JPH061941B2 - 電話加入者ル−プ過電圧保護回路 - Google Patents

電話加入者ル−プ過電圧保護回路

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JPH061941B2
JPH061941B2 JP61505566A JP50556686A JPH061941B2 JP H061941 B2 JPH061941 B2 JP H061941B2 JP 61505566 A JP61505566 A JP 61505566A JP 50556686 A JP50556686 A JP 50556686A JP H061941 B2 JPH061941 B2 JP H061941B2
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/04—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage
    • H02H9/041—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage using a short-circuiting device
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/18—Automatic or semi-automatic exchanges with means for reducing interference or noise; with means for reducing effects due to line faults with means for protecting lines

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  • Signal Processing (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
  • Interface Circuits In Exchanges (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 １．発明の分野 本発明は電話加入者ループ過電圧保護回路、より詳細に
は、完全に集積化された、例えば、２１０−２５６Ｖの
過電圧に対処できる能力を持つ過電圧保護回路に関す
る。
２．先行技術の説明 通信回線は多くのソース、例えば、落雷や送電線の故障
などからの外来電気エネルギーを運ぶことがある。これ
らラインに接続された通信装置を保護するため、先行技
術による回路は複数の離散要素を含む。
最近では、半導体素子を含むスイツチング保護回路が開
発されている。しかし、これら回路は通信回路専用に修
正することはできない。通信回線用の保護回路は中央局
によって供給される一定の直流電流に起因する電圧の保
持に耐えることが要求される。これに加えて、２導線通
信回線の１つの導線とアースの間に外来電圧が出現した
とき、両方の導線をアースすることによってバランスさ
れた保護を提供することが要求される。さらに、最近の
装置は外から見えないように設置されるように設計され
る傾向を持つため保護回路は物理的にできるだけコンパ
クトであることが要求される。
本発明の目的は３線電話加入者ループに対する完全に集
積化され、また所望の保護機能を遂行できる過電圧保護
回路を提供することにある。
発明の要約 本発明による加入者者ループ過電圧保護回路において
は、過電圧状態がこのループ回路に接続された電話機に
到達するのを防ぐために遅延回路が電流の流れの方向を
制御する複数のシリコン制御電流器（ＳＣＲ）を起動す
るために使用される。
図面の簡単な説明 第１図は離散要素を使用する先行技術による過電圧保護
回路を示し： 第２図は本発明による集積過電圧保護回路を略図にて示
し：そして 第３図は本発明において使用される一例としての遅延回
路の詳細を示す。
詳細な説明 ユーザを危険な高電圧状態、例えば、送電線の障害から
保護するために加入者電話ループ上に過電圧保護回路が
使用される。電力交錯(powercross)と呼ばれるこのよう
な送電線の障害は２つの電力会社の電力線が互いに触
れ、付近の電話回線に高電圧を誘発することに起因す
る。
第１図には従来の離散要素保護回路１０が示される。回
路１０はチップリード１２とアース１４、リングリード
１６とアース１４、あるいはチップリード１２とリング
リード１６の間に起こるいずれかの極性の過電圧に対す
る保護を提供する。全部で６つの過電圧状態に対応でき
る。セットの６つのダイオードが過電圧によって誘発さ
れた電流をシステムを通じてユーザから遠ざけるように
その流れを制御（ステアリング）するのに使用される。
より具体的には、チップリード１２とアース１４との間
の正の過電圧電流はダイオード２０及び２２を通過す
る。そしてこれらリード間の負の過電圧はダイオード２
４及び２６によって対処される。ダイオード２８及び２
２はチップリード１６とアース１４の間の正の過電圧電
流を制御し、この間の負の極性の電流はダイオード３０
及び２６を通過する。チップリード１２とリングリード
１６との間の正の過電圧はダイオード２０及び３０を通
過し、これら２つのポイント間の負の過電圧と関連する
電流はダイオード２４及び２８を通過する。シリコン制
御整流器（ＳＣＲ）３２はこれら複数のダイオードを通
じて流れる電流を制御するための主制御要素として使用
される。ダイオード２０，２６及び２８の陰極はＳＣＲ
３２の陽極に接続され、ダイオード２２，２４及び３０
の陽極はＳＣＲ３２の陰極に接続される。ツェナダイオ
ード３４は過電圧閾値検出デバイスとして使用され、Ｓ
ＣＲ３２の陰極とゲートの間に接続される。任意の２つ
の端子間に大きな規模の電圧が存在すると、ツェナダイ
オード３４は降伏し、ゲートトリガ電流（ＧＴ）をＳＣ
Ｒ３２に送る。この電流はＳＣＲ３２を“オン”にする
のに十分に大きく、過電圧ライン電流はＳＣＲ３２を通
過し、適当なダイオードペアに流れる。ＳＣＲ３２は、
通常、この過電圧状態下の２つのリード間を短絡する要
素として定義される。
この回路は十分な過電圧保護を提供するが、これらは集
積回路形態にて使用される場合に幾つかの短所を持つ。
これら短所は、主に、小さなチップサイズが要求される
という一般的な要件、最高１２０ｍＡのライン電流での
保持の回避、比較的に低い電力損失及び２５６ボルトの
最大電圧と関連する。保護装置１０のサイズに関して
は、要求される1.4Ａのピーク電流を導電するために７
個の大きな面積の要素（ＳＣＲ３２及びダイオード２
０，２２，２４，２６，２８及び３０）が必要とされ
る。これらの７つの要素は自動的にチップのサイズを大
きくする。これに加えて、ＳＣＲ３２は１２０ｍＡより
大きな保持電流ＩＨ（ＳＣＲが“オン”にとどまる最小
電流）を持つことが要求される。これは比較的高いＳＣ
Ｒ３２のゲートトリガ電流ＩGTが要求されることを意味
する。つまり、過電圧ソースが電流ＩGT以下に制限する
と、保護回路１０は短絡せず、高電圧を保持し、結果と
して（５Ｗのオーダーの）非常に大きい電力損失がチッ
プ内で生じる。さらに、ゲートトリガ電流ＩGTが保持電
流ＩＨ以下になると、ライン過電圧ソースはこれら２つ
の間に電流ＩＬを加え、ＳＣＲ３２は瞬間的に低電圧状
態になるよう放電し、その後高電圧状態にガーンオフ
し、この状態で再び放電し、これが反復される。この
“オン”と“オフ”のサイクルは高周波数−高電圧発振
を起こし、極端なチップ内電力消費及びノイズが起こ
り、これが付近の回線に結合される結果となる。最後
に、十分に制御された閾値検出ツェナダイオード３４を
集積することは非常に困難である。
第２図に示される本発明による集積保護回路４０はこれ
ら問題を解決する能力を持つ。第２図に示されるごと
く、先行技術による保護回路１０と関連するダイオード
２０，２２，２４，２６，２８、及び３０の代わりに４
つの電流を制御するためのＳＣＲ４２，４４，４６、及
び４８が使用される。これら４つのＳＣＲと関連して複
数の小さな面積のブロッキングダイオード４１，４３，
４５及び４７が存在するが、これらはゲートトリガ電流
ＩGTの流れを制御するために使用される。小さな面積の
ダイオード５０，５２，５４が第１図のダイオード２
０，２６、及び２８と類似してチップリード１２、アー
ス１４、及びリングリード１６の間に置かれる。ただ
し、ダイオード５０，５２及び５４は先行技術の構成に
おいて使用される対応するダイオードと比較して非常に
小さい。先行技術による保護回路１０のＳＣＲ３２とツ
ェナダイオード３４との並列の組合せは周知のタイプの
二重拡散ＭＯＳ（ＤＭＯＳ）トランジスタ５６、遅延回
路６０、ツェナダイオード６２、及び温度補正回路６４
と置換される。これらは第２図に示されるようにダイオ
ード５０，５２，５４とＳＣＲ４２，４４，４６及び４
８との間で接続される。ツェナダイオード６２及び温度
補正回路６４を通過する電流レベルはＤＭＯＳトランジ
スタ５６をこの２つのダイオード構成の間のバッファと
して使用することによって大きく減少される。ＤＭＯＳ
トランジスタ５６の代わりに多くの他の要素を使用する
ことができる。例えば、高電圧スイツチング用途にて動
作が可能なＭＯＳトランジスタを使用することもでき
る。適当な双極回路を使用することも可能である。ただ
し、ＤＭＯＳトランジスタが最も現実的な選択であると
考えられる。第２図に示されるように、ＤＭＯＳトラン
ジスタ５６のソースはそれぞれブロッキングダイオード
４１，４３，４５及び４７を介してＳＣＲ４２，４４，
４６、及び４８のゲートに接続される。ＤＭＯＳトラン
ジスタ５６のドレインはダイオード５０，５２、及び５
６の陰極に接続され、ＤＭＯＳトランジスタ５６のゲー
トは遅延回路６０によって制御される。ツェナダイオー
ド６２及び温度補正回路６４はダイオード５０，５２，
５４の陰極と遅延回路６０の間に直列に接続される。温
度補正回路６４はツェナダイオード６２の温度による回
路動作の変動を補正する当分野において周知の任意の構
成を持つ。完全に期すために、第２図にはさらに複数の
ツェナダイオード２，４，６から構成される落雷サージ
保護回路が示される。この回路は雷による非常に大きな
スパイク過渡電圧に対してチップ１２、アース１４及び
リング１６の相互接続の間に代わりの導電経路を提供す
る。
保護回路４０のチップサイズは、第１図に示されるよう
に７つの大きな面積の要素（ＳＣＲ３２及びダイオード
２０，２２，２４，３０，２６，２８）の代わりに４つ
の大きな面積のデバイス（ＳＣＲ４２，４４，４６、及
び４８）と３つの小さなダイオード（５０，５２、及び
５４）を使用することによって、先行技術による構成と
比較してかなり小さくされる。これは電流制御要素を流
れる（1.4Ａという大きな）全短絡電流を使用せず、電
流制御関数を（ｍＡのオーダーの）ゲートトリガ電流レ
ベルに変換することによって達成される。集積回路にお
いては、ＳＣＲを提供するためのコストは大きな面積の
ダイオードを提供するためのコストと同程度であり、本
発明の保護回路４０と関連しての４個のデバイスの代わ
りに７個のデバイスを使用するという選択は、実際のチ
ップサイズに加えて、大きなコストの削減ともなる。本
発明の構成を使用する場合の幾らかの犠牲は第１図のＳ
ＣＲ３２とともに使用される単一ゲートトリガ電流の代
わりに、ＤＭＯＳトランジスタ５６を通じて流れる２倍
のオゲートトリガ電流レベルが要求されることである。
しかし、この問題は、高ＩＨ／ＩGT比、具体的には約１
０：１の比を持つＳＣＲ設計を使用することによって克
服できる。
本発明の原理によると、遅延回路６０及び並列の高電圧
短絡用ＤＭＯＳトランジスタの使用によって、第１図の
先行技術による保護回路１０と関連する高電圧調整及び
高電圧発振の問題が解決される。遅延回路６０は、大局
的には、ＤＭＯＳトランジスタ５６のゲートとソース間
に加えられる電圧を調整するペアのスイツチによって制
御される電圧分割網から構成される。より具体的には、
遅延回路６０は温度補正回路６４とトランジスタ５６の
ソースとの間に接続されたコンデンサ７０を含む。一群
の抵抗性要素７２，７４及び７６が図示されるごとくコ
ンデンサ７０とトランジスタ５６のゲートとの間に接続
される。Ｒ74として示される抵抗体７４の値はＲ72とし
て示される抵抗体７２の値より少なくとも１のオーダー
大きく選択され、抵抗体７６の値Ｒ76はＲ72より少なく
とも１のオーダー小さく選択される。コンデンサ７０間
の電圧Ｖcで見た場合の抵抗比、つまり、トランジスタ
５６のゲートソース電圧ＶGSを制御するためにそれぞれ
ペアのスイツチ８０及び８２が抵抗体７６及び７４と直
列に接続される。スイツチ８０及び８２はコンデンサ７
０が十分に充電され、例えば、約１３ボルトのゲートソ
ース電圧ＶGSにてトランジスタ５６を完全にオンにでき
るようになるまでＤＭＯＳトランジスタ５６及びＳＣＲ
４２，４４，４６及び４８がオンとなるのを阻止するよ
うに適当に起動される。従って、トランジスタ５６のゲ
ート電圧ＶGSはスイッチ８０及び８２の動作によってフ
ルの電圧に上げられるまでミリボルトの範囲にとどまる
ため、関連するＳＣＲは調整に要求される線形フィード
バックモードに動作できない。事故電流がゲートトリガ
電流ＩGTより小さい場合は、トランジスタ５６はＳＣＲ
４２，４４，４６及び４８のゲートを通るラインに対す
る短絡器として機能する。一方、事故ライン電流ＩＬが
ＩGTと保持電流ＩＨとの間であるときは、トランジスタ
５６はこの短絡電流をＳＣＲ４２，４４，４６、及び４
８と共有する。
動作において、遅延回路６０のスイツチ８０は通常“オ
ン”であり、スイツチ８２は通常“オフ”である。従っ
て、抵抗体７２及び７６はコンデンサ７０とＤＭＯＳト
ランジスタ５６との間の電圧分割網を構成する。ＤＭＯ
Ｓトランジスタ５６の間に加えられる電圧ＶGSは下の式
(1)に示されるようにコンデンサ７０の間に現れるこれ
の一部である。
抵抗体７２の値は抵抗体７６の値より、例えば、２のオ
ーダーの規模だけ大きなため、Ｒ76とＲ72の合計は概ね
Ｒ72に等しい。従って、式(1)は以下のように書き直す
ことができる。
Ｒ76／Ｒ72の値は、例えば、１／１００のオーダーであ
るため、ＶGSはコンデンサ７０間の総電圧Ｖcの小さな
部分にすぎず、ＤＭＯＳトランジスタ５６の閾値電圧Ｖ
thより十分に低く、トランジスタ５６は“オフ”状態に
とどまる。
２１０−２６５ボルトの範囲の過電圧が発生すると、ツ
ェナダイオード６２は降伏し、Ｉzにて表わされる降伏
電流の導電を始める。この電流Ｉzは温度補正回路６４
を通って遅延回路６０に入り、ここでコンデンサ７０を
充電する。充電期間のあいだスイツチ８０及び８２はそ
れぞれ“オン”及び“オフ”に保持され、従ってトラン
ジスタ５６の所のゲート電圧のその閾値以下に保持す
る。コンデンサ７０が十分に充電され、コンデンサ７０
間の電圧ＶcがＤＭＯＳトランジスタ５６の閾値電圧Ｖ
thよりかなり大きくなると（例えば、Ｖthが１３Ｖで、
コンデンサ７０がＶcが１４Ｖに達するまで充電される
と）、スイツチ８０は“オフ”となり、スイツチ８２
は、“オン”となる。スイツチ８０及び８２の動作を制
御するための一例としての回路構成が第３図との関連で
詳細に説明される。スイツチ８２が閉じると、大きな値
の抵抗体７４が抵抗体７２及びコンデンサ７０と接続さ
れ、結果としてコンデンサ電圧の殆んどがトランジスタ
５６のゲートに結合される。つまり、電圧分割式は以下
のようになる。
ここで、Ｒ74＞＞Ｒ72である。従って、Ｒ72＋Ｒ74は概
ねＲ74に等しくなり、式(3)は以下のように書き直すこ
とができる。
前述のごとく、完全に充電された電圧Ｖcはトランジス
タ５６の閾値より十分に高く選択され、従って、トラン
ジスタ５６を完全に“オン”にするのに十分であり、ト
ランジスタ５６はダイオード及び適当な極性のＳＣＲと
通じて過電圧を放電する。
コンデンサ７０は所定の時間定数にて抵抗体７２及び７
４を通じて放電するが、この時間定数は過電圧状態を通
じてトランジスタ５６が“オン”に保持されるのに十分
に長く選択される。スイツチ８２と抵抗体７４の直列接
続を横断しての電圧V1が所定の値、例えば、５ボルトに
落ちると、スイツチ８０及び８２は再び状態を変え、ト
ランジスタ５６を“オン”にする。トランジスタ５６の
閾値電圧はこのスイツチング電圧より小さいため、トラ
ンジスタ５６は線形モードの動作に入ることを妨げら
れ、従って先行技術の構成と関連するラインの高電圧保
持が抑止される。
ラインの高電圧保持の防止に加え、遅延回路６０は、ト
ランジスタ５６への大きなドライブ電圧を十分に長い時
間、例えば、２０ミリ秒間保持し、ＳＣＲ４２，４４，
４６あるいは４８が完全に“オン”にされたときドライ
ブ回路が不能にされずライン電流がＩH以下に落たとき
ライン電圧が高電圧状態に戻るようにすることによっ
て、高電圧発振の抑止を行なう。
本発明に従って構成された一例としての遅延回路６０が
第３図に詳細に示される。第２図との関連で上に説明の
ごとく、コンデンサ７０が温度補正回路６４とＤＭＯＳ
トランジスタ５６（図示なし）のソースの間に接続さ
れ、過電圧状態において流れるライン電流Ｉzはコンデ
ンサ７０の充電を開始する。ツェナダイオード９０と抵
抗体９２の直列接続がコンデンサ７０を横断して接続さ
れ、後に詳細に説明されるごとく、遅延回路６０の残り
の部分の起動が制御される。
第３図に示されるごとく、スイツチ８０は抵抗体７６と
ＤＭＯＳトランジスタ５６（図示なし）のソースの間に
接続されたｐｎｐトランジスタ１００から構成され、ｐ
ｎｐトランジスタ１００のエミッタは抵抗体７６に接続
され、ｐｎｐトランジスタ１００のコレクタはＤＭＯＳ
トランジスタ５６のソースに接続される。過電圧状態が
存在しない場合は、上に説明のごとく、スイツチ８０は
“閉じた”位置にある。つまりｐｎｐトランジスタ１０
０は“オン”にバイアスされる。スイツチ８２はｐｎｐ
トランジスタ９６及びｎｐｎトランジスタ９８、及び図
示されるごとく抵抗体７２と７４の間に接続された関連
するバイアス抵抗体９７及び９９から構成される。より
具体的には、ｐｎｐトランジスタ９６のエミッタは抵抗
体７２に接続され、ｐｎｐトランジスタ９６のベースは
抵抗体９７及びｎｐｎトランジスタ９８のコレクタの両
方に接続される。ｐｎｐトランジスタ９６のコレクタは
ｎｐｎトランジスタ９８のベース及びバイアス抵抗体９
９の両方に接続される。この抵抗体９６と９８の相互接
続は４層ｐｎｐｎデバイスの特性と類似する特性を持つ
回路構成を形成し、トランジスタ９６のベースの所に存
在する信号によってスイツチ８２及び抵抗体７４を通じ
て流れる信号流が制御される。上に説明のごとく、正常
の動作状態（つまり、過電圧が存在しない状態）におい
ては、スイツチ８２は、“開いた”状態となる。つま
り、トランジスタ９６と９８は“オフ”にバイアスされ
る。ｎｐｎトランジスタ９４及びバイアス抵抗体９５は
閾値ツェナダイオード９０とスイツチ８２の間の導電経
路として機能する。トランジスタ９４のベースはツェナ
ダイオード９０と抵抗体９２の間に接続され、ｎｐｎト
ランジスタ９４のコレクタは抵抗体９５を介してスイツ
チ８２のｐｎｐトランジスタ９６のベースに接続され
る。
第２図との関連において説明されたごとく、過電圧状態
が存在すると、ツェナ降伏電流Ｉzが遅延回路６０に流
れ、コンデンサ７０の充電を開始する。この時点におい
て、スイツチ８０は閉じ、スイツチ８２は開き、ＤＭＯ
Ｓ５６のＶGSが閾値より十分に低く保たれる。コンデン
サ７０間の電圧がこの閾値電圧以上になると、遅延回路
６０が起動させる。より具体的には、（ツェナダイオー
ド９０の閾値電圧はこの所定の閾値電圧と概ね等しく選
択されるため）ツェナダイオード９０が降伏し、スイツ
チング電流Ｉsが抵抗体９２及びｎｐｎトランジスタ９
４のベースに流れ、ｎｐｎトランジスタ９４が“オン”
となる。ｎｐｎトランジスタ９４が導電を開始すると、
電流はｐｎｐトランジスタ９６のベース及びｎｐｎトラ
ンジスタ９８のコレクタに流れ、トランジスタ９６及び
９８が“オン”となり、スイツチ８２が“閉じられ
る”。
ｐｎｐトランジスタ９６のコレクタはｐｎｐトランジス
タ１００のベースにも接続されているため、トランジス
タ９６が“オン”にされると、トランジスタ１００のベ
ースエミッタ電圧は非常に小さな値となる。これはトラ
ンジスタ１００を“オフ”にし、スイツチ８０を開く。
上に説明のごとく、スイツチ８２が閉じられ、スイツチ
８０が開かれると、抵抗体７２，７４及び７６と関連す
る電圧の分割の割合が変わり、コンデンサ７０間の電圧
Ｖｃの殆んどがＤＭＯＳトランジスタ５６に送られる。
コンデンサ７０は抵抗体７２及び７４を通じて放電を開
始する。ここでコンデンサ７０及び抵抗体７２，７４の
値はコンデンサ７０の放電時間がＤＭＯＳトランジスタ
５６への十分なドライブ電圧が保たれるのに十分に長く
なるように、例えば、１０ミリ秒となるように選択され
る。コンデンサ７０がある値、例えば、５ボルトになる
まで放電すると、抵抗体７２を流れる電流はトランジス
タ９６及び９８を“オン”に保持できないほど低くな
る。トランジスタ９６及び９８が“オフ”となると、ｐ
ｎｐトランジスタ１００は“オン”となる。つまり、ス
イツチ８２及び８０の位置はそれらの最初の状態に戻
り、遅延回路６０は次に電力交錯による過電圧の発生に
備える。
ここに説明の遅延回路６０の実施態様は単に一例であ
り、各種の変形、特にスイツチ８０及び８２の設計及び
動作に関する変形も本発明の範囲に入るものである。

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１及び第２の入力端子と接地端子からな
    る３線式通信装置と、該第１の入力端子と該第２の入力
    端子と該接地端子との任意の組合せの間で生じる正及び
    負の両方の極性の過電圧から該通信装置を保護する電話
    加入者ループ過電圧保護回路との組合せであって、 各々アノードとカソードを含み、該第１及び第２の入力
    端子及び該接地端子間に接続され、該カソードが共通の
    端子に接続されている複数のダイオード（５０，５２，
    ５４）からなる電話加入者ループ過電圧保護回路におい
    て、 該電話加入者ループ過電圧保護回路が更に、各々がアノ
    ード、カソード及びゲート端子からなる複数のシリコン
    制御整流器（ＳＣＲ）（４２，４４，４６，４８）であ
    って、該第１の入力端子と該第２の入力端子と該接地端
    子との間で相互接続され、任意の２つの端子間の正及び
    負の過電圧に起因された電流の回路を提供する複数のシ
    リコン制御整流器（ＳＣＲ）（４２，４４，４６，４
    ８）、 該複数のＳＣＲの各ＳＣＲのゲート端子と該ダイオード
    の共通端子の間に接続され、該複数のＳＣＲの各々を起
    動させる手段を提供するスイツチング手段（５６）であ
    って、該複数のＳＣＲの各々は、第１の入力端子と該第
    ２の入力端子と該接地端子の任意の対の間で生じた極性
    に基づいて起動するスイツチング手段（５６）、 該共通端子に結合され、該端子の任意の対の間に供給さ
    れる電圧が所定の過電圧閾値レベルに達したときに起動
    出力信号(Iz)を提供する過電圧閾値検出手段（６２，６
    ４）、及び 該スイツチング手段に接続された遅延手段（６０）であ
    って、該過電圧閾値検出手段からの該起動出力信号に応
    動して、該起動出力信号がスイツチング電圧レベル(Vc)
    を発生したときに該スイツチング手段をオンにする遅延
    手段（６０）を含み、 これにより、過電圧に起因された電流を適切な極性のＳ
    ＣＲ回路へ流すようにすることを特徴とする電話加入者
    ループ過電圧保護回路。
  2. 【請求項２】請求の範囲第１項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、 該遅延手段は、 該過電圧閾値検出手段を該スイツチング手段の間に接続
    されたコンデンサ（７０）であって、該過電圧閾値検出
    手段からの起動出力信号の関数である電圧Ｖcがその両
    端に発生するコンデンサ（７０）、及び 該コンデンサの両端に接続された、切換可能な抵抗器分
    割ネットワーク（７２，７４，７６，８０，８２）であ
    って、第１のスイツチ位置に構成されたときには該スイ
    ツチング手段の所定のスイツチング閾値よりも小さい第
    １の低電圧出力信号を提供し、第２のスイツチ位置に構
    成されたときには該スイツチング手段の所定のスイツチ
    ング閾値よりも大きい第２の高電圧出力信号を提供す
    る、切換可能な抵抗器分割ネットワーク（７２，７４，
    ７６，８０，８２）からなることを特徴とする電話加入
    者ループ過電圧保護回路。
  3. 【請求項３】請求の範囲第２項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、該遅延手段の該切換可能な
    抵抗器分割ネットワークは、 該コンデンサと該過電圧閾値検出手段との該接続に接続
    された第１の抵抗体（７２）と、 該第１の抵抗体の値よりも非常に大きい抵抗値を有する
    第２の抵抗体（７４）と、 該第２の抵抗体に直列に接続された第１のスイツチ（８
    ２）であって、該第２の抵抗体と該第１のスイツチの直
    列に組合せが該第１の抵抗体と該コンデンサとの間に接
    続されている第１のスイツチ（８２）と、 第１の抵抗体の抵抗値(R1)は第２の抵抗体の抵抗値(R2)
    よりも小さく、第３の抵抗体の抵抗値(R3)は該第１の抵
    抗体の抵抗値よりも小さい関係を有し(R3<R1<R2)、該第
    １の抵抗値よりも非常に小さい第３の抵抗値を有する第
    ３の抵抗体（７６）と、 該第３の抵抗体と直列に接続された第２のスイツチ（８
    ０）であって、該第３の抵抗体と該第２のスイツチの直
    列の組合せが該第１のスイツチと該第２の抵抗体の直列
    の組合せと並列に接続され、該コンデンサ間の電圧Ｖc
    が所定のスイツチングレベルに達するまでは、該第１の
    スイツチを開き該第２のスイツチを閉じて該第１の低電
    圧出力信号を保持し、所定のスイツチング電圧レベルに
    達すると該第１のスイツチを閉じ該第２のスイツチを開
    いて該コンデンサ間に出現する電圧の大半を該遅延手段
    の第２の高電圧出力信号とするように該第１及び第２の
    スイツチが制御される第２のスイツチ（８０）からなる
    ことを特徴とする電話加入者ループ過電圧保護回路。
  4. 【請求項４】請求の範囲第１項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、該スイツチング手段は、ド
    レイン端子とソース端子とゲード端子を含むＭＯＳトラ
    ンジスタからなり、該ＭＯＳトランジスタのドレインが
    該ダイオードの共通端子に結合され、該ソースが該複数
    のＳＣＲの相互接続されたゲート端子に結合され、該遅
    延手段が該ゲートとソース端子の間に接続され、該遅延
    手段からの出力がゲート−ソース電圧として該ＭＯＳト
    ランジスタに加えられることを特徴とする電話加入者ル
    ープ過電圧保護回路。
  5. 【請求項５】請求の範囲第４項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、該ＭＯＳトランジスタが二
    重拡散ＭＯＳ（ＤＭＯＳ）トランジスタからなることを
    特徴とする電話加入者ループ過電圧保護回路。
  6. 【請求項６】請求の範囲第１項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、該過電圧閾値検出手段がダ
    イオード共通端子と遅延手段の間に直列に接続されたツ
    ェナ ダイオード及び温度補正回路を含むことを特徴と
    する電話加入者ループ過電圧保護回路。
  7. 【請求項７】請求の範囲第１項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、該複数のＳＣＲは、 該第１の入力端子に接続された陽極及びアースに接続さ
    れた陰極を持つ第１のＳＣＲ（４２）、 該第１の入力端子に接続された陰極及びアースに接続さ
    れた陽極を持つ第２のＳＣＲ（４４）、 該第２の入力端子に接続された陽極及びアースに接続さ
    れた陰極を持つ第３のＳＣＲ（４６）、及び 該第２の入力端子に接続された陰極及びアースに接続さ
    れた陽極を持つ第４のＳＣＲ（４８）を含むことを特徴
    とする電話加入者ループ過電圧保護回路。
  8. 【請求項８】請求の範囲第１項に記載の通信装置と共に
    使用される電話加入者ループ過電圧保護回路において、
    該第１の入力端子がチップ−リード入力端子として定義
    されることを特徴とする電話加入者ループ過電圧保護回
    路。
  9. 【請求項９】請求の範囲第８項に記載の電話加入者ルー
    プ過電圧保護回路において、いずれかの極性を２１０か
    ら２６５ボルトの範囲の電圧がチップ、リング、及びア
    ース端子の任意の対の間に加えられたときに、該過電圧
    閾値検出手段が該出力信号を提供することを特徴とする
    電話加入者ループ過電圧保護回路。
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