JP3362672B2 - Ask変調装置及びask変調方法 - Google Patents
Ask変調装置及びask変調方法Info
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Description
し、特に、不要輻射の低減とオンオフ比の改善を図った
マイクロ波帯で用いられる移動端末用のASK変調装置
と変調方法とに関する。
いてマイクロ波帯の無線信号を用いて双方向で高速デー
タ通信を行うデータ通信システムでは、特に小型、低消
費電力化に有利であると言う理由から移動端末側の変調
方式として2値ASK変調方式を用いることが注目され
ている。
の移動端末と親局との無繰区間において一定の周波数間
隔だけ離れてそれぞれASK変調された複数の通信チャ
ンネルを用いて送受信される。ここで一般的なASK変
調器は、変調パルスとして図18(a)に示すような矩
形パルスが用いられた場合には、伝送信号の周波数スペ
クトルは図l8(b)のように変調波である矩形波パル
スをフーリエ級数に展開したものとなる。
タ伝送に必要な変調波成分以外にも高いレベルの奇数次
の高調波成分を含んでいる。この高調波成分のために、
他の通信チャネルとの隣接チャンネル干渉や電波法等で
規定された占有周波数帯域幅の制限を満たせないという
問題があった。一方、2値ASK変調波は、搬送波を断
続させて変調されるが搬送波が断の場合に搬送波のリー
クが大きい場合には親局受信側の復調器の搬送波検出回
路が誤動作するため搬送波のリーク電力を十分低下させ
る必要がある。
不要輻射を低減させる方法や搬送波のリーク電力を低滅
する方法が提案されていた。例えば、高調波成分の低滅
のために、特開平4−167645号公報には矩形波の
変調パルス入力を抵抗とコンデンサとで構成された積分
回路を介してASK変調器に入力する方法が開示されて
いる。
調回路を示したフロック図である。ここで、デ一タ信号
は抵抗405とコンデンサ406とで構成された積分回
路404を介してベ−ス抵抗407を通ってトランジス
403のベースに印可される。トランジスタ403のコ
レクタには搬送波信号発生器401の出力を入力する伝
送線路402が接続されている。
して印可されることにより、滑らかにされた変調パルス
が生成されて不要な高周波成分のレベルを低減してい
る。
れた方法では高調波成分をある程度低下させることがで
きるが、以下の理由から本願が適用されるデータ通信シ
ステムにおいては所望の特性を得ることができない。図
20は、本データ通信システムで用いられるASK変調
装置の主要な所要特性を示した図である。すなわち、本
図において、搬送波周波数は6GHz、変調データの変
調速度は2Mbpsである。本変調装置はこの変調デ−
タで2値ASK変調するものである。そして、中心周波
数(6GHz)から10MHz離れて隣接チャンネルが
存在するため、隣接チャンネルで伝送する場合の符号誤
り率等を劣化させない条件から最大電力(無変調搬送波
電力)対隣接チャンネル漏洩電力のD/U比(以下、簡
単のためD/U比と略す)は約40dB以上必要とな
る。
変調搬送波電力)対搬送波漏洩電力のオンオフ比(以
下、簡単のためオンオフ比と略す)は20dB以上必要
となる。さらに、99%占有帯域幅(以下占有帯域幅と
する)は2Mbpsの4倍にあたる8MHzp−p以内
という厳しい条件を満足しなくてはならない。
するASK変調回路を用いた場合には占有帯域幅を満足
させながらD/U比を40dB以上とることは理論上不
可能である。また、オンオフ比についても搬送波断時に
おいても伝送線路を介して高周波信号が出力にリークす
るため上記所要の特性を満足することは不可能である。
尚、この積分回路を2次系の単純なローパスフィルタに
変えたとしても同様である。
は、1次系や2次系の単純な積分回路では、デジタル信
号のようなステップ状の入力信号に対して、出力信号の
時間軸の応答波形が急峻に変化してしまい、完全に滑ら
かにすることができず、ベースバンド信号の高い周波数
成分を減衰させ、周波数帯域を制限する効果が得られな
かったからである。さらには、帯域制限フィルタの入力
インピーダンスが広い周波数範囲にわたって一定である
ような構成を有していないため、デジタル信号のように
周波数の高い成分を含むベースバンド信号に対して、リ
ンギング、オーバーシュート等の波形の乱れを生じさせ
やすい。その結果、占有周波数帯域が不必要に広がるか
らである。
させる方法としては、上記積分回路を帯域制限特性に優
れ、かつデ−タの変更が比較的容易である等の理由か
ら、デジタルフィルタを用いる構成が考えられる。しか
し、デジタルフィルタを用いたASK変調装置について
は、帯域外の高調波成分の特性は満足できるがD/A変
換器や所要スプリアス持性を満足するデータを記憶する
メモリ等が必要となるため移動端末としての小型化も不
可能となり、さらには、バッテリー駆動という低消費電
力化の要件も達成することはできない。
は、デジタルフィルタなどの複雑で規棋の大きな回路を
用いることなく、受動素子を用いることにより小型、低
消費電力でかつD/U比、占有帯域幅、オンオフ比など
の変調特性を満足できるマイクロ波帯のASK変調装置
及びASK変調方法を提供することにある。
発明は、矩形波の高速データ信号をマイクロ波帯にて変
調するASK変調装置において、前記データ信号を入力
し、入力される前記データ信号の周波数に無関係な一定
の入力インピーダンスを持つ受動素子を用いて、出力波
形が時間軸に対して滑らかに立ち上がるように波形整形
する帯域制限手段と、マイクロ波帯の搬送波を入力し、
前記帯域制限手段の出力に基づき高周波増幅器の駆動電
圧を断続して前記搬送波をASK変調するASK変調手
段とを有することを特徴とする。
により、矩形波のデータ信号の波形を傾きゼロで滑らか
に立ち上がるようにする。これにより、データ信号の矩
形パルスに含まれる高調波成分が低減される。そして、
ASK変調手段の高周波増幅器は帯域制限手段で帯域制
限された出力で駆動され、矩形波が論理レベル" 1"の
場合に動作領域となりマイクロ波帯の搬送波の増幅動作
を行う。一方、矩形波が論理レベルで" 0" の場合はカ
ットオフ状態となり、搬送波出力をオフする。この結
果、良好なASK変調波を出力することができる。
制限手段の出力に前記高周波増幅器を駆動するための緩
衝増幅器からなる駆動手段を有することを特徴とする。
駆動手段を設けることにより、帯域制限回路を安定して
動作させることができる。また、前記帯域制限手段は、
入力と出力間に設けられたコイルLと、前記コイルLの
入力に一端が接続されて他端が接地された、第1の抵抗
RとコンデンサCとの直列回路と、からなる基本回路を
データ信号入力にN(Nは2以上の整数)個縦続接続
し、前記N段目の基本回路の出力に接地された第2の抵
抗Rを接続し、かつ、前記基本回路は、 を満たすように構成されることを特徴とする。
力信号が不連続に(階段状に)変化するにもかかわら
ず、出力信号の波形を傾きゼロで滑らかに立ち上がるよ
うにすることができる。
とは、前記データ信号の時間応答に基づき決められるこ
とを特徴とする。さらに、前記基本回路の接続数と回路
定数とは、前記データ信号の矩形波の立ち上がり時間と
前記ASK変調波の帯域外不要高調波成分と隣接キャリ
ア成分の抑圧度に基づき決定されることを特徴とする。
スタをエミッタホロア型に組み合わせたことを特徴とす
る。また、前記緩衝増幅器は、オペアンプで構成されて
いることを特徴とする。また、前記緩衝増幅器は、オペ
アンプと、電流増幅回路とで構成されていることを特徴
とする。
ンジスタ若しくはバイポーラトランジスタ増幅器をM段
(Mは1以上の整数)に接続したことを特徴とする。上
記目的を達成するため本発明は、矩形波の高速データ信
号をマイクロ波帯にて変調するASK変調装置におい
て、入力と出力間に設けられたコイルLと、前記コイル
Lの入力に接続された第1の抵抗RとコンデンサCの接
地された直列回路とからなる基本回路を前記データ信号
入力に4個縦続接続し、前記4段目の基本回路の出力に
第2の接地された抵抗Rを接続した帯域制限手段と、マ
イクロ波帯の搬送波を入力し前記帯域制限手段の出力に
基づき高周波増幅器の駆動電圧を断続して前記搬送波を
ASK変調するASK変調手段とを有することを特徴と
する。
帯域制限手段の出力に前記高周波増幅器を駆動するため
の緩衝増幅器からなる駆動手段を有することを特徴とす
る。上記目的を達成するため本発明は、矩形波の高速デ
ータ信号をマイクロ波帯にて変調するASK変調装置に
おいて、前記データ信号の入力に接続したコイルLと、
前記コイルLの入力側に接続された第1の抵抗Rとコン
デンサCの接地された直列回路とからなる基本回路をさ
らに3個縦続接続した帯域制限回路と、前記帯域制限回
路に接続した第1、第2のトランジスタをエミッタホロ
ア型に組み合わせた緩衝増幅器と、前記緩衝増幅器の出
力をドレインに入力し、マイクロ波帯の搬送波をゲート
に入力したソース接地型の電界効果トランジスタ(FE
T)を用いた高周波増幅回路とから構成されることを特
徴とする。
の高速データ信号をマイクロ波帯にて変調するASK変
調装置において、入力と出力間に設けられたコイルL
と、前記コイルLの入力に接続された第1の抵抗Rとコ
ンデンサCの接地された直列回路とからなる基本回路を
前記データ信号入力に4個縦続接続し、前記4段目の基
本回路の出力に第2の接地された抵抗Rを接続した帯域
制限手段と、前記帯域制限手段に接続されたオペアンプ
と、このオペアンプの出力に接続された電流増幅回路と
で構成される緩衝増幅器と、前記緩衝増幅器の出力をド
レインに入力し、マイクロ波帯の搬送波をゲートに入力
したソース接地型の電界効果トランジスタ(FET)を
用いた高周波増幅回路とから構成されることを特徴とす
る。
の高速データ信号をマイクロ波帯にて変調するASK変
調方法において、前記データ信号を入力し、入力される
前記データ信号の周波数に無関係な一定の入力インピー
ダンスを持つ受動素子を用いて、出力波形が時間軸に対
して滑らかに立ち上がるように波形整形して帯域制限
し、マイクロ波帯の搬送波を高周波増幅器に入力し、前
記帯域制限された信号に基づき前記高周波増幅器の駆動
電圧を断続して前記搬送波をASK変調することを特徴
とする。
立ち上がり時の出力波形の傾きをなくすように波形整形
して帯域制限することにより、データ信号の矩形パルス
に含まれる高調波成分を低減する。その結果、出力され
る変調波の占有帯域幅及び隣接チャンネル漏洩電力を低
減させることができる。尚、前記帯域制限は、入力と出
力間に設けられたコイルLと、前記コイルLの入力に一
端が接続され他端が接地された、第1の抵抗Rとコンデ
ンサCとの直列回路とからなる基本回路を、 を満たすように構成し、かつ、前記基本回路を前記デー
タ信号入力にN(Nは2以上の整数)個縦続接続し、前
記N段目の基本回路の出力に第2の接地された抵抗Rを
接続することを特徴とする。
は、N=2、L/R=Tとしたとき時定数Tをパラメー
タとして出力応答を計算し、前記出力応答が、所定のD
/U比及び占有帯域幅を満足するか否かの第1の判定を
行い、前記出力応答が、矩形パルスを入力したとき最小
パルス幅時間内に立ち上がるかどうかの第2の判定を行
い、前記第1、第2の判定結果がともに満足している場
合にはその時の段数及び回路定数を決定し、前記第1、
第2の判定結果がどちらかでも満足できない場合にはN
を増加し上記第1、第2の判定を繰り返し、最終的に基
本回路の段数Nと回路定数とを決定することを特徴とす
る。
ムの条件によっては、D/U比又は占有帯域幅のいずれ
か一方のみの判定で良い場合もある。
図1は本発明の実施の形態におけるASK変調装置のブ
ロック図である。図1中、1は帯域制限回路である。こ
の帯域制限回路1は、受動素子から構成され、かつ入力
される信号の周波数に無関係な一定の入力インピーダン
スを持つ、定インピーダンス回路である。そして、帯域
制限回路1は、矩形パルス波形の高速データ信号を入力
し、この矩形パルス(データ)を時間軸の応答に対して
滑らかにして周波数帯域制限するものである。
帯域制限回路1と後述するASK変調回路3との間で電
圧利得が1の緩衝増幅器として動作する。従って、駆動
回路2から出力される電圧波形は、帯域制限回路1の出
力電圧波形と同じである。3はASK変調回路である。
このASK変調回路3は、駆動回路2からの出力(変調
信号)で駆動される高周波増幅器で構成される。この高
周波増幅器は入力信号となる矩形パルスが論理レベル"
1" の場合に動作領域となりマイクロ波帯の搬送波の増
幅動作を行う。一方、矩形パルスが論理レベルで" 0"
の場合はカットオフ状態となり、搬送波出力をオフす
る。この結果、駆動回路2からの出力(変調信号)に応
じてASK変調(2値ASK)し、所望のASK変調波
を出力する。
スのベースバンド信号入力と高周波増幅器で構成された
ASK変調回路3との間に矩形波パルスのベースバンド
信号の時間軸応答を制御するための帯域制限回路1を設
け、帯域制限回路1の出力信号に基づき高周波増幅器を
オンオフして2値ASK変調を行うことを特徴とする。
る。まず、帯域制限回路1を構成する基本回路20の動
作について説明する。尚、本基本回路20を便宜上、1
段回路と呼ぶこととする。図2に示すように,基本回路
20は、抵抗21,22、コイル23及びコンデンサ2
4から構成される。
との間に接続され、コイル23の両端には抵抗21及び
コンデンサ24から構成される直列回路と抵抗22とが
接続されている。そして、直列回路及び抵抗22の他端
は接地されている。このように構成された基本回路20
において、抵抗21と抵抗22との回路定数を共にR、
コイル23の回路定数をL、コンデンサ24の回路定数
をCとすると、基本回路20の入力インピーダンスZin
(s)は、
端子26に接続されるインピーダンスは、Rに比べて十
分大きいものとしている。ここで、
より、
周波数によらず一定で、抵抗成分Rのみとなる。尚、出
力端子26側の抵抗22は出力端子に接続する負荷で代
用してもよいが、負荷の抵抗値と回路の入力側に使用し
ている抵抗21の値とは一致させておく必要がある。
て説明する。図3 は帯域制限回路1の他の回路構成を示
す図である。図3に示される回路30は、前述の基本回
路20の出力端子26側に接続された抵抗22の代わり
に、さらに基本回路20を直列に追加し、図3のように
接続したものである。ここでは、本回路30を便宜上、
2段回路と呼ぶことにする。
ダンスZin(s)は、
り、
in(s)が周波数によらず一定で、かつ抵抗成分Rのみ
となる。本実施の形態では1段回路及び2段回路につい
て説明したが、同じような方法で回路を更に図4に示す
ようなn段回路の帯域制限回路1まで拡張できる。この
場合、1段回路や2段回路と同様に
り、
実施形態における帯域制限回路1の1段回路20及び2
段回路30のデジタル信号入力時における時間軸応答動
作について説明する。説明のため、代表的なデジタル信
号として、時刻t=0で振幅Vinボルトのステップ状の
入力信号が入力される場合を例とする。一般のデジタル
的な信号に対する結果も、以下の例から容易に拡張する
ことができるため、詳細な説明は省略する。
(t)とすると、1段回路20では、
は自然数)の帯域制限回路では、
し、時刻t=0でのステップ入力信号Vinに対してのV
out (t)の接線の傾きを求めると、1段の基本回路2
0の場合、
とにより、入力信号が不連続に(階段状に)変化するに
もかかわらず、出力信号の波形を傾きゼロで滑らかに立
ち上がるようにすることができる。この結果、帯域制限
回路1は2段以上の回路段数を縦続接続することにより
矩形パルスの立ち上がり時の出力応答波形の傾きをなく
すことが出来る。
においてもVout (t)=Vinに滑らかに漸近する。従
って、最終的には出力26には,入力と同じ電圧が得ら
れる。図5に1段回路の場合42、2段回路の場合4
3、3段回路の場合44及び4段回路の場合45の出力
波形を示す。
ほど出力波形はゆっくり立ち上がるようになるが、逆に
最終値に収束する時間も延びるため、実際には入力する
デジタル信号の最小パルス幅時間内で十分収束するよう
に、回路段数ならびに回路定数を考慮する必要がある。
また、実際には後段の回路の入出力特性、変調器の変調
特性との組み合わせによる総合的な特性を考慮し、計算
機シミュレーションあるいは実験により、段数及び回路
定数を決定する。
限回路1は、回路段数が2段以上であれば、入力したデ
ジタル信号波形の急峻に変化する不連続部分を取り除
き、連続かつなめらかに変化する信号に整形することが
できる。また、このときの周波数特性は、n段(nは,
自然数)の帯域制限回路の伝達関数H(s)が、
のため、定常状態でも信号の高調波成分を減衰する作用
のあることがわかり、nが大きいほど顕著である。次
に、具体的な回路段数と回路定数の決め方について説明
する。図6は、帯域制限回路1の回路段数と回路定数と
の決定手法を示したフローチャ−トである。
ことで入力信号が不連続に(階段状に)変化するにもか
かわらず、出力信号の波形を傾きゼロで滑らかに立ち上
がるようにすることができる。このため、最初に、n=
2として式7に代入して出力応答を求める(ステップ5
02)。ここで、L/R=Tとしたときの時定数Tをパ
ラメ−タとして計算する(ステップ504)。
条件として帯域外不要高調波成分や隣接チャンネル干渉
の要件(D/U比=40dB以上、及び占有帯域幅=8
MHzp−p以内)を満足するか否かを判定する(ステ
ップ505)。さらに、第二の条件として最小パルス幅
時間の立ち上がり特性を満足するかどうかを判定する
(ステップ506)。この最小パルス幅時間は、例え
ば、本願が適用されるデータ伝送システムでは変調速度
が2Mbpsのマンチェスター符号を用いているため、
デューティ50%のデータ信号とすると論理レベル"
1" となる時間は500nsとなる。従って、時間50
0ns内で帯域制限回路1の出力波形が、例えば、最大
振幅の90%以上となる必要がある。
記条件を満足できる時定数Tを求める(ステップ503
〜ステップ508)。そして、上記条件を満足できる時
定数Tが存在すればその時定数から回路定数が決定され
る(ステップ510)。また、適当な時定数が得られな
い場合には、n=3について同様の手順を繰り返す(ス
テップ509)。
的に第一、第二の条件を満足する段数nと時定数Tとを
決定する。なお、時定数Tが決定すれば の関係から回路定数L、C、Rが決定する。例えば、前
述したシステムを図6のフロ−チャートに基づき計算し
た結果、段数n=4、R=1KΩ、C=50pF、L=
50μHとなった。
全て同一にしていた。しかし、各回路段で式2を満た
し、かつ入力インピ−ダンスを統−しておくことによ
り、各回路段でのコンデンサの容量値とコイルのインダ
クタンス値とを異なるように選ぶことも可能ではある。
しかし、回路定数を各段数毎に変えると回路設計が難し
く、また解析も複雑になるため、本実施の形態のように
基本回路を繰り返し接続して、帯域制限回路全体で各定
数を統一しておくことがより望ましい。
タ伝送システムの条件について第一の条件及び第二の条
件を判定したが、適用されるデータ伝送システムによっ
て第一の条件及び第二の条件の具体的な数値が異なるこ
とは言うまでもない。さらに、データ伝送システムによ
っては、第一の条件のうちD/U比のみ考慮すれば良い
場合や、占有帯域幅のみ考慮すれば良い場合もあり得
る。その場合は、第一の条件の判定ステップ(ステップ
505)において、D/U比、又は占有帯域幅のみ判定
すれば良い。
回路2は、図7に示される如く、一例として2個のトラ
ンジスタ51,52をエミッタホロア型に組み合わせて
構成される。尚、53は帯域制限回路1からの信号が入
力される入力端子、54は出力端子である。そして、端
子55から電源が供給される。
K変調回路3との間で電圧利得が1の緩衝増幅器として
動作する。従って、帯域制限回路lからの出力電庄を受
け、同一の電圧を出力する電流ブースト回路でもあり、
駆動回路2から出力される電圧波形は帯域制限回路1の
出力電圧波形とほぼ同じものとなる。図7に示した回路
は入力インピーダンスが高く、出力インピーダンスが低
いエミッタホロア型であるため、帯域制限回路1が理想
的に動作される。また出力側のASK変調回路3に対し
てより大きな電流を吸い込み、吐き出しを可能としてい
る。従って、負荷となるASK変調回路3に供給すべき
電流が増大しても本回路を用いることで直接駆動させる
ことが出来る。
る。図8は、本実施の形態におけるASK変調回路3の
一例として用いられる高周波増幅回路の構成を示した図
である。この高周波増幅回路は、電界効果トランジスタ
(FET)61を用いたソース接地型高周波増幅器であ
る。図8によると、電界効果トランジスタ61のドレイ
ン端子には、駆動回路2からの信号が入力される端子6
2との間に接続された高周波チョークコイル63が接続
されている。
が電界効果トランジスタ61のドレイン端子に供給され
ると、搬送波入力端子64からゲート端子に入力される
高周波搬送波を増幅して出力するように適当なゲートバ
イアスが与えられる(図示せず)。一方、電界効果トラ
ンジスタ61の電源が遮断された状態(駆動回路2から
のロウレベル出力)では、変調波出力端子65には搬送
波が出力されない。
フすることにより、変調波出力端子65にはオンオフ比
の良好な2値ASK変調波が出力される。尚、本実施形
態では駆動回路2から供給される電源は、高周波チョー
クコイル63を介して振幅変調器である電界効果トラン
ジスタ61に供給している。高周波チョークコイル63
は、搬送波が電源に回り込むことを防止する目的で設け
られたものである。
いて説明する。図9は本ASK変調装置の回路図を示し
たものである。本ASK変調装置では、帯域制限回路1
に前述した4段回路を用い、駆動回路2には図7の緩衝
増幅器を用い、ASK変調回路3には図8の高周波増幅
回路を適用している。
は、周波数帯域制限回路として従来よく用いられていた
デジタルフィルタ等の複雑な能動部品を用いた構成では
なく、簡単な受動部品のみで構成されている。次に、こ
の本ASK変調装置の動作を説明する。尚、図10は図
9のブロック図の各部の信号波形を示したものである。
るベースバンド信号が、帯域制限回路部1にベースバン
ド信号入力端子25から入力される。このベースバンド
信号は帯域制限回路1により、周波数帯域制限されて出
力される。この出力信号の波形は、図10に示される如
く、時間軸に対して滑らかに立ち上がり、そして立ち下
がる信号波形となる。そして、帯域制限回路部1の出力
信号は、駆動回路2に入力される。
調回路3との間で電圧利得が1の緩衝増幅器として動作
するので、出力される出力電圧波形は帯域制限回路1の
出力電圧波形と等しい。そして、駆動回路2の出力信号
はASK変調回路3に入力される。尚、ここでは簡単の
ためトランジスタのベース・エミッタ間の電圧降下分の
シフトを無視している。
力信号の電圧により電界効果トランジスタをオンオフさ
せることにより外部から入力するマイクロ波帯の搬送波
を断続させてASK変調(2値ASK)し、変調波出力
端子65から所望のASK変調波84を出力する。すな
わち、電源を供給された通常動作状態では、電源電圧に
応じて入力された搬送波を増幅して出力し、電源を遮断
された状態では搬送波を出力しない。従って、電源をオ
ンオフすることにより、オンオフ比の良好な2値ASK
変調波を出力することができる。
に説明する。ここでは、ASK変調回路3が線形変調器
である場合を考える。このとき出力されるASK変調波
の包絡線は、帯域制限回路1の出力波形に相似した波形
となる。変調波のスペクトラムの両サイドバンドに変調
信号のスペクトラムが現れることになる。従って、帯域
制限回路1で入力矩形パルスに含まれる高調波成分を低
減することで、出力される変調波の占有帯域幅及び隣接
チャンネル漏洩電力を低減させることができる。
ずれた非線型動作をする場合においても、帯域制限回路
1で入力矩形パルスに含まれる高調波成分を低減させる
ことにより、やはり変調波のサイドバンドの高次成分が
低減する効果が得られるので、占有帯域幅及び隣接チャ
ンネル漏洩電力を低減させることができる。ここで、本
実施の形態で提供したASK変調装置(帯域制限回路1
の段数n=4、回路定数1KΩ、C=50pF、L=5
0μH)の変調特性を、図11の変調特性を示す図を用
いて帯域制限回路がない場合や1次係の積分回路を設け
た場合と比較して説明する。
する場合の変調特性を93、R,Cの1次系積分回路を
設けた場合の変調特性を92、帯域制限回路を全く設け
ない場合の変調特性を91で示している.尚、この変調
特性では、図20に示した99%占有帯域幅、10MH
z離れの隣接チャンネル電力の特性についてそれぞれ比
較している。ベースバンド信号の変調速度は2Mbp
s、搬遂波周波数は6GHzである。
回路を設けない場合の99%占有帯域幅は約l3MHz
p一pであり、帯域制限回路としてRC回路を設けた場
合の99%占有帯域幅は約11MHzp−pである.こ
れに対して、本発明のASK変調装置の99%占有帯域
幅は約7MHzp−pとなり所要値である8MHzp−
p以下を満足している。
接チャンネル漏洩電力に関しては、帯域制限回路を設け
ない場合のD/U比は約35dB、帯域制限回路として
1次の積分回路を設けた場合のD/U比は約38dBあ
る。これに対して、本発明のASK変調装置のD/U比
は約45dBとなり、1次の積分回路と比較して約7d
Bもの改善を達成できる。この結果、前述した所要D/
U比=40dB以上を十分満足できる。
した構成のASK変調装置のオンオフ比の特性は約30
dBとなり、所要の20dBに対して約10dBものマ
ージンをもつことができた。以上の比較結果により、帯
域制限回路を設けなかったり、単なる1次の積分回路を
設けただけのASK変調装置では図20に示した所要の
変調特性が得られないのに対して、本ASK変調装置は
所要の変調特性を全て満足できる。
・省電力が要求される移動端末において、隣接チャンネ
ル漏洩電力や99%占有帯域幅の条件を全て満足させ、
オンオフ比も良好にとれる。本発明の第2の実施の形態
を説明する。図12は第2の実施の形態の回路図であ
る。
ける駆動回路2を省略したものである。第2の実施の形
態は、ベースバンド信号源に後段のASK変調回路3を
動作させるに十分な電流駆動能力がある場合に可能な構
成である。しかし、前段の回路動作を安定化させるとい
う観点からは、駆動回路2すなわち緩衝増幅器を用いる
構成がより望ましい。
13は第3の実施の形態における駆動回路2の回路図で
ある。第3の実施の形態における駆動回路2は、オペア
ンプ121を電圧フォロアとして用いたものである。出
力端子123からの吐き出し、吸い込み電流値が後段の
ASK変調器3を十分駆動できるように注意しておく必
要があるが、動作的には入力インピーダンスが高く、か
つ出力インピーダンスが低く、線形であるため、理想的
な緩衝増幅器である。
14は第4の実施の形態における駆動回路2の回路図で
ある。第4の実施の形態の駆動回路2は、第1の実施の
形態における駆動回路2に抵抗131,132とダイオ
ード133,134を追加して、入出力の線形性をより
改善する構成としたものである。
1,132により電源135からバイアスされ、各トラ
ンジスタ51,52のエミッタ・ベース間の電圧降下を
あらかじめ打ち消すように構成されている。第1の実施
の形態では,簡単のためトランジスタのエミッタ・ベー
ス間の電圧降下を無視したが、実際にはこの電圧降下の
ため、入力電位が電源電圧の中点付近でスイッチングひ
ずみが発生する。
生させることがないため、理想的な線形入出力特性が得
られる。本発明の第5の実施の形態を説明する。図15
は第5の実施の形態における駆動回路2の回路図であ
る。第5の実施の形態は、オペアンプ121と電流増幅
回路とを組み合わせたものである。すなわち、第3の実
施形態と第4の実施形態とを組み合わせた構成である。
2のスイッチングひずみを帰還で改善している為、ダイ
オード131,132が不要となる。更に、この回路は
入力インピーダンスが高く、また出力側ではより大きな
電流を吸い込み、吐き出しできるため、後段の電源とし
ても効果的に動作することができる。本発明の第6の実
施の形態を説明する。
変調回路3の回路図である。図中、200はコンデン
サ、201は抵抗、202はゲートバイアスが供給され
る端子である。第6の実施形態は、ASK変調回路3に
ついて、オンオフ比改善のために断続する高周波増幅器
の段数を1段ではなく、多段にしたものである。この場
合には,高周波増幅回路の段数を増やすことにより、さ
らに変調波のオンオフ比を良好にすることができるとい
う効果が得られる。具体的には、コストや実装面積を考
慮すると、1段から3段程度で構成することが望まし
い。
17は第7の実施形態におけるASK変調回路3の回路
図である。第7の実施の形態では、電界効果トランジス
タに代えて、バイポーラトランジスタ300で構成して
もである。尚、第6の実施の形態及び第7の実施の形態
では代表的な構成を述べたが、ASK変調回路3の構成
として、電界効果トランジスタとバイポーラトランジス
タとを組み合わせて構成しても良い。また、市販のIC
増幅器などで構成してもよい。これらのどの場合におい
ても、出力される変調波のASKが電源電圧に比例する
ような構成とし、すなわち線形変調器として動作するこ
とが望ましいのはいうまでもない。
ップ状に変化するデジタル信号波形の不連続部分を、受
動回路で構成された帯域制限回路で応答出力の傾きが無
くなるようにし、この出力信号で高周波増幅器の電源を
オンオフすることにより良好な2値ASK変調波を得る
ことができる。
回路は、抵抗、コイル及びキャパシタの受動部品のみで
構成されるので、低消費電力が図れるとともに回路規模
が小さくできる効果を有している。さらに、ASK変調
装置全体としても、デジタルフィルタ等を帯域制限回路
に用いたASK変調器の構成に比較してはるかに小型、
低消費電力化となる効果がある。
ント基板に実装した場合には30mm四方以下の領域に
実装することができる。もし、デジタルフィルタを用い
て同等特性のASK変調回路を構成した場合には、およ
そ5倍から10倍の実装面積が必要となる。従って、本
発明のASK変調回路は、帯域制限手段にデジタルフィ
ルタ等を用いないため電源供給や同期クロック供給など
必要がないため、小型、低消費電力化が必項の移動端末
には最適な構成を提供できる。
インピーダンスが全周波数にわたり一定で、抵抗成分の
みとなっているので、ベースバンド信号の反射によるリ
ップル、信号のリンギング及びオーバーシュートなど不
要な信号波形の乱れが生じにくいので、乱れによって生
じる不要な成分による周波数領域での帯域の広がりを抑
制し、隣接チャンネルへの漏洩など不要な成分を低減す
ることができるという効果もある。
K変調装置のブロック図である。
の構成図である。
の構成図である。
成図である。
3段回路及び4段回路の場合についてそれぞれステップ
応答波形を示した図である。
方を示したフローチャートである。
ある。
構成図の一例である。
部の信号波形を示した図である。
域制限回路を持たないASK変調装置、積分回路を有す
るASK変調装置それぞれの変調特性を比較して示した
図である。
の回路構成図である。
の回路構成図である。
回路構成図である。
回路構成図である。
形態の回路構成図である。
形態の回路構成図である。
周波数スペクトラムを示した図である。
ある。
を示した図である。
Claims (18)
- 【請求項1】 矩形波の高速データ信号をマイクロ波帯
にて変調するASK変調装置において、 前記データ信号を入力し、入力される前記データ信号の
周波数に無関係な一定の入力インピーダンスを持つ受動
素子を用いて、出力波形が時間軸に対して滑らかに立ち
上がるように波形整形する帯域制限手段と、 マイクロ波帯の搬送波を入力し、前記帯域制限手段の出
力に基づき高周波増幅器の駆動電圧を断続して前記搬送
波をASK変調するASK変調手段とを有することを特
徴とするASK変調装置。 - 【請求項2】 前記ASK変調装置は、さらに、前記帯
域制限手段の出力に前記高周波増幅器を駆動するための
緩衝増幅器からなる駆動手段を有することを特徴とする
請求項1記載のASK変調装置。 - 【請求項3】 前記帯域制限手段は、入力と出力間に設
けられたコイルLと、前記コイルLの入力に一端が接続
されて他端が接地された、第1の抵抗RとコンデンサC
との直列回路と、からなる基本回路をデータ信号入力に
N(Nは2以上の整数)個縦続接続し、前記N段目の基
本回路の出力に接地された第2の抵抗Rを接続し、 かつ、前記基本回路は、 を満たすように構成されることを特徴とする請求項1又
は請求項2に記載のASK変調装置。 - 【請求項4】 前記基本回路の接続数Nと回路定数と
は、前記データ信号の時間応答に基づき決められること
を特徴とする請求項3に記載のASK変調装置。 - 【請求項5】 前記基本回路の接続数と回路定数とは、
前記データ信号の矩形波の立ち上がり時間と前記ASK
変調波の帯域外不要高調波成分と隣接キャリア成分の抑
圧度に基づき決定されることを特徴とする請求項3又は
請求項4に記載のASK変調装置。 - 【請求項6】 前記緩衝増幅器は、2個のトランジスタ
をエミッタホロア型に組み合わせたことを特徴とする請
求項1〜請求項5のいずれかに記載のASK変調装置。 - 【請求項7】 前記緩衝増幅器は、オペアンプで構成さ
れていることを特徴とする請求項1〜請求項6のいずれ
かに記載のASK変調装置。 - 【請求項8】 前記緩衝増幅器は、オペアンプと、電流
増幅回路とで構成されていることを特徴とする請求項1
〜請求項7のいずれかに記載のASK変調装置。 - 【請求項9】 前記高周波増幅器は、電界効果トランジ
スタ若しくはバイポーラトランジスタ増幅器をM段(M
は1以上の整数)に接続したことを特徴とする請求項1
〜請求項8のいずれかに記載のASK変調装置。 - 【請求項10】 矩形波の高速データ信号をマイクロ波
帯にて変調するASK変調装置において、 入力と出力間に設けられたコイルLと、前記コイルLの
入力に接続された第1の抵抗RとコンデンサCの接地さ
れた直列回路とからなる基本回路を前記データ信号入力
に4個縦続接続し、前記4段目の基本回路の出力に第2
の接地された抵抗Rを接続した帯域制限手段と、 マイクロ波帯の搬送波を入力し前記帯域制限手段の出力
に基づき高周波増幅器の駆動電圧を断続して前記搬送波
をASK変調するASK変調手段とを有することを特徴
とするASK変調装置。 - 【請求項11】 前記ASK変調装置は、さらに、前記
帯域制限手段の出力に前記高周波増幅器を駆動するため
の緩衝増幅器からなる駆動手段を有することを特徴とす
る請求項10記載のASK変調装置。 - 【請求項12】 矩形波の高速データ信号をマイクロ波
帯にて変調するASK変調装置において、 前記データ信号の入力に接続したコイルLと、前記コイ
ルLの入力側に接続された第1の抵抗RとコンデンサC
の接地された直列回路とからなる基本回路をさらに3個
縦続接続した帯域制限回路と、 前記帯域制限回路に接続した第1、第2のトランジスタ
をエミッタホロア型に 組み合わせた緩衝増幅器と、 前記緩衝増幅器の出力をドレインに入力し、マイクロ波
帯の搬送波をゲートに入力したソース接地型の電界効果
トランジスタ(FET)を用いた高周波増幅回路とから
構成されることを特徴とするASK変調装置。 - 【請求項13】 矩形波の高速データ信号をマイクロ波
帯にて変調するASK変調装置において、 入力と出力間に設けられたコイルLと、前記コイルLの
入力に接続された第1の抵抗RとコンデンサCの接地さ
れた直列回路とからなる基本回路を前記データ信号入力
に4個縦続接続し、前記4段目の基本回路の出力に第2
の接地された抵抗Rを接続した帯域制限手段と、 前記帯域制限手段に接続されたオペアンプと、このオペ
アンプの出力に接続された電流増幅回路とで構成される
緩衝増幅器と、 前記緩衝増幅器の出力をドレインに入力し、マイクロ波
帯の搬送波をゲートに入力したソース接地型の電界効果
トランジスタ(FET)を用いた高周波増幅回路とから
構成されることを特徴とするASK変調装置。 - 【請求項14】 矩形波の高速データ信号をマイクロ波
帯にて変調するASK変調方法において、 前記データ信号を入力し、入力される前記データ信号の
周波数に無関係な一定の入力インピーダンスを持つ受動
素子を用いて、出力波形が時間軸に対して滑らかに立ち
上がるように波形整形して帯域制限し、 マイクロ波帯の搬送波を高周波増幅器に入力し、 前記帯域制限された信号に基づき前記高周波増幅器の駆
動電圧を断続して前記搬送波をASK変調することを特
徴とするASK変調方法。 - 【請求項15】 前記帯域制限は、 入力と出力間に設けられたコイルLと、前記コイルLの
入力に一端が接続され他端が接地された、第1の抵抗R
とコンデンサCとの直列回路とからなる基本回路を、 を満たすように構成し、かつ、前記基本回路を前記デー
タ信号入力にN(Nは2以上の整数)個縦続接続し、 前記N段目の基本回路の出力に第2の接地された抵抗R
を接続することを特徴とする請求項14に記載のASK
変調方法。 - 【請求項16】 前記基本回路の段数と回路定数とは、 N=2、L/R=Tとしたとき時定数Tをパラメータと
して出力応答を計算し、 前記出力応答が、所定のD/U比及び占有帯域幅を満足
するか否かの第1の判定を行い、 前記出力応答が、矩形パルスを入力したとき最小パルス
幅時間内に立ち上がるかどうかの第2の判定を行い、 前記第1、第2の判定結果がともに満足している場合に
はその時の段数及び回路定数を決定し、 前記第1、第2の判定結果がどちらかでも満足できない
場合にはNを増加し上記第1、第2の判定を繰り返し、 最終的に基本回路の段数Nと回路定数とを決定すること
を特徴とする請求項14又は請求項15に記載のASK
変調方法。 - 【請求項17】 前記基本回路の段数と回路定数とは、 N=2、L/R=Tとしたとき時定数Tをパラメータと
して出力応答を計算し、 前記出力応答が、所定のD/U比を満足するか否かの第
1の判定を行い、前記出力応答が、矩形パルスを入力し
たとき最小パルス幅時間内に立ち上がるかどうかの第2
の判定を行い、 前記第1、第2の判定結果がともに満足している場合に
はその時の段数及び回路定数を決定し、 前記第1、第2の判定結果がどちらかでも満足できない
場合にはNを増加し上記第1、第2の判定を繰り返し、 最終的に基本回路の段数Nと回路定数とを決定すること
を特徴とする請求項14又は請求項15に記載のASK
変調方法。 - 【請求項18】 前記基本回路の段数と回路定数とは、 N=2、L/R=Tとしたとき時定数Tをパラメータと
して出力応答を計算し、前記出力応答が、所定の占有帯
域幅を満足するか否かの第1の判定を行い、 前記出力応答が、矩形パルスを入力したとき最小パルス
幅時間内に立ち上がるかどうかの第2の判定を行い、 前記第1、第2の判定結果がともに満足している場合に
はその時の段数及び回路定数を決定し、 前記第1、第2の判定結果がどちらかでも満足できない
場合にはNを増加し上記第1、第2の判定を繰り返し、 最終的に基本回路の段数Nと回路定数とを決定すること
を特徴とする請求項14又は請求項15に記載のASK
変調方法。
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WO2002039582A2 (en) * | 2000-11-09 | 2002-05-16 | Broadcom Corporation | A constant impedance filter |
US7505580B2 (en) | 2000-11-09 | 2009-03-17 | Broadcom Corporation | IP telephone system |
US7292645B2 (en) * | 2001-05-29 | 2007-11-06 | Agere Systems Inc. | Binary transmitter and method of transmitting data in binary format |
JP2003101309A (ja) * | 2001-09-20 | 2003-04-04 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波装置 |
JP4447596B2 (ja) | 2006-06-28 | 2010-04-07 | パナソニック株式会社 | パルス生成回路及び変調器 |
US8023586B2 (en) * | 2007-02-15 | 2011-09-20 | Med-El Elektromedizinische Geraete Gmbh | Inductive power and data transmission system based on class D and amplitude shift keying |
JP4968803B2 (ja) * | 2009-05-21 | 2012-07-04 | 日本電信電話株式会社 | バーストデータ受信回路 |
JP5762723B2 (ja) * | 2009-11-20 | 2015-08-12 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | 変調回路及びそれを備えた半導体装置 |
KR20240118180A (ko) | 2009-12-18 | 2024-08-02 | 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 | 액정 표시 장치 |
WO2011081041A1 (en) | 2009-12-28 | 2011-07-07 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and method for manufacturing the semiconductor device |
RU2468497C1 (ru) * | 2011-06-28 | 2012-11-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники" (ТУСУР) | Установка регулирования амплитуды мощных гармонических сигналов |
JP5881492B2 (ja) * | 2012-03-23 | 2016-03-09 | 株式会社東芝 | Ask信号発生器 |
JP2020537850A (ja) * | 2017-10-19 | 2020-12-24 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン(パブル) | バイナリ情報を送信するための送信機、ネットワークノード、方法およびコンピュータプログラム |
US11240090B2 (en) | 2017-11-03 | 2022-02-01 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Receiver, communication apparatus, method and computer program |
US11063797B2 (en) | 2017-11-03 | 2021-07-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Transmitter, network node, method and computer program |
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Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3794920A (en) | 1971-09-15 | 1974-02-26 | Westinghouse Air Brake Co | Fail-safe code keying transmitter |
US3906349A (en) | 1973-03-23 | 1975-09-16 | Westinghouse Air Brake Co | Modulated carrier transmitting circuit |
US3961287A (en) * | 1975-04-16 | 1976-06-01 | Prf, Inc. | Amplitude modulated transmitter |
JPS58104531A (ja) | 1981-12-17 | 1983-06-22 | Fujitsu Ltd | スイツチ回路 |
US4602226A (en) * | 1985-03-21 | 1986-07-22 | General Electric Company | Apparatus for the gated modulation of a radio-frequency carrier signal |
JPH02223256A (ja) | 1988-11-28 | 1990-09-05 | Nec Corp | 単一周波数発生回路 |
JPH0734560B2 (ja) | 1989-05-18 | 1995-04-12 | 株式会社ケンウッド | オン・オフキーイング変調回路 |
US5239275A (en) * | 1989-08-04 | 1993-08-24 | Motorola, Inc. | Amplitude modulator circuit having multiple power supplies |
JPH04167645A (ja) | 1990-10-26 | 1992-06-15 | Matsushita Electric Works Ltd | Ask変調器 |
EP0576690B1 (en) * | 1992-05-26 | 1999-11-17 | Hewlett-Packard GmbH | Transition time converter |
US5694439A (en) * | 1995-03-21 | 1997-12-02 | Intel Corporation | Bi-directional low pass filtering method and apparatus |
US6014409A (en) * | 1997-02-05 | 2000-01-11 | Cabletron Systems, Inc. | Passive analog filter for network interface |
JPH10261925A (ja) * | 1997-03-17 | 1998-09-29 | Toshiba Corp | 高周波増幅器 |
US5798674A (en) * | 1997-04-08 | 1998-08-25 | Raytheon Company | Band Limited AM modulator using linear power amplification |
WO2002039582A2 (en) * | 2000-11-09 | 2002-05-16 | Broadcom Corporation | A constant impedance filter |
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