JP3313726B2 - アクティブ電話ラインインタフェース回路の保護 - Google Patents

アクティブ電話ラインインタフェース回路の保護

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JP3313726B2
JP3313726B2 JP51222296A JP51222296A JP3313726B2 JP 3313726 B2 JP3313726 B2 JP 3313726B2 JP 51222296 A JP51222296 A JP 51222296A JP 51222296 A JP51222296 A JP 51222296A JP 3313726 B2 JP3313726 B2 JP 3313726B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、電話ラインインタフェース回路に関連し
て、特にアクティブライン駆動回路を含む電話ラインイ
ンタフェース回路、およびラインインタフェース回路の
通常の使用で生じる過渡電圧からライン駆動回路を保護
することに関連する。
発明の背景 電話加入者ラインのチップおよびリング・ワイヤがア
クティブライン駆動回路を介して駆動されるアクティブ
電話ラインインタフェース回路は公知である。本発明
は、特にアクティブ電話ラインインタフェース回路に適
用されるが、それのみに制限されるものではない。その
特徴は、Rosch等による1993年12月28日に発行された米
国特許第5,274,702、「広帯域電話ラインインタフェー
ス回路」及びRosenbaum等による1994年６月21日に発行
された米国特許第5,323,461、「電圧切換を有する電話
ラインインタフェース回路」に記載されている。
これらの特許で記載されるように、電話加入者ライン
インタフェース回路では、ライン駆動回路は、２つの単
一利得直流電流増幅器を含み、その出力はスイッチ回路
と検出回路を介して電話加入者ラインのチップおよびリ
ング・ワイヤのそれぞれに結合される。このラインイン
タフェース回路は、制御電圧発生器と制御回路も含んで
いる。検出回路は、ラインでの交流および直流の状態を
モニタするのに使用され、検知変成器と一般に供給抵抗
と呼ばれる直列抵抗を含んでいる。スイッチ回路は、制
御回路を介してソフトウェア制御に関連して、ライン、
ライン駆動回路、制御電圧発生器およびバッテリをいろ
いろな構成に相互接続し、ラインインタフェース回路の
異なる動作状態を供給するのに使用される。これらの状
態は、リレー接点がライン駆動回路の出力または制御電
圧発生器の出力を選択的にラインのチップおよびリング
・ワイヤに接続し、リレー接点と電子スイッチが制御電
圧発生器の出力またはバッテリをライン駆動回路用供給
電圧として選択的に接続する構成を含んでいる。
制御電圧発生器とスイッチ回路のソフトウェア制御
は、リレー接点の両端に僅かな電圧差があるときにの
み、リレー接点を閉じることが好ましい、それによっ
て、スイッチの高電流およびそれによって生じるリレー
接点の損傷が避けられる。しかし、実際には、比較的に
速いスイッチング動作の要求、特にラインインタフェー
ス回路が接続される電話加入者ラインの誘導性及び一般
に知られていない性質によって、閉じつつあるリレー接
点の両端に相当な電圧差が生じる。結果的に、リレー接
点に損傷を与える高電流が一時的に流れる。
アクティブ加入者線インタフェース回路中のライン駆
動回路を雷、交流サージ及び誘導結合による高い過渡電
圧から保護することも公知である。この目的で、ダイオ
ードブリッジをライン駆動回路の出力と供給抵抗間の点
に結合し、正の過渡電圧をグラウンドにクランプし、負
の過渡電圧を負供給電圧とグラウンドの間に接続される
過渡電圧抑制器のブレークオーバ電圧にクランプするこ
とも公知である。負の過渡電圧に対して十分な電力消散
を行うには、いくつかの過渡電圧抑制ダイオード（TRAN
ZORBまたはTRANSILという商品名でしばしば呼ばれる）
を組合せて用いることが必要であった。これは、比較的
高いコストになり比較的大きい物理スペースが必要とな
る欠点があった。
いくつかの過渡電圧抑制ダイオードを、TRISILまたは
SIDACという商品名でしばしば呼ばれている単一の保護
デバイスで置き換えできることが好ましい。しかし、そ
のようなデバイスがアクティブラインインタフェース回
路で使われる場合には、ライン駆動回路から供給される
電流が負の過渡電圧の終わりおよび終わった後に保護デ
バイスが動作し、ラインインタフェース回路のロック状
態を引き起こすという欠点があった。
幾つかの欠点を除去するために、TRANZORBとTRANSIL
型の過渡電圧抑制ダイオードには、過大な電圧をクラン
プし（即ち、電圧クランプ作用を行う）、高過渡電力を
消散するために特に設計されるアバランシを用いる。こ
の明細書において、それらのダイオードは過渡電圧抑制
器と呼ばれ、ツェナーダイオードと同じように表示され
る。対照的に、TRISILまたはSIDAC保護デバイスは、ト
ライアックの電気的特性に似ている電気的特性を有する
が、内部トリガー機構を有している。その保護デバイス
はブレークオーバ電圧までの電圧に対する非常に高いイ
ンピーダンスまたはオープン回路を設けている。その
上、保護デバイスは保持電流が維持されるように低イン
ピーダンスまたは短絡回路を設けている。この明細書に
おいて、このデバイスは、バールタイプ保護デバイスと
呼ばれ、トライアックと同じように図示される。しかし
トリガー入力の代わりにブレークオーバ・バーを有しい
る。
本発明は従来技術の上記の欠点を減らすか無くす改良
型電話ラインインタフェース回路を提供することを目的
としている。
発明の開示 本発明の一側面によれば、本発明は、２線式電話回線
への接続のために、チップおよびリング・パスを介して
それぞれチップおよびリング端子に接続される出力を有
する２つの増幅器（12）と；チップおよびリング・パス
にそれぞれ接続される２つの交流端子（TP、RP）、グラ
ウンドに接続される正の直流端子および負の直流端子を
有するダイオードブリッジ（28、30）と；増幅器に対し
て負の電圧を供給する負電圧供給ラインと；さらに、負
の電源電圧ラインとグラウンドとの間に接続されるコン
デンサ（26）とを含む電話ラインインタフェース回路に
おいて： ダイオードブリッジの負の直流端子とグラウンドとの
間に結合され、閾値レベルを超えるダイオードブリッジ
の負の直流端子の負の過渡電圧に応じて、過渡電圧をグ
ラウンドに短絡する保護デバイス（52）と； 負の供給電圧ラインとダイオードブリッジの負の直流
端子との間に接続され、保護デバイスが負の過渡電圧を
グラウンドに短絡するとき、ダイオードが逆バイアスさ
れる極性を有するダイオード（54）と； 負の過渡電圧がグラウンドに短絡するときに、負電圧
供給回線とグラウンド間に接続されたコンデンサを放電
させ、負電圧供給回線の電圧を、保護デバイスの短絡維
持保持電流より低くなるまで低減させる電流制限回路
（34）を更に含むように構成される。
さらに、本発明の他の実施の形態によれば、前記電話
ラインインタフェース回路は、供給電圧（CV）を負の電
圧供給ラインに供給してコンデンサを充電するためのリ
レー接点（K1、K2）をさらに含み、前記リレー接点が閉
じる時に、電流制限回路はコンデンサへ充電する充電電
流を制限するように動作し、前記の電流制限回路は、電
流制限回路を制御する回路をさらに含むように構成され
る。
好ましくは、電流制限回路は、充電電流をコンデンサ
に供給するためのリレー接点と直列に接続される電流セ
ンサおよびトランジスタの制御パスと；電流センサの両
端の電圧降下に応じて、トランジスタを制御しトランジ
スタの制御パスを流れる電流を制限する制御回路とを含
み；電流制限回路を制御する回路は、ダイオードの逆バ
イアスに応じて制御回路を制御し、トランジスタの制御
パスを流れる電流を実質的に減じるように構成される。
好ましくは、電流センサは直列に接続される抵抗とイ
ンダクタからなる。リレー接点を閉じたときに、インダ
クタンスがあると、コンデンサを充電する初期電流を減
少させるのみでなく、電流センサによる電圧降下を増加
させ、それによって、電流制限回路のターンオン遅延が
減少する。リレー接点を閉じた直後の大きな充電電流に
よって起こるリレー接点の劣化は、それによって避ける
ことができる。
本発明の他の実施の形態によれば、本発明の電話ライ
ンインタフェース回路は、リレー接点（K1、K2）を介し
て供給電圧（CV）から充電電流が供給されるコンデン
サ、前記リレー接点と直列に接続され、そのリレー接点
を閉じたときにコンデンサへの充電電流を制限する電流
制限回路を含み：電流制限回路は、前記コンデンサに充
電電流を供給するためのリレー接点と直列に接続される
電流センサとトランジスタの制御パスと、電流センサの
両端の電圧降下に応じてトランジスタを制御しトランジ
スタの制限パスを介して流れる電流を制限する制御回路
とを含み、前記電流センサは直列に接続される抵抗とイ
ンダクタから構成され、前記トランジスタは制御パスを
構成するゲートおよびソース・ドレイン・パスを有する
電界効果トランジスタ（FET）から構成され、前記制御
回路は、ベース・エミッタ接合が電流センサの両端の電
圧降下に応じ、コレクタがFETのゲートに結合され、抵
抗を介して共通ポテンシャルの点に接続されるバイポー
ラトランジスタ、前記電界効果トランジスタ（FET）の
ソースと抵抗間に接続されたツェナーダイオード（44）
と、前記バイポーラトランジスタのベースと前記電界効
果トランジスタ（FET）のソースとの間に抵抗を含む。
本発明は、ラインインタフェース回路のロック状態を
発生させることなく、保護デバイスを使用できる利点が
ある。これは、簡単なダイオード配置を用いるか、リレ
ー接点の損傷を与えることを防止できる電流制限回路を
用いることによって達成できる。電流制限回路中のイン
ダクタは電流制限を改善でき、電流制限回路のより早い
スイッチングを達成できるメリットを有する。
図面の簡単な説明 本発明を以下の図面を参照しながら詳細に述べる： 図１は、既知の構造の電話ラインインタフェース回路
の関連した部分の概略図である。
図２は、本発明の一実施の形態の電流制限回路を含む
電話ラインインタフェース回路の概略図である。
図３と図４は、本発明の他の実施の形態の電話ライン
インタフェース回路の変形の概略図である。
実施の形態 図１は、アクティブ電話ラインインタフェース回路の
部分概略図が示されている。この部分は、以下の説明で
は電話中央局CO（図示せず）の一部を形成し、電話局に
位置している。しかし、多重通信路を介してCOに結合さ
れる遠隔端末の一部を形成してもよい。本発明を十分に
理解するのに関係するラインインタフェース回路の部分
だけが図１に示される。
ラインインタフェース回路は、破線のボックス内に示
される２つの単一利得直流電流増幅器12からなるライン
駆動回路10を含んでいる。増幅器12の出力は、ライン駆
動回路10の出力を構成し、２線式電話加入者ライン（図
示せず）のチップおよびリング・ワイヤへのそれぞれに
接続するために、トランス巻線14および図示してない検
出回路の供給抵抗16を介して、および２つのラッチング
リレーの電子スイッチＳ及びリレー接点K1及びK2を含む
スイッチ回路18を介して端子ＴとＲに接続される。ライ
ンインタフェース回路は、COバッテリ電圧BV（例えば、
−48ボルト）及び０ボルトすなわちグラウンド電位のバ
ッテリ帰還ラインBRが供給される制御電圧発生器（CV
G）20を含んでおり、図示されてないデジタル制御回路
の制御下で制御電圧CVを生成する。この制御回路はま
た、スイッチ回路18の動作、およびライン駆動回路10の
入力、すなわち増幅器12の非反転（＋）入力に接続され
る直流電圧を制御して増幅器12の直流出力電圧を決定す
る。
ライン駆動回路10、検出回路、スイッチ回路18、制御
回路の更なる詳細とこれらの動作は、前記の米国特許第
5,274,702と米国特許第5,323,461に示される。CVG20
は、Rosenbaum等による1992年４月７日に発行された米
国特許番号5,103,387、「高電圧変換器」に更に記載さ
れる。この発生器は、図１のCVG20を表わすボックス内
に、制御電圧CVの出力とグラウンドとの間に破線で示さ
れる出力コンデンサを含んでいる。
Ｘで表わされる一つの開接点と各々が縦線で表わされ
る２つの閉接点を有するリレーのリセット状態で、リレ
ー接点K1とK2は示されていて、その内の１つが各増幅器
12の出力から各端子ＴまたはＲへのパスにあり、もう１
つがCVG20の出力から供給電圧DVをライン駆動回路10に
供給するライン22への直列のパスにある。この状態で
は、バッテリ電圧BVと供給ライン22との間でダイオード
24と直列に接続されるスイッチＳはオープンになってお
り、CVG20が制御電圧CVを生成しライン駆動回路供給電
圧DVを構成するよう制御される。ダイオード24は、電圧
CVとBVとの間での衝突を防ぐように動作する。
もう一つの動作状態では、CVG20は非アクティブであ
るよう制御され、その結果、その出力は高インピーダン
スを表わし、従って、スイッチＳは閉じて、バッテリ電
圧BVはライン22に接続されライン駆動回路供給電圧DVを
構成する。スイッチ回路18とCVG20の他の動作状態は、
例えば、CVG20により生成されるリンギングまたは他の
高い信号電圧を端子ＴかＲへ供給するのに使用され、リ
レーの１つがセットされ、接点K1またはK2の状態を変更
する。
図１にも示されているように、ライン駆動回路10用供
給電圧DVは、例えば、１μＦのキャパシタンスを有し、
ライン22とグラウンドとの間に接続されるコンデンサ26
で平滑化される。さらに、ラインインタフェース回路は
２つのダイオード28と２つのダイオード30およびお互い
に直列に接続され、集合的に32で示される３つの過渡電
圧抑制器により形成されるダイオードブリッジを含んで
いる。ダイオードブリッジは、スイッチ回路18とトラン
ス巻線14との間で、増幅器12の出力から端子ＴとＲへの
送信および受信のパスのそれぞれにおいて、点TPとRPに
接続されている交流端子を有している。ダイオードブリ
ッジの正の直流端子はグラウンドと接続される。ダイオ
ードブリッジの負の直流端子はライン22に接続される。
過渡電圧抑制器32は、ダイオードブリッジの直流端子間
に接続される。
通常の動作では、ライン駆動回路10は制御回路によっ
て制御され、チップ・ワイヤ端子Ｔに結合される増幅器
12の出力はグラウンドに対してわずかに負の電圧、例え
ば５ボルトを有し、リング・ワイヤ端子Ｒに接続される
増幅器12の出力は、供給電圧DVが−50ボルトである時に
は、供給電圧DVに対してわずかに正の電圧、例えば−45
ボルトを有している。電話回線に雷が落ち、又は点TPと
RPの１つまたは両方で正の過渡電圧を生成する障害状態
の場合には、（供給抵抗16によって制限される）電流
は、ダイオード28の１つまたは両方を介してグラウンド
に導びかれる。電話ラインに雷が落ち、又は点TPとRPの
１つまたは両方で過大な負の過渡電圧を生成する障害状
態の場合には、（供給抵抗16によって制限される）電流
は、ダイオード30の１つまたは両方を介して負の電圧供
給ライン22に導びかれる。このライン22の最大の負の電
圧は、過渡電圧抑制器32のブレークオーバ電圧に限定さ
れる；例えば、この電圧は約−64ボルトである。
上記のようなラインインタフェース回路では、制御電
圧CVからライン駆動回路10に対して、例えば−56ボルト
までの供給電圧DVを供給するために、コンデンサ26は、
リレー接点K1とK2を閉じる際CVからDVへのパスで充電さ
れる。このパスに電流制限器がない状態では、最初の充
電電流は非常に大きく、例えば約20アンペアにもなる。
リレー接点K1とK2によって切換えられるこの大電流は、
リレー接点の劣化を引き起こし、結果として接点の信頼
性が低下する。この問題は、CVG20の出力がリレー接点K
1およびK2を介して直前に接続されていた電話加入者ラ
インの誘導性の性質によって悪化し、CVG20の出力コン
デンサとの関係で制御電圧CVを相対的に制御できない程
度のレベルにする。
この問題に対する可能性のある解決策は、ライン22に
電流制限器を設けることである。しかし、リレー接点の
劣化は、リレー接点が最初に閉じた後、数マイクロ秒以
内に流れる電流サージによって引き起こされる。典型的
な電流制限器はこのサージ電流を制限するほど十分に速
くは反応しない。
図２は、図１と同様のラインインタフェース回路であ
り、コンデンサ26へのライン22に設けられる電流制限回
路34を有している。この電流制限回路34は上記のような
リレー接点の劣化を引き起こす初期電流サージを制限す
るよう特に設計されている。図２のラインインタフェー
ス回路は、制御電圧CVと電流制限回路34との間の切換パ
スにダイオード36も含んでいる。ダイオード24と36は、
負の過渡電圧が供給電圧DVを電圧BVとCVのそれぞれより
さらに負になるとき、電流制限回路34が逆方向にバイア
スされるのを防ぐ。
電流制限回路34は、ライン22と直列に接続される抵抗
38、インダクタ40、及びMOSFET42のソース・ドレイン・
パスを含んでいる。ツェナーダイオード44は、MOSFET42
のゲート・ソース・パスと並列に接続され、その極性
は、ゲート・ソース電圧をMOSFET用最大許容レベルより
小さくなるように制限する極性に選ばれる。抵抗46はグ
ラウンドとゲートとの間に接続される。NPNバイポーラ
トランジスタ48はエミッタとベースを有し、そのエミッ
タは入力（最も負の部分）ライン22に接続され、そのベ
ースは、電流制限抵抗50を介してMOSFET42のソースに接
続される。その結果、直列接続抵抗38とインダクタ40
は、抵抗50とトランジスタ48のベース・エミッタジャン
クションと並列に接続される。トランジスタ48のコレク
タは、MOSFET42のゲートとツェナーダイオード44と抵抗
46との間の接合部に接続される。
電流制限回路34は、インダクタ40を含むことを除いて
は既知の回路である。インダクタ40がないと仮定する
と、電流制限回路は、以下のように動作する。入力ライ
ン22、すなわち、抵抗38とトランジスタ48のエミッタと
の間の接合点に入力した負の電圧は、抵抗38と46を介し
てツェナーダイオード44によって制限されるMOSFET42の
ゲート・ソース電圧を供給し、それによってMOSFETには
そのソース・ドレイン・パスを介して電流が流れる。こ
の電流は抵抗38を介して流れ、これによりそのベース・
エミッタ接合を順バイアスし、コレクタ・エミッタ電流
が抵抗46を介して流れる。この電流は抵抗46の両端で電
圧降下を増大させ、これにより、MOSFET42のゲート・ソ
ース電圧を減少させ、ソース・ドレイン電流を制限す
る。
前述のように、電流制限回路は、トランジスタ48のタ
ーンオン遅れのため、リレー接点K1およびK2の最初の閉
路時に流れる電流サージを制限するほど十分早くは反応
はせず、負の電圧をコンデンサ26を充電するライン22に
供給する。結果的に、リレー接点の劣化を防ぐには不十
分である。この欠点は抵抗38と直列に挿入されるインダ
クタ40を設けることによって克服される。
特に、インダクタ40の第１の効果は、そのインダクタ
ンスがリレー接点を閉じるときに初期電流サージを制限
し、これによりリレー接点を閉じる時に流れる充電電流
を直ちに減らすことである。インダクタ40の第２の効果
は、インダクタを流れる電流がトランジスタ48のベース
・エミッタ接合に供給される順方向バイアスを増やすイ
ンダクタの両端に電圧を誘起し、これによりこのトラン
ジスタのターンオン遅れをかなり減らして、その結果、
回路34の電流制限効果がより速く動作をするようになる
ということである。インダクタ40のこれらの２つの効果
は、リレー接点の劣化の問題を実質的に除去する。
図１と図２のラインインタフェース回路は、点TPとRP
に負の過渡電圧を抑制するための必要な電力と電圧特性
を供給するため３つの過渡電圧抑制器32が必要となる欠
点を持っている。例えば、これらの３つの過渡電圧抑制
器は、SGS−Thomson Microelectronicsから入手可能
な、２つの1.5KE27型のデバイス、１つのAP6KE10A型の
デバイスを用いることができる。その場合、各々は、27
ボルトと10ボルトの公称ブレークオーバ電圧を有するの
で、直列の３つのデバイスは−64ボルトのブレークオー
バ電圧を供給する。発明の背景で説明したように、３つ
のデバイスを使用するとコスト及び容積が増加するとい
う欠点があり、この２つは加入者ラインインタフェース
回路にとって重要な問題である。
発明の背景でも説明されたように、３つの過渡電圧抑
制器32を保護デバイスによって置き換えることが好まし
い。そのため、１つのデバイスは、トリガする時にその
ようなデバイスで行われる短絡回路動作は電力消散要求
を減じることを意味するので可能性としては用いること
ができる。しかし、これは、そのようなデバイスをトリ
ガすることによってコンデンサ26が突然に放電し、その
結果そのデバイスがこのコンデンサの放電電流を取り扱
わなければならなくなる。その上に、保護デバイスを使
うことによって、その保持電流が維持される場合には、
デバイスは、負の過渡電圧の終わりおよび終わった後に
導通を続けるという問題を含んでいる。もしライン駆動
回路用供給電圧DVがデバイスをトリガする時に維持され
るなら、ライン駆動回路10によって供給される電流はこ
の保持電流より大きくなり、ラインインタフェース回路
がロックされた状態になる。
図３は、図２のラインインタフェース回路の変形例で
あり、３つの過渡電圧抑制器32を１つのバールタイプ保
護デバイスによって置き換えたものである。この置き換
えにより上記のように３つのデバイス32のコスト及び容
積の増加が避けられる。上記のようにこの置き換えに伴
う問題は、以下に示すように３つのダイオード54,56,58
を図３のラインインタフェース回路に設けることで避け
られる。
図３において、ダイオード54は、ダイオードブリッジ
の負の直流端子とライン駆動回路10用供給電圧DVとの間
のパスに接続され、極性は、ダイオードブリッジの負の
直流端子が供給電圧DVよりもさらに正である時に逆バイ
アスされるように選ばれる。点TP及び／又は点RPが十分
に負の過渡電圧である場合には、ダイオード54と１つま
たは両方のダイオード30は、増幅器12の出力電圧が２つ
以上のダイオード電圧降下によってライン駆動回路10へ
の供給電圧DVより負にならないように順バイアスされ
る。これはライン駆動回路10への損害を防止する。負の
過渡電圧に応じてバールタイプ保護デバイス52が導通す
ると、ダイオードブリッジの負の直流端子は、約−２ボ
ルトの電圧を有する。その後、ダイオード54は逆バイア
スされるので、コンデンサ26はデバイス52を介しては放
電されない。
結果的に、デバイス52はコンデンサ26からの放電電流
を何ら取り扱う必要はない。しかし、これはライン駆動
回路10に電力が与えられ続けることを意味する。別のや
り方で防止されない限り、この結果は、過渡電圧の終わ
りおよび終わった後に、典型的には約150mAの保持電流
がライン駆動回路10の増幅器12の１つまたは両方により
供給される続けるので、導通のままになり、これらの増
幅器12は、上記のように通常動作に対する所望の出力電
圧（例えば−５および−45ボルト）に対して駆動され
る。
ロックされた状態は、図３のラインインタフェース回
路において、ダイオードブリッジの負の直流端子と各増
幅器12の非反転入力との間にダイオード56および58の各
々を接続することによって避けられる。極性は、バール
タイプ保護デバイス52がトリガされた時に導通となり、
それによってダイオードブリッジの負の直流端子が、約
−２ボルトの電圧を有するように決められる。増幅器12
が１つの電圧利得を有する直流増幅器（出力が反転入力
に接続される）であるので、非反転入力は通常−２ボル
トより負の電圧である。結果的に、負の過渡電圧に応じ
てバールタイプ保護デバイス52が導通すると、増幅器12
の非反転入力をダイオード56と58を介して約−２ボルト
の電圧にする。増幅器12の出力は同様にこの電圧に駆動
される。したがって、増幅器12の出力とダイオードブリ
ッジの負の直流端子との間の電圧差は実質的に除去され
る。従って、ライン駆動回路10からバールタイプ保護デ
バイス52への電流の流れは結果的に僅かになる。この結
果、デバイス52の保持電流は過渡電圧の終わった後には
維持されずに、デバイス52は導通をやめ、ラインインタ
フェース回路のロックされた状態が避けられる。
例えば、バールタイプ保護デバイス52は、好ましく
は、SGS−Thomson Microelectronicsから入手できるTP
A62B型のデバイスを用いる。これは62ボルトの公称ブレ
ークオーバ電圧を有している。このように、ダイオード
54が有ることによって、もし増幅器12の出力で生じる電
圧の最大値より大きくすれば、バールタイプ保護デバイ
ス52のブレークオーバ電圧を供給電圧DVの大きさより小
さくできる。このように、供給電圧DVの大きさは、必要
なら増加することができる。
図３のラインインタフェース回路では、増幅器12の非
反転入力に供給される広帯域（例えば、ISDN）信号を損
ねないために、低コスト、低い順方向電圧降下、敏速な
応答、低い寄生キャパシタンスを有しているダイオード
56と58が必要とされる。その結果、ダイオード56と58と
して使用する適当なデバイスの選択は難しいかもしれな
い。この難しさは、図４に関する下記の本発明の他の実
施例を用いることによって避けることができる。ライン
インタフェース回路の他の形態は、上記の電流制限回路
34を使用している。電流制限回路34は図３にも示されて
いるが、この電流制限回路はラインインタフェース回路
中ではオプションである。
図４のラインインタフェース回路は、図２のラインイ
ンタフェース回路と同様のものであり、図３の上記のダ
イオード54と、図３のダイオード56と58の代わりの２つ
の抵抗60、62およびPNPバイポーラトランジスタ64を有
している。トランジスタ64は、ベースとエミッタを有
し、そのエミッタはダイオードブリッジの負の直流端子
に接続され、そのベースはベース電流を制限する抵抗60
を介して、ライン駆動回路10への供給電圧ラインに接続
される。従って、抵抗60とトランジスタ64のベース・エ
ミッタ接合は、ダイオード54と並列に接続され、その極
性はダイオード54が逆バイアスである時、トランジスタ
のベース・エミッタ接合を順バイアスする。トランジス
タ64のコレクタは、コレクタ電流を制限する抵抗62を介
して電流制限回路のトランジスタ48のベースに接続され
る。
次に、図４のラインインタフェース回路の動作を説明
する。点TPとRPの内の１つが負の過渡電圧なら、図３の
前記のバールタイプ保護デバイス52をトリガすることに
なり、ダイオードブリッジの負の直流端子での電圧は約
−２ボルトになり、ダイオード54は、コンデンサ26が保
護デバイス52を介して放電しないよう逆バイアスされ
る。そのため、トランジスタ64のベース・エミッタ接合
は、このトランジスタがトランジスタ48のベース・エミ
ッタ接合を介して流れるそのコレクタ電流を導通するよ
う順バイアスされる。トランジスタ48は、結果的に完全
にオンにされ、抵抗46を流れるそのコレクタ電流がMOSF
ET42のゲート・ソース電圧を減らし、このMOSFETをオフ
にする。その結果、電流はもはやライン22を介してコン
デンサ26へは供給はされない。次に、コンデンサ26はラ
イン駆動回路10により構成された負荷に放電する。ライ
ン駆動回路10用電力供給を徐々に除去していくと、過渡
電圧の終わったすぐ後ではこの回路の増幅器12が保護デ
バイス52により必要とされる保持電流を供給できないこ
とを意味し、導通のままになり結果的にオフになる。そ
の結果、ダイオード54はもはや逆バイアスではなくな
り、トランジスタ64は導通をやめ、電流制限回路34はラ
イン駆動回路10はコンデンサ26に電流を供給し、コンデ
ンサ26に再び電力が与えられる。
図３と図４の回線インタフェースの両方はバールタイ
プ保護デバイスを用いることができ、上記のロックされ
た状況を避けることが可能となる。図４のラインインタ
フェース回路は特に、他の理由のために既に設けられて
いる電流制限回路34を使用して図３のダイオードデバイ
スでのように増幅器12の入力への付加接続が避けられ、
その結果、これらの増幅器に供給される広帯域信号が影
響をうけないという特別な利点がある。
本発明の特別の実施の形態が詳細に記載されている
が、多数の変更、変形および適用が本発明の範囲内で行
われる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−159928（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−129816（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−178339（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−38252（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−304096（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−120645（ＪＰ，Ｕ) 米国特許5323461（ＵＳ，Ａ) 米国特許5103387（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02H 9/04 H02H 7/20 H04Q 3/42

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】２線式電話回線への接続のために、チップ
    およびリング・パスを介してそれぞれチップおよびリン
    グ端子に接続される出力を有する２つの増幅器（12）
    と；チップおよびリング・パスにそれぞれ接続される２
    つの交流端子（TP、RP）、グラウンドに接続される正の
    直流端子および負の直流端子を有するダイオードブリッ
    ジ（28、30）と；増幅器に対して負の電圧を供給する負
    電圧供給ラインと；さらに、負の電源電圧ラインとグラ
    ウンドとの間に接続されるコンデンサ（26）とを含む電
    話ラインインタフェース回路において： ダイオードブリッジの負の直流端子とグラウンドとの間
    に結合され、閾値レベルを超えるダイオードブリッジの
    負の直流端子の負の過渡電圧に応じて、過渡電圧をグラ
    ウンドに短絡する保護デバイス（52）と； 負の供給電圧ラインとダイオードブリッジの負の直流端
    子との間に接続され、保護デバイスが負の過渡電圧をグ
    ラウンドに短絡するとき、ダイオードが逆バイアスされ
    る極性を有するダイオード（54）と； 負の過渡電圧がグラウンドに短絡するときに、負電圧供
    給回線とグラウンド間に接続されたコンデンサを放電さ
    せ、負電圧供給回線の電圧を、保護デバイスの短絡維持
    保持電流より低くなるまで低減させる電流制限回路（3
    4）を更に含むことを特徴とする電話ラインインタフェ
    ース回路。
  2. 【請求項２】請求項１記載の電話ラインインタフェース
    回路において： 前記電話ラインインタフェース回路は、供給電圧（CV）
    を負の電圧供給ラインに供給してコンデンサを充電する
    ためのリレー接点（K1、K2）をさらに含み、 前記リレー接点が閉じる時に、前記電流制限回路（34）
    はコンデンサへ充電する充電電流を制限するように動作
    し、 前記の電流制限回路は、電流制限回路（38,40,42,44,4
    6,48,50）を制御する回路（60−64）をさらに含むこと
    を特徴とする電話ラインインタフェース回路。
  3. 【請求項３】請求項２記載の電話ラインインタフェース
    回路において： 前記の電流制限回路は、 充電電流をコンデンサに供給するためのリレー接点と直
    列に接続される電流センサ（38、40）およびトランジス
    タ（42）の制御パスと； 電流センサの両端の電圧降下に応じて、トランジスタを
    制御しトランジスタの制御パスを流れる電流を制限する
    制御回路（44−50）とを含み； 電流制限回路を制御する前記回路（60−64）は、ダイオ
    ード（54）の逆バイアスに応じて制御回路を制御し、ト
    ランジスタの制御パスを流れる電流を実質的に減じるこ
    とを特徴とする電話ラインインタフェース回路。
  4. 【請求項４】請求項３記載の電話ラインインタフェース
    回路において： 前記電流センサは直列に接続される抵抗（38）とインダ
    クタ（40）からなることを特徴とする電話ラインインタ
    フェース回路。
  5. 【請求項５】請求項３または４記載の電話ラインインタ
    フェース回路において： 前記制御回路は、ベース・エミッタ接合が電流センサの
    両端の電圧降下に応じ、コレクタが制御パスを有するト
    ランジスタ（42）の制御電極に結合されるバイポーラト
    ランジスタ（48）を有することを特徴とする電話ライン
    インタフェース回路。
  6. 【請求項６】リレー接点（K1、K2）を介して供給電圧
    （CV）から充電電流が供給されるコンデンサ（26）、前
    記リレー接点と直列に接続され、そのリレー接点を閉じ
    たときにコンデンサへの充電電流を制限する電流制限回
    路（34）を含む電話ラインインタフェース回路におい
    て： 前記電流制限回路は、前記コンデンサに充電電流を供給
    するためのリレー接点と直列に接続される電流センサと
    トランジスタ（42）の制御パスと、電流センサの両端の
    電圧降下に応じてトランジスタを制御しトランジスタの
    制限パスを介して流れる電流を制限する制御回路（44−
    50）とを含み、前記電流センサは直列に接続される抵抗
    （38）とインダクタ（40）からなり、前記トランジスタ
    （42）は制御パスを構成するゲートおよびソース・ドレ
    イン・パスを有する電界効果トランジスタ（FET）から
    構成され、前記制御回路（44−50）は、ベース・エミッ
    タ接合が電流センサの両端の電圧降下に応じ、コレクタ
    がFETのゲートに結合され、抵抗（46）を介して共通ポ
    テンシャルの点に接続されるバイポーラトランジスタ
    （48）、前記電界効果トランジスタ（FET）のソースと
    抵抗（46）間に接続されたツェナーダイオード（44）
    と、前記バイポーラトランジスタ（48）のベースと前記
    電界効果トランジスタ（FET）のソースとの間に抵抗（5
    0）を含むことを特徴とする電話ラインインタフェース
    回路。
  7. 【請求項７】請求項６記載の電話ラインインタフェース
    回路において： コンデンサと並列に接続される、保護デバイス（52）と
    ダイオード（54）の直列回路を更に含み、前記ダイオー
    ドはコンデンサが充電される時に逆バイアスされる極性
    を有し、前記保護デバイスは導電性であり、それにより
    コンデンサは保護デバイスを介しては放電せず、前記回
    路（60−64）は、ベース・エミッタ接合が前記ダイオー
    ド（54）と並列に接続され、コレクタが制御回路（44−
    50）に接続される第２のバイポーラトランジスタ（64）
    を含み、ダイオードの逆バイアスに応じて制御回路（44
    −50）を制御し、トランジスタ（42）の制御パスを通る
    電流を実質的に除去することを特徴とする電話ラインイ
    ンタフェース回路。
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