JP3359097B2 - 多出力電源装置 - Google Patents
多出力電源装置Info
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- JP3359097B2 JP3359097B2 JP16644993A JP16644993A JP3359097B2 JP 3359097 B2 JP3359097 B2 JP 3359097B2 JP 16644993 A JP16644993 A JP 16644993A JP 16644993 A JP16644993 A JP 16644993A JP 3359097 B2 JP3359097 B2 JP 3359097B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，複数の直流出力電圧を
供給し得る多出力電源装置に関する。
供給し得る多出力電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来，単一の電源装置から複数の負荷に
大きさの同一又は異なる直流出力電圧を供給するケース
が増えている。このような場合，その電源装置として種
々な構成のものが考えられるが，量産が可能なためコス
トダウンを図れるという点から，１系統の直流出力を複
数に分岐し，分岐された各直流出力電圧を別のレベルの
直流電圧に変換する電源装置が提案されている。
大きさの同一又は異なる直流出力電圧を供給するケース
が増えている。このような場合，その電源装置として種
々な構成のものが考えられるが，量産が可能なためコス
トダウンを図れるという点から，１系統の直流出力を複
数に分岐し，分岐された各直流出力電圧を別のレベルの
直流電圧に変換する電源装置が提案されている。
【０００３】このような電源装置として図４に示すよう
な構成のものがあり，これは，一対の入力端子１，２に
接続された整流回路又はＤＣーＤＣコンバータのような
主電源回路３，主電源回路３の出力に互いに並列接続さ
れたほぼ同一回路構成のＤＣーＤＣコンバータ４，５，
６，これらＤＣーＤＣコンバータの入力ラインにそれぞ
れ直列に接続されたヒューズＦ１，Ｆ２，Ｆ３，及び３
組の出力端子７と７’，８と８’，９と９’を備えてい
る。
な構成のものがあり，これは，一対の入力端子１，２に
接続された整流回路又はＤＣーＤＣコンバータのような
主電源回路３，主電源回路３の出力に互いに並列接続さ
れたほぼ同一回路構成のＤＣーＤＣコンバータ４，５，
６，これらＤＣーＤＣコンバータの入力ラインにそれぞ
れ直列に接続されたヒューズＦ１，Ｆ２，Ｆ３，及び３
組の出力端子７と７’，８と８’，９と９’を備えてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した電源装置で
は，分岐されたある系統の回路に故障などが生じて過電
流が流れると，その回路のヒューズを溶断させてそのＤ
ＣーＤＣコンバータだけを切り離すように構成してい
る。しかしヒューズの溶断によって故障回路のＤＣーＤ
Ｃコンバータを切り離しているので，ヒューズが溶断す
るまでに時間がかかり，故障の発生後ヒューズが溶断す
るまでは正常なＤＣーＤＣコンバータの直流入力電圧も
ほぼ０Ｖか，あるいは正常な出力電圧より大幅に低い中
途半端な電圧となるため，正常な回路の直流出力電圧も
一旦大幅に低下してしまい，前記ヒューズの溶断した後
でなければ正常な回路の直流出力電圧も正常な値に復帰
しないという問題があった。また，この問題はヒューズ
の代わりにブレーカを用いた場合にも全く同様に生じ
る。
は，分岐されたある系統の回路に故障などが生じて過電
流が流れると，その回路のヒューズを溶断させてそのＤ
ＣーＤＣコンバータだけを切り離すように構成してい
る。しかしヒューズの溶断によって故障回路のＤＣーＤ
Ｃコンバータを切り離しているので，ヒューズが溶断す
るまでに時間がかかり，故障の発生後ヒューズが溶断す
るまでは正常なＤＣーＤＣコンバータの直流入力電圧も
ほぼ０Ｖか，あるいは正常な出力電圧より大幅に低い中
途半端な電圧となるため，正常な回路の直流出力電圧も
一旦大幅に低下してしまい，前記ヒューズの溶断した後
でなければ正常な回路の直流出力電圧も正常な値に復帰
しないという問題があった。また，この問題はヒューズ
の代わりにブレーカを用いた場合にも全く同様に生じ
る。
【０００５】本発明の目的はこのような従来の問題点を
解決し，ある回路に故障が生じても他の正常な回路の直
流出力に実質的に影響を与えない程度の短い時間でその
故障回路を切り離すと共に，ノイズなどによってその切
り離し機能が誤動作しないようにすることにある。換言
すれば，信頼性の高い電源システムを提供することであ
る。
解決し，ある回路に故障が生じても他の正常な回路の直
流出力に実質的に影響を与えない程度の短い時間でその
故障回路を切り離すと共に，ノイズなどによってその切
り離し機能が誤動作しないようにすることにある。換言
すれば，信頼性の高い電源システムを提供することであ
る。
【０００６】
【問題を解決するための手段】本発明は，前述のような
問題を解決するため，複数の直流出力端子を備えた多出
力電源装置において，主電源回路とそれぞれのコンバー
タとの間にそれぞれ電子切離し回路を設け，その電子切
離し回路は前記コンバータの入力電流を検出する電流検
出手段と，この電流検出手段からの信号が設定レベルを
超えるとき前記コンバータの入力電流を制限する電流制
限手段と，前記コンバータの入力端子間に互いに直列に
接続された遮断手段及びスイッチ素子と，時定数回路と
を備え，前記電流制限手段が電流制限動作に入るとき前
記時定数回路により予め決められた時間の経過に伴い前
記スイッチ素子がオンして前記遮断手段を動作させ遮断
状態に保持することを特徴としている。
問題を解決するため，複数の直流出力端子を備えた多出
力電源装置において，主電源回路とそれぞれのコンバー
タとの間にそれぞれ電子切離し回路を設け，その電子切
離し回路は前記コンバータの入力電流を検出する電流検
出手段と，この電流検出手段からの信号が設定レベルを
超えるとき前記コンバータの入力電流を制限する電流制
限手段と，前記コンバータの入力端子間に互いに直列に
接続された遮断手段及びスイッチ素子と，時定数回路と
を備え，前記電流制限手段が電流制限動作に入るとき前
記時定数回路により予め決められた時間の経過に伴い前
記スイッチ素子がオンして前記遮断手段を動作させ遮断
状態に保持することを特徴としている。
【０００７】
【実施例】先ず図１により本発明の一実施例について説
明を行う。図４で示した記号と同一の記号は相当する部
材を示す。図１において，主電源回路３はＤＣーＤＣコ
ンバータ，又は整流・平滑回路などのように直流電圧を
出力するものであり，その直流出力には３つの回路が並
列に接続されている。主電源回路３とＤＣーＤＣコンバ
ータ又はチョッパ回路のようなコンバータ４との間には
電子切離し回路１０が接続され，主電源回路３とコンバ
ータ５との間には電子切離し回路１１が，また主電源回
路３とコンバータ６との間には電子切離し回路１２が接
続される。これら電子切離し回路１０〜１２は主要部分
が同一構成であり，電子切離し回路１２のようなブロッ
ク図で表される。
明を行う。図４で示した記号と同一の記号は相当する部
材を示す。図１において，主電源回路３はＤＣーＤＣコ
ンバータ，又は整流・平滑回路などのように直流電圧を
出力するものであり，その直流出力には３つの回路が並
列に接続されている。主電源回路３とＤＣーＤＣコンバ
ータ又はチョッパ回路のようなコンバータ４との間には
電子切離し回路１０が接続され，主電源回路３とコンバ
ータ５との間には電子切離し回路１１が，また主電源回
路３とコンバータ６との間には電子切離し回路１２が接
続される。これら電子切離し回路１０〜１２は主要部分
が同一構成であり，電子切離し回路１２のようなブロッ
ク図で表される。
【０００８】電子切離し回路１２は，主電流路に直列に
接続されたＭＯＳＦＥＴのような可制御半導体素子とそ
の駆動回路などからなる電流制限回路１２Ａ，主電流を
検出する電流検出手段１２Ｂ，電流制限回路１２Ａが電
流制限動作に入った後の時間を測る時定数回路１２Ｃ，
遮断抵抗のような速断手段１２Ｄ，電流制限回路１２Ａ
が電流制限動作に入った後，時定数回路１２Ｃにより決
められた時間の経過でターンオンするトランジスタのよ
うなスイッチ素子１２Ｅからなる。
接続されたＭＯＳＦＥＴのような可制御半導体素子とそ
の駆動回路などからなる電流制限回路１２Ａ，主電流を
検出する電流検出手段１２Ｂ，電流制限回路１２Ａが電
流制限動作に入った後の時間を測る時定数回路１２Ｃ，
遮断抵抗のような速断手段１２Ｄ，電流制限回路１２Ａ
が電流制限動作に入った後，時定数回路１２Ｃにより決
められた時間の経過でターンオンするトランジスタのよ
うなスイッチ素子１２Ｅからなる。
【０００９】電流検出手段１２Ｂを流れる電流が正常な
状態では，電流制限回路１２Ａの可制御半導体素子はそ
の飽和領域で動作しており，電流制限を行わない。この
期間では電流制限回路１２Ａの電圧降下は非常に小さい
ので，時定数回路１２Ｃは実質的に短絡状態にある。ス
イッチ素子１２Ｅはオフ状態にあり，速断手段１２Ｄに
はこれを溶融させるような値の電流は流れない。
状態では，電流制限回路１２Ａの可制御半導体素子はそ
の飽和領域で動作しており，電流制限を行わない。この
期間では電流制限回路１２Ａの電圧降下は非常に小さい
ので，時定数回路１２Ｃは実質的に短絡状態にある。ス
イッチ素子１２Ｅはオフ状態にあり，速断手段１２Ｄに
はこれを溶融させるような値の電流は流れない。
【００１０】次にコンバータ６を含む回路に負荷短絡な
どの事故が発生して電流検出手段１２Ｂに過電流が流れ
ると，電流制限回路１２Ａの可制御半導体素子はその不
飽和動作領域に移行し，インピーダンスが大きくなる。
これに伴い可制御半導体素子の両端の電圧が上昇し，時
定数回路１２Ｃの電圧も上昇する。時定数回路１２Ｃの
電圧が設定レベルに達すると，スイッチ素子１２Ｅがタ
ーンオンし，速断手段１２Ｄを動作させるに十分大きい
電流が流れるため速断手段１２Ｄは短時間で遮断する。
速断手段１２Ｄが遮断すると，電流制限回路１２Ａの駆
動電圧が除去され，可制御半導体素子がターンオフし以
後オンすることは無い。
どの事故が発生して電流検出手段１２Ｂに過電流が流れ
ると，電流制限回路１２Ａの可制御半導体素子はその不
飽和動作領域に移行し，インピーダンスが大きくなる。
これに伴い可制御半導体素子の両端の電圧が上昇し，時
定数回路１２Ｃの電圧も上昇する。時定数回路１２Ｃの
電圧が設定レベルに達すると，スイッチ素子１２Ｅがタ
ーンオンし，速断手段１２Ｄを動作させるに十分大きい
電流が流れるため速断手段１２Ｄは短時間で遮断する。
速断手段１２Ｄが遮断すると，電流制限回路１２Ａの駆
動電圧が除去され，可制御半導体素子がターンオフし以
後オンすることは無い。
【００１１】なお，時定数回路１２Ｃの電圧が設定レベ
ルに達する前に，過電流状態が解除されて正常に戻る
と，時定数回路１２Ｃの電圧は低下し，スイッチ素子１
２Ｅがターンオンすることはない。したがって，速断手
段１２Ｄは遮断動作を行わない。この場合はノイズと見
做され，電流制限回路１２Ａの可制御半導体素子は制限
動作に入るものの，直ぐに解除されて正常な動作に戻
る。つまり，過電流が流れると，瞬時に電流制限動作に
入るが，その過電流の期間が予め決めた期間より短けれ
ば直ぐに正常動作に戻り，長い場合にだけ永久的な遮断
を行う。
ルに達する前に，過電流状態が解除されて正常に戻る
と，時定数回路１２Ｃの電圧は低下し，スイッチ素子１
２Ｅがターンオンすることはない。したがって，速断手
段１２Ｄは遮断動作を行わない。この場合はノイズと見
做され，電流制限回路１２Ａの可制御半導体素子は制限
動作に入るものの，直ぐに解除されて正常な動作に戻
る。つまり，過電流が流れると，瞬時に電流制限動作に
入るが，その過電流の期間が予め決めた期間より短けれ
ば直ぐに正常動作に戻り，長い場合にだけ永久的な遮断
を行う。
【００１２】次に図２により本発明の具体的な実施例に
ついて説明する。主電源回路３は通常の回路構成であ
り，入力端子１と２間に接続されたフィルタ用の電解コ
ンデンサＣ１，１次巻線と２次巻線とを有するトランス
Ｔ１，その１次巻線に直列接続されたＭＯＳＦＥＴのよ
うなスイッチング半導体素子Ｓ１，整流素子Ｄ１，フリ
ーホイーリング用ダイオードＤ２，平滑回路を形成する
インダクタＬ１とコンデンサＣ２，電圧検出器Ｖ１，フ
ォトカプラのような直流絶縁回路Ｆ１，及びスイッチン
グ半導体素子Ｓ１用の制御回路Ｘ１からなる。このコン
バータ３の動作は良く知られているので省略するが，そ
の出力安定化動作により出力端子３Ａと３Ｂ間には安定
な直流出力電圧Ｖ3 が得られる。
ついて説明する。主電源回路３は通常の回路構成であ
り，入力端子１と２間に接続されたフィルタ用の電解コ
ンデンサＣ１，１次巻線と２次巻線とを有するトランス
Ｔ１，その１次巻線に直列接続されたＭＯＳＦＥＴのよ
うなスイッチング半導体素子Ｓ１，整流素子Ｄ１，フリ
ーホイーリング用ダイオードＤ２，平滑回路を形成する
インダクタＬ１とコンデンサＣ２，電圧検出器Ｖ１，フ
ォトカプラのような直流絶縁回路Ｆ１，及びスイッチン
グ半導体素子Ｓ１用の制御回路Ｘ１からなる。このコン
バータ３の動作は良く知られているので省略するが，そ
の出力安定化動作により出力端子３Ａと３Ｂ間には安定
な直流出力電圧Ｖ3 が得られる。
【００１３】互いにほぼ同一回路構成のコンバータ４，
５，６も，主要部の回路構成は主電源回路３とほぼ同じ
であり，コンバータ６で示されるように１次巻線と２次
巻線とを有するトランスＴ２，その１次巻線に直列接続
されたＭＯＳＦＥＴのようなスイッチング半導体素子Ｓ
２，整流素子Ｄ３，フリーホイーリング用ダイオードＤ
４，平滑回路を形成するインダクタＬ２とコンデンサＣ
３，電圧検出器Ｖ２，フォトカプラのような直流絶縁回
路Ｆ２，及びスイッチング半導体素子Ｓ２用の制御回路
Ｘ２からなる。このコンバータ６の動作も良く知られて
いるので省略するが，その出力安定化動作により出力端
子９と９’間には安定な直流出力電圧が得られる。
５，６も，主要部の回路構成は主電源回路３とほぼ同じ
であり，コンバータ６で示されるように１次巻線と２次
巻線とを有するトランスＴ２，その１次巻線に直列接続
されたＭＯＳＦＥＴのようなスイッチング半導体素子Ｓ
２，整流素子Ｄ３，フリーホイーリング用ダイオードＤ
４，平滑回路を形成するインダクタＬ２とコンデンサＣ
３，電圧検出器Ｖ２，フォトカプラのような直流絶縁回
路Ｆ２，及びスイッチング半導体素子Ｓ２用の制御回路
Ｘ２からなる。このコンバータ６の動作も良く知られて
いるので省略するが，その出力安定化動作により出力端
子９と９’間には安定な直流出力電圧が得られる。
【００１４】次に電子切離し回路１０，１１及び１２は
実質的に同一回路構成であり，その具体的な回路構成を
電子切離し回路１２で示す。ＭＯＳＦＥＴのような可制
御半導体素子Ｓ３はスイッチング半導体素子Ｓ２と直列
に接続され，電流検出用抵抗器ＲD も直列接続されてい
る。直流入力端子間には，電流が流れると発熱しその熱
により溶融して回路を遮断する遮断抵抗Ｒと，スイッチ
素子Ｓ４とが互いに直列接続されている。また，可制御
半導体素子Ｓ３の両端には時定数回路を形成する抵抗Ｒ
１，Ｒ２及びコンデンサＣ４が接続され，その他にもこ
の電子切離し回路はトランジスタＳ５，ツェナーダイオ
ードのような定電圧半導体素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，抵抗
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６及び逆流阻止用のダイオードＤ
５を備える。
実質的に同一回路構成であり，その具体的な回路構成を
電子切離し回路１２で示す。ＭＯＳＦＥＴのような可制
御半導体素子Ｓ３はスイッチング半導体素子Ｓ２と直列
に接続され，電流検出用抵抗器ＲD も直列接続されてい
る。直流入力端子間には，電流が流れると発熱しその熱
により溶融して回路を遮断する遮断抵抗Ｒと，スイッチ
素子Ｓ４とが互いに直列接続されている。また，可制御
半導体素子Ｓ３の両端には時定数回路を形成する抵抗Ｒ
１，Ｒ２及びコンデンサＣ４が接続され，その他にもこ
の電子切離し回路はトランジスタＳ５，ツェナーダイオ
ードのような定電圧半導体素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，抵抗
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６及び逆流阻止用のダイオードＤ
５を備える。
【００１５】次に本実施例による電源装置の動作につい
て説明する。先ず正常な場合には，電流検出用抵抗器Ｒ
D を流れる主電流は正常範囲内であるので，定電圧半導
体素子Ｚ２は実質的にオフであり，したがって，トラン
ジスタＳ５もオフ状態に維持されている。一方，可制御
半導体素子Ｓ３の制御端子は遮断抵抗Ｒと抵抗Ｒ３と定
電圧半導体素子Ｚ１とにより，定電圧半導体素子Ｚ１の
定電圧に保持されているので，可制御半導体素子Ｓ３は
飽和動作領域でオンしており，そのインピーダンスは非
常に低い状態にある。
て説明する。先ず正常な場合には，電流検出用抵抗器Ｒ
D を流れる主電流は正常範囲内であるので，定電圧半導
体素子Ｚ２は実質的にオフであり，したがって，トラン
ジスタＳ５もオフ状態に維持されている。一方，可制御
半導体素子Ｓ３の制御端子は遮断抵抗Ｒと抵抗Ｒ３と定
電圧半導体素子Ｚ１とにより，定電圧半導体素子Ｚ１の
定電圧に保持されているので，可制御半導体素子Ｓ３は
飽和動作領域でオンしており，そのインピーダンスは非
常に低い状態にある。
【００１６】この状態では，コンデンサＣ４の電圧はほ
ぼ０Ｖであり，抵抗Ｒ６の両端の電圧も０Ｖであるので
スイッチ素子Ｓ４はオフ状態ある。したがって，遮断抵
抗Ｒにはこれを溶融する程の電流は流れておらず，当然
に遮断の状態にはない。この状態では，コンバータ６の
スイッチング半導体素子Ｓ２を流れた主電流は，可制御
半導体素子Ｓ３及び電流検出用抵抗器ＲD を介して主電
源回路３の直流出力端子３Ｂに流れる。
ぼ０Ｖであり，抵抗Ｒ６の両端の電圧も０Ｖであるので
スイッチ素子Ｓ４はオフ状態ある。したがって，遮断抵
抗Ｒにはこれを溶融する程の電流は流れておらず，当然
に遮断の状態にはない。この状態では，コンバータ６の
スイッチング半導体素子Ｓ２を流れた主電流は，可制御
半導体素子Ｓ３及び電流検出用抵抗器ＲD を介して主電
源回路３の直流出力端子３Ｂに流れる。
【００１７】次に，例えばコンバータ６の直流出力側で
短絡故障が発生したとすると，出力端子９と９’間の直
流電圧は低下するので，コンバータ６では予め決めたレ
ベルの出力電圧を維持するための制御が行われ，したが
ってスイッチング半導体素子Ｓ２の導通幅は大きくな
り，通流する主電流を増大させようとする。他方，電流
検出用抵抗器ＲD を流れる電流が設定値以上，つまり過
電流の状態になると，電流検出用抵抗器ＲD の電圧降下
は大きくなり，これに伴い定電圧半導体素子Ｚ２はブレ
ークダウンしてトランジスタＳ５のベースに電流を流
し，これをターンオンさせる。
短絡故障が発生したとすると，出力端子９と９’間の直
流電圧は低下するので，コンバータ６では予め決めたレ
ベルの出力電圧を維持するための制御が行われ，したが
ってスイッチング半導体素子Ｓ２の導通幅は大きくな
り，通流する主電流を増大させようとする。他方，電流
検出用抵抗器ＲD を流れる電流が設定値以上，つまり過
電流の状態になると，電流検出用抵抗器ＲD の電圧降下
は大きくなり，これに伴い定電圧半導体素子Ｚ２はブレ
ークダウンしてトランジスタＳ５のベースに電流を流
し，これをターンオンさせる。
【００１８】トランジスタＳ５がターンオンすると，可
制御半導体素子Ｓ３のゲート端子の制御電圧が低下する
ので，可制御半導体素子Ｓ３のインピーダンスは大きく
なり始める。可制御半導体素子Ｓ３のインピーダンスが
大きくなるのに伴い，可制御半導体素子Ｓ３の両端の電
圧が増大するので，コンデンサＣ４は抵抗Ｒ１を介して
それらの時定数で充電される。コンデンサＣ４の充電電
圧が上昇して定電圧半導体素子Ｚ３がブレークダウンす
ると，抵抗Ｒ６の電圧降下が大きくなり，スイッチ素子
Ｓ４がターンオンする。これに伴い遮断抵抗Ｒ及びスイ
ッチ素子Ｓ４を通して電流が流れ，遮断抵抗Ｒが瞬時に
溶断する。遮断抵抗Ｒの溶断により，遮断抵抗Ｒ及び抵
抗Ｒ３を通して可制御半導体素子Ｓ３のゲート端子に流
れていた電流が遮断され，かつそのゲート端子は前述の
ように低電圧レベルに降下しているから，可制御半導体
素子Ｓ３はターンオフし，以後オフ状態に保持される。
このようにしてコンバータ６は主電源回路３の直流出力
端子３Ａ，３Ｂから速やかに切り離される。
制御半導体素子Ｓ３のゲート端子の制御電圧が低下する
ので，可制御半導体素子Ｓ３のインピーダンスは大きく
なり始める。可制御半導体素子Ｓ３のインピーダンスが
大きくなるのに伴い，可制御半導体素子Ｓ３の両端の電
圧が増大するので，コンデンサＣ４は抵抗Ｒ１を介して
それらの時定数で充電される。コンデンサＣ４の充電電
圧が上昇して定電圧半導体素子Ｚ３がブレークダウンす
ると，抵抗Ｒ６の電圧降下が大きくなり，スイッチ素子
Ｓ４がターンオンする。これに伴い遮断抵抗Ｒ及びスイ
ッチ素子Ｓ４を通して電流が流れ，遮断抵抗Ｒが瞬時に
溶断する。遮断抵抗Ｒの溶断により，遮断抵抗Ｒ及び抵
抗Ｒ３を通して可制御半導体素子Ｓ３のゲート端子に流
れていた電流が遮断され，かつそのゲート端子は前述の
ように低電圧レベルに降下しているから，可制御半導体
素子Ｓ３はターンオフし，以後オフ状態に保持される。
このようにしてコンバータ６は主電源回路３の直流出力
端子３Ａ，３Ｂから速やかに切り離される。
【００１９】このようにして故障の生じた回路のコンバ
ータ６のみが主電源回路３の出力端子３Ａ，３Ｂから速
やかに切り離され，他の正常なコンバータ４と５は通常
の動作を行う。この回路において，過電流の発生から可
制御半導体素子Ｓ３がターンオフするまでの時間は，実
質的に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４とからなる時定数回路
１２Ｃの時定数で決定される。一方，過電流状態が発生
しても，その時間が時定数回路１２Ｃで決められる時間
より短い時間で正常に戻れば，コンデンサＣ４の充電電
圧は定電圧半導体素子Ｚ３のブレークダウン電圧まで至
らないうちに，その充電電荷は抵抗Ｒ2 を通して放電さ
れるので，定電圧半導体素子Ｚ３はブレークダウンせ
ず，したがってスイッチ素子Ｓ４はオンせず，遮断抵抗
Ｒは遮断動作を行わない。
ータ６のみが主電源回路３の出力端子３Ａ，３Ｂから速
やかに切り離され，他の正常なコンバータ４と５は通常
の動作を行う。この回路において，過電流の発生から可
制御半導体素子Ｓ３がターンオフするまでの時間は，実
質的に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４とからなる時定数回路
１２Ｃの時定数で決定される。一方，過電流状態が発生
しても，その時間が時定数回路１２Ｃで決められる時間
より短い時間で正常に戻れば，コンデンサＣ４の充電電
圧は定電圧半導体素子Ｚ３のブレークダウン電圧まで至
らないうちに，その充電電荷は抵抗Ｒ2 を通して放電さ
れるので，定電圧半導体素子Ｚ３はブレークダウンせ
ず，したがってスイッチ素子Ｓ４はオンせず，遮断抵抗
Ｒは遮断動作を行わない。
【００２０】次に図３により本発明の他の一実施例を説
明する。スイッチング回路３’は，ＭＯＳＦＥＴのよう
なスイッチング半導体素子をシングルエンデッドに，又
はブリッジ回路構成，あるいはハーフブリッジ回路構成
などに接続してなる通常のスイッチング部と，ＡＶＲ信
号を受けて出力を安定化するようスイッチング部を制御
する制御回路などからなり，トランスＴの１次巻線Ｎ1
に接続されている。トランスＴは３個の２次巻線Ｎ2 ，
Ｎ3 ，Ｎ4 を有し，各２次巻線には整流・平滑回路１
３，１４，１５が接続され，それら整流・平滑回路それ
ぞれの直流電圧は電子切離し回路１０，１１，１２を介
して対応する直流出力端子７と７’，８と８’，９と
９’に供給される。
明する。スイッチング回路３’は，ＭＯＳＦＥＴのよう
なスイッチング半導体素子をシングルエンデッドに，又
はブリッジ回路構成，あるいはハーフブリッジ回路構成
などに接続してなる通常のスイッチング部と，ＡＶＲ信
号を受けて出力を安定化するようスイッチング部を制御
する制御回路などからなり，トランスＴの１次巻線Ｎ1
に接続されている。トランスＴは３個の２次巻線Ｎ2 ，
Ｎ3 ，Ｎ4 を有し，各２次巻線には整流・平滑回路１
３，１４，１５が接続され，それら整流・平滑回路それ
ぞれの直流電圧は電子切離し回路１０，１１，１２を介
して対応する直流出力端子７と７’，８と８’，９と
９’に供給される。
【００２１】整流・平滑回路１３，１４，１５は通常の
回路構成であり，例えば全波整流回路とその直流側に接
続された平滑用のリアクトルとコンデンサからなる。電
子切離し回路１０〜１２は図２に示したような回路構成
からなる。整流・平滑回路１３の出力端子間と電子切離
し回路１０の入力端子間に共通になるよう電圧検出抵抗
器１６が接続される。この電圧検出抵抗器１６は，電子
切離し回路１０が動作して直流出力端子７と７’をこの
電源装置から切り離した場合にも，正常な電圧検出を行
うため疑似負荷抵抗の役割をも果たすよう選定されてい
る。しかし，既に知られている回路のように，電圧検出
抵抗器１６と並列接続されるように別に疑似負荷抵抗を
備えても勿論良い。なお，この実施例では各出力側のコ
ンバータを省略できる。
回路構成であり，例えば全波整流回路とその直流側に接
続された平滑用のリアクトルとコンデンサからなる。電
子切離し回路１０〜１２は図２に示したような回路構成
からなる。整流・平滑回路１３の出力端子間と電子切離
し回路１０の入力端子間に共通になるよう電圧検出抵抗
器１６が接続される。この電圧検出抵抗器１６は，電子
切離し回路１０が動作して直流出力端子７と７’をこの
電源装置から切り離した場合にも，正常な電圧検出を行
うため疑似負荷抵抗の役割をも果たすよう選定されてい
る。しかし，既に知られている回路のように，電圧検出
抵抗器１６と並列接続されるように別に疑似負荷抵抗を
備えても勿論良い。なお，この実施例では各出力側のコ
ンバータを省略できる。
【００２２】この実施例の電源装置及び電子切離し回路
は，前述実施例の動作とほぼ同様な動作を行うので説明
を省略するが，この実施例でも故障により過電流状態が
発生した場合には，電子切離し回路が有効に動作して他
の正常な回路に悪影響を及ぼすことなく，その故障の発
生した回路を切り離すことができる。なお，以上の実施
例ではいずれも出力側回路を並列接続した３つの回路と
したが，任意の数で良いことは勿論である。
は，前述実施例の動作とほぼ同様な動作を行うので説明
を省略するが，この実施例でも故障により過電流状態が
発生した場合には，電子切離し回路が有効に動作して他
の正常な回路に悪影響を及ぼすことなく，その故障の発
生した回路を切り離すことができる。なお，以上の実施
例ではいずれも出力側回路を並列接続した３つの回路と
したが，任意の数で良いことは勿論である。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば，複
数の出力電圧を同時に複数の負荷に給電する電源装置に
おいて，ある出力側の回路に故障が生じても，他の正常
な回路の直流出力に実質的に影響を与えない程度の時間
でその故障回路を切り離すと共に，ノイズなどの場合に
は切り離し機能を誤動作させないので，極めて安定な給
電を行うことができる。
数の出力電圧を同時に複数の負荷に給電する電源装置に
おいて，ある出力側の回路に故障が生じても，他の正常
な回路の直流出力に実質的に影響を与えない程度の時間
でその故障回路を切り離すと共に，ノイズなどの場合に
は切り離し機能を誤動作させないので，極めて安定な給
電を行うことができる。
【図１】本発明の多出力電源装置の一実施例を説明する
ためのブロック図である。
ためのブロック図である。
【図２】本発明の多出力電源装置の一実施例を示す図で
ある。
ある。
【図３】本発明にかかる多出力電源装置の他の一実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図４】従来の多出力電源装置を説明するための図であ
る。
る。
１，２・・・入力端子 ３・・・主電源回路 ４，５，６・・・コンバータ ７，７’，８，８’，９，９’・・・直流出力端子 １０，１１，１２・・・電子切離し回路 １３，１４，１５・・・整流・平滑回路 １６・・・電圧検出抵抗器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−224860（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−95967（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−22932（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−18684（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 1/00 - 1/30
Claims (2)
- 【請求項１】 少なくとも一対の入力端子と直流出力端
子とを備えた主電源回路と，該主電源回路の出力側に互
いに並列接続された複数のコンバータとを備えた多出力
電源装置において，前記主電源回路と前記それぞれのコ
ンバータとの間にそれぞれ電子切離し回路を設け，該電
子切離し回路は前記コンバータの入力電流を検出する電
流検出手段と，該電流検出手段からの信号が設定レベル
を超えるとき前記コンバータの入力電流を制限する電流
制限手段と，前記コンバータの入力端子間に互いに直列
に接続された遮断手段及びスイッチ素子と，時定数回路
とを備え，前記電流制限手段が電流制限動作に入るとき
前記時定数回路により予め決められた時間の経過に伴い
前記スイッチ素子がオンして前記遮断手段を動作させ遮
断状態に保持することを特徴とする多出力電源装置。 - 【請求項２】 少なくとも入力巻線と複数の出力巻線と
を備えたトランスと，前記入力巻線に接続されたスイッ
チング回路と，前記複数の出力巻線にそれぞれ接続され
た整流回路とを備えた多出力電源装置において，前記整
流回路の出力側にそれぞれ電子切離し回路を設け，該電
子切離し回路は直流出力端子に流れる出力電流を検出す
る電流検出手段と，該電流検出手段からの信号が設定レ
ベルを超えるとき前記出力端子に流れる電流を制限する
電流制限手段と，前記出力端子間に互いに直列接続され
た遮断手段及びスイッチ素子と，時定数回路とを備え，
前記電流制限手段が電流制限動作に入るとき前記時定数
回路により予め決められた時間の経過に伴い前記スイッ
チ素子がオンして前記遮断手段を動作させ遮断状態に保
持することを特徴とする多出力電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16644993A JP3359097B2 (ja) | 1993-06-11 | 1993-06-11 | 多出力電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16644993A JP3359097B2 (ja) | 1993-06-11 | 1993-06-11 | 多出力電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06351228A JPH06351228A (ja) | 1994-12-22 |
| JP3359097B2 true JP3359097B2 (ja) | 2002-12-24 |
Family
ID=15831619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16644993A Expired - Lifetime JP3359097B2 (ja) | 1993-06-11 | 1993-06-11 | 多出力電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3359097B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6265855B1 (en) * | 1999-11-10 | 2001-07-24 | Hewlett-Packard Company | Coordinated switching in a multiple switching regulator system to lower peak current load |
| WO2014192888A1 (ja) * | 2013-05-29 | 2014-12-04 | 堺ディスプレイプロダクト株式会社 | タイマー装置及び時間計測システム |
-
1993
- 1993-06-11 JP JP16644993A patent/JP3359097B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06351228A (ja) | 1994-12-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020925 |
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