JP3325398B2 - 受信回路 - Google Patents
受信回路Info
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- JP3325398B2 JP3325398B2 JP20649194A JP20649194A JP3325398B2 JP 3325398 B2 JP3325398 B2 JP 3325398B2 JP 20649194 A JP20649194 A JP 20649194A JP 20649194 A JP20649194 A JP 20649194A JP 3325398 B2 JP3325398 B2 JP 3325398B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受信回路に関するもの
であって、特に携帯電話機に使用されるものである。
であって、特に携帯電話機に使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、携帯電話機等に使用される従来
の受信回路は図５に示す構成を有している。図５におい
てアンテナを介して受信された受信信号はＲＦ（Radio
Frequency)アンプ４において増幅され、ミキサ６におい
てローカル信号５と混合され、中間周波信号７に変換さ
れる。ここで中間周波信号７は受信信号とローカル信号
５との差の周波数を有する信号であって、受信信号より
低い周波数の信号である。ミキサ６の出力である中間周
波信号７はＩＦ（Intermediate Frequency) フィルタ
（中間周波フィルタとも呼ばれる）であるバンドパスフ
ィルタ１０により濾過され、受信チャネルの信号だけが
通過され、受信チャネル以外の信号は阻止される。そし
てバンドパスフィルタ１０の出力信号はＩＦアンプ１２
によって増幅され、ＦＭ検波回路１６によってＦＭ検波
されて音声信号として復調出力される。
の受信回路は図５に示す構成を有している。図５におい
てアンテナを介して受信された受信信号はＲＦ（Radio
Frequency)アンプ４において増幅され、ミキサ６におい
てローカル信号５と混合され、中間周波信号７に変換さ
れる。ここで中間周波信号７は受信信号とローカル信号
５との差の周波数を有する信号であって、受信信号より
低い周波数の信号である。ミキサ６の出力である中間周
波信号７はＩＦ（Intermediate Frequency) フィルタ
（中間周波フィルタとも呼ばれる）であるバンドパスフ
ィルタ１０により濾過され、受信チャネルの信号だけが
通過され、受信チャネル以外の信号は阻止される。そし
てバンドパスフィルタ１０の出力信号はＩＦアンプ１２
によって増幅され、ＦＭ検波回路１６によってＦＭ検波
されて音声信号として復調出力される。
【０００３】またＩＦアンプ１２にはＩＦアンプ１２の
入力信号レベルを検出する信号レベル検出回路１４が接
続されており、検出された信号はコンデンサＣ１によっ
て平滑化され、信号レベル検出出力１５となる。この検
出出力１５は通常、入力信号レベル（アンテナ２を介し
て受信した受信信号の信号レベル）に比例した電圧とな
っており、受信回路が携帯電話機に用いられた場合には
検出出力１５のレベルに応じて基地局が切換えられる。
入力信号レベルを検出する信号レベル検出回路１４が接
続されており、検出された信号はコンデンサＣ１によっ
て平滑化され、信号レベル検出出力１５となる。この検
出出力１５は通常、入力信号レベル（アンテナ２を介し
て受信した受信信号の信号レベル）に比例した電圧とな
っており、受信回路が携帯電話機に用いられた場合には
検出出力１５のレベルに応じて基地局が切換えられる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の受信回路に用いられる信号レベル検出回路１４には
固有の検出範囲があり、図６に示すように上記入力信号
レベルが所定値Ｖ0 以上になると、検出出力が一定にな
ってしまう特性ｇ1 を有している。そしてＩＦアンプ１
２に入力される信号はＲＦアンプ４およびミキサ６によ
って増幅された信号であるため、信号レベル検出回路１
４の検出出力範囲はアンテナ２の入力からみると更に狭
くなる。例えば、信号レベル検出回路の検出レベルの上
限を１００ｄＢμＶ（１００ｍＶｒ．ｍ．ｓ）、ＲＦア
ンプ４とミキサ６の利得を各々２０ｄＢとすると、アン
テナ２の入力からみた検出レベルの上限は、１００−
（２０×２）＝６０ｄＢμＶ（１ｍＶｒ．ｍ．ｓ）とな
って狭くなる。
来の受信回路に用いられる信号レベル検出回路１４には
固有の検出範囲があり、図６に示すように上記入力信号
レベルが所定値Ｖ0 以上になると、検出出力が一定にな
ってしまう特性ｇ1 を有している。そしてＩＦアンプ１
２に入力される信号はＲＦアンプ４およびミキサ６によ
って増幅された信号であるため、信号レベル検出回路１
４の検出出力範囲はアンテナ２の入力からみると更に狭
くなる。例えば、信号レベル検出回路の検出レベルの上
限を１００ｄＢμＶ（１００ｍＶｒ．ｍ．ｓ）、ＲＦア
ンプ４とミキサ６の利得を各々２０ｄＢとすると、アン
テナ２の入力からみた検出レベルの上限は、１００−
（２０×２）＝６０ｄＢμＶ（１ｍＶｒ．ｍ．ｓ）とな
って狭くなる。
【０００５】一方、携帯電話機においては、ａ）強電界
時（現在使用しているチャネル以外のチャネルの信号が
強い場合）に妨害特性を改善するため、ＲＦアンプ４の
利得を下げ、ｂ）受信信号が強い場合（基地局が近い場
合）には電池の寿命をできるだけ長持ちさせるために送
信電力を下げることが行われている。
時（現在使用しているチャネル以外のチャネルの信号が
強い場合）に妨害特性を改善するため、ＲＦアンプ４の
利得を下げ、ｂ）受信信号が強い場合（基地局が近い場
合）には電池の寿命をできるだけ長持ちさせるために送
信電力を下げることが行われている。
【０００６】したがって信号レベル検出回路１４の検出
範囲が従来のように狭くて入力信号レベルが所定値以上
になると検出出力が一定になってしまう場合には、強電
界時に妨害特性を改善しようとしてもどの位、ＲＦアン
プ４の利得を下げたら良いか不明であったり、受信信号
が強い場合にはどの位まで送信電力を下げることが可能
なのか不明であった。このため強電界時に妨害特性が改
善されなかったり、受信信号が強い場合には電池の電力
が無駄に使用されて電池の寿命が短くなるという問題が
あった。
範囲が従来のように狭くて入力信号レベルが所定値以上
になると検出出力が一定になってしまう場合には、強電
界時に妨害特性を改善しようとしてもどの位、ＲＦアン
プ４の利得を下げたら良いか不明であったり、受信信号
が強い場合にはどの位まで送信電力を下げることが可能
なのか不明であった。このため強電界時に妨害特性が改
善されなかったり、受信信号が強い場合には電池の電力
が無駄に使用されて電池の寿命が短くなるという問題が
あった。
【０００７】更にＩＦフィルタ１０には通常ＩＣチップ
に外付セラミックフィルタが使用されるが、携帯電話機
に用いるためにＩＦフィルタ１０にアクティブフィルタ
を使用してＩＣチップに内蔵させる場合を考えると、ア
クティブフィルタはセラミックフィルタに比較してＳ／
Ｎ比が悪いためＲＦアンプ４とミキサ６の合計の利得を
高くしないと受信感度が悪くなる。このためアンテナ２
の入力からみた検出レベルの上限が更に低くなるという
問題があった。
に外付セラミックフィルタが使用されるが、携帯電話機
に用いるためにＩＦフィルタ１０にアクティブフィルタ
を使用してＩＣチップに内蔵させる場合を考えると、ア
クティブフィルタはセラミックフィルタに比較してＳ／
Ｎ比が悪いためＲＦアンプ４とミキサ６の合計の利得を
高くしないと受信感度が悪くなる。このためアンテナ２
の入力からみた検出レベルの上限が更に低くなるという
問題があった。
【０００８】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
であって、携帯電話機に使用した場合に妨害特性を可及
的に改善することができるとともに電池の寿命を可及的
に長持ちさせることのできる受信回路を提供することを
目的とする。
であって、携帯電話機に使用した場合に妨害特性を可及
的に改善することができるとともに電池の寿命を可及的
に長持ちさせることのできる受信回路を提供することを
目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】受信信号を増幅する第１
の増幅手段と、この第１の増幅手段の出力信号とローカ
ル信号から中間周波信号を出力するミキサ手段と、前記
中間周波信号を濾過する中間周波フィルタと、この中間
周波フィルタの出力信号を増幅する第２の増幅手段と、
この第２の増幅手段の入力信号レベルを検出する信号レ
ベル検出手段と、前記受信信号のレベルが所定値を超え
た場合に前記中間周波フィルタの出力が一定値となるよ
うに前記第１の増幅手段の出力信号または前記ミキサ手
段の出力信号の信号レベルを減衰させるとともに減衰量
に応じた電圧信号を出力する自動ゲイン制御手段と、こ
の自動ゲイン制御手段からの電圧信号と前記信号レベル
検出手段の出力とを加算する加算手段と、を備えている
ことを特徴とする。
の増幅手段と、この第１の増幅手段の出力信号とローカ
ル信号から中間周波信号を出力するミキサ手段と、前記
中間周波信号を濾過する中間周波フィルタと、この中間
周波フィルタの出力信号を増幅する第２の増幅手段と、
この第２の増幅手段の入力信号レベルを検出する信号レ
ベル検出手段と、前記受信信号のレベルが所定値を超え
た場合に前記中間周波フィルタの出力が一定値となるよ
うに前記第１の増幅手段の出力信号または前記ミキサ手
段の出力信号の信号レベルを減衰させるとともに減衰量
に応じた電圧信号を出力する自動ゲイン制御手段と、こ
の自動ゲイン制御手段からの電圧信号と前記信号レベル
検出手段の出力とを加算する加算手段と、を備えている
ことを特徴とする。
【００１０】
【作用】このように構成された本発明の受信回路によれ
ば、受信信号のレベルが所定値を超えた場合には自動ゲ
イン制御手段によって中間周波フィルタの出力が一定値
となるように第１の増幅手段またはミキサの出力信号の
レベルが減衰される。このとき自動ゲイン制御手段から
出力される電圧信号は加算手段によって信号レベル検出
手段の出力と加算される。この加算された信号レベルを
信号レベル検出出力とすれば、この信号レベル検出出力
は従来の受信回路の場合に比べて上限を大きくすること
が可能となり、携帯電話機に用いた場合に妨害特性を可
及的に改善することができるとともに電池の寿命を可及
的に長持ちさせることができる。
ば、受信信号のレベルが所定値を超えた場合には自動ゲ
イン制御手段によって中間周波フィルタの出力が一定値
となるように第１の増幅手段またはミキサの出力信号の
レベルが減衰される。このとき自動ゲイン制御手段から
出力される電圧信号は加算手段によって信号レベル検出
手段の出力と加算される。この加算された信号レベルを
信号レベル検出出力とすれば、この信号レベル検出出力
は従来の受信回路の場合に比べて上限を大きくすること
が可能となり、携帯電話機に用いた場合に妨害特性を可
及的に改善することができるとともに電池の寿命を可及
的に長持ちさせることができる。
【００１１】
【実施例】本発明による受信回路の一実施例の構成を図
１に示す。この実施例の受信回路は、図５に示す従来の
受信回路において、自動ゲイン制御手段８と、加算手段
１８とを新たに設けたものである。自動ゲイン制御手段
８はＩＦフィルタ１０の出力信号が増大した場合にＩＦ
フィルタ１０の出力レベルが一定となるようにミキサ６
の出力である中間周波信号７のレベルを減衰させるもの
であって、レベル検波回路８ａと、制御回路８ｂと、減
衰器８ｃと、コンデンサＣ２とを有している。レベル検
波回路８ａによってＩＦフィルタ１０の出力信号レベル
が検波され、この検波された信号レベルはコンデンサＣ
２によって平滑化されて制御回路８ｂに送出される。こ
の平滑化された信号レベルが所定値以上の場合、すなわ
ちＩＦフィルタ１０の信号レベルが所定値以上の場合
に、制御回路８ｂから減衰器８ｃに制御電流が送出され
てＩＦフィルタ１０の出力信号レベルが上記所定値とな
るように減衰器によってミキサ１０の出力信号を減衰さ
せてＩＦフィルタ１０に送出する。
１に示す。この実施例の受信回路は、図５に示す従来の
受信回路において、自動ゲイン制御手段８と、加算手段
１８とを新たに設けたものである。自動ゲイン制御手段
８はＩＦフィルタ１０の出力信号が増大した場合にＩＦ
フィルタ１０の出力レベルが一定となるようにミキサ６
の出力である中間周波信号７のレベルを減衰させるもの
であって、レベル検波回路８ａと、制御回路８ｂと、減
衰器８ｃと、コンデンサＣ２とを有している。レベル検
波回路８ａによってＩＦフィルタ１０の出力信号レベル
が検波され、この検波された信号レベルはコンデンサＣ
２によって平滑化されて制御回路８ｂに送出される。こ
の平滑化された信号レベルが所定値以上の場合、すなわ
ちＩＦフィルタ１０の信号レベルが所定値以上の場合
に、制御回路８ｂから減衰器８ｃに制御電流が送出され
てＩＦフィルタ１０の出力信号レベルが上記所定値とな
るように減衰器によってミキサ１０の出力信号を減衰さ
せてＩＦフィルタ１０に送出する。
【００１２】また、制御回路８ｂは上記制御電流に応じ
た電圧信号９、すなわち減衰量に応じた電圧信号を加算
手段１８に送出する。この制御回路８ｂからの電圧信号
９と、信号レベル検出回路１４の出力信号１５とが加算
手段１８において加算される。そして加算手段１８の出
力はコンデンサＣ１によって平滑化されて信号レベル検
出出力１９となる。
た電圧信号９、すなわち減衰量に応じた電圧信号を加算
手段１８に送出する。この制御回路８ｂからの電圧信号
９と、信号レベル検出回路１４の出力信号１５とが加算
手段１８において加算される。そして加算手段１８の出
力はコンデンサＣ１によって平滑化されて信号レベル検
出出力１９となる。
【００１３】なお、アンテナ２を介して入力される入力
信号のレベルが所定値以下の場合、すなわちＩＦフィル
タ１０の出力信号レベルが所定値以下の場合は、ミキサ
６の出力信号７は自動ゲイン制御手段８によって減衰さ
れず、そのままＩＦフィルタ１０に送出される。このと
き制御回路８ｂから出力される制御電流に応じた電圧信
号は零となるため、減衰器８ｃの特性は図２に示すグラ
フｇ2 となる。
信号のレベルが所定値以下の場合、すなわちＩＦフィル
タ１０の出力信号レベルが所定値以下の場合は、ミキサ
６の出力信号７は自動ゲイン制御手段８によって減衰さ
れず、そのままＩＦフィルタ１０に送出される。このと
き制御回路８ｂから出力される制御電流に応じた電圧信
号は零となるため、減衰器８ｃの特性は図２に示すグラ
フｇ2 となる。
【００１４】一方、アンテナ２を介して入力される入力
信号のレベルが所定値を超える場合は、自動ゲイン制御
手段８によってＩＦフィルタ１０の出力信号レベルが所
定値（一定）となるように制御されるため、信号レベル
検出回路１４の出力信号の特性は図２に示すグラフｇ1
となる。これは図６に示す特性グラフｇ1 と同一であ
る。
信号のレベルが所定値を超える場合は、自動ゲイン制御
手段８によってＩＦフィルタ１０の出力信号レベルが所
定値（一定）となるように制御されるため、信号レベル
検出回路１４の出力信号の特性は図２に示すグラフｇ1
となる。これは図６に示す特性グラフｇ1 と同一であ
る。
【００１５】したがって本実施例によって得られる信号
レベル検出出力１９はグラフｇ1 とグラフｇ2 とを加算
したグラフｇ3 となる。これにより、従来の受信回路に
比べて、信号レベル検出出力の上限を大きくとることが
可能となり、携帯電話機に使用した場合には、妨害特性
を可及的に改善することができるとともに、電池の寿命
を可及的に長持ちさせることができる。
レベル検出出力１９はグラフｇ1 とグラフｇ2 とを加算
したグラフｇ3 となる。これにより、従来の受信回路に
比べて、信号レベル検出出力の上限を大きくとることが
可能となり、携帯電話機に使用した場合には、妨害特性
を可及的に改善することができるとともに、電池の寿命
を可及的に長持ちさせることができる。
【００１６】次に上記実施例による受信回路にかかるミ
キサ６および減衰器８ｂの第１の具体例の構成を図３に
示す。図３においてミキサ６は、ＮＰＮ型トランジスタ
Ｑ１およびＱ２からなる第１の差動回路と、ＮＰＮ型ト
ランジスタＱ３およびＱ４からなる第２の差動回路と、
ＮＰＮ型トランジスタＱ５およびＱ６からなる第３の差
動回路と、定電流源Ｉ01と、可変電流源Ｉ02とから構成
される。定電流源Ｉ01および可変電流源Ｉ02はトランジ
スタＱ１およびＱ２の共通接続されたエミッタに接続さ
れている。トランジスタＱ１のコレクタは第２の差動回
路のトランジスタＱ３およびＱ４の共通接続されたエミ
ッタに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは第３の
差動回路のトランジスタＱ５およびＱ６の共通接続され
たエミッタに接続されている。
キサ６および減衰器８ｂの第１の具体例の構成を図３に
示す。図３においてミキサ６は、ＮＰＮ型トランジスタ
Ｑ１およびＱ２からなる第１の差動回路と、ＮＰＮ型ト
ランジスタＱ３およびＱ４からなる第２の差動回路と、
ＮＰＮ型トランジスタＱ５およびＱ６からなる第３の差
動回路と、定電流源Ｉ01と、可変電流源Ｉ02とから構成
される。定電流源Ｉ01および可変電流源Ｉ02はトランジ
スタＱ１およびＱ２の共通接続されたエミッタに接続さ
れている。トランジスタＱ１のコレクタは第２の差動回
路のトランジスタＱ３およびＱ４の共通接続されたエミ
ッタに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは第３の
差動回路のトランジスタＱ５およびＱ６の共通接続され
たエミッタに接続されている。
【００１７】ＲＦアンプ４からミキサ６に送出される信
号はトランジスタＱ１およびＱ２のうちの一方のトラン
ジスタのベースに入力されれ、ローカル信号はトランジ
スタＱ３およびＱ６のベースかまたはトランジスタＱ４
およびＱ５のベースに入力される。ミキサ６の出力はト
ランジスタＱ３およびＱ５のコレクタと、トランジスタ
Ｑ４およびＱ６のコレクタから出力される。このミキサ
６の出力はＰＮＰ型トランジスタＱ７〜Ｑ１０から構成
されるカレントミラー回路を介して減衰器３５に送出さ
れる。この減衰器３５は、ＰＮＰ型トランジスタＱ１
１、Ｑ１２、Ｑ１３、およびＱ１４から構成される平衡
回路と、抵抗Ｒ１と、可変電流源Ｉ03とを有している。
そして可変電流源Ｉ03の電流を増減することによって抵
抗Ｒ１の電圧降下を増減させ、これによって減衰量が決
定される。可変電流源Ｉ03の電流Ｉ03が大きいときには
抵抗Ｒ１の電圧降下が大きく、平衡回路の平衡が崩れ
て、トランジスタＱ１５、Ｑ１６および抵抗Ｒ２を介し
て出力端子に出力が出て、ＩＦフィルタ１０に送出され
る。このとき減衰量は「０」である。
号はトランジスタＱ１およびＱ２のうちの一方のトラン
ジスタのベースに入力されれ、ローカル信号はトランジ
スタＱ３およびＱ６のベースかまたはトランジスタＱ４
およびＱ５のベースに入力される。ミキサ６の出力はト
ランジスタＱ３およびＱ５のコレクタと、トランジスタ
Ｑ４およびＱ６のコレクタから出力される。このミキサ
６の出力はＰＮＰ型トランジスタＱ７〜Ｑ１０から構成
されるカレントミラー回路を介して減衰器３５に送出さ
れる。この減衰器３５は、ＰＮＰ型トランジスタＱ１
１、Ｑ１２、Ｑ１３、およびＱ１４から構成される平衡
回路と、抵抗Ｒ１と、可変電流源Ｉ03とを有している。
そして可変電流源Ｉ03の電流を増減することによって抵
抗Ｒ１の電圧降下を増減させ、これによって減衰量が決
定される。可変電流源Ｉ03の電流Ｉ03が大きいときには
抵抗Ｒ１の電圧降下が大きく、平衡回路の平衡が崩れ
て、トランジスタＱ１５、Ｑ１６および抵抗Ｒ２を介し
て出力端子に出力が出て、ＩＦフィルタ１０に送出され
る。このとき減衰量は「０」である。
【００１８】これに対して可変電流源Ｉ03の電流Ｉ03が
「０」の場合には、抵抗Ｒ１の電圧降下は「０」のた
め、平衡回路は平衡がとれており、出力端子に出力は出
ず、減衰量は無限大となる。
「０」の場合には、抵抗Ｒ１の電圧降下は「０」のた
め、平衡回路は平衡がとれており、出力端子に出力は出
ず、減衰量は無限大となる。
【００１９】図３に示す回路においてはミキサ６はトラ
ンジスタＱ１およびＱ２、定電流源Ｉ01、および可変電
流源Ｉ02からなる減衰器３１を有している。この減衰器
３１は可変電流源Ｉ02を流れる電流Ｉ02の大きさによっ
て減衰量が決定される。ミキサ６の利得Ｇvcはミキサに
流れる電流（Ｉ01＋Ｉ02）に比例するため、電流Ｉ02が
大きい場合には減衰量は「０」であり、Ｉ02＝０の場合
には減衰量は最大となる。
ンジスタＱ１およびＱ２、定電流源Ｉ01、および可変電
流源Ｉ02からなる減衰器３１を有している。この減衰器
３１は可変電流源Ｉ02を流れる電流Ｉ02の大きさによっ
て減衰量が決定される。ミキサ６の利得Ｇvcはミキサに
流れる電流（Ｉ01＋Ｉ02）に比例するため、電流Ｉ02が
大きい場合には減衰量は「０」であり、Ｉ02＝０の場合
には減衰量は最大となる。
【００２０】一般に減衰量は減衰器１段当り２０ｄＢ程
度に設定されなければ、減衰器の制御信号と減衰量の直
線性は悪くなる。しかし２０ｄＢだけの減衰では減衰量
が少ない。このため図３に示すように、減衰器３１，３
５を複数箇所に送入することによって減衰量を増やすと
ともに制御信号と減衰量の直線性も良くすることが行わ
れる。
度に設定されなければ、減衰器の制御信号と減衰量の直
線性は悪くなる。しかし２０ｄＢだけの減衰では減衰量
が少ない。このため図３に示すように、減衰器３１，３
５を複数箇所に送入することによって減衰量を増やすと
ともに制御信号と減衰量の直線性も良くすることが行わ
れる。
【００２１】また、上記実施例による受信回路にかかる
ミキサ６および減衰器８ｂの第２の具体例の構成を図４
に示す。この図４に示す具体例は図３に示す具体例にお
いて、減衰回路３１を減衰回路４１に置換えたものであ
る。この減衰回路４１はＮＰＮ型トランジスタＴ１およ
びＴ２からなる差動回路と、抵抗Ｒ３およびＲ４と、Ｎ
ＰＮ型トランジスタＴ３およびＴ４からなる差動回路
と、定電流源Ｉ01と、可変電流源Ｉ02とを有している。
抵抗Ｒ３およびＲ４の一端は各々トランジスタＴ１およ
びＴ２のエミッタに接続され、他端は共通接続されて定
電流源Ｉ01に接続されている。一方、トランジスタＴ３
およびＴ４のエミッタは共通に接続されて可変電流源Ｉ
02に接続されている。
ミキサ６および減衰器８ｂの第２の具体例の構成を図４
に示す。この図４に示す具体例は図３に示す具体例にお
いて、減衰回路３１を減衰回路４１に置換えたものであ
る。この減衰回路４１はＮＰＮ型トランジスタＴ１およ
びＴ２からなる差動回路と、抵抗Ｒ３およびＲ４と、Ｎ
ＰＮ型トランジスタＴ３およびＴ４からなる差動回路
と、定電流源Ｉ01と、可変電流源Ｉ02とを有している。
抵抗Ｒ３およびＲ４の一端は各々トランジスタＴ１およ
びＴ２のエミッタに接続され、他端は共通接続されて定
電流源Ｉ01に接続されている。一方、トランジスタＴ３
およびＴ４のエミッタは共通に接続されて可変電流源Ｉ
02に接続されている。
【００２２】この図４に示す具体例は図３に示す具体例
と同様の効果を有するとともに、ミキサ入力のダイナミ
ックレンジを拡げることが可能になるという効果を有し
ている。
と同様の効果を有するとともに、ミキサ入力のダイナミ
ックレンジを拡げることが可能になるという効果を有し
ている。
【００２３】なお、上述の実施例においては、自動ゲイ
ン制御手段８の減衰器８ｂはミキサ６とＩＦフィルタ１
０の間に設けられているが、ＲＦアンプ４とミキサ６の
間に設けても、同様の効果を有することは言うまでもな
い。
ン制御手段８の減衰器８ｂはミキサ６とＩＦフィルタ１
０の間に設けられているが、ＲＦアンプ４とミキサ６の
間に設けても、同様の効果を有することは言うまでもな
い。
【００２４】また本実施例においては自動ゲイン制御手
段８を有しているので、ＩＦフィルタ１０にアクティブ
フィルタを使用してもＩＦフィルタ１０に歪が発生する
のを防止することができる。
段８を有しているので、ＩＦフィルタ１０にアクティブ
フィルタを使用してもＩＦフィルタ１０に歪が発生する
のを防止することができる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、信
号レベル検出出力の上限を大きくすることが可能となる
ので、携帯電話機に用いた場合に妨害特性を可及的に改
善することができるとともに、電池の寿命を可及的に長
持ちさせることができる。
号レベル検出出力の上限を大きくすることが可能となる
ので、携帯電話機に用いた場合に妨害特性を可及的に改
善することができるとともに、電池の寿命を可及的に長
持ちさせることができる。
【図１】本発明による受信回路の一実施例の構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図２】実施例の効果を説明するグラフ。
【図３】実施例にかかるミキサと減衰器の第１の具体例
の回路図。
の回路図。
【図４】実施例にかかるミキサと減衰器の第２の具体例
の回路図。
の回路図。
【図５】従来の受信回路の構成を示すブロック図。
【図６】従来の受信回路の信号レベル検出回路の特性を
示すグラフ。
示すグラフ。
２ アンテナ ４ ＲＦアンプ ５ ローカル信号 ６ ミキサ ７ 中間周波信号 ８ 自動ゲイン制御手段 ８ａ レベル検波回路 ８ｂ 制御回路 ８ｃ 減衰器 ９ 電圧信号 １０ ＩＦフィルタ（バンドパスフィルタ） １２ ＩＦアンプ １４ 信号レベル検出回路 １６ ＦＭ検波回路 １７ 復調出力 １８ 加算手段 １９ 信号レベル検出出力 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−140854（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−240724（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−236330（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 1/00 - 3/34
Claims (4)
- 【請求項１】受信信号を増幅する第１の増幅手段と、 この第１の増幅手段の出力信号とローカル信号から中間
周波信号を出力するミキサ手段と、 前記中間周波信号を濾過する中間周波フィルタと、 この中間周波フィルタの出力信号を増幅する第２の増幅
手段と、 この第２の増幅手段の入力信号レベルを検出する信号レ
ベル検出手段と、 前記受信信号のレベルが所定値を超えた場合に前記中間
周波フィルタの出力が一定値となるように前記ミキサ手
段の出力信号の信号レベルを減衰させるとともに減衰量
に応じた電圧信号を出力する自動ゲイン制御手段と、 この自動ゲイン制御手段からの電圧信号と前記信号レベ
ル検出手段の出力とを加算し、信号レベル検出出力とし
て出力する加算手段と、 を備えていることを特徴とする受信回路。 - 【請求項２】前記自動ゲイン制御手段は、前記中間周波
フィルタの信号レベルを検波するレベル検波回路と、こ
のレベル検波回路の出力を平滑化する平滑化回路と、こ
の平滑化回路によって平滑化された信号に基づいて制御
電流を出力するとともに前記電圧信号を出力する制御回
路と、前記制御電流に基づいて前記ミキサ手段の出力信
号の信号レベルを減衰させる減衰回路と、を備えている
ことを特徴とする請求項１記載の受信回路。 - 【請求項３】前記ミキサ手段は減衰量が可変な減衰回路
を備えていることを特徴とする請求項１または２に記載
の受信回路。 - 【請求項４】前記中間周波フィルタはアクティブフィル
タであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに
記載の受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20649194A JP3325398B2 (ja) | 1994-08-31 | 1994-08-31 | 受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20649194A JP3325398B2 (ja) | 1994-08-31 | 1994-08-31 | 受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0879125A JPH0879125A (ja) | 1996-03-22 |
| JP3325398B2 true JP3325398B2 (ja) | 2002-09-17 |
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ID=16524257
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20649194A Expired - Fee Related JP3325398B2 (ja) | 1994-08-31 | 1994-08-31 | 受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3325398B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3754029B2 (ja) | 2003-03-24 | 2006-03-08 | 株式会社東芝 | 受信回路及び受信装置 |
-
1994
- 1994-08-31 JP JP20649194A patent/JP3325398B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH0879125A (ja) | 1996-03-22 |
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