチング動作が出力電
流によらず安定に行なわれていることが明らかである。
チＳ２ｓに対する同様な操作の様子が示されている。ま
た、図６、図７は出力電流Ｉｏがそれぞれ１Ａ、３Ａの
場合の変換器の動作を示し、スイッチング動作が出力電
流によらず安定に行なわれていることが明らかである。
【００３０】このように、実施例によると、転流時にの
み共振動作を行なうために完全なＰＷＭ制御が可能であ
り、スイッチング損失の大幅な低減が期待でき、且つメ
インスイッチに要求される定格が通常ＰＷＭインバータ
と同様になる。また、簡単な制御系で安定した動作が行
なわれる。従って、分割電圧が容易に得られる蓄電池を
電源とし、エネルギの有効利用が要求されるＵＰＳや電
気自動車などへの応用に適するインバータが供給され
る。 ［第２の実施例］本発明の第２の実施例を図８を参照し
て説明する。ここで図８は本実施例の構成を示す回路図
である。
み共振動作を行なうために完全なＰＷＭ制御が可能であ
り、スイッチング損失の大幅な低減が期待でき、且つメ
インスイッチに要求される定格が通常ＰＷＭインバータ
と同様になる。また、簡単な制御系で安定した動作が行
なわれる。従って、分割電圧が容易に得られる蓄電池を
電源とし、エネルギの有効利用が要求されるＵＰＳや電
気自動車などへの応用に適するインバータが供給され
る。 ［第２の実施例］本発明の第２の実施例を図８を参照し
て説明する。ここで図８は本実施例の構成を示す回路図
である。
【００３１】本実施例は、すでに第１の実施例で説明し
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータの２組で単
相インバータを構成した場合である。即ち、本実施例で
は、第１の実施例で説明したインバータＩと、インバー
タＩと同型で、第１の補助スイッチＳ１SA、第２の補助
スイッチＳ２SA、共振用リアクトル２Ａ、第１のメイン
スイッチＳ1A、共振用コンデンサ３aA、第２のメインス
イッチＳ2A、共振用コンデンサ３bAを備えたインバータ
ＩＡとが設けられ、第１のメインスイッチＳ１、Ｓ1Aの
トランジスタのコレクタとダイオードの陰極側との接続
点と、第２のメインスイッチＳ２、Ｓ2Aのトランジスタ
のエミッタとダイオードの陽極側との接続点との間に直
流電源Ｅが接続されている。
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータの２組で単
相インバータを構成した場合である。即ち、本実施例で
は、第１の実施例で説明したインバータＩと、インバー
タＩと同型で、第１の補助スイッチＳ１SA、第２の補助
スイッチＳ２SA、共振用リアクトル２Ａ、第１のメイン
スイッチＳ1A、共振用コンデンサ３aA、第２のメインス
イッチＳ2A、共振用コンデンサ３bAを備えたインバータ
ＩＡとが設けられ、第１のメインスイッチＳ１、Ｓ1Aの
トランジスタのコレクタとダイオードの陰極側との接続
点と、第２のメインスイッチＳ２、Ｓ2Aのトランジスタ
のエミッタとダイオードの陽極側との接続点との間に直
流電源Ｅが接続されている。
【００３２】そして、すでに第１の実施例で説明した直
流電源Ｅの分割点Ｐ１に、第１の補助スイッチＳ1S、Ｓ
１SAのダイオード側の端子が接続され、分割点ｐ２に、
第２の補助スイッチＳ2S、Ｓ２SAのダイオード側の端子
が接続され、第１のメインスイッチＳ１と第２のメイン
スイッチＳ２との接続点と、第１のメインスイッチＳ1A
と第２のメインスイッチＳ2Aとの接続点に出力端子ｔ
１、ｔ２がそれぞれ設けられている。
流電源Ｅの分割点Ｐ１に、第１の補助スイッチＳ1S、Ｓ
１SAのダイオード側の端子が接続され、分割点ｐ２に、
第２の補助スイッチＳ2S、Ｓ２SAのダイオード側の端子
が接続され、第１のメインスイッチＳ１と第２のメイン
スイッチＳ２との接続点と、第１のメインスイッチＳ1A
と第２のメインスイッチＳ2Aとの接続点に出力端子ｔ
１、ｔ２がそれぞれ設けられている。
【００３３】本実施例のインバータＩ、ＩA のそれぞれ
の動作は、すでに第１の実施例で説明した部分共振ＰＷ
Ｍインバータの動作と同一である。
の動作は、すでに第１の実施例で説明した部分共振ＰＷ
Ｍインバータの動作と同一である。
【００３４】本実施例では、出力端子ｔ１、ｔ２間にイ
ンバータＩ、ＩA のそれぞれの出力に基づいて単相交流
出力が得られる。
ンバータＩ、ＩA のそれぞれの出力に基づいて単相交流
出力が得られる。
【００３５】このように、本実施例によると、転流時に
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れる蓄電池を電源として、簡単な構成で安定した動作を
行なう単相インバータが提供可能になる。 ［第３の実施例］本発明の第３の実施例を図９を参照し
て説明する。ここで、図９は本実施例の構成を示す回路
図である。
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れる蓄電池を電源として、簡単な構成で安定した動作を
行なう単相インバータが提供可能になる。 ［第３の実施例］本発明の第３の実施例を図９を参照し
て説明する。ここで、図９は本実施例の構成を示す回路
図である。
【００３６】本実施例は、すでに第１の実施例で説明し
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータの３組で３
相インバータを構成した場合である。本実施例では、第
２の実施例で説明したインバータＩ及びインバータＩA
と、これらのインバータと同型で、第１の補助スイッチ
Ｓ１SB、第２の補助スイッチＳ２SB、共振用リアクトル
２Ｂ、第１のメインスイッチＳ1B、共振用コンデンサ３
aB、第２のメインスイッチＳ2B、共振用コンデンサ３bB
を備えたインバータＩB とが設けられている。また、第
１のメインスイッチＳ１、Ｓ１A 、Ｓ１B のトランジス
タのコレクタとダイオードの陰極側との接続点と、第２
のメインスイッチＳ２、Ｓ2A，Ｓ2Bのトランジスタのエ
ミッタとダイオードの陽極側との接続点との間に直流電
源Ｅが接続されている。
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータの３組で３
相インバータを構成した場合である。本実施例では、第
２の実施例で説明したインバータＩ及びインバータＩA
と、これらのインバータと同型で、第１の補助スイッチ
Ｓ１SB、第２の補助スイッチＳ２SB、共振用リアクトル
２Ｂ、第１のメインスイッチＳ1B、共振用コンデンサ３
aB、第２のメインスイッチＳ2B、共振用コンデンサ３bB
を備えたインバータＩB とが設けられている。また、第
１のメインスイッチＳ１、Ｓ１A 、Ｓ１B のトランジス
タのコレクタとダイオードの陰極側との接続点と、第２
のメインスイッチＳ２、Ｓ2A，Ｓ2Bのトランジスタのエ
ミッタとダイオードの陽極側との接続点との間に直流電
源Ｅが接続されている。
【００３７】そして、前述の直流電源Ｅの分割点Ｐ１
に、第１の補助スイッチＳIS、ＳISA，ＳISB のダイオ
ード側の端子が接続され、分割点ｐ２に、第２の補助ス
イッチＳ2S、Ｓ２SA、Ｓ２SBのダイオード側の端子が接
続され、第１のメインスイッチＳ１と第２のメインスイ
ッチＳ２との接続点、第１のメインスイッチＳ1Aと第２
のメインスイッチＳ2Aとの接続点、及び第１のメインス
イッチＳ1Bと第２のメインスイッチＳ2Bの接続点に、そ
れぞれ出力端子ｔ１、ｔ２、ｔ３が設けられている。
に、第１の補助スイッチＳIS、ＳISA，ＳISB のダイオ
ード側の端子が接続され、分割点ｐ２に、第２の補助ス
イッチＳ2S、Ｓ２SA、Ｓ２SBのダイオード側の端子が接
続され、第１のメインスイッチＳ１と第２のメインスイ
ッチＳ２との接続点、第１のメインスイッチＳ1Aと第２
のメインスイッチＳ2Aとの接続点、及び第１のメインス
イッチＳ1Bと第２のメインスイッチＳ2Bの接続点に、そ
れぞれ出力端子ｔ１、ｔ２、ｔ３が設けられている。
【００３８】本実施例のインバータＩ、ＩA 、ＩB のそ
れぞれの動作は、すでに第１の実施例で説明した部分共
振ＰＷＭインバータの動作と同一である。
れぞれの動作は、すでに第１の実施例で説明した部分共
振ＰＷＭインバータの動作と同一である。
【００３９】本実施例では、出力端子ｔ１、ｔ２、ｔ３
間にインバータＩ、ＩA 、ＩB のそれぞれの出力に基づ
いて３相交流出力が得られる。
間にインバータＩ、ＩA 、ＩB のそれぞれの出力に基づ
いて３相交流出力が得られる。
【００４０】このように、本実施例によると、転流時に
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れる蓄電池を電源として、簡単な構成で安定した動作を
行なう３相インバータを提供することが可能になる。 ［第４の実施例］本発明の第４の実施例を図１０を参照
して説明する。ここで、図１０は本実施例の構成を示す
回路図である。
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れる蓄電池を電源として、簡単な構成で安定した動作を
行なう３相インバータを提供することが可能になる。 ［第４の実施例］本発明の第４の実施例を図１０を参照
して説明する。ここで、図１０は本実施例の構成を示す
回路図である。
【００４１】本実施例は、すでに第１の実施例で説明し
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータに基づいて
チョッパ回路を構成した場合である。図１０に示すよう
に、すでに第１の実施例で説明したインバータＩに対し
て、第１のメインスイッチＳ１と第２のメインスイッチ
Ｓ２との接続点に、平滑リアクトル１０の一端が接続さ
れ、平滑リアクトル１０の他端と第２のメインスイッチ
Ｓ２側の直流電源Ｅに、平滑コンデンサ１１が接続さ
れ、平滑コンデンサ１１の両極に出力端子ｔ１、ｔ２が
設けられている。
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータに基づいて
チョッパ回路を構成した場合である。図１０に示すよう
に、すでに第１の実施例で説明したインバータＩに対し
て、第１のメインスイッチＳ１と第２のメインスイッチ
Ｓ２との接続点に、平滑リアクトル１０の一端が接続さ
れ、平滑リアクトル１０の他端と第２のメインスイッチ
Ｓ２側の直流電源Ｅに、平滑コンデンサ１１が接続さ
れ、平滑コンデンサ１１の両極に出力端子ｔ１、ｔ２が
設けられている。
【００４２】本実施例のチョッパからは、インバータＩ
の出力が平滑リアクトル１０と平滑コンデンサ１１とで
平滑化され、出力端子からは平滑された直流出力が出力
される。
の出力が平滑リアクトル１０と平滑コンデンサ１１とで
平滑化され、出力端子からは平滑された直流出力が出力
される。
【００４３】このように、本実施例によると、転流時に
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れる蓄電池を電源として、簡単な構成で安定した動作を
行なうチョッパ回路を提供することが可能になる。 ［第５の実施例］本発明の第５の実施例を図１１を参照
して説明する。ここで図１１は本実施例の構成を示す回
路図である。
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れる蓄電池を電源として、簡単な構成で安定した動作を
行なうチョッパ回路を提供することが可能になる。 ［第５の実施例］本発明の第５の実施例を図１１を参照
して説明する。ここで図１１は本実施例の構成を示す回
路図である。
【００４４】本実施例は、すでに第１の実施例で説明し
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータの３組で３
相ＰＷＭコンバータを構成した場合である。
た本発明に係わる部分共振ＰＷＭインバータの３組で３
相ＰＷＭコンバータを構成した場合である。
【００４５】第３の実施例で説明したインバータＩ、イ
ンバータＩA 及びインバータIBの第１のメインスイッチ
Ｓ１、Ｓ1A、ＳIBのトランジスタのコレクタとダイオー
ドの陰極側との接続点と、第２のメインスイッチＳ２、
Ｓ２A 、Ｓ２B のトランジスタのエミッタとダイオード
の陽極側との接続点との間に直流電源Ｅが接続されてい
る。そして、前述の直流電源Ｅの分割点Ｐ１に、第１の
補助スイッチＳ1S、Ｓ１SA、Ｓ１SBのダイオード側の端
子が接続され、分割点ｐ２に、第２の補助スイッチＳ2
S、Ｓ２SA、Ｓ２SBのダイオード側の端子が接続されて
いる。
ンバータＩA 及びインバータIBの第１のメインスイッチ
Ｓ１、Ｓ1A、ＳIBのトランジスタのコレクタとダイオー
ドの陰極側との接続点と、第２のメインスイッチＳ２、
Ｓ２A 、Ｓ２B のトランジスタのエミッタとダイオード
の陽極側との接続点との間に直流電源Ｅが接続されてい
る。そして、前述の直流電源Ｅの分割点Ｐ１に、第１の
補助スイッチＳ1S、Ｓ１SA、Ｓ１SBのダイオード側の端
子が接続され、分割点ｐ２に、第２の補助スイッチＳ2
S、Ｓ２SA、Ｓ２SBのダイオード側の端子が接続されて
いる。
【００４６】また、第１のメインスイッチＳ１及び第２
のメインスイッチＳ２の接続点にリアクトル１３ａの一
端が接続され、リアクトル１３ａの他端の交流入力端子
ｔ１には３相交流電源１０１の第１の端子が接続され
る。同様に、第１のメインスイッチＳ1A及び第２のメイ
ンスイッチＳ2Aの接続点にリアクトル１３ｂの一端が接
続され、リアクトル１３ｂの他端の交流入力端子ｔ２に
は該３相交流電源１０１の第２の端子が接続され、第１
のメインスイッチＳ1B及び第２のメインスイッチＳ2Bの
接続点にリアクトル１３ｃの一端が接続され、リアクト
ル１３ｃの交流入力端子ｔ３には該３相交流電源１０１
の第３の端子が接続される。
のメインスイッチＳ２の接続点にリアクトル１３ａの一
端が接続され、リアクトル１３ａの他端の交流入力端子
ｔ１には３相交流電源１０１の第１の端子が接続され
る。同様に、第１のメインスイッチＳ1A及び第２のメイ
ンスイッチＳ2Aの接続点にリアクトル１３ｂの一端が接
続され、リアクトル１３ｂの他端の交流入力端子ｔ２に
は該３相交流電源１０１の第２の端子が接続され、第１
のメインスイッチＳ1B及び第２のメインスイッチＳ2Bの
接続点にリアクトル１３ｃの一端が接続され、リアクト
ル１３ｃの交流入力端子ｔ３には該３相交流電源１０１
の第３の端子が接続される。
【００４７】そして、直流電源Ｅ間にコンデンサ１２が
接続され、直流電源Ｅから負荷に対して直流電力が供給
される。交流入力端子ｔ１、ｔ２間にコンデンサ１４ａ
が、交流入力端子ｔ２、ｔ３間にコンデンサ１４ｂが、
交流入力端子ｔ１、ｔ３間にコンデンサ１４ｃが接続さ
れている。
接続され、直流電源Ｅから負荷に対して直流電力が供給
される。交流入力端子ｔ１、ｔ２間にコンデンサ１４ａ
が、交流入力端子ｔ２、ｔ３間にコンデンサ１４ｂが、
交流入力端子ｔ１、ｔ３間にコンデンサ１４ｃが接続さ
れている。
【００４８】本実施例のインバータＩ、ＩA 、ＩB のそ
れぞれの動作は、すでに第１の実施例で説明した部分共
振ＰＷＭインバータの動作と同一である。
れぞれの動作は、すでに第１の実施例で説明した部分共
振ＰＷＭインバータの動作と同一である。
【００４９】本実施例では、交流入力端子ｔ１、ｔ２、
ｔ３間にインバータＩ、ＩA 、ＩBのそれぞれの入力電
圧に基づいて、安定した直流出力電力が得られる。
ｔ３間にインバータＩ、ＩA 、ＩBのそれぞれの入力電
圧に基づいて、安定した直流出力電力が得られる。
【００５０】このように、本実施例によると、転流時に
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れるる蓄電池を電源として、簡単な構成で３相交流電源
から安定した直流電源を提供することが可能になる。 ［第６の実施例］本発明の第６の実施例を図１２を参照
して説明する。ここで、図１２は本発明の第６の実施例
の構成を示す回路図である。
のみ共振動作を行なわせ、スイッチング損失を低減して
完全なＰＷＭ制御が可能になり、分割電圧が容易に得ら
れるる蓄電池を電源として、簡単な構成で３相交流電源
から安定した直流電源を提供することが可能になる。 ［第６の実施例］本発明の第６の実施例を図１２を参照
して説明する。ここで、図１２は本発明の第６の実施例
の構成を示す回路図である。
【００５１】本実施例は、すでに説明した第１の実施例
での直流電源の３分割に代えて、補助直流電源を使用し
ている。即ち、本実施例では、直流電源Ｅの２分割点Ｐ
ｈと第１の補助スイッチＳ1S間に第１の補助直流電源２
０が接続され、直流電源Ｅの２分割点Ｐｈと第２の補助
スイッチＳ2S間に第２の補助直流電源２１が接続されて
いる。そして、第１の補助直流電源２０と第２の補助直
流電源２１の電圧が、ａｄＥ−（１／２）Ｅに設定され
ている（図１参照）。
での直流電源の３分割に代えて、補助直流電源を使用し
ている。即ち、本実施例では、直流電源Ｅの２分割点Ｐ
ｈと第１の補助スイッチＳ1S間に第１の補助直流電源２
０が接続され、直流電源Ｅの２分割点Ｐｈと第２の補助
スイッチＳ2S間に第２の補助直流電源２１が接続されて
いる。そして、第１の補助直流電源２０と第２の補助直
流電源２１の電圧が、ａｄＥ−（１／２）Ｅに設定され
ている（図１参照）。
【００５２】このために本実施例では、第１の実施例の
分割点Ｐ１に対応する分割点Ｐ１０の電圧は、（１／
２）Ｅ＋［ａｄＥ−（１／２）Ｅ］＝ａｄＥとなり、第
１の実施例の分割点Ｐ２に対応する分割点Ｐ２０の電圧
は、（１／２）Ｅ−［ａｄＥ−（１／２）Ｅ］＝Ｅ−ａ
ｄＥとなる。このようにすることにより、第１の実施例
と同様に、共振動作のための電源電圧はａｄＥとなり、
（１／２）Ｅよりも大きくなる。
分割点Ｐ１に対応する分割点Ｐ１０の電圧は、（１／
２）Ｅ＋［ａｄＥ−（１／２）Ｅ］＝ａｄＥとなり、第
１の実施例の分割点Ｐ２に対応する分割点Ｐ２０の電圧
は、（１／２）Ｅ−［ａｄＥ−（１／２）Ｅ］＝Ｅ−ａ
ｄＥとなる。このようにすることにより、第１の実施例
と同様に、共振動作のための電源電圧はａｄＥとなり、
（１／２）Ｅよりも大きくなる。
【００５３】このような構成の本実施例は、すでに説明
した第１の実施例と同様の動作を行なう。
した第１の実施例と同様の動作を行なう。
【００５４】本実施例によると、すでに説明した第１の
実施例で得られる効果に加えて、２分割電位点を設定で
きる蓄電池を使用して簡単な制御系で安定した動作を行
なうインバータを提供することが可能になる。
実施例で得られる効果に加えて、２分割電位点を設定で
きる蓄電池を使用して簡単な制御系で安定した動作を行
なうインバータを提供することが可能になる。
【００５５】
【発明の効果】本発明によると、転流時の共振動作がメ
インスイッチのターンオフのタイミングによらずに安定
して行なえるので、制御が簡単で高効率な部分共振ＰＷ
Ｍインバータを得ることができ、単相インバータ、３相
インバータ、チョッパー回路、３相ＰＷＭコンバータな
どを簡単に組立て、安定した回路動作を行なわせること
が可能になる。
インスイッチのターンオフのタイミングによらずに安定
して行なえるので、制御が簡単で高効率な部分共振ＰＷ
Ｍインバータを得ることができ、単相インバータ、３相
インバータ、チョッパー回路、３相ＰＷＭコンバータな
どを簡単に組立て、安定した回路動作を行なわせること
が可能になる。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図２】実施例の動作を示す特性図である。
【図３】実施例の出力端開放時の出力電圧と共振用のリ
アクトルに流れる電流とを示す特性図である。
アクトルに流れる電流とを示す特性図である。
【図４】第２のメインスイッチと第１の補助スイッチの
制御信号を示す特性図である。
制御信号を示す特性図である。
【図５】第１のメインスイッチと第２の補助スイッチの
制御信号を示す特性図である。
制御信号を示す特性図である。
【図６】出力電流Ｉｏ＝１Ａでの出力電圧と共振用のリ
アクトルに流れる電流とを示す特性図である。
アクトルに流れる電流とを示す特性図である。
【図７】出力電流Ｉｏ＝３Ａでの出力電圧と共振用のリ
アクトルに流れる電流とを示す特性図である。
アクトルに流れる電流とを示す特性図である。
【図８】本発明の第２の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図９】本発明の第３の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図１０】本発明の第４の実施例の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図１１】本発明の第５の実施例の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図１２】本発明の第６の実施例の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図１３】従来の共振ポールの構成を示す回路図であ
る。
る。
【図１４】従来の共振ポールの動作を示す特性図であ
る。
る。
Ｉ インバータ
ＩA インバータ
ＩB インバータ
Ｓ１ 第１のメインスイッチ
Ｓ１A 第１のメインスイッチ
Ｓ１B 第１のメインスイッチ
Ｓ２ 第２のメインスイッチ
Ｓ２A 第２のメインスイッチ
Ｓ２B 第２のメインスイッチ
Ｓ１S 第１の補助スイッチ
Ｓ１SA 第１の補助スイッチ
Ｓ１SB 第１の補助スイッチ
Ｓ２S 第２の補助スイッチ
Ｓ２SA 第２の補助スイッチ
Ｓ２SB 第２の補助スイッチ
２ 共振用リアクトル
２Ａ 共振用リアクトル
２Ｂ 共振用リアクトル
３ａ 共振用コンデンサ
３ｂ 共振用コンデンサ
３ａA 共振用コンデンサ
３ｂA 共振用コンデンサ
３ａB 共振用コンデンサ
３ｂB 共振用コンデンサ
Ｐ１ 分割点
Ｐ２ 分割点
Ｐ１０ 電位点
Ｐ２０ 電位点
１０１ ３相交流電源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−199762（ＪＰ，Ａ)
特表 平５−502365（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/537
Claims (2)
- 【請求項１】 第１のメインスイッチの一方の端子と第
２のメインスイッチの他方の端子とを接続する接続点と
前記第１のメインスイッチの他方の端子との間に第１の
コンデンサが、また前記接続点と前記第２のメインスイ
ッチの一方の端子との間に第２のコンデンサが接続され
るとともに、前記第１のメインスイッチの他方の端子と
前記第２のメインスイッチの一方の端子との間に直流電
源が接続され、該直流電源は第１の電位を有する第１の
分割点と第２の電位を有する第２の分割点を有し、さら
に前記第１の分割点に第１の補助スイッチの他方の端子
が、また前記第２の分割点に第２の補助スイッチの一方
の端子が接続されるとともに、前記第１の補助スイッチ
の一方の端子と前記第２の補助スイッチの他方の端子と
を接続する接続点と前記第１、第２のメインスイッチの
前記接続点との間にリアクトルを接続したことを特徴と
する部分共振ＰＷＭインバータ。 - 【請求項２】 第１のメインスイッチの一方の端子と第
２のメインスイッチの他方の端子とを接続する接続点と
前記第１のメインスイッチの他方の端子との間に第１の
コンデンサが、また前記接続点と前記第２のメインスイ
ッチの一方の端子との間に第２のコンデンサが接続され
るとともに、前記第１のメインスイッチの他方の端子と
前記第２のメインスイッチの一方の端子との間に直流電
源が接続され、該直流電源を２分割する分割点に第１、
第２の補助電源を接続して第１の電位を有する第１の電
位点と第２の電位を有する第２の電位点を形成し、さら
に前記第１の電位点に第１の補助スイッチの他方の端子
が、また前記第２の電位点に第２の補助スイッチの一方
の端子が接続されるとともに、前記第１の補助スイッチ
の一方の端子と前記第２の補助スイッチの他方の端子と
を接続する接続点と前記第１、第２のメインスイッチの
前記接続点との間にリアクトルを接続したことを特徴と
する部分共振ＰＷＭインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22113494A JP3401772B2 (ja) | 1993-08-23 | 1994-08-23 | 部分共振ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-229488 | 1993-08-23 | ||
| JP22948893 | 1993-08-23 | ||
| JP22113494A JP3401772B2 (ja) | 1993-08-23 | 1994-08-23 | 部分共振ｐｗｍインバータ |
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