JP3365063B2 - 回転角度検出方法 - Google Patents
回転角度検出方法Info
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- JP3365063B2 JP3365063B2 JP17218094A JP17218094A JP3365063B2 JP 3365063 B2 JP3365063 B2 JP 3365063B2 JP 17218094 A JP17218094 A JP 17218094A JP 17218094 A JP17218094 A JP 17218094A JP 3365063 B2 JP3365063 B2 JP 3365063B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，サーボモータの回転角
度制御等に用いられる回転体の回転角度検出方法に関す
る。
度制御等に用いられる回転体の回転角度検出方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】モータ等の回転軸の回転角度と回転方向
とを検出する手段として２相パルスエンコーダが知られ
ている。この２相パルスエンコーダは，互いに９０°位
相が異なるＡ相パルスとＢ相パルスとを軸結した回転体
の回転に伴って発生するので，パルス数をカウントする
ことにより回転角度を検出することができる。又，回転
方向によってＡ相パルス又はＢ相パルスのいずれかが他
相より進み位相になるので，回転方向を検出することが
できる。しかしながら，回転角度検出の分解能はパルス
分解能によって決定されてしまうので，微細な角度検出
を行うことが困難である。上記２相パルスエンコーダに
よる回転角度検出方法の分解能を向上させるべく２相正
弦波エンコーダを用いた回転角度検出方法が提案されて
いる。この従来構成（特願平３−５１１８８号）を図７
に示す。図７において，モータ１の回転軸に正弦波エン
コーダ１０が軸結されており，該正弦波エンコーダ１０
はモータ１の回転に対応して位相が互いに９０°異なる
Ａ相正弦波信号とＢ相正弦波信号とを出力する。このＡ
相正弦波信号とＢ相正弦波信号とは波形整形器１１で矩
形波信号ＳA ，ＳB とに変換された後，方向判別逓倍回
路１２に入力される。方向判別逓倍回路１２は，Ａ相正
弦波信号がＢ相正弦波信号に対して進み位相にあるとき
はモータ１が正回転中であるとしてパルス列Ｕを出力
し，Ｂ相正弦波信号がＡ相正弦波信号に対して進み位相
にあるときはモータ１が逆回転中であるとしてパルス列
Ｄを出力すると共に，クロックｃに同期したＡ相矩形波
パルスＳA1，Ｂ相矩形波パルスＳB1及びモータ正回転時
「Ｈ」，モータ逆回転時「Ｌ」となる方向判別信号ＦＲ
を出力する。
とを検出する手段として２相パルスエンコーダが知られ
ている。この２相パルスエンコーダは，互いに９０°位
相が異なるＡ相パルスとＢ相パルスとを軸結した回転体
の回転に伴って発生するので，パルス数をカウントする
ことにより回転角度を検出することができる。又，回転
方向によってＡ相パルス又はＢ相パルスのいずれかが他
相より進み位相になるので，回転方向を検出することが
できる。しかしながら，回転角度検出の分解能はパルス
分解能によって決定されてしまうので，微細な角度検出
を行うことが困難である。上記２相パルスエンコーダに
よる回転角度検出方法の分解能を向上させるべく２相正
弦波エンコーダを用いた回転角度検出方法が提案されて
いる。この従来構成（特願平３−５１１８８号）を図７
に示す。図７において，モータ１の回転軸に正弦波エン
コーダ１０が軸結されており，該正弦波エンコーダ１０
はモータ１の回転に対応して位相が互いに９０°異なる
Ａ相正弦波信号とＢ相正弦波信号とを出力する。このＡ
相正弦波信号とＢ相正弦波信号とは波形整形器１１で矩
形波信号ＳA ，ＳB とに変換された後，方向判別逓倍回
路１２に入力される。方向判別逓倍回路１２は，Ａ相正
弦波信号がＢ相正弦波信号に対して進み位相にあるとき
はモータ１が正回転中であるとしてパルス列Ｕを出力
し，Ｂ相正弦波信号がＡ相正弦波信号に対して進み位相
にあるときはモータ１が逆回転中であるとしてパルス列
Ｄを出力すると共に，クロックｃに同期したＡ相矩形波
パルスＳA1，Ｂ相矩形波パルスＳB1及びモータ正回転時
「Ｈ」，モータ逆回転時「Ｌ」となる方向判別信号ＦＲ
を出力する。
【０００３】上記方向判別逓倍回路１２が出力するパル
ス列Ｕ又はＤはアップダウンカウンタ４に入力され，該
アップダウンカウンタ４の出力である回転角度信号ｎaN
は第１のラッチ１３に供給される。又，上記Ａ相矩形波
パルスＳA1，Ｂ相矩形波パルスＳB2及び方向判別信号Ｆ
Ｒは第２のラッチ１４に供給される。上記第１のラッチ
１３及び第２のラッチ１４は，発振器３０が所定の演算
周期で発振する割り込み信号をラッチ指令として受け
る。上記第１のラッチ１３はラッチ指令を受ける毎に格
納した回転角度信号ｎaNを出力する。この回転角度信号
出力は，回転角度演算ソフトウェアを備えたマイクロコ
ンピュータ２に入力され，上記割り込み信号毎に入力さ
れた回転角度信号の前回と今回との差を演算して，演算
周期間の変化量を求め，これを累積加算する。即ち，今
回入力された回転角度信号ｎaNと，前回入力されて第１
のメモリＭ1に格納されている回転角度信号ｎa(N-1)と
の差分を加算器１５で演算して，演算周期間の変化量Δ
ｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)を求め，これを積分器１６で累積
加算する。この累積値をパルス計数値ｎbNとする。
ス列Ｕ又はＤはアップダウンカウンタ４に入力され，該
アップダウンカウンタ４の出力である回転角度信号ｎaN
は第１のラッチ１３に供給される。又，上記Ａ相矩形波
パルスＳA1，Ｂ相矩形波パルスＳB2及び方向判別信号Ｆ
Ｒは第２のラッチ１４に供給される。上記第１のラッチ
１３及び第２のラッチ１４は，発振器３０が所定の演算
周期で発振する割り込み信号をラッチ指令として受け
る。上記第１のラッチ１３はラッチ指令を受ける毎に格
納した回転角度信号ｎaNを出力する。この回転角度信号
出力は，回転角度演算ソフトウェアを備えたマイクロコ
ンピュータ２に入力され，上記割り込み信号毎に入力さ
れた回転角度信号の前回と今回との差を演算して，演算
周期間の変化量を求め，これを累積加算する。即ち，今
回入力された回転角度信号ｎaNと，前回入力されて第１
のメモリＭ1に格納されている回転角度信号ｎa(N-1)と
の差分を加算器１５で演算して，演算周期間の変化量Δ
ｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)を求め，これを積分器１６で累積
加算する。この累積値をパルス計数値ｎbNとする。
【０００４】一方，正弦波エンコーダ１０が出力するＡ
相正弦波信号とＢ相正弦波信号とは，Ａ／Ｄ変換器１８
でラッチ指令毎にＡ相デジタル信号Ａ* ，Ｂ相デジタル
信号Ｂ* に変換された後，マイクロコンピュータ２のｔ
ａｎ-1演算部１９に入力される。このｔａｎ-1演算部１
９は，上記第２のラッチ１４からラッチ指令毎にＡ相矩
形波パルスＳA1 * ，Ｂ相矩形波パルスＳB1 * ，方向判別
信号ＦＲ* を取り込み，Ａ相矩形波パルスＳA1 * の正
負，Ｂ相矩形波パルスＳB1 * の正負，方向判別信号ＦＲ
* のＨ／Ｌに基づき，下記（ａ）から（ｈ）に示すθa
＝ｔａｎ-1の演算を実行する。 （ａ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（Ａ* ／−Ｂ* ） （ｂ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ） （ｃ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＞０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ） （ｄ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ） （ｅ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＞０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ） （ｆ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＞０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／−Ｂ* ） （ｇ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ｂ* ／−Ａ* ） （ｈ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／−Ｂ* ） 上記（ａ）〜（ｈ）のようにして演算された角度θ
a は，加算器２０で上記ｎ bNに加算され，回転角度検出
値θf ＝（ｎbN＋θa ）が演算される。従って，分解能
はパルス分解能×Ａ／Ｄ分解能となり，高分解能が得ら
れる結果，これをモータの回転角度制御の制御信号とし
てフィードバックすれば，位置決め精度が向上する。
相正弦波信号とＢ相正弦波信号とは，Ａ／Ｄ変換器１８
でラッチ指令毎にＡ相デジタル信号Ａ* ，Ｂ相デジタル
信号Ｂ* に変換された後，マイクロコンピュータ２のｔ
ａｎ-1演算部１９に入力される。このｔａｎ-1演算部１
９は，上記第２のラッチ１４からラッチ指令毎にＡ相矩
形波パルスＳA1 * ，Ｂ相矩形波パルスＳB1 * ，方向判別
信号ＦＲ* を取り込み，Ａ相矩形波パルスＳA1 * の正
負，Ｂ相矩形波パルスＳB1 * の正負，方向判別信号ＦＲ
* のＨ／Ｌに基づき，下記（ａ）から（ｈ）に示すθa
＝ｔａｎ-1の演算を実行する。 （ａ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（Ａ* ／−Ｂ* ） （ｂ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ） （ｃ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＞０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ） （ｄ）ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ） （ｅ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＞０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ） （ｆ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＞０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／−Ｂ* ） （ｇ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｈのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ｂ* ／−Ａ* ） （ｈ）ＳA1 * ＜０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌのとき， θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／−Ｂ* ） 上記（ａ）〜（ｈ）のようにして演算された角度θ
a は，加算器２０で上記ｎ bNに加算され，回転角度検出
値θf ＝（ｎbN＋θa ）が演算される。従って，分解能
はパルス分解能×Ａ／Ｄ分解能となり，高分解能が得ら
れる結果，これをモータの回転角度制御の制御信号とし
てフィードバックすれば，位置決め精度が向上する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，上記従
来構成におけるｔａｎ-1演算は，正弦波エンコーダのＡ
相とＢ相との間の位相が９０°異なり，それぞれの相に
はオフセットがなく，振幅が等しいという前提のもとに
なされているので，Ａ相，Ｂ相間の位相のずれ，オフセ
ットの発生，振幅の違いが生じた場合には演算誤差が生
じる問題点があった。上記演算誤差を低減させるため
に，正弦波エンコーダ出力をＡ／Ｄ変換器に入力する前
に，可変抵抗器による調整によりオフセットの除去と振
幅調整を行うことができるが，この調整には時間がかか
る上に個人差が生じる欠点がある。又，オフセットは正
弦波エンコーダの偏心によるギャップ変動により，１回
転内でオフセット量が変動するため，上記調整ではカバ
ーしきれない問題点もある。そこで，本発明の目的とす
るところは，正弦波エンコーダ出力のＡ／Ｄ変換値に対
してオフセット補正，振幅補正，位相補正を行うことに
よって，ｔａｎ-1演算誤差の低減を図るようにした回転
角度検出方法を提供することにある。
来構成におけるｔａｎ-1演算は，正弦波エンコーダのＡ
相とＢ相との間の位相が９０°異なり，それぞれの相に
はオフセットがなく，振幅が等しいという前提のもとに
なされているので，Ａ相，Ｂ相間の位相のずれ，オフセ
ットの発生，振幅の違いが生じた場合には演算誤差が生
じる問題点があった。上記演算誤差を低減させるため
に，正弦波エンコーダ出力をＡ／Ｄ変換器に入力する前
に，可変抵抗器による調整によりオフセットの除去と振
幅調整を行うことができるが，この調整には時間がかか
る上に個人差が生じる欠点がある。又，オフセットは正
弦波エンコーダの偏心によるギャップ変動により，１回
転内でオフセット量が変動するため，上記調整ではカバ
ーしきれない問題点もある。そこで，本発明の目的とす
るところは，正弦波エンコーダ出力のＡ／Ｄ変換値に対
してオフセット補正，振幅補正，位相補正を行うことに
よって，ｔａｎ-1演算誤差の低減を図るようにした回転
角度検出方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は，回転体にＡ相及び該Ａ相と９０°位相が異
なるＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコーダを軸
結し，該正弦波エンコーダの出力をパルス波形に波形整
形し，該パルス波形を所定の演算周期で計数してパルス
計数角度を演算すると共に，上記正弦波エンコーダの出
力をＡ／Ｄ変換して，上記演算周期でＡ相デジタル値と
Ｂ相デジタル値のｔａｎ -1 演算し，該ｔａｎ -1 演算値を
上記パルス計数角度に加算して上記回転体の回転角度を
検出する回転角度検出方法において，上記正弦波エンコ
ーダ出力周期毎にＡ相又はＢ相の最大値又は最小値を求
め，該最大値又は最小値が求められた演算周期ｉと，こ
の演算周期ｉに最も近く，最も０に近い値が検出された
異なる相の演算周期ｊとの演算周期差（ｉ−ｊ）及び演
算周期前後方向からＡ相とＢ相との位相差のずれ量及び
ずれ方向を求め，次の正弦波エンコーダ出力周期のＡ相
又はＢ相のＡ／Ｄ変換値を上記位相差のずれ量及びずれ
方向に移動させる位相補正を行った後，上記ｔａｎ -1 演
算を行うようにしたことを特徴とする回転角度検出方法
である。
に本発明は，回転体にＡ相及び該Ａ相と９０°位相が異
なるＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコーダを軸
結し，該正弦波エンコーダの出力をパルス波形に波形整
形し，該パルス波形を所定の演算周期で計数してパルス
計数角度を演算すると共に，上記正弦波エンコーダの出
力をＡ／Ｄ変換して，上記演算周期でＡ相デジタル値と
Ｂ相デジタル値のｔａｎ -1 演算し，該ｔａｎ -1 演算値を
上記パルス計数角度に加算して上記回転体の回転角度を
検出する回転角度検出方法において，上記正弦波エンコ
ーダ出力周期毎にＡ相又はＢ相の最大値又は最小値を求
め，該最大値又は最小値が求められた演算周期ｉと，こ
の演算周期ｉに最も近く，最も０に近い値が検出された
異なる相の演算周期ｊとの演算周期差（ｉ−ｊ）及び演
算周期前後方向からＡ相とＢ相との位相差のずれ量及び
ずれ方向を求め，次の正弦波エンコーダ出力周期のＡ相
又はＢ相のＡ／Ｄ変換値を上記位相差のずれ量及びずれ
方向に移動させる位相補正を行った後，上記ｔａｎ -1 演
算を行うようにしたことを特徴とする回転角度検出方法
である。
【０００７】さらに，上記正弦波エンコーダ出力のオフ
セット量を求め，Ａ／Ｄ変換されたＡ相及びＢ相の上記
演算周期毎の値を上記オフセット量を用いて補正した
後，上記ｔａｎ -1 演算を行うようにすることが考えられ
る。ここで，上記オフセット補正は，上記正弦波エンコ
ーダ出力周期毎のＡ相及びＢ相それぞれの最大値及び最
小値を求め，正弦波エンコーダ出力周期毎の上記最大値
及び最小値の差からＡ相，Ｂ相それぞれのオフセット量
を演算すると共に，正弦波エンコーダ出力周期の前後間
の上記オフセット量の差から補正量を演算し，上記演算
周期毎の上記Ａ／Ｄ変換値を上記補正量で補正すること
により行うことができる。
セット量を求め，Ａ／Ｄ変換されたＡ相及びＢ相の上記
演算周期毎の値を上記オフセット量を用いて補正した
後，上記ｔａｎ -1 演算を行うようにすることが考えられ
る。ここで，上記オフセット補正は，上記正弦波エンコ
ーダ出力周期毎のＡ相及びＢ相それぞれの最大値及び最
小値を求め，正弦波エンコーダ出力周期毎の上記最大値
及び最小値の差からＡ相，Ｂ相それぞれのオフセット量
を演算すると共に，正弦波エンコーダ出力周期の前後間
の上記オフセット量の差から補正量を演算し，上記演算
周期毎の上記Ａ／Ｄ変換値を上記補正量で補正すること
により行うことができる。
【０００８】また，上記正弦波エンコーダ出力のＡ相と
Ｂ相とにおける振幅変動比を求め，Ａ／Ｄ変換されたＡ
相及びＢ相の上記演算周期毎の値を上記振幅変動比を用
いて補正した後，上記ｔａｎ -1 演算を行うようにするこ
とも考えられる。ここで，上記振幅補正は，上記正弦波
エンコーダ出力周期毎にＡ相及びＢ相それぞれの最大値
と最小値とを求め，該最大値と最小値とから求められる
正弦波エンコーダのＡ相及びＢ相出力の振幅と基準とす
る振幅値との比から上記振幅変動比を演算し，該振幅変
動比を用いて上記Ａ相とＢ相とにおける振幅変動を補正
することにより行うことができる。
Ｂ相とにおける振幅変動比を求め，Ａ／Ｄ変換されたＡ
相及びＢ相の上記演算周期毎の値を上記振幅変動比を用
いて補正した後，上記ｔａｎ -1 演算を行うようにするこ
とも考えられる。ここで，上記振幅補正は，上記正弦波
エンコーダ出力周期毎にＡ相及びＢ相それぞれの最大値
と最小値とを求め，該最大値と最小値とから求められる
正弦波エンコーダのＡ相及びＢ相出力の振幅と基準とす
る振幅値との比から上記振幅変動比を演算し，該振幅変
動比を用いて上記Ａ相とＢ相とにおける振幅変動を補正
することにより行うことができる。
【０００９】
【作用】本発明によれば，正弦波エンコーダ出力のＡ相
とＢ相との間の位相差及び位相差方向を検出して，Ａ／
Ｄ変換されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を上記位相差
及び位相差方向を用いて補正した後にｔａｎ -1 演算を行
うので，１パルス分解能内の回転角度演算の位相差によ
る誤差の発生が低減される。また，正弦波エンコーダ出
力周期毎のＡ相とＢ相との最大値又は最小値を求め，一
方の相が最大値又は最小値にある演算周期から，他方の
相が０になっている最も近い演算周期を検出することに
より，９０°の位相差であるべき誤差を検出することが
できる。この位相差のずれ量とずれ方向とを用いて，検
出した正弦波エンコーダ出力周期の次の出力周期のＡ／
Ｄ変換値を補正する。
とＢ相との間の位相差及び位相差方向を検出して，Ａ／
Ｄ変換されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を上記位相差
及び位相差方向を用いて補正した後にｔａｎ -1 演算を行
うので，１パルス分解能内の回転角度演算の位相差によ
る誤差の発生が低減される。また，正弦波エンコーダ出
力周期毎のＡ相とＢ相との最大値又は最小値を求め，一
方の相が最大値又は最小値にある演算周期から，他方の
相が０になっている最も近い演算周期を検出することに
より，９０°の位相差であるべき誤差を検出することが
できる。この位相差のずれ量とずれ方向とを用いて，検
出した正弦波エンコーダ出力周期の次の出力周期のＡ／
Ｄ変換値を補正する。
【００１０】さらに，正弦波エンコーダ出力のオフセッ
ト量を検出して，このオフセット量を用いてＡ／Ｄ変換
されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を補正した後にｔａ
ｎ -1 演算を行えば，１パルス分解能内の回転角度演算の
オフセットによる誤差の発生が低減される。また，オフ
セット変動量に合わせて補正量が演算されるので，オフ
セット量の変動に対応できる。上記オフセット補正は，
正弦波エンコーダ出力周期毎のＡ相，Ｂ相それぞれの最
大値及び最小値の差からオフセット量を演算し，正弦波
エンコーダ出力周期の前後間のオフセット量の差から補
正量を演算して，Ａ／Ｄ変換値を演算周期毎に上記補正
量を用いて補正する。
ト量を検出して，このオフセット量を用いてＡ／Ｄ変換
されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を補正した後にｔａ
ｎ -1 演算を行えば，１パルス分解能内の回転角度演算の
オフセットによる誤差の発生が低減される。また，オフ
セット変動量に合わせて補正量が演算されるので，オフ
セット量の変動に対応できる。上記オフセット補正は，
正弦波エンコーダ出力周期毎のＡ相，Ｂ相それぞれの最
大値及び最小値の差からオフセット量を演算し，正弦波
エンコーダ出力周期の前後間のオフセット量の差から補
正量を演算して，Ａ／Ｄ変換値を演算周期毎に上記補正
量を用いて補正する。
【００１１】さらに，正弦波エンコーダ出力のＡ相とＢ
相とにおける振幅変動比を検出して，この振幅変動比を
用いてＡ／Ｄ変換されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を
補正した後にｔａｎ -1 演算を行えば，１パルス分解能内
の回転角度演算の振幅差による誤差の発生が低減され
る。上記振幅補正は，正弦波エンコーダ出力周期毎のＡ
相とＢ相との最大値及び最小値の差から振幅差を演算
し，基準とする振幅値との差から振幅変動比を演算し
て，Ａ／Ｄ変換値を演算周期毎に上記振幅変動比を用い
て補正する。上記基準とする振幅値は，予め設定した振
幅値又はＡ相，Ｂ相のいずれかを基準として設定するこ
とができる。また，上記オフセット補正，振幅補正，位
相補正を必要に応じて組み合わせて補正処理を行った後
にｔａｎ -1 演算を行うことにより，１パルス分解能内の
回転角度演算のオフセット，振幅差，位相差のずれによ
る誤差の発生が低減される。
相とにおける振幅変動比を検出して，この振幅変動比を
用いてＡ／Ｄ変換されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を
補正した後にｔａｎ -1 演算を行えば，１パルス分解能内
の回転角度演算の振幅差による誤差の発生が低減され
る。上記振幅補正は，正弦波エンコーダ出力周期毎のＡ
相とＢ相との最大値及び最小値の差から振幅差を演算
し，基準とする振幅値との差から振幅変動比を演算し
て，Ａ／Ｄ変換値を演算周期毎に上記振幅変動比を用い
て補正する。上記基準とする振幅値は，予め設定した振
幅値又はＡ相，Ｂ相のいずれかを基準として設定するこ
とができる。また，上記オフセット補正，振幅補正，位
相補正を必要に応じて組み合わせて補正処理を行った後
にｔａｎ -1 演算を行うことにより，１パルス分解能内の
回転角度演算のオフセット，振幅差，位相差のずれによ
る誤差の発生が低減される。
【００１２】
【実施例】以下，添付図面を参照して本発明を具体化し
た一実施例につき説明し，本発明の理解に供する。尚，
以下の実施例は本発明を具体化した一例であって，本発
明の技術的範囲を限定するものではない。図１は本発明
に係る回転角度検出方法を適用したモータの回転角度検
出装置の構成を示すブロック図である。図１において，
実施例に係る回転角度検出装置１は，モータ１に軸結さ
れた正弦波エンコーダ１０が出力するＡ相及び該Ａ相と
９０°位相が異なるＢ相の正弦波を用いて，モータ１の
回転角度を検出できるように構成されている。回転角度
の検出は，上記Ａ，Ｂ相の正弦波をパルス波形に波形整
形したパルスを演算周期毎にカウントしたパルス計数角
度と，演算周期毎のｔａｎ-1演算値による角度とを加算
して回転角度を求めるように構成されており，基本的に
は従来例で説明した回転角度検出方法を踏襲するもので
ある。本実施例は上記ｔａｎ-1演算を行うためのＡ，Ｂ
相正弦波のオフセット，相間の振幅差，相間の位相差の
ずれを補正できるように構成されており，ｔａｎ-1演算
の誤差を低減させている。従って，従来例に示した構成
と共通する要素には同一の符号を付して，その説明は省
略する。又，上記オフセット，相間の振幅差，相間の位
相差のずれの補正は，マイクロコンピュータ３の演算ソ
フトウェアによって演算処理され，後述するように必要
に応じて個々に適用することもできる。まず，オフセッ
ト補正について説明する。
た一実施例につき説明し，本発明の理解に供する。尚，
以下の実施例は本発明を具体化した一例であって，本発
明の技術的範囲を限定するものではない。図１は本発明
に係る回転角度検出方法を適用したモータの回転角度検
出装置の構成を示すブロック図である。図１において，
実施例に係る回転角度検出装置１は，モータ１に軸結さ
れた正弦波エンコーダ１０が出力するＡ相及び該Ａ相と
９０°位相が異なるＢ相の正弦波を用いて，モータ１の
回転角度を検出できるように構成されている。回転角度
の検出は，上記Ａ，Ｂ相の正弦波をパルス波形に波形整
形したパルスを演算周期毎にカウントしたパルス計数角
度と，演算周期毎のｔａｎ-1演算値による角度とを加算
して回転角度を求めるように構成されており，基本的に
は従来例で説明した回転角度検出方法を踏襲するもので
ある。本実施例は上記ｔａｎ-1演算を行うためのＡ，Ｂ
相正弦波のオフセット，相間の振幅差，相間の位相差の
ずれを補正できるように構成されており，ｔａｎ-1演算
の誤差を低減させている。従って，従来例に示した構成
と共通する要素には同一の符号を付して，その説明は省
略する。又，上記オフセット，相間の振幅差，相間の位
相差のずれの補正は，マイクロコンピュータ３の演算ソ
フトウェアによって演算処理され，後述するように必要
に応じて個々に適用することもできる。まず，オフセッ
ト補正について説明する。
【００１３】正弦波エンコーダ１０が出力するＡ，Ｂ相
正弦波は，モータ１の１回転で数十，数百周期発生す
る。このモータ１が１回転したときに発生する正弦波エ
ンコーダ１０のＡ，Ｂ相正弦波の出力周期の回数をｍと
し，正弦波エンコーダ１０のロータとステータとの間の
ギャップ変動によるオフセット変動の周期の回数をｒと
すると，この両者の関係はｍ≫ｒの条件が成立する。即
ち，図２（ａ）に示すようにモータ１の１回転でｍ周期
発生する正弦波は，図２（ｂ）に示すようにモータ１の
１回転でｒ周期のオフセット変動が加わると，図２
（ｃ）に示すようなオフセット変動を含んだ正弦波とな
って出力される。図２（ｃ）に示すようなオフセット変
動を含んだＡ，Ｂ相正弦波はＡ／Ｄ変換回路１８に入力
され，Ａ／Ｄ変換回路に入力されるラッチ信号による正
弦波エンコーダ出力周期より充分に早い演算周期Ｔ毎に
Ａ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換されたＡ，Ｂ相デジタル
信号Ａ* (x) ，Ｂ* (x) は，マイクロコンピュータ３の
最大値検出部３１と最小値検出部３２とに入力される。
ここでは，第２のラッチ１４からの出力ＳA1 * ，
ＳB1 * ，ＦＲ* を取り込み，このＳA1 * の正負，ＳB1 *
の正負，ＦＲ* のＨ／Ｌに基づき，入力されたＡ，Ｂ相
デジタル信号Ａ* (x) ，Ｂ * (x) は正弦波エンコーダ１
０のＡ，Ｂ相のどの周期であるかを判定する。例えば，
ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌになってから，他
のＳA1 * ，ＳB1 * ，ＦＲ* の状態を経て，もう一度ＳA1
* ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌの状態になるまでを正
弦波エンコーダ１０のＡ，Ｂ相の１周期と判定する。
正弦波は，モータ１の１回転で数十，数百周期発生す
る。このモータ１が１回転したときに発生する正弦波エ
ンコーダ１０のＡ，Ｂ相正弦波の出力周期の回数をｍと
し，正弦波エンコーダ１０のロータとステータとの間の
ギャップ変動によるオフセット変動の周期の回数をｒと
すると，この両者の関係はｍ≫ｒの条件が成立する。即
ち，図２（ａ）に示すようにモータ１の１回転でｍ周期
発生する正弦波は，図２（ｂ）に示すようにモータ１の
１回転でｒ周期のオフセット変動が加わると，図２
（ｃ）に示すようなオフセット変動を含んだ正弦波とな
って出力される。図２（ｃ）に示すようなオフセット変
動を含んだＡ，Ｂ相正弦波はＡ／Ｄ変換回路１８に入力
され，Ａ／Ｄ変換回路に入力されるラッチ信号による正
弦波エンコーダ出力周期より充分に早い演算周期Ｔ毎に
Ａ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換されたＡ，Ｂ相デジタル
信号Ａ* (x) ，Ｂ* (x) は，マイクロコンピュータ３の
最大値検出部３１と最小値検出部３２とに入力される。
ここでは，第２のラッチ１４からの出力ＳA1 * ，
ＳB1 * ，ＦＲ* を取り込み，このＳA1 * の正負，ＳB1 *
の正負，ＦＲ* のＨ／Ｌに基づき，入力されたＡ，Ｂ相
デジタル信号Ａ* (x) ，Ｂ * (x) は正弦波エンコーダ１
０のＡ，Ｂ相のどの周期であるかを判定する。例えば，
ＳA1 * ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌになってから，他
のＳA1 * ，ＳB1 * ，ＦＲ* の状態を経て，もう一度ＳA1
* ＞０，ＳB1 * ＜０，ＦＲ* ＝Ｌの状態になるまでを正
弦波エンコーダ１０のＡ，Ｂ相の１周期と判定する。
【００１４】図３は上記図２（ｃ）に示したようなオフ
セット変動を含むＡ，Ｂ相正弦波の時間軸を拡大して示
すもので，いま，正弦波エンコーダ１０のＡ，Ｂ相が
（ｘ−１）回目の出力周期であるとすると，最大値検出
部３１では（ｘ−１）回目の出力周期の中でｋ回目の演
算周期でＡ／Ｄ変換されたデジタル信号をＡ* (x-1)(k)
とし，１〜（ｋ−１）回目の演算周期中で最大値をメモ
リに格納してあるＡ* MA X(x-1)と大小比較して，Ａ*
(x-1)(k)の方が大きければＡ* (x-1)(k)をＡ* MAX( x-1)
に格納する。Ａ* (x-1)(k)の方が小さいときはメモリへ
の格納値の変更はしない。Ｂ* (x-1)(k)の信号について
も同様に大小比較を行ってＢ* MAX(x-1)にＢ * (x-1)(k)
を格納するか否かを判断する。この処理を（ｘ）回目の
出力周期に入るまで演算周期毎に続け，（ｘ−１）回目
の出力周期の最大値Ａ* MAX(x-1)とＢ * MAX(x-1)とを求
める。最小値検出部３２においても上記と同様にｋ回目
のＡ／Ｄ変換デジタル信号Ａ * (x-1)(k)，Ｂ* (x-1)(k)
と１〜（ｋ−１）回目の演算周期中で最大値をメモリに
格納してあるＡ* MIN(x-1)，Ｂ* MIN(x-1)とを大小比較
して，Ａ* (x-1)(k)，Ｂ* (x-1)(k)の方が小さければ，
これをＡ* MIN(x-1)，Ｂ* MIN(x-1)にそれぞれ格納す
る。Ａ* (x-1)(k)，Ｂ* (x-1)(k)の方が大きいときはメ
モリへの格納値の変更はしない。この処理を（ｘ）回目
の出力周期に入るまで演算周期毎に続け，（ｘ−１）回
目の出力周期の最小値Ａ* MIN(x-1)とＢ* MIN(x-1)とを
求める。
セット変動を含むＡ，Ｂ相正弦波の時間軸を拡大して示
すもので，いま，正弦波エンコーダ１０のＡ，Ｂ相が
（ｘ−１）回目の出力周期であるとすると，最大値検出
部３１では（ｘ−１）回目の出力周期の中でｋ回目の演
算周期でＡ／Ｄ変換されたデジタル信号をＡ* (x-1)(k)
とし，１〜（ｋ−１）回目の演算周期中で最大値をメモ
リに格納してあるＡ* MA X(x-1)と大小比較して，Ａ*
(x-1)(k)の方が大きければＡ* (x-1)(k)をＡ* MAX( x-1)
に格納する。Ａ* (x-1)(k)の方が小さいときはメモリへ
の格納値の変更はしない。Ｂ* (x-1)(k)の信号について
も同様に大小比較を行ってＢ* MAX(x-1)にＢ * (x-1)(k)
を格納するか否かを判断する。この処理を（ｘ）回目の
出力周期に入るまで演算周期毎に続け，（ｘ−１）回目
の出力周期の最大値Ａ* MAX(x-1)とＢ * MAX(x-1)とを求
める。最小値検出部３２においても上記と同様にｋ回目
のＡ／Ｄ変換デジタル信号Ａ * (x-1)(k)，Ｂ* (x-1)(k)
と１〜（ｋ−１）回目の演算周期中で最大値をメモリに
格納してあるＡ* MIN(x-1)，Ｂ* MIN(x-1)とを大小比較
して，Ａ* (x-1)(k)，Ｂ* (x-1)(k)の方が小さければ，
これをＡ* MIN(x-1)，Ｂ* MIN(x-1)にそれぞれ格納す
る。Ａ* (x-1)(k)，Ｂ* (x-1)(k)の方が大きいときはメ
モリへの格納値の変更はしない。この処理を（ｘ）回目
の出力周期に入るまで演算周期毎に続け，（ｘ−１）回
目の出力周期の最小値Ａ* MIN(x-1)とＢ* MIN(x-1)とを
求める。
【００１５】上記処理により求められた最大値Ａ*
MAX(x-1)，Ｂ* MAX(x-1)と最小値Ａ* MI N(x-1)，Ｂ*
MIN(x-1)とは，オフセット検出部３３に入力され，オフ
セット量Ａ * OFF(x-1)，Ｂ* OFF(x-1)を下式（１）
（２）で演算しメモリに格納する。 Ａ* OFF(x-1)＝（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN(x-1)）／２…（１） Ｂ* OFF(x-1)＝（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN(x-1)）／２…（２） 上記処理により求められた（ｘ−１）回目の出力周期の
オフセット量Ａ* OFF( x-1)，Ｂ* OFF(x-1)を用いて
（ｘ）回目の出力周期のオフセット補正がなされる。即
ち，減算器３５は，正弦波エンコーダ１０の出力周期が
ｘ回目に入ったとき，１回目の演算周期から上記ｘ回目
の出力周期が終了するまで毎回の演算周期で，Ａ／Ｄ変
換値Ａ* (x) ，Ｂ* (x) と，（ｘ−１）回目の出力周期
で検出したオフセット量Ａ* OFF(x-1)，Ｂ* OFF(x-1)と
の差を下式（３）（４）により演算し，Ａ** (x) とＢ**
(x) とを求める。 Ａ** (x) ＝Ａ* (x) −Ａ* OFF(x-1)…（３） Ｂ** (x) ＝Ｂ* (x) −Ｂ* OFF(x-1)…（４） 上記Ａ** (x) とＢ** (x) とがオフセット補正された値と
なる。このように前回の出力周期で検出したオフセット
量を用いて今回の出力周期のオフセット補正を行うこと
により，図４に示すようにオフセット変動が低減され
る。次に，振幅補正について説明する。
MAX(x-1)，Ｂ* MAX(x-1)と最小値Ａ* MI N(x-1)，Ｂ*
MIN(x-1)とは，オフセット検出部３３に入力され，オフ
セット量Ａ * OFF(x-1)，Ｂ* OFF(x-1)を下式（１）
（２）で演算しメモリに格納する。 Ａ* OFF(x-1)＝（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN(x-1)）／２…（１） Ｂ* OFF(x-1)＝（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN(x-1)）／２…（２） 上記処理により求められた（ｘ−１）回目の出力周期の
オフセット量Ａ* OFF( x-1)，Ｂ* OFF(x-1)を用いて
（ｘ）回目の出力周期のオフセット補正がなされる。即
ち，減算器３５は，正弦波エンコーダ１０の出力周期が
ｘ回目に入ったとき，１回目の演算周期から上記ｘ回目
の出力周期が終了するまで毎回の演算周期で，Ａ／Ｄ変
換値Ａ* (x) ，Ｂ* (x) と，（ｘ−１）回目の出力周期
で検出したオフセット量Ａ* OFF(x-1)，Ｂ* OFF(x-1)と
の差を下式（３）（４）により演算し，Ａ** (x) とＢ**
(x) とを求める。 Ａ** (x) ＝Ａ* (x) −Ａ* OFF(x-1)…（３） Ｂ** (x) ＝Ｂ* (x) −Ｂ* OFF(x-1)…（４） 上記Ａ** (x) とＢ** (x) とがオフセット補正された値と
なる。このように前回の出力周期で検出したオフセット
量を用いて今回の出力周期のオフセット補正を行うこと
により，図４に示すようにオフセット変動が低減され
る。次に，振幅補正について説明する。
【００１６】上記最大値検出部３１及び最小値検出部３
２で検出された正弦波エンコーダ１０の出力周期毎の最
大値及び最小値は，振幅変動比検出部３４に入力され振
幅変動比が求められる。振幅変動比検出は，上記最大値
Ａ* MAX(x-1)，Ｂ* MAX(x-1)及び最小値Ａ* MI N(x-1)，
Ｂ* MIN(x-1)を図５に示すように，予めメモリに設定し
た基準振幅値Ｖ ref と比較して，振幅変動比γA(x-1)，
γB(x-1)を下式（５）（６）によって演算しメモリに格
納する。 γA(x-1)＝Ｖref ／（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN(x-1)）…（５） γB(x-1)＝Ｖref ／（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN(x-1)）…（６） 振幅変動比は上記のように基準振幅値Ｖref との比でな
く，下式（７）（８）のようにＡ相の振幅値を基準とし
てＢ相の振幅変動比γA-B(x-1)，あるいは，Ｂ相の振幅
値を基準としてＡ相の振幅変動比γB-A(x-1)を求めるこ
ともできる。 γA-B(x-1)＝（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN(x-1)）／（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN( x-1)）…（７） γB-A(x-1)＝（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN(x-1)）／（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN( x-1)）／…（８）
２で検出された正弦波エンコーダ１０の出力周期毎の最
大値及び最小値は，振幅変動比検出部３４に入力され振
幅変動比が求められる。振幅変動比検出は，上記最大値
Ａ* MAX(x-1)，Ｂ* MAX(x-1)及び最小値Ａ* MI N(x-1)，
Ｂ* MIN(x-1)を図５に示すように，予めメモリに設定し
た基準振幅値Ｖ ref と比較して，振幅変動比γA(x-1)，
γB(x-1)を下式（５）（６）によって演算しメモリに格
納する。 γA(x-1)＝Ｖref ／（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN(x-1)）…（５） γB(x-1)＝Ｖref ／（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN(x-1)）…（６） 振幅変動比は上記のように基準振幅値Ｖref との比でな
く，下式（７）（８）のようにＡ相の振幅値を基準とし
てＢ相の振幅変動比γA-B(x-1)，あるいは，Ｂ相の振幅
値を基準としてＡ相の振幅変動比γB-A(x-1)を求めるこ
ともできる。 γA-B(x-1)＝（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN(x-1)）／（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN( x-1)）…（７） γB-A(x-1)＝（Ｂ* MAX(x-1)−Ｂ* MIN(x-1)）／（Ａ* MAX(x-1)−Ａ* MIN( x-1)）／…（８）
【００１７】求められた上記振幅変動比を用いて乗算器
３６により振幅補正値Ａ*** (x) ，Ｂ*** (x) を演算す
る。乗算器３６は正弦波エンコーダ１０の出力周期が
（ｘ）回目に入ったとき，１回目の演算周期から上記
（ｘ）回目の出力周期が終了するまで毎回の演算周期で
減算器３５の出力Ａ** (x) ，Ｂ** (x) と（ｘ−１）回目
の出力周期で検出した振幅変動比γA(x-1)，γB(x-1)と
の積をとり，振幅補正値Ａ *** (x) ，Ｂ*** (x) を下式
（９）（１０）により演算する。 Ａ*** (x) ＝Ａ** (x) ×γA(x-1)…（９） Ｂ*** (x) ＝Ｂ** (x) ×γB(x-1)…（１０） ここで，Ａ相の振幅値を基準にして求めたＢ相の振幅変
動比γA-B(x-1)を用いる場合は，上式（９）（１０）に
代えて下式（１１）（１２）を使用する。 Ａ*** (x) ＝Ａ** (x) …（１１） Ｂ*** (x) ＝Ｂ** (x) ×γA-B(x-1)…（１２） 又，Ｂ相の振幅値を基準にして求めたＡ相の振幅変動比
γB-A(x-1)を用いる場合は，上式（９）〜（１２）に代
えて下式（１３）（１４）を使用する。 Ａ*** (x) ＝Ａ** (x) ×γB-A(x-1)…（１３） Ｂ*** (x) ＝Ｂ** (x) …（１４） 上記演算処理では，振幅補正したＡ*** (x) ，Ｂ***
(x) はオフセット補正されたＡ** (x) ，Ｂ** (x) に対し
て振幅補正値を乗算したが，オフセット補正する前のＡ
／Ｄ変換値Ａ* (x) ，Ｂ* (x) に対して振幅補正比を乗
算して求めてもよい。
３６により振幅補正値Ａ*** (x) ，Ｂ*** (x) を演算す
る。乗算器３６は正弦波エンコーダ１０の出力周期が
（ｘ）回目に入ったとき，１回目の演算周期から上記
（ｘ）回目の出力周期が終了するまで毎回の演算周期で
減算器３５の出力Ａ** (x) ，Ｂ** (x) と（ｘ−１）回目
の出力周期で検出した振幅変動比γA(x-1)，γB(x-1)と
の積をとり，振幅補正値Ａ *** (x) ，Ｂ*** (x) を下式
（９）（１０）により演算する。 Ａ*** (x) ＝Ａ** (x) ×γA(x-1)…（９） Ｂ*** (x) ＝Ｂ** (x) ×γB(x-1)…（１０） ここで，Ａ相の振幅値を基準にして求めたＢ相の振幅変
動比γA-B(x-1)を用いる場合は，上式（９）（１０）に
代えて下式（１１）（１２）を使用する。 Ａ*** (x) ＝Ａ** (x) …（１１） Ｂ*** (x) ＝Ｂ** (x) ×γA-B(x-1)…（１２） 又，Ｂ相の振幅値を基準にして求めたＡ相の振幅変動比
γB-A(x-1)を用いる場合は，上式（９）〜（１２）に代
えて下式（１３）（１４）を使用する。 Ａ*** (x) ＝Ａ** (x) ×γB-A(x-1)…（１３） Ｂ*** (x) ＝Ｂ** (x) …（１４） 上記演算処理では，振幅補正したＡ*** (x) ，Ｂ***
(x) はオフセット補正されたＡ** (x) ，Ｂ** (x) に対し
て振幅補正値を乗算したが，オフセット補正する前のＡ
／Ｄ変換値Ａ* (x) ，Ｂ* (x) に対して振幅補正比を乗
算して求めてもよい。
【００１８】次いで，位相補正について図６を参照して
説明する。位相検出部３７では正弦波エンコーダ１０の
（ｘ−１）回目の出力周期において，最大値検出部３１
でＡ相の最大値Ａ* (x-1) が検出されたｉ回目の演算周
期と，このｉ回目の演算周期に最も近い回数で減算器３
５の出力値Ｂ** (x) が０近辺の値（−ｙ＜Ｂ** (x) ＜ｙ
の中で最も０に近い値…但し，ｙは微小値）をＢ** 0(x)
として，Ｂ** 0(x)になるｊ回目の演算周期との差（ｉ−
ｊ）(x-1) を求める。この演算周期の回数差（ｉ−ｊ）
(x-1) は，次の（ａ）（ｂ）（ｃ）のように求めること
もできる。 （ａ）最小値検出部３２で最小値Ａ* MIN(x-1)を検出し
たｉ回目と，ｉ回目に最も近い回数で減算器３５の出力
値がＢ** 0(x)になるｊ回目との演算周期の回数差（ｉ−
ｊ）(x-1) を求める。 （ｂ）最大値検出部３１で最大値Ｂ* MAX(x-1)を検出し
たｉ回目と，ｉ回目と最も近い回数で減算器３５の出力
値がＡ** 0(x)（−ｙ＜Ａ** (x) ＜ｙの中で最も０に近い
値…但し，ｙは微小値）になるｊ回目の演算周期の回数
差（ｉ−ｊ）(x-1) を求める。 （ｃ）最小値検出部３２で最小値Ｂ* MIN(x-1)を検出し
たｉ回目と，ｉ回目に最も近い回数で減算器３５の出力
値がＡ** 0(x)になるｊ回目との演算周期の回数差（ｉ−
ｊ）(x-1) を求める。
説明する。位相検出部３７では正弦波エンコーダ１０の
（ｘ−１）回目の出力周期において，最大値検出部３１
でＡ相の最大値Ａ* (x-1) が検出されたｉ回目の演算周
期と，このｉ回目の演算周期に最も近い回数で減算器３
５の出力値Ｂ** (x) が０近辺の値（−ｙ＜Ｂ** (x) ＜ｙ
の中で最も０に近い値…但し，ｙは微小値）をＢ** 0(x)
として，Ｂ** 0(x)になるｊ回目の演算周期との差（ｉ−
ｊ）(x-1) を求める。この演算周期の回数差（ｉ−ｊ）
(x-1) は，次の（ａ）（ｂ）（ｃ）のように求めること
もできる。 （ａ）最小値検出部３２で最小値Ａ* MIN(x-1)を検出し
たｉ回目と，ｉ回目に最も近い回数で減算器３５の出力
値がＢ** 0(x)になるｊ回目との演算周期の回数差（ｉ−
ｊ）(x-1) を求める。 （ｂ）最大値検出部３１で最大値Ｂ* MAX(x-1)を検出し
たｉ回目と，ｉ回目と最も近い回数で減算器３５の出力
値がＡ** 0(x)（−ｙ＜Ａ** (x) ＜ｙの中で最も０に近い
値…但し，ｙは微小値）になるｊ回目の演算周期の回数
差（ｉ−ｊ）(x-1) を求める。 （ｃ）最小値検出部３２で最小値Ｂ* MIN(x-1)を検出し
たｉ回目と，ｉ回目に最も近い回数で減算器３５の出力
値がＡ** 0(x)になるｊ回目との演算周期の回数差（ｉ−
ｊ）(x-1) を求める。
【００１９】上記演算処理により求められた演算周期の
回数差（ｉ−ｊ）(x-1) は，位相差が９０°であるべき
Ａ相とＢ相との位相差のずれ量となるので，位相補正部
３８において演算周期の回数差（ｉ−ｊ）(x-1) から位
相差のずれ量の判定を次のように行って，乗算器３６の
出力値Ａ*** (x) ，Ｂ*** (x) に対して位相補正を実行
する。（ｉ−ｊ）(x-1) ＞０ならば，正弦波エンコーダ
１０のＡ，Ｂ相の（ｘ）周期においてｋ回目の演算周期
で位相補正値Ａ**** (x) ，Ｂ**** (x) を下式（１５）
（１６）のように求める。 Ａ**** (x)k＝Ａ*** (x)k…（１５） Ｂ**** (x)k＝Ｂ*** (x)k k-(x-1) …（１６） （ｉ−ｊ）(x-1) ＝０ならば，乗算器３６の出力値をそ
のまま位相補正部３８の出力値とする。 Ａ**** (x)k＝Ａ*** (x)k…（１７） Ｂ**** (x)k＝Ｂ*** (x)k…（１８） （ｉ−ｊ）(x-1) ＜０ならば，正弦波エンコーダ１０の
Ａ，Ｂ相の（ｘ）周期においてｋ回目の演算周期で位相
補正値Ａ**** (x) ，Ｂ**** (x) を下式（１９）（２０）
のように求める。 Ａ**** (x)k＝Ａ*** (x)k k-(x-1) …（１９） Ｂ**** (x)k＝Ｂ*** (x)k…（２０）
回数差（ｉ−ｊ）(x-1) は，位相差が９０°であるべき
Ａ相とＢ相との位相差のずれ量となるので，位相補正部
３８において演算周期の回数差（ｉ−ｊ）(x-1) から位
相差のずれ量の判定を次のように行って，乗算器３６の
出力値Ａ*** (x) ，Ｂ*** (x) に対して位相補正を実行
する。（ｉ−ｊ）(x-1) ＞０ならば，正弦波エンコーダ
１０のＡ，Ｂ相の（ｘ）周期においてｋ回目の演算周期
で位相補正値Ａ**** (x) ，Ｂ**** (x) を下式（１５）
（１６）のように求める。 Ａ**** (x)k＝Ａ*** (x)k…（１５） Ｂ**** (x)k＝Ｂ*** (x)k k-(x-1) …（１６） （ｉ−ｊ）(x-1) ＝０ならば，乗算器３６の出力値をそ
のまま位相補正部３８の出力値とする。 Ａ**** (x)k＝Ａ*** (x)k…（１７） Ｂ**** (x)k＝Ｂ*** (x)k…（１８） （ｉ−ｊ）(x-1) ＜０ならば，正弦波エンコーダ１０の
Ａ，Ｂ相の（ｘ）周期においてｋ回目の演算周期で位相
補正値Ａ**** (x) ，Ｂ**** (x) を下式（１９）（２０）
のように求める。 Ａ**** (x)k＝Ａ*** (x)k k-(x-1) …（１９） Ｂ**** (x)k＝Ｂ*** (x)k…（２０）
【００２０】演算周期の回数差（ｉ−ｊ）(x-1) の検出
を上記（ａ）（ｂ）（ｃ）のように求めた場合には，上
記位相補正の演算処理は次のように実行する。上記
（ａ）の方法で演算周期の回数差（ｉ−ｊ）(x-1) を求
めた場合には，上記補正処理と同様に実行する。上記
（ｂ）又は（ｃ）の方法で演算周期の回数差（ｉ−ｊ）
(x-1) を求めた場合には，上式（１５）（１６）と上式
（１９）（２０）とを入れ替えて補正処理を実行する。
以上の演算処理によって正弦波エンコーダ１０出力のオ
フセット変動，Ａ，Ｂ相間の振幅差，位相差のずれは補
正されるので，位相補正部３８の出力値をｔａｎ-1演算
部１９に入力して従来例で説明したと同様の演算を行う
ことにより，オフセット変動，Ａ，Ｂ相間の振幅差，位
相差のずれによる誤差を生じさせることなく回転角度の
検出がなされる。尚，上記位相補正の演算処理は，乗算
器３６の出力値に対して実行しているが，減算器３５の
出力値に対して行ってもよい。又，本実施例では，オフ
セット補正，振幅補正，位相補正を全て実施した例を示
したが，必要に応じてオフセット補正だけの処理，振幅
補正だけの処理，位相補正だけの処理，あるいは，必要
な補正処理の組み合わせで構成し，その出力値をｔａｎ
-1演算部１９に入力することもできる。
を上記（ａ）（ｂ）（ｃ）のように求めた場合には，上
記位相補正の演算処理は次のように実行する。上記
（ａ）の方法で演算周期の回数差（ｉ−ｊ）(x-1) を求
めた場合には，上記補正処理と同様に実行する。上記
（ｂ）又は（ｃ）の方法で演算周期の回数差（ｉ−ｊ）
(x-1) を求めた場合には，上式（１５）（１６）と上式
（１９）（２０）とを入れ替えて補正処理を実行する。
以上の演算処理によって正弦波エンコーダ１０出力のオ
フセット変動，Ａ，Ｂ相間の振幅差，位相差のずれは補
正されるので，位相補正部３８の出力値をｔａｎ-1演算
部１９に入力して従来例で説明したと同様の演算を行う
ことにより，オフセット変動，Ａ，Ｂ相間の振幅差，位
相差のずれによる誤差を生じさせることなく回転角度の
検出がなされる。尚，上記位相補正の演算処理は，乗算
器３６の出力値に対して実行しているが，減算器３５の
出力値に対して行ってもよい。又，本実施例では，オフ
セット補正，振幅補正，位相補正を全て実施した例を示
したが，必要に応じてオフセット補正だけの処理，振幅
補正だけの処理，位相補正だけの処理，あるいは，必要
な補正処理の組み合わせで構成し，その出力値をｔａｎ
-1演算部１９に入力することもできる。
【００２１】
【発明の効果】以上の説明の通り本発明によれば，回転
体にＡ相及び該Ａ相と９０°位相が異なるＢ相の正弦波
信号を出力する正弦波エンコーダを軸結し，該正弦波エ
ンコーダの出力をパルス波形に波形整形し，該パルス波
形を所定の演算周期で計数してパルス計数角度を演算す
ると共に，上記正弦波エンコーダの出力をＡ／Ｄ変換し
て，上記演算周期でＡ相デジタル値とＢ相デジタル値の
ｔａｎ -1 演算し，該ｔａｎ -1 演算値を上記パルス計数角
度に加算して上記回転体の回転角度を検出する回転角度
検出方法において，正弦波エンコーダ出力のＡ相とＢ相
との間の位相差及び位相差方向を検出して，Ａ／Ｄ変換
されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を上記位相差及び位
相差方向を用いて補正した後にｔａｎ -1 演算を行うの
で，１パルス分解能内の回転角度演算の位相差による誤
差の発生が低減される。ここで，正弦波エンコーダ出力
周期毎のＡ相とＢ相との最大値又は最小値を求め，一方
の相が最大値又は最小値にある演算周期から，他方の相
が０になっている最も近い演算周期を検出するので，９
０°の位相差であるべき誤差を検出することができる。
また，正弦波エンコーダ出力のオフセット量を検出し
て，このオフセット量を用いてＡ／Ｄ変換されたＡ相，
Ｂ相の演算周期毎の値を補正した後にｔａｎ -1 演算を行
うことにより，１パルス分解能内の回転角度演算のオフ
セットによる誤差の発生が低減される。又，オフセット
変動量に合わせて補正量が演算されるので，オフセット
量の変動に対応できる。また，正弦波エンコーダ出力の
Ａ相とＢ相とにおける振幅変動比を検出して，この振幅
変動比を用いてＡ／Ｄ変換されたＡ相，Ｂ相の演算周期
毎の値を補正した後にｔａｎ -1 演算を行うことにより，
１パルス分解能内の回転角度演算の振幅差による誤差の
発生が低減される。また，上記オフセット補正，振幅補
正，位相補正を必要に応じて組み合わせて補正処理を行
った後にｔａｎ -1 演算を行うことにより，１パルス分解
能内の回転角度演算のオフセット，振幅差，位相差のず
れによる誤差の発生が低減される。
体にＡ相及び該Ａ相と９０°位相が異なるＢ相の正弦波
信号を出力する正弦波エンコーダを軸結し，該正弦波エ
ンコーダの出力をパルス波形に波形整形し，該パルス波
形を所定の演算周期で計数してパルス計数角度を演算す
ると共に，上記正弦波エンコーダの出力をＡ／Ｄ変換し
て，上記演算周期でＡ相デジタル値とＢ相デジタル値の
ｔａｎ -1 演算し，該ｔａｎ -1 演算値を上記パルス計数角
度に加算して上記回転体の回転角度を検出する回転角度
検出方法において，正弦波エンコーダ出力のＡ相とＢ相
との間の位相差及び位相差方向を検出して，Ａ／Ｄ変換
されたＡ相，Ｂ相の演算周期毎の値を上記位相差及び位
相差方向を用いて補正した後にｔａｎ -1 演算を行うの
で，１パルス分解能内の回転角度演算の位相差による誤
差の発生が低減される。ここで，正弦波エンコーダ出力
周期毎のＡ相とＢ相との最大値又は最小値を求め，一方
の相が最大値又は最小値にある演算周期から，他方の相
が０になっている最も近い演算周期を検出するので，９
０°の位相差であるべき誤差を検出することができる。
また，正弦波エンコーダ出力のオフセット量を検出し
て，このオフセット量を用いてＡ／Ｄ変換されたＡ相，
Ｂ相の演算周期毎の値を補正した後にｔａｎ -1 演算を行
うことにより，１パルス分解能内の回転角度演算のオフ
セットによる誤差の発生が低減される。又，オフセット
変動量に合わせて補正量が演算されるので，オフセット
量の変動に対応できる。また，正弦波エンコーダ出力の
Ａ相とＢ相とにおける振幅変動比を検出して，この振幅
変動比を用いてＡ／Ｄ変換されたＡ相，Ｂ相の演算周期
毎の値を補正した後にｔａｎ -1 演算を行うことにより，
１パルス分解能内の回転角度演算の振幅差による誤差の
発生が低減される。また，上記オフセット補正，振幅補
正，位相補正を必要に応じて組み合わせて補正処理を行
った後にｔａｎ -1 演算を行うことにより，１パルス分解
能内の回転角度演算のオフセット，振幅差，位相差のず
れによる誤差の発生が低減される。
【図１】 本発明に係る回転角度検出方法を適用した回
転角度検出装置の一実施例構成を示すブロック図。
転角度検出装置の一実施例構成を示すブロック図。
【図２】 オフセット変動の状態を説明する波形図。
【図３】 実施例に係る正弦波エンコーダ出力の最大
値，最小値検出の処理を示す説明図。
値，最小値検出の処理を示す説明図。
【図４】 実施例に係るオフセット補正の処理方法を示
す説明図。
す説明図。
【図５】 実施例に係る振幅変動比の検出処理方法を示
す説明図。
す説明図。
【図６】 実施例に係る位相差のずれ量及びずれ方向の
検出処理方法を示す説明図。
検出処理方法を示す説明図。
【図７】 従来例に係る回転角度検出方法を適用した回
転角度検出装置の構成を示すブロック図。
転角度検出装置の構成を示すブロック図。
１…回転角度検出装置
３…マイクロコンピュータ
４…アップダウンカウンタ
１０…正弦波エンコーダ
１１…波形整形回路
１２…方向判別逓倍回路
１３…第１のラッチ
１４…第２のラッチ
１５…加算器
１６…乗算器
１８…Ａ／Ｄ変換回路
１９…ｔａｎ-1演算部
２０…加算器
３Ｏ…発振器
３１…最大値検出部
３２…最小値検出部
３３…オフセット量検出部
３４…振幅変動比検出部
３５…減算器
３６…乗算器
３７…位相差検出部
３８…位相補正部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01D 5/00 - 5/62
G01B 7/00 - 7/34
Claims (5)
- 【請求項１】 回転体にＡ相及び該Ａ相と９０°位相が
異なるＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコーダを
軸結し，該正弦波エンコーダの出力をパルス波形に波形
整形し，該パルス波形を所定の演算周期で計数してパル
ス計数角度を演算すると共に，上記正弦波エンコーダの
出力をＡ／Ｄ変換して，上記演算周期でＡ相デジタル値
とＢ相デジタル値のｔａｎ -1 演算し，該ｔａｎ -1 演算値
を上記パルス計数角度に加算して上記回転体の回転角度
を検出する回転角度検出方法において， 上記正弦波エンコーダ出力周期毎にＡ相又はＢ相の最大
値又は最小値を求め，該最大値又は最小値が求められた
演算周期ｉと，この演算周期ｉに最も近く，最も０に近
い値が検出された異なる相の演算周期ｊとの演算周期差
（ｉ−ｊ）及び演算周期前後方向からＡ相とＢ相との位
相差のずれ量及びずれ方向を求め，次の正弦波エンコー
ダ出力周期のＡ相又はＢ相のＡ／Ｄ変換値を上記位相差
のずれ量及びずれ方向に移動させる位相補正を行った
後，上記ｔａｎ -1 演算を行うようにしたことを特徴とす
る回転角度検出方法。 - 【請求項２】 上記正弦波エンコーダ出力のオフセット
量を求め，Ａ／Ｄ変換されたＡ相及びＢ相の上記演算周
期毎の値を上記オフセット量を用いて補正した後，上記
ｔａｎ -1 演算を行うようにした請求項１に記載の回転角
度検出方法。 - 【請求項３】 上記オフセット補正が，上記正弦波エン
コーダ出力周期毎のＡ相及びＢ相それぞれの最大値及び
最小値を求め，正弦波エンコーダ出力周期毎の上記最大
値及び最小値の差からＡ相，Ｂ相それぞれのオフセット
量を演算すると共に，正弦波エンコーダ出力周期の前後
間の上記オフセット量の差から補正量を演算し，上記演
算周期毎の上記Ａ／Ｄ変換値を上記補正量で補正するも
のである請求項２に記載の回転角度検出方法。 - 【請求項４】 上記正弦波エンコーダ出力のＡ相とＢ相
とにおける振幅変動比を求め，Ａ／Ｄ変換されたＡ相及
びＢ相の上記演算周期毎の値を上記振幅変動比を用いて
補正した後，上記ｔａｎ -1 演算を行うようにした請求項
１〜３のいずれかに記載の回転角度検出方法。 - 【請求項５】 上記振幅補正が，上記正弦波エンコーダ
出力周期毎にＡ相及び Ｂ相それぞれの最大値と最小値と
を求め，該最大値と最小値とから求められる正弦波エン
コーダのＡ相及びＢ相出力の振幅と基準とする振幅値と
の比から上記振幅変動比を演算し，該振幅変動比を用い
て上記Ａ相とＢ相とにおける振幅変動を補正するもので
ある請求項４に記載の回転角度検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17218094A JP3365063B2 (ja) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | 回転角度検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17218094A JP3365063B2 (ja) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | 回転角度検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0835857A JPH0835857A (ja) | 1996-02-06 |
| JP3365063B2 true JP3365063B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=15937066
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17218094A Expired - Fee Related JP3365063B2 (ja) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | 回転角度検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3365063B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102010052712A1 (de) | 2009-11-27 | 2011-06-22 | DENSO CORPORATION, Aichi-pref. | Drive motor control apparatus for vehicle, motor control system, method for correcting rotation angle of motor, program for performing the same, totation detecting apparatus |
| US8159173B2 (en) | 2009-08-06 | 2012-04-17 | Denso Corporation | Control device for controlling travel motor of vehicle |
| JP2012189350A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Hamamatsu Koden Kk | エンコーダ装置及びエンコーダ装置のための補正方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1216177B1 (de) * | 1999-09-15 | 2006-09-13 | Continental Teves AG & Co. oHG | Reifensensor |
| JP4759845B2 (ja) * | 2001-05-21 | 2011-08-31 | パナソニック株式会社 | 回転角度検出装置 |
| JP2004045286A (ja) * | 2002-07-12 | 2004-02-12 | Denso Corp | レゾルバ補正方法 |
| JP2006153802A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-06-15 | Hitachi Ltd | 非接触式角度検出器 |
| JP6484008B2 (ja) * | 2014-11-19 | 2019-03-13 | 日本電産サンキョー株式会社 | エンコーダ及び回転角度位置算出方法 |
| CN107782255B (zh) * | 2016-08-25 | 2019-12-06 | 上海智驱智能科技有限公司 | 一种风门电机检测系统 |
| CN117990149B (zh) * | 2024-04-07 | 2024-06-18 | 长春理工大学 | 一种圆光栅z轴偏移量的检测方法 |
-
1994
- 1994-07-25 JP JP17218094A patent/JP3365063B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US8159173B2 (en) | 2009-08-06 | 2012-04-17 | Denso Corporation | Control device for controlling travel motor of vehicle |
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| DE102010052712B4 (de) | 2009-11-27 | 2023-01-19 | Denso Corporation | Rotationserfassungsvorrichtung, Motorsteuersystem, computerlesbares Medium und Verfahren zum Korrigieren eines Rotationswinkels eines Motors |
| JP2012189350A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Hamamatsu Koden Kk | エンコーダ装置及びエンコーダ装置のための補正方法 |
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| JPH0835857A (ja) | 1996-02-06 |
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